JP6138035B2 - 電力変換装置及び制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置及び制御装置に関する。

従来、３レベルコンバータを備えた電力変換装置が知られている。図１０に示すように電力変換装置は、単相交流電源１と、単相交流電源１に接続されたリアクトル２と、フルブリッジ結線の３レベルコンバータ３と、３レベルコンバータ３の直流側に直列接続された平滑コンデンサ５、６と、平滑コンデンサ５、６の直列出力に接続された直流負荷７と、３レベルコンバータを制御する制御装置１２’とを備える。

また制御装置１２’に必要な信号を検出及び出力する各種機器として電力変換装置は、単相交流電源１の電圧を検出する交流電圧検出器８と、平滑コンデンサ５、６の電圧を検出する直流電圧検出器９、１０と、単相交流電源１の電流を検出する交流電流検出器１１とを備えて構成される。なお単相交流電源１は、変圧器の二次側出力の場合もあり、リアクトル２は単相交流電源１の内部インダクタンスの場合もある。

ここで３レベルコンバータには、主に２つの課題がある。第１の課題は、全電圧制御を実行することである。具体的には平滑コンデンサ５、６から検出される直流電圧Ｖｄｐ、Ｖｄｎの和（直流全電圧）を所定の値（直流電圧指令値Ｖｄ＊）に保つことである。なお全電圧を直流電圧指令値Ｖｄ＊に保つということは、直流負荷７が必要とする電力を供給することに等しい。

また第２の課題は、中性点電圧制御を実行することである。具体的には中性点電位（平滑コンデンサ５、６の接続点の電位、図１０においてはＣ点の電位）を直流全電圧の１／２にすること、或いは、直流電圧Ｖｄｐ、Ｖｄｎの差電圧をゼロにすることである。

第１の課題は、３レベルコンバータに限らず、２レベルコンバータにも共通する課題であるが、第２の課題は３レベルコンバータ特有の課題である。制御装置１２’の制御により、理想的には平滑コンデンサ５、６の直流電圧Ｖｄｐ、Ｖｄｎはバランスしているはずである。しかし実際にはアンバランス（中性点電位変動）が生じる場合がある。

例えば平滑コンデンサ５、６の容量にばらつきがあったり、経年劣化により静電容量が減少したり、直流負荷７の消費する電力が上下不平衡であったり、或いは、３レベルコンバータ３を構成する半導体スイッチの各スイッチングタイミングにばらつきがあったりすると、アンバランスが生じる。

直流電圧Ｖｄｐ、Ｖｄｎにアンバランスが生じると、３レベルコンバータ３を構成する半導体スイッチ及びクランプダイオード、或いは、３レベルコンバータ３の後段に設置される平滑コンデンサ５、６に過大な電圧が印加され、素子耐圧を越えると素子破壊を引き起こす。また定格電圧を超えて長時間駆動すると部品寿命を縮めることになる。

特許文献１には、全電圧制御及び中性点電圧制御という３レベルコンバータの課題を解決しようとする３レベルコンバータの制御装置が開示されている。以下図１０を参照して、この特許文献１に開示された制御装置について説明する。

制御装置１２’は、電圧制御部（AVR :Automatic Voltage Regulator）１３ａ、電流制御部（ACR :Automatic Current Regulator）１４及びＰＷＭ制御部（PWM :Pulse Width Modulation）１５を備えて構成される。

特に電圧制御部１３ａは、ゲイン１００、減算器１０１、１０２、電圧制御器（ＡＶＲ）１０３、１０４、減算器１０５、加算器１０６及び除算器１０９から構成される。ゲイン１００は、直流電圧指令値Ｖｄ＊の１／２の値を算出する。減算器１０１は、ゲイン１００の出力と直流電圧Ｖｄｐの差を算出する。減算器１０２は、ゲイン１００の出力と直流電圧Ｖｄｎとの差を算出する。

電圧制御器１０３は、減算器１０１の出力を入力し、入力がゼロになるような操作量Ｉｓｐ＊を出力する。電圧制御器１０４は、減算器１０２の出力を入力し、入力がゼロになるような操作量Ｉｓｎ＊を出力する。減算器１０５は、電圧制御器１０３の出力Ｉｓｐ＊と電圧制御器１０４の出力Ｉｓｎ＊との差を算出する。加算器１０６は、電圧制御器１０３の出力Ｉｓｐ＊と電圧制御器１０４の出力Ｉｓｎ＊との和を算出する。除算器１０９は、減算器１０５の出力を加算器１０６の出力で除算した商を算出する。なお加算器１０６の出力が電流実効値指令Ｉｓ＊となり、除算器１０９の出力が中性点電圧制御のための変調率操作量ΔＹｍとなる。

３レベルコンバータの課題である全電圧制御及び中性点電圧制御を解決するためには、３レベルコンバータ３から平滑コンデンサ５、６に流れる電流Ｉｄｐ、Ｉｄｎを個別に制御することができればよい。しかし一般に平滑コンデンサ５、６に流れる電流Ｉｄｐ、Ｉｄｎを直接制御することは困難であることから、特許文献１の電力変換装置においては間接的にＩｄｐ、Ｉｄｎの制御を行うようにしている。

すなわち上述したように電圧制御部１３ａは、直流負荷７に供給する直流電圧を分圧する２つの平滑コンデンサ５、６に対してそれぞれ電圧制御器１０３、１０４を備え、電圧Ｖｄｐ、Ｖｄｎが直流電圧指令値Ｖｄ＊の１／２に一致するような操作量Ｉｓｐ＊、Ｉｓｎ＊を出力する。さらにこれらの操作量の和及び差を算出することより、電流実効値指令Ｉｓ＊及び中性点電圧制御のための変調率操作量ΔＹｍを算出する。電流実効値指令Ｉｓ＊及び変調率操作量ΔＹｍは、下記式１により示される。

交流電流ｉｓの実効値Ｉｓは、電流制御部１４及びＰＷＭ制御部１５により、その指令値（電流実効値指令）Ｉｓ＊に一致する。実効値Ｉｓは、下記式２により示される。

なおＰＷＭ制御部１５において変調率操作量ΔＹｍは、Ｕ相の変調率ｙｍｕ及びＶ相の変調率ｙｍｖの双方に加算されており、Ｕ相とＶ相との差（ｙｍｕ−ｙｍｖ）は変わらない。交流電流ｉｓは、交流電源電圧ｅｓとコンバータ出力電圧ｅｃ（Ｕ相とＶ相の差電圧）の差に応じて流れるので、変調率操作量ΔＹｍは交流電流ｉｓに影響を与えない。ＰＷＭ制御部１５において、Ｕ相の変調率ｙｍｕ及びＶ相の変調率ｙｍｖは、下記式３により示される。

次に３レベルコンバータ３内の動作について説明する。３レベルコンバータは、各相４個のスイッチング素子（Ｓｕ１〜Ｓｕ４）を備えて構成されるが、非ラップ期間やゲートオフ状態（全素子オフ）を除けば３つの状態に限られる。Ｕ相のスイッチング素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４の３つ状態は、下記式４により示される。

Ｕ相から平滑コンデンサ５、６に流れる電流Ｉｄｐｕ、Ｉｄｎｕとすると、各状態におけるＩｄｐｕ及びＩｄｎｕは、交流電流ｉｓを用いて下記式５により示される。

ここで、ＰＷＭのスイッチング周期程度の時間スケールで平均的にみれば、変調率ｙｍｕを状態１〜３の存在確率とみなすことができる。ｙｍｕの存在確率は、下記式６により示される。

上記式６によりＵ相から平滑コンデンサ５、６に流れる電流Ｉｄｐｕ、Ｉｄｎｕは、下記式７により示される。

同様にしてＶ相から平滑コンデンサ５、６に流れる電流Ｉｄｐｖ、Ｉｄｎｖは、下記式８により示される。

上記式７及び８により、３レベルコンバータ３から平滑コンデンサ５、６に流れる電流Ｉｄｐ、Ｉｄｎは、下記式９により示される。

上記式９に上記式３を代入すると、平滑コンデンサ５、６に流れる電流Ｉｄｐ、Ｉｄｎは、下記式１０により示される。

変調率ｙｍの極性に応じて場合分けすると、変調率操作量ΔＹｍが微小であるならば、平滑コンデンサ５、６に流れる電流Ｉｄｐ、Ｉｄｎは、下記式１１により示される。

上記式１１により平滑コンデンサ５、６に流れる電流Ｉｄｐ及びＩｄｎの和及び差は、下記式１２により示される。

ここで、交流電源周波数の時間スケールで平均的にみれば、交流電流ｉｓ及び変調率ｙｍを、それぞれ電流実効値Ｉｓ、変調率実効値Ｙｍに置き換えることができる。交流電流ｉｓ及び変調率ｙｍをそれぞれ電流実効値Ｉｓ及び変調率実効値Ｙｍに置き換えた場合の平滑コンデンサ５、６に流れる電流Ｉｄｐ及びＩｄｎの和及び差は、下記式１３により示される。

上記式１３に上記式１及び２を代入すると、平滑コンデンサ５、６に流れる電流Ｉｄｐ及びＩｄｎの和及び差は、下記式１４により示される。

上記式１４の和及び差を求めると、平滑コンデンサ５、６に流れる電流Ｉｄｐ及びＩｄｎは、それぞれ下記式１５により示される。

以上により、電圧制御器１０３、１０４の出力Ｉｓｐ＊、Ｉｓｎ＊は、平滑コンデンサ５、６に流れる電流Ｉｄｐ、Ｉｄｎと１対１に対応し、平滑コンデンサ５、６に流れる電流Ｉｄｐ、Ｉｄｎを独立して制御可能であることから、Ｖｄｐ、Ｖｄｎを独立して制御可能なことが分かる。つまり特許文献１の電力変換装置によれば、３レベルコンバータの課題である全電圧制御及び中性点電圧制御を解決することができるとしている。

特開平１１−１１３２６３号公報

しかし特許文献１に記載の電力変換装置は、（条件１）直流負荷７が無負荷のとき、（条件２）平滑コンデンサ５、６の電圧の和（Ｖｄｐ＋Ｖｄｎ）が直流電圧指令値Ｖｄ＊に一致しているとき、かつ、（条件３）平滑コンデンサ５、６の電圧Ｖｄｐ、Ｖｄｎが不平衡のとき、の条件１〜３が揃った場合、正常に動作することができない。

直流負荷７が無負荷であり、かつ、全電圧（Ｖｄｐ＋Ｖｄｎ）が直流電圧指令値Ｖｄ＊に一致していることから、コンバータは電力を供給する必要がないので、交流電流ｉｓ＝０でよい。ところが交流電流ｉｓ＝０を上記式９に代入すると、平滑コンデンサ５、６に流れる電流はゼロ（Ｉｄｐ＝０、Ｉｄｎ＝０）になる。平滑コンデンサ５、６に流れる電流がゼロになると、平滑コンデンサ５、６の電圧は変動しないため電圧不平衡を補正することはできない。

一般に電圧制御器１０３、１０４は、比例積分制御（ＰＩ制御）を実行するための積分器を用いるが、平滑コンデンサ５、６の電圧不平衡は解消されない、つまりＶｄｐ、Ｖｄｎが直流電圧指令値Ｖｄ＊の１／２に一致しない状態が続くと、電圧制御器１０３、１０４の積分器が発散してしまうという問題が生じる。

本発明は以上の点を考慮してなされたもので、安定した全電圧制御及び中性点電圧制御を行い得る電力変換装置を提案するものである。

かかる課題を解決するために、本発明においては、単相交流電源と、単相交流電源にリアクトルを介して接続されるフルブリッジ結線のコンバータと、コンバータの直流側に直列接続される第１及び第２の平滑コンデンサと、コンバータを制御する制御装置とを備え、制御装置は、直流電圧制御装置及び中性点電圧制御装置を備え、直流電圧制御装置は、第１及び第２の平滑コンデンサから検出された第１及び第２の直流電圧を入力して、入力した第１及び第２の直流電圧を所定の直流電圧指令値に一致させるための操作量を算出するとともに算出した操作量を出力する第１及び第２の直流電圧制御部と、第１及び第２の直流電圧制御部から出力された２つの操作量を入力して、入力した２つの操作量の差を算出するとともに算出した操作量の差を出力する第１の減算部と、第１の減算部から出力された操作量の差を入力して、入力した操作量の差を所定の範囲内に収まるように制限して出力する第１の出力制限部とを備え、中性点電圧制御装置は、第１の出力制限部から出力された操作量の差に基づいて中性点電圧制御を行うことを特徴とする。

またかかる課題を解決するために、本発明においては、コンバータを制御する制御装置において、制御装置は、直流電圧制御装置及び中性点電圧制御装置を備え、直流電圧制御装置は、コンバータの直流側に直列接続された平滑コンデンサから検出された第１及び第２の直流電圧を入力して、入力した第１及び第２の直流電圧を所定の直流電圧指令値に一致させるための操作量を算出するとともに算出した操作量を出力する第１及び第２の直流電圧制御部と、第１及び第２の直流電圧制御部から出力された２つの操作量を入力して、入力した２つの操作量の差を算出するとともに操作量の差を出力する第１の減算部と、減算部から出力された操作量の差を入力して、入力した操作量の差を所定の範囲内に収まるように制限して出力する第１の出力制限部とを備え、中性点電圧制御装置は、第１の出力制限部から出力された操作量の差に基づいて中性点電圧制御を行うことを特徴とする。

本発明によれば、安定した全電圧制御及び中性点電圧制御を行うことができる。

本実施の形態における電力変換装置の回路構成図である。 ３レベルコンバータの詳細な回路構成図である。 他の３レベルコンバータの詳細な回路構成図である。 電圧制御部の詳細な回路構成図である。 電流制御部の詳細な回路構成図である。 ＰＷＭ制御部の詳細な回路構成図である。 本実施の形態の動作波形図である。 比較例の電圧制御部の回路構成図である。 比較例の動作波形図である。 従来の電力変換装置の回路構成図である。

以下図面について、本発明の一実施の形態を詳述する。
図１は、本実施の形態における電力変換装置１０００の回路構成を示す。電力変換装置１０００は、単相交流電源１と、単相交流電源１に接続されたリアクトル２と、フルブリッジ結線の３レベルコンバータ３と、３レベルコンバータ３の直流側に直列接続された平滑コンデンサ５、６と、平滑コンデンサ５、６の直列出力に接続された直流負荷７と、単相交流電源１の電圧を検出する交流電圧検出器８と、平滑コンデンサ５、６の電圧を検出する直流電圧検出器９、１０と、単相交流電源１の電流を検出する交流電流検出器１１と、３レベルコンバータ３を制御する制御装置１２とから構成される。なお単相交流電源１は変圧器の二次側出力の場合もあり、リアクトル２は単相交流電源１の内部インダクタンスの場合もある。

図２は、３レベルコンバータ３の詳細な回路構成を示す。３レベルコンバータ３は、Ｕ相ブリッジ及びＶ相ブリッジの２相から構成されるフルブリッジ構成であり、Ｕ相ブリッジは半導体スイッチＳｕ１〜Ｓｕ４（２１〜２４）及びクランプダイオード２５、２６から構成され、Ｖ相ブリッジは半導体スイッチＳｖ１〜Ｓｖ４（３１〜３４）及びクランプダイオード３５、３６から構成される。

図３は、他の３レベルコンバータ３’の詳細な回路構成を示す。他の３レベルコンバータ３’は、図２の３レベルコンバータ３と同様、Ｕ相ブリッジとＶ相ブリッジの２相から構成されるフルブリッジ構成である。Ｕ相ブリッジは半導体スイッチＳｕ１〜Ｓｕ４（４１〜４４）から構成され、Ｖ相ブリッジは半導体スイッチＳｖ１〜Ｓｖ４（５１〜５４）から構成される。他の３レベルコンバータ３’は、図２の３レベルコンバータ３からクランプダイオードを省略して回路を簡略化したものである。３レベルコンバータ３及び３’の何れにおいても全電圧制御及び中性点電圧制御という課題は共通する。

図１に戻り、３レベルコンバータを制御する制御装置１２は、電圧制御部（AVR :Automatic Voltage Regulator）１３、電流制御部（ACR :Automatic Current Regulator）１４、ＰＷＭ制御部１５（PWM :Pulse Width Modulation）を備えて構成される。

電圧制御部１３は、ゲイン１００、減算器１０１、１０２、電圧制御器１０３、１０４、減算器１０５、加算器１０６、リミッタ１０７、１０８及び除算器１０９を備えて構成される。ゲイン１００は、直流電圧指令値Ｖｄ＊の１／２の値を算出する。減算器１０１は、ゲイン１００の出力と直流電圧Ｖｄｐの差を算出する。減算器１０２は、ゲイン１００の出力と直流電圧Ｖｄｎの差を算出する。電圧制御器１０３は、減算器１０１の出力を入力して、入力がゼロになるような操作量Ｉｓｐ＊を出力する。電圧制御器１０４は、減算器１０２の出力を入力して、入力がゼロになるような操作量Ｉｓｎ＊を出力する。

また減算器１０５は、電圧制御器１０３の出力Ｉｓｐ＊と電圧制御器１０４の出力Ｉｓｎ＊との差を算出する。加算器１０６は、電圧制御器１０３の出力Ｉｓｐ＊と電圧制御器１０４の出力Ｉｓｎ＊との和を算出する。リミッタ１０７は、減算器１０５の出力を入力し、出力が所定の範囲内に収まるように制限する。リミッタ１０８は、加算器１０６の出力を入力し、出力が所定の範囲内に収まるように制限する。除算器１０９は、リミッタ１０７の出力をリミッタ１０８の出力で除算した商を算出する。なおリミッタ１０８の出力が電流実効値指令Ｉｓ＊となり、除算器１０９の出力が中性点電圧制御のための変調率操作量ΔＹｍとなる。

リミッタ１０８の制限値は、正常動作中に出力を制限しないように、コンバータの最大供給電力に対して十分余裕を持った値を設定する必要がある。また力行最大電力に対応して正の制限値、回生最大電力に対応して負の制限値をそれぞれ設定する必要がある。なおリミッタ１０８は、正常動作中には出力を制限しないことから省略してもよい。

一方リミッタ１０７は、正常動作中であっても、無負荷、或いは、無負荷に近い軽負荷状態で２つの平滑コンデンサ５、６の電圧が不平衡のときに出力を制限する必要があり、十分小さな制限値を設定する必要がある。電圧制御器１０３、１０４が発散することなく安定した全電圧制御及び中性点電圧制御を行うためには、リミッタ１０７の制限値はリミッタ１０８の制限値に比べて一桁小さくすることが望ましい。目安として例えば１／１０以下とすることが望ましい。

図４は、電圧制御器１０３及び１０４の詳細な回路構成を示す。電圧制御器１０３は、比例項ゲイン２００、積分項ゲイン２０１、加算器２０２、２０３、遅延器２０４、減算器２０５、ゲイン２０６及び加算器２０７を備えて構成される。

比例項ゲイン２００は、減算器１０１の出力とゲインＫｐとの積を出力する。積分項ゲイン２０１は、減算器１０１の出力とゲインＫｉとの積を出力する。加算器２０２は、積分項ゲイン２０１の出力と遅延器２０４の出力との和を算出する。加算器２０３は、比例項ゲイン２００の出力と加算器２０２の出力との和を算出する。遅延器２０４は、減算器２０５の出力を入力して、前回値を出力する。減算器２０５は、ゲイン２０６の出力と比例項ゲイン２００の出力との差を算出する。ゲイン２０６は、加算器２０７の出力の１／２の値を算出する。加算器２０７は、リミッタ１０７ｂの出力とリミッタ１０８の出力との和を算出する。

電圧制御器１０４は、比例項ゲイン２１０、積分項ゲイン２１１、加算器２１２、２１３、遅延器２１４、減算器２１５、ゲイン２１６及び減算器２１７を備えて構成される。

比例項ゲイン２１０は、減算器１０２の出力とゲインＫｐとの積を出力する。積分項ゲイン２１１は、減算器１０２の出力とゲインＫｉとの積を出力する。加算器２１２は、積分項ゲイン２０１の出力と遅延器２０４の出力との和を算出する。加算器２１３は、比例項ゲイン２００の出力と加算器２０２の出力との和を算出する。遅延器２１４は、減算器２１５の出力を入力して、前回値を出力する。減算器２１５は、ゲイン２１６の出力と比例項ゲイン２１０の出力との差を算出する。ゲイン２１６は、減算器２１７の出力の１／２の値を算出する。減算器２１７は、リミッタ１０７の出力とリミッタ１０８の出力との差を算出する。

遅延器２０４、２１４が電圧制御器１０３、１０４の積分器としての役割を果たすことについて説明する。まず電圧制御器１０３、１０４の出力がリミッタ１０７、１０８に制限されない場合を考える。このときリミッタ１０７の出力（ΔＩｓ＊）及びリミッタ１０８の出力（Ｉｓ＊）は、下記式１６に示される。

このときゲイン２０６及び２１６のそれぞれの出力は、下記式１７に示される。

よって遅延器２０４及び２１４のそれぞれの入力は、下記式１８に示される。

上記式１６〜１８により、遅延器２０４、２１４は、加算器２０２、２１２の出力の前回値を保持、すなわち積分項ゲイン２０１、２１１の出力をそれぞれ積算していることが分かる。

一方電圧制御器１０３、１０４の出力がリミッタ１０７、１０８に制限される場合を考える。正常動作範囲内では、リミッタ１０８に制限されることはなく、無負荷かつ２つの平滑コンデンサ５、６電圧の和（Ｖｄｐ＋Ｖｄｎ）が直流電圧指令値Ｖｄ＊に一致し、加えて２つの平滑コンデンサ５、６の電圧が不平衡（Ｖｄｐ≠Ｖｄｎ）のとき、リミッタ１０７に制限される。

このときリミッタ１０８の出力はゼロとなり、ゲイン２０６、２１６の出力はリミッタ１０７の出力の±１／２となる。この結果、積分器としての役割を担う遅延器２０４、２１４に保持される値もゼロ近傍の小さな値を取るよう初期化される。後述する動作波形（図７）において示されるように時刻ｔ１で急に負荷を投入した場合であっても、中性点電圧制御の変調率操作量ΔＹｍは小さく抑制された値をとり、かつ連続した出力になることが保証される。

図５は、電流制御部１４の詳細な回路構成を示す。電流制御部１４は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）１１０、正弦波発生器（ＳＩＮ）１１１、乗算器１１２、減算器１１３、電流制御器１１４及び減算器１１５を備えて構成される。

ＰＬＬ１１０は、交流電圧検出値ｅｃに同期した同期信号を算出する。正弦波発生器１１１は、ＰＬＬ１１０から出力される同期位相θに基づいて基準正弦波ｓｉｎθを算出する。乗算器１１２は、電圧制御部１３から出力される電流実効値指令Ｉｓ＊と正弦波発生器１１１から出力される基準正弦波ｓｉｎθとの積を算出する。

減算器１１３は、乗算器１１２の出力と交流電流検出値ｉｓとの差を算出する。電流制御器１１４は、減算器１１３の出力を入力し、入力が小さくなるような操作量を出力する。減算器１０５は、交流電圧検出値ｅｓと電流制御器１１４の出力との差を算出する。なお減算器１０５からの出力がコンバータ電圧指令ｅｃとなる。

図６は、ＰＷＭ制御部１５の詳細な回路構成を示す。ＰＷＭ制御部１５は、加算器１２２、除算器１２０、絶対値出力部（ＡＢＳ）１２３、乗算器１２４、符号反転部１２５、加算器１２６、１２７、ＰＷＭ部１２８及び１２９を備えて構成される。

加算器１２２は、直流電圧ＶｄｐとＶｄｎとの和を算出する。除算器１２０は、電流制御部１４の出力するコンバータ電圧指令ｅｃを加算器１２２の出力で除算してコンバータ変調率ｙｍを算出する。絶対値出力部１２３は、除算器１２０から出力されるコンバータ変調率ｙｍの絶対値を算出する。乗算器１２４は、絶対値出力部１２３の出力と電圧制御部１３から出力される変調率操作量ΔＹｍとの積を算出する。

また符号反転部１２５は、除算器１２０から出力されるコンバータ変調率ｙｍの符合を反転した値を出力する。加算器１２６は、除算器１２０から出力されるコンバータ変調率ｙｍに乗算器１２４の出力を加算する。加算器１２７は、符号反転部１２５の出力に乗算器１２４の出力を加算する。

またＰＷＭ部１２８は、加算器１２６の出力（Ｕ相変調率ｙｍｕ）を入力して、所定のキャリア周波数でスイッチングを行うゲート信号Ｇｐｕ１〜４を出力する。ＰＷＭ部１２９は、加算器１２７の出力（Ｖ相変調率ｙｍｖ）を入力して、所定のキャリア周波数でスイッチングを行うゲート信号Ｇｐｖ１〜４を出力する。

図７は、電力変換装置１０００における動作波形を示す。初期状態において平滑コンデンサ５、６の電圧初期値Ｖｄｐ０、Ｖｄｎ０は、それぞれ直流電圧指令値Ｖｄ＊の１／２の値よりも低く、かつ電圧負平衡状態（Ｖｄｐ０＞Ｖｄｎ０）である。

時刻ｔ０は、３レベルコンバータ３の起動直後であり無負荷状態である。よって平滑コンデンサ５、６を充電すると交流電流ｉｓ及び電流実効値指令Ｉｓ＊はゼロになる。時刻ｔ０以降、２つの平滑コンデンサ５、６の電圧Ｖｄｐ、Ｖｄｎの不平衡状態がすぐさま解消されることはないが、中性点電圧制御による変調率操作量ΔＹｍはリミッタ１０７に制限されており、後述する比較例の動作波形（図９）よりも小さな値をとる。このとき電圧制御器１０３の積分器はゼロ近傍のマイナス寄りにセットされ、電圧制御器１０４の積分器はゼロ近傍のプラス寄りにセットされている。

時刻ｔ１は、定格の２０％の負荷を投入したときの時刻である。このとき電圧制御器１０３、１０４は負荷に応じた電流実効値指令Ｉｓ＊を出力し、相応の交流電流ｉｓが流れるが、中性点電圧制御の変調率操作量ΔＹｍはリミッタ１０７に制限された値をとる。時刻ｔ１以降、平滑コンデンサ５、６の電圧Ｖｄｐ、Ｖｄｎは、激しい振動を引き起こさず、緩やかに直流電圧指令値Ｖｄ＊の１／２の値に収束していくことが示されている。

時刻ｔ２は、定格負荷を投入したときの時刻である。この場合においても平滑コンデンサ５、６の電圧Ｖｄｐ、Ｖｄｎは振動せず、それぞれ直流電圧指令値Ｖｄ＊の１／２の値を保っていることが示されている。

従って図７の場合、無負荷かつ２つの平滑コンデンサ５、６の電圧の和（Ｖｄｐ＋Ｖｄｎ）が直流電圧指令値Ｖｄ＊に一致し、加えて２つの平滑コンデンサ５、６の電圧が不平衡（Ｖｄｐ≠Ｖｄｎ）のときであっても、２つの電圧制御器１０３、１０４が発散することなく安定した全電圧制御と中性点電圧制御を行い得ることが示されている。

図８は、比較例として電圧制御部１３ｂの回路構成を示す。電圧制御部１３ｂは、図１０に示す従来の電圧制御部１３ａの暫定対策である。電圧制御部１３ａは、無負荷かつ平滑コンデンサ５、６の電圧が不平衡の場合、２つの電圧制御器１０３、１０４が発散してしまうという問題が生じる。よって暫定対策として電圧制御部１３ｂは、電圧制御器１０３、１０４の後段にリミッタ１０７ｂ、１０８を設けて構成される。他の構成は電圧制御部１３ａと同様であるためここでの説明は省略する。

なおリミッタ１０７ｂ、１０８の制限値は同一とする。リミッタ１０７ｂ、１０８ｂの制限値は、正常動作中に出力を制限しないように、コンバータの最大供給電力の１／２に対して十分余裕を持った値を設定する必要がある。また力行最大電力に対応して正の制限値、回生最大電力に対応して負の制限値をそれぞれ設定する必要がある。

図９は、電圧制御部１３ａに替えて暫定対策である電圧制御部１３ｂを備えた従来の電力変換装置の動作波形を示す。初期状態において平滑コンデンサ５、６の電圧初期値Ｖｄｐ０、Ｖｄｎ０は、それぞれ直流電圧指令値Ｖｄ＊の１／２の値よりも低く、かつ電圧負平衡状態（Ｖｄｐ０＞Ｖｄｎ０）である。

時刻ｔ０は、３レベルコンバータ３を起動直後であり無負荷状態である。よって平滑コンデンサ５、６を充電すると交流電流ｉｓ及び電流実効値指令Ｉｓ＊はゼロになる。時刻ｔ０以降、２つの平滑コンデンサ５、６の電圧Ｖｄｐ、Ｖｄｎの不平衡状態は解消されず、中性点電圧制御による変調率操作量ΔＹｍはリミッタに制限された最大値をとる。このとき電圧制御器１０３の積分器は負の最大値に飽和しており、電圧制御器１０４の積分器は正の最大値に飽和している。

時刻ｔ１は、定格の２０％の負荷を投入したときの時刻である。このとき電圧制御器１０３、１０４は負荷に応じた電流実効値指令Ｉｓ＊を出力し、相応の交流電流ｉｓが流れるが、同時に中性点電圧制御の変調率操作量ΔＹｍを過大に出力し、平滑コンデンサ５、６の電圧Ｖｄｐ、Ｖｄｎは大きく振動してしまうことが示されている。２つの平滑コンデンサ５、６の電圧Ｖｄｐ、Ｖｄｎの振動は逆位相であり、全電圧（Ｖｄｐ＋Ｖｄｎ）はほぼ一定であることから、中性点電圧制御が過大に動作していることは明らかである。

時刻ｔ２は、定格負荷を投入したときの時刻である。定格負荷を投入すると、平滑コンデンサ５、６の振動は速やかに収束し、それぞれ直流電圧指令値Ｖｄ＊の１／２の値にも一致するようになることが示されている。

なお図８に示す暫定対策を適用せず、図１０の構成の場合、時刻ｔ０にコンバータを起動した後、平滑コンデンサ５、６を充電して交流電流ｉｓ及び電流実効値指令Ｉｓ＊がゼロになると、電圧制御器１０３の積分器がマイナス無限大に発散し、電圧制御器１０４の積分器がプラス無限大に発散する。よってその時点で異常終了してしまう。

無負荷かつ２つの平滑コンデンサ５、６電圧の和（Ｖｄｐ＋Ｖｄｎ）が直流電圧指令値Ｖｄ＊に一致し、加えて２つの平滑コンデンサ５、６の電圧が不平衡（Ｖｄｐ≠Ｖｄｎ）のとき、２つの電圧制御器１０３、１０４が発散することのみを防ぐためには、図８に示す暫定対策のように電圧制御器１０３、１０４の後段にリミッタ１０７ｂ、１０８ｂを追加すればよい。

ところが図８に示す暫定対策では、電圧制御器１０３、１０４の発散を防ぐことはできても、その差に応じて出力される中性点電圧制御の変調率操作量ΔＹｍが過大になることを防ぐことはできない。理由は、リミッタ１０７ｂ、１０８ｂの制限値は、正常時に必要な供給電力よりも大きな値を設定する必要があり、小さくすることができないからである。

過大な中性点電圧制御の変調率操作量ΔＹｍを出力すると、完全無負荷のときは交流電流ｉｓが流れないために平滑コンデンサ電圧Ｖｄｐ、Ｖｄｎともに変動しないことから問題ないが、僅かでも負荷が投入されて交流電流ｉｓが流れると過剰な中性点電圧制御を行うため、図９の時刻ｔ１以降のように平滑コンデンサ電圧Ｖｄｐ、Ｖｄｎが激しく振動する。

これに対し、本実施の形態における電力変換装置１０００は、２つの電圧制御器１０３、１０４の差にリミッタ１０７を設け、直接、中性点電圧制御の変調率操作量ΔＹｍを小さく抑制することができるため、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｐ、Ｖｄｎは振動せずに安定した全電圧制御及び中性点電圧制御を行うことができる。なお厳密には、電圧制御器１０３、１０４の積分器をリミッタ１０７、１０８の出力に応じて初期化する必要がある。

１ 単相交流電源
２ リアクトル
３ ３レベルコンバータ
５、６ 平滑コンデンサ
７ 直流負荷
８ 交流電圧検出器
９、１０ 直流電圧検出器
１１ 交流電流検出器
１２ ３レベルコンバータの制御装置
１３ 電圧制御部
１４ 電流制御部
１５ ＰＷＭ制御部

Claims (6)

1. 単相交流電源と、前記単相交流電源にリアクトルを介して接続されるフルブリッジ結線のコンバータと、前記コンバータの直流側に直列接続される第１及び第２の平滑コンデンサと、前記コンバータを制御する制御装置と、前記単相交流電源の交流電圧を検出する交流電圧検出部と、前記リアクトルを流れる交流電流を検出する交流電流検出部とを備える電力変換装置であって、
   前記制御装置は、直流電圧制御装置と、中性点電圧制御装置と、交流電流制御装置とを備え、
   前記直流電圧制御装置は、前記第１及び第２の平滑コンデンサから検出された第１及び第２の直流電圧を入力して、入力した第１及び第２の直流電圧を所定の直流電圧指令値に一致させるための操作量を算出するとともに算出した操作量を出力する第１及び第２の直流電圧制御部と、前記第１及び第２の直流電圧制御部から出力された２つの操作量を入力して、入力した２つの操作量の差を算出するとともに算出した操作量の差を出力する第１の減算部と、前記第１の減算部から出力された操作量の差を入力して、入力した操作量の差を所定の範囲内に収まるように制限して出力する第１の出力制限部とを備え、
   前記中性点電圧制御装置は、前記第１の出力制限部から出力された操作量の差に基づいて中性点電圧制御を行い、
   前記直流電圧制御装置は、前記第１及び第２の直流電圧制御部から出力された２つの操作量を入力して、入力した２つの操作量の和を算出するとともに算出した操作量の和を出力する第１の加算部と、前記第１の加算部から出力された操作量の和を入力して、入力した操作量の和を所定の範囲内に収まるように制限して出力する第２の出力制限部とを備え、
   前記交流電流制御装置は、前記交流電圧検出部から検出された交流電圧、前記交流電流検出部から検出された交流電流及び前記第１の加算部から出力された操作量の和に基づいて、前記リアクトルを流れる交流電流を制御し、さらに、前記交流電圧検出部から検出された交流電圧、前記交流電流検出部から検出された交流電流及び前記第２の出力制限部から出力された操作量の和に基づいて、前記リアクトルを流れる交流電流を制御する
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記第１の出力制限部の制限値は、前記第２の出力制限部の制限値よりも小さい
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記第１及び第２の直流電圧制御部は、比例積分制御を実行するための第１及び第２の積分器と、前記第１及び第２の出力制限部の出力の和を算出する第２の加算部と、前記第１及び第２の出力制限部の出力の差を算出する第２の減算部とを備え、
   前記第１の積分器は、前記第２の加算部の出力を用いて初期化し、
   前記第２の積分器は、前記第２の減算部の出力を用いて初期化する
   ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 直流電圧制御装置と、中性点電圧制御装置と、交流電流制御装置とを備える、コンバータを制御する制御装置であって、
   前記直流電圧制御装置は、前記コンバータの直流側に直列接続された平滑コンデンサから検出された第１及び第２の直流電圧を入力して、入力した前記第１及び第２の直流電圧を所定の直流電圧指令値に一致させるための操作量を算出するとともに算出した操作量を出力する第１及び第２の直流電圧制御部と、前記第１及び第２の直流電圧制御部から出力された２つの操作量を入力して、入力した２つの操作量の差を算出するとともに操作量の差を出力する第１の減算部と、前記第１の減算部から出力された操作量の差を入力して、入力した操作量の差を所定の範囲内に収まるように制限して出力する第１の出力制限部と、前記第１及び第２の直流電圧制御部から出力された２つの操作量を入力して、入力した２つの操作量の和を算出するとともに操作量の和を出力する第１の加算部と、前記第１の加算部から出力された操作量の和を入力して、入力した操作量の和を所定の範囲内に収まるように制限して出力する第２の出力制限部とを備え、
   前記中性点電圧制御装置は、前記第１の出力制限部から出力された操作量の差に基づいて中性点電圧制御を行い、
   前記交流電流制御装置は、前記コンバータの電源である単相交流電源から検出された交流電圧、単相交流に接続されるリアクトルから検出された交流電流及び前記第１の加算部から出力された操作量の和に基づいて、前記リアクトルを流れる交流電流を制御し、さらに、前記単相交流電源から検出された交流電圧、前記リアクトルから検出された交流電流及び前記第２の出力制限部から出力された操作量の和に基づいて、前記リアクトルを流れる交流電流を制限する、
   ことを特徴とする制御装置。
5. 前記第１の出力制限部の制限値は、前記第２の出力制限部の制限値よりも小さい
   ことを特徴とする請求項４に記載の制御装置。
6. 前記第１及び第２の直流電圧制御部は、比例積分制御を実行するための第１及び第２の積分器と、前記第１及び第２の出力制限部の出力の和を算出する第２の加算部と、前記第１及び第２の出力制限部の出力の差を算出する第２の減算部とを備え、
   前記第１の積分器は、前記第２の加算部の出力を用いて初期化し、
   前記第２の積分器は、前記第２の減算部の出力を用いて初期化する
   ことを特徴とする請求項５に記載の制御装置。