CN106358354B - X射线高压发生器、谐振变换器的控制电路和控制方法 - Google Patents

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Abstract

一种谐振变换器的控制电路，谐振变换器连接有负载电路，负载电路可产生反馈电压，控制电路包括电压调节器、模式选择器、调制器和驱动器。电压控制器计算反馈电压与参考电压的差值，并对差值进行比例积分以输出调节电压。模式选择器根据调节电压选择调节方式，当调节方式为PFM调制时，输出变化的控制频率和固定的导通时间控制电压，当调节方式为PWM调制时，输出固定的控制频率和变化的导通时间控制电压。调制器根据控制频率和导通时间控制电压产生驱动脉冲，在PWM调制下，产生占空比变化、频率固定的脉冲信号作为驱动脉冲，在PFM调制下，产生频率变化、有效宽度固定的脉冲信号作为驱动脉冲。驱动器根据接收的驱动脉冲向谐振变换器输出控制信号。

Description

X射线高压发生器、谐振变换器的控制电路和控制方法
技术领域
本发明主要涉及X射线高压发生器，尤其涉及一种X射线高压发生器的谐振变换器的控制电路和控制方法。
背景技术
X射线高压发生器用于X射线治疗设备、X射线诊断设备、X射线计算机体层摄影设备(CT)等设备中。在大功率X射线高压发生器中，为了满足不同的临床需求，需要高压发生器的输出电流和电压在大范围内变化。以80kW的CT高压发生器为例，其输出电压在60～140kV之间变化，输出电流在10～1000mA之间变化。此外，为了降低系统成本，增强系统对不同网电的适应能力，其输入网电变化范围通常达到400(-20％～10％)VAC。因此，大功率X射线高压发生器的一个基本要求就是能适应宽范围输入输出的要求。
为了满足长时间放线的要求，需要开关管具有良好的散热能力，因此需要选用绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor,IGBT)作为开关器件。IGBT其具有通态压降小，散热能力强的优点，而且单位容量的成本要远低于MOSFET。IGBT具有较大的拖尾电流，为了尽可能减小IGBT的开关损耗，希望其能工作在零电流开关状态。
X射线设备对高压发生器的体积和重量有较高的要求，特别是在CT应用中，由于高压发生器放置在高速旋转的机架上面，其对体积和重量更是严格。因此，这就要求高压发生器具有较高的开关频率，以尽可能的减小高压变压器和整流电路的体积和成本。
对高压变压器而言，为了满足原副边的绝缘要求，其原副边的耦合程度有限，这导致其漏感不可忽略；而为了满足副变高压输出的要求，副变匝数通常较多，这将使其绕组分布电容不可忽略。
因此总体来说，逆变电路通常有以下要求：①需要逆变电路有较高的带载能力，以适应宽范围输出的要求；②尽可能的减小流过开关管的电流峰值以降低成本，同时减小开关管的关断损耗；③保持较高的开关频率，以减小高压变压器和整流电路的体积；④逆变电路需要适应高压变压器较大的寄生电容和寄生电感的影响。
基于LCC串并联谐振变换器的X射线高压发生器10的电路图如图1所示，包括开关管Q1-Q4组成的逆变电路11，电感Ls、电容Cs和电容Cp组成的串并联谐振电路12、高频高压变压器Tr、倍压整流器13和X射线管14。逆变电路11、串并联谐振电路12、高频高压变压器Tr和倍压整流器13组成串并联谐振逆变电路，输出高电压到X射线管14。与串联谐振相比，LCC串并联谐振可以大幅减小轻载环流，提高轻载效率。而且LCC串并联谐振电路12在可以将变压器Tr的寄生电感与分布电容包含进谐振腔，避免变压器寄生参数的不良影响。
针对上述的要求，图1所示的谐振变换器的一种调制方式是采用DCM模式下的定导通时间PFM调制。具体地说，开关管的导通时间Ton固定，通过改变开关管的开关周期Ts来调节输出电压。图2给出此种调制方式的主要波形图。这一调制方式不仅可以很方便的实现开关管的零电压开关(ZCS)，而且可以减小工作频率范围。因此，定导通时间PFM调制的LCC串并联谐振逆变电路很适合应用于高压大功率场合。
然而，定导通时间Ton的PFM调制的LCC串并联谐振变换器有一个重要不足——轻载特性较差。轻载时为了控制输出电压，开关频率需要大幅减小，甚至是减小到几百赫兹，才能保证轻载输出，这将导致高压变压器和逆变电路体积重量大幅增大。在X射线高压发生器中，轻载更轻，因此问题更严重，这是一个不可接受的缺陷。
发明内容
本发明要解决的技术问题是提供一种X射线高压发生器及其谐振变换器的控制电路和控制方法，具有改善的轻载特性。
为解决上述技术问题，本发明提供了一种谐振变换器的控制电路，谐振变换器连接有负载电路，负载电路可产生反馈电压，控制电路包括电压调节器、模式选择器、调制器和驱动器。电压控制器用于计算反馈电压与参考电压的差值，并对差值进行比例积分以输出调节电压。模式选择器用于根据调节电压选择调节方式，调节方式包括PFM调制和PWM调制，当调节方式为PFM调制时，模式选择器输出变化的控制频率和固定的导通时间控制电压，当调节方式为PWM调制时，模式选择器输出固定的控制频率和变化的导通时间控制电压。调制器与模式选择器连接，用于根据模式选择器输出的控制频率和导通时间控制电压产生驱动脉冲，其中在PWM调制下，调制器产生占空比变化、频率固定的脉冲信号作为驱动脉冲，在PFM调制下，调制器产生频率变化、有效宽度固定的脉冲信号作为驱动脉冲。驱动器与调制器连接，用于根据接收的驱动脉冲向谐振变换器输出控制信号。
在本发明的一实施例中，模式选择器包括限频器、压频振荡器、防抖滞环和模式切换开关。限频器的输入端输入调节电压，输出端输出根据调节电压产生与调节电压正相关的频率信号，且频率信号具有预设的最低频率值。压频振荡器连接限频器的输出端，压频振荡器根据频率信号产生控制频率。防抖滞环输入调节电压，且根据调节电压产生模式切换电压。模式切换开关具有第一输入端、第二输入端、控制端和输出端，第一输入端连接恒定阈值电压，第二输入端连接调节电压，控制端连接模式切换电压，输出端连接调制器，模式切换开关根据模式切换电压选择恒定阈值电压和调节电压之一作为导通时间控制电压。
在本发明的一实施例中，调制器包括锯齿波产生电路和比较器，锯齿波产生电路连接频率信号，且产生频率受控于频率信号的锯齿波信号，比较器比较锯齿波信号和导通时间控制电压，产生导通时间受控的方波信号。
在本发明的一实施例中，谐振变换器的控制电路还包括加法器，其第一输入端连接电压控制器的输出端，第二输入端连接与负载电路相关的反馈电流，加法器的输出端输出调节电压。
在本发明的一实施例中，谐振变换器的控制电路还包括依次设在电压控制器的输出端的加法器和比例积分电流控制器，加法器的正输入端连接电压控制器的输出端，加法器的负输入端连接来自谐振变换器的反馈电流，加法器的输出端输出该调节电压。
在本发明的一实施例中，谐振变换器的控制电路还包括设在电压控制器的输出端的限幅电路。
本发明还提出一种X射线高压发生器，包括谐振变换器的控制电路和谐振变换器，所述谐振变换器连接有负载电路，所述负载电路包括重载和轻载；所述负载电路为重载时，所述控制电路采用PFM模式控制所述谐振变换器，且所述谐振变换器输出第一功率；所述负载电路为轻载时，所述控制电路采用PWM模式控制所述谐振变换器，且所述谐振变换器输出第二功率，所述第二功率小于所述第一功率。
本发明还提出一种谐振变换器的控制方法，谐振变换器连接有负载电路，负载电路可产生反馈电压，控制方法包括：计算反馈电压与参考电压的差值，并对差值进行比例积分以以输出调节电压；根据调节电压选择调节方式，调节方式包括PFM调制和PWM调制，当调节方式为PFM调制时，输出变化的控制频率和固定的导通时间控制电压，当调节方式为PWM调制时，输出固定的控制频率和变化的导通时间控制电压；根据控制频率和导通时间控制电压产生驱动脉冲，其中在PWM调制下，产生占空比变化、频率固定的脉冲信号作为驱动脉冲，在PFM调制下，产生频率变化、有效宽度固定的脉冲信号作为驱动脉冲；以及根据接收的驱动脉冲向谐振变换器输出控制信号。
在本发明的一实施例中，根据调节电压选择调节方式的步骤包括：产生与调节电压正相关的频率信号，且频率信号具有预设的最低频率值；根据频率信号产生控制频率；根据调节电压产生模式切换电压；根据模式切换电压选择恒定阈值电压和调节电压之一作为导通时间控制电压。
在本发明的一实施例中，根据调节电压产生模式切换电压的步骤包括：使调节电压经过防抖滞环，防抖滞环具有预设的下限值和上限值，且当调节电压超过上限值，选择恒定阈值电压作为模式切换电压；当调节电压小于下限值，选择调节电压作为模式切换电压。
与现有技术相比，本发明使用PFM/PWM混合调制方式，使得变换器在重载时仍工作在定导通时间PFM调制模式，仅靠改变开关周期即可调节输出电压，从而保持IGBT的零电流开关状态；轻载时通过频率限幅环节，保持开关周期为最大值，通过自动调节导通时间，改变桥臂中点电压脉宽，即可调节输出电压。此时电路仍可以工作在DCM模式，保证IGBT的零电流开通。
附图说明
图1是基于LCC串并联谐振变换器的X射线高压发生器的电路图。
图2是LCC串并联谐振变换器的一种已知调制方式的调制波形。
图3是本发明第一实施例的基于LCC串并联谐振变换器的X射线高压发生器的电路图。
图4是图3所示的调制器的示例性结构图。
图5是图3所示限频器的频率与调节电压关系曲线。
图6是图3所示防抖滞环的输出电压与调节电压关系曲线。
图7是图3所示电路从PFM模式切换到PWM模式的波形图。
图8是图3所示电路从PWM模式切换到PFM模式的波形图。
图9是本发明第二实施例的基于LCC串并联谐振变换器的X射线高压发生器的电路图。
图10是本发明第三实施例的LCC串并联谐振变换器的X射线高压发生器的电路图。
图11是本发明一实施例的LCC串并联谐振变换器的驱动方法流程图。
具体实施方式
为让本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，以下结合附图对本发明的具体实施方式作详细说明。
在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是本发明还可以采用其它不同于在此描述的其它方式来实施，因此本发明不受下面公开的具体实施例的限制。
本发明的实施例描述X射线高压发生器中的谐振变换器。X射线高压发生器可以应用在例如X射线治疗设备、X射线诊断设备、X射线计算机体层摄影设备(CT)、正电子发射计算机断层显像(PET-CT)等设备中，但并不以此为限。
本发明实施例的主要特点是当负载电路为重载时，采用变频调制(PFM)，工作在DCM模式，谐振变换器输出高电压功率；当负载为轻载时，采用脉宽调制(PWM)，也是工作在DCM模式，谐振变换器输出低电压功率；此外，本发明提出的控制电路可以实现两种调制方式的平滑切换。
图3是本发明第一实施例的基于LCC串并联谐振变换器的X射线高压发生器的电路图。参考图3所示，本实施例的X射线高压发生器包括谐振变换器及其控制电路，以及负载电路，负载电路可设置为X射线管，且负载电路包括重载和轻载两种状态。谐振变换器可包括逆变电路31、串并联谐振电路32、变压器Tr以及倍压整流器33。控制电路可包括驱动器34、调制器35、模式选择器36和电压控制器37。
逆变电路31包括第一开关器件Q1、第二开关器件Q2、第三开关器件Q3和第四开关器件Q4。第一开关器件Q1和第二开关器件Q2组成超前桥臂，桥臂中点A作为逆变电路31的第一输出端。第三开关器件Q3和第四开关器件Q4组成滞后桥臂，桥臂中点B作为逆变电路31的第二输出端。第一开关器件至第四开关器件Q1-Q4例如是绝缘栅双极型晶体管(InsulatedGate Bipolar Transistor,IGBT)。第一开关器件Q1的集电极连接电源Vin的正端，发射极连接桥臂中点A。第二开关器件Q2的集电极连接桥臂中点A，发射极连接电源Vin的负端。第三开关器件Q3的集电极连接电源Vin的正端，发射极连接桥臂中点B。第四开关器件Q4的集电极连接桥臂中点A，发射极连接电源Vin的负端。各个开关器件Q1-Q4分别具有反并联二极管D1-D4。
串并联谐振电路32连接逆变电路31的第一输出端A。串并联谐振电路32例如包括电感Ls和电容Cs、电容Cp。
变压器Tr连接串并联谐振电路32以及逆变电路31的第二输出端B。变压器Tr具有寄生电感和寄生电容。
驱动器34提供第一驱动信号S1给第一开关器件Q1，第二驱动信号S2给第二开关器件Q2，第三驱动信号S3给第三开关器件Q3，第四驱动信号Q3给第四开关器件Q4。
电压调节器37具有输入端和输出端。输入端输入与X射线高压发生器的输出电压关联的反馈电压和参考电压。电压调节器37的输出端输出与反馈电压关联的调节电压Vc。电压调节器37可包括加法器以计算反馈电压与参考电压的差值，并包括比例积分器以对该差值进行比例积分，输出调节电压。
在另一实施例中，电压调节器37可分别对反馈电压和参考电压进行比例积分，并将反馈电压的比例积分结果与参考电压的比例积分结果相减，得到差值信号；当反馈电压的比例积分结果大于参考电压的比例积分结果，说明高压发生器处于重载状态；当反馈电压的比例积分结果小于参考电压的比例积分结果，说明高压发生器处于轻载状态。
模式选择器36根据调节电压Vc选择调节方式，调节方式包括定导通PFM调制和PWM调制。当调节方式为定导通PFM调制时，模式选择器36输出变化的控制频率fs和固定的导通时间控制电压VTcnst，当调节方式为定导通PFM调制时，模式选择器36输出固定的控制频率fs和变化的导通时间控制电压VTon。模式选择器36可进一步包括限频器36a、压频振荡器36b、防抖滞环36c以及模式切换开关36d。
限频器36a的输入端输入调节电压Vc，其输出端输出根据调节电压产生与调节电压Vc正相关的频率信号。限频器36a频率信号具有预设的最低频率值，即当调节电压低于一临界电压Vcrit时，频率达到最低频率fs_min，不再下降。图5是图3所示限频器的频率与调节电压关系曲线。
压频振荡器36b连接限频器36a的输出端。压频振荡器36b根据频率信号产生控制频率下的PWM信号并输出给调制器35的频率输入端。
防抖滞环36c输入调节电压Vc，且根据该调节电压产生模式切换电压Vmod。图6是图3所示防抖滞环的输出电压与调节电压关系曲线。参考图6所示，防抖滞环36c具有预设的上限值Vth_high和下限值Vth_low。当调节电压Vc小于下限值Vth_low时，模式切换电压Vmod为高电平；当调节电压Vc大于上限值Vth_high时，模式切换电压Vmod为低电平。在一个实施例中，临界电压Vcrit、上限值Vth_high和下限值Vth_low满足如下关系：Vth_low<Vth_high<Vcrit，以保证模式切换电压在高低电平之间频繁切换，保证模式切换开关36d切换的有效性。
模式切换开关36d具有第一输入端A、第二输入端B、控制端C和输出端O。第一输入端A连接恒定阈值电压VTcnst，此阈值电压用来使调制器35产生的调制信号具有恒定的导通时间Tcnst。第二输入端B连接调节电压Vc，控制端C连接模式切换电压Vmod，输出端O连接调制器35的导通时间控制输入端。模式切换开关36d根据模式切换电压Vmod选择恒定阈值电压VTcnst和调节电压Vc之一作为导通时间控制电压提供至输出端。这样，配合控制频率和导通时间控制电压，使串并联谐振变换器分别工作在PFM调制模式下和PWM调制模式下。
调制器35，具有频率输入端、导通时间控制端和调制输出端。调制器35根据输入的控制频率fs的PWM信号和导通时间控制电压VTon来产生调制信号。调制输出端连接驱动器34，用以向其提供调制信号，驱动器34则根据调制信号产生可用的驱动信号。图4是图3所示的调制器的示例性结构图。参考图4所示，调制器35进一步包括锯齿波产生电路41和比较器42。锯齿波产生电路41连接PWM信号且产生频率受控于PWM信号的锯齿波信号。比较器42比较锯齿波信号和导通时间控制电压，产生导通时间受控的方波信号。此信号在与门处控制PWM信号，产生提供给驱动器34的调制信号。在此示例中，锯齿波产生电路41通过RC充电回路来生成斜率固定的锯齿波。通过PWM信号驱动三极管给充电电容C放电，来调节锯齿波的频率，正是由于锯齿波的频率变化而斜率固定，从而可以实现定导通时间的PFM调制。在另一实施例中，也可以通过数字控制，例如通过计数器实现变频定斜率的锯齿波，从而实现定导通时间PFM调制。在一个实施例中，当谐振变换器连接的负载电路为重载时，控制电路控制谐振变换器处于PFM调制模式，谐振变换器输出第一功率(高电压功率)。在另一实施例中，当谐振变换器连接的负载电路为轻载或无负载时，控制电路控制谐振变换器处于PWM调制模式，谐振变换器输出第二功率(低电压功率)。需要说明的是，第二功率小于第一功率。
本实施例的逆变电路在轻、重载模式切换时的工作原理如下：
谐振变换器连接的负载电路为重载时，仅靠PFM调制即可调节输出电压。此时模式切换电压Vmod处于低电平，模式切换开关36d的输出端O连接到第一输入端A，逆变电路31的开关器件Q1-Q4的导通时间Ton为固定值Tcnst。轻载时仅靠PFM调制将无法控制输出电压，此时电压调节器37输出的调节电压Vc将不断减小，首先是减小到限频器36a的临界值Vcrit以下，此时开关频率将固定在最低频率fs_min处。若输出电压仍不可控，调节电压Vc将进一步减小，直至小于防抖滞环36c的下限值Vth_low，此时模式切换电压Vmod将上跳为高电平，模式切换开关36d动作，输出端O将连接到第二输入端B，开关器件Q1-Q4的导通时间Ton将由调节电压Vc控制，通过调节开关管的占空比来控制输出电压，整个过程如图7所示。
谐振变换器连接的负载电路由轻载切换到重载时，LCC串并联谐振变换器的电压传输增益将大幅降低，而此时逆变电路工作在最低频率fs_min处，仅靠PWM模式下增大开关管的占空比已无法满足输出电压的要求，电压调节器37将增大Vc以提高输出电压，当输出仍无法满足要求时，Vc将增大到防抖滞环38的上限值Vth_high以上，此时Vmod将下跳为低电平，模式切换开关36d动作，输出端O将重新连接到第一输入端，开关器件Q1-Q4的导通时间Ton将重新变为固定值Tcnst，同时Vc将进一步增大到限频环节门限值Vcrit以上，开关频率fs将随之改变，以控制输出电压，整个过程如图8所示。
由此，本实施例采用PFM/PWM混合调制方式，使得变换器在负载电路为重载时仍工作在定导通时间PFM调制模式，仅靠改变开关周期Ts即可调节输出电压，从而保持IGBT的零电流开关状态；负载电路为轻载时，通过频率限幅环节，保持开关周期Ts为最大值，通过自动调节导通时间Ton，改变桥臂中点电压VAB脉宽，即可调节输出电压。此时电路仍可以工作在DCM模式，保证IGBT的零电流开通。
图9是本发明第二实施例的LCC串并联谐振变换器的X射线高压发生器的电路图。参考图9所示，本实施例的X射线高压发生器还包括加法器91，其第一输入端连接电压调节器37的输出端，第二输入端连接与X射线高压发生器的负载电流相关的反馈电流，加法器91的输出端输出调节电压Vc。也就是说，此实施例的调节电压Vc是经过加法器91调整的。反馈电流与负载电流之间可具有比例系数K。此实施例的优点是加入了负载电流前馈，同时前馈支路不影响模式切换过程，可以改善逆变电路的负载响应特性。
图10是本发明第三实施例的基于LCC串并联谐振变换器的X射线高压发生器的电路图。参考图10所示，本实施例的X射线高压发生器还包括依次设在电压调节器37的输出端的加法器1001和比例积分电流控制器1002。加法器1001的一个输入端连接电压调节器37的输出端，加法器1001的另一个输入端连接来自串并联谐振变换器的反馈电流，加法器1001的输出端输出该调节电压。反馈电流可以经过整流单元1003整流后，乘以比例系数K得到。本实施例采用了电压电流双闭环控制，也不影响模式切换过程，可以改善逆变电路的控制特性。
在较佳实施例中，还可包括设在电压控制器37的输出端的限幅电路1004。限幅电路1004可以限制谐振腔的最大电流，保护开关器件。
图11是本发明一实施例的LCC串并联谐振变换器的控制方法流程图。本实施例的控制方法可以在图3、9或图10所示的电路中实施，也可以在其他电路中实施。参考图11所示，方法包括以下步骤：
在步骤1101，计算反馈电压与参考电压的差值，并对差值进行比例积分以以输出调节电压。
在步骤1102，根据调节电压选择调节方式。
在此，调节方式包括定导通PFM调制和PWM调制，当调节方式为定导通PFM调制时，输出变化的控制频率和固定的导通时间控制电压，当调节方式为定导通PFM调制时，输出固定的控制频率和变化的导通时间控制电压。
在步骤1103，根据控制频率和导通时间控制电压产生驱动脉冲。
在此，在PWM调制下，产生占空比随所述导通时间控制电压变化而频率固定的脉冲信号作为驱动脉冲，在定导通PFM调制下，产生频率随所述控制频率变化而有效宽度固定的脉冲信号作为驱动脉冲。
在步骤1104，根据接收的驱动脉冲向谐振变换器输出控制信号。
虽然本发明已参照当前的具体实施例来描述，但是本技术领域中的普通技术人员应当认识到，以上的实施例仅是用来说明本发明，在没有脱离本发明精神的情况下还可作出各种等效的变化或替换，因此，只要在本发明的实质精神范围内对上述实施例的变化、变型都将落在本申请的权利要求书的范围内。

Claims (10)

1.一种LCC串并联谐振变换器的控制电路，所述谐振变换器连接有负载电路，所述负载电路可产生反馈电压，所述控制电路包括：
电压调节器，用于计算所述反馈电压与参考电压的差值，并对所述差值进行比例积分以输出调节电压；
模式选择器，用于根据所述调节电压选择调节方式，所述调节方式包括PFM调制和PWM调制，当所述调节方式为PFM调制时，所述模式选择器输出变化的控制频率和固定的导通时间控制电压，当所述调节方式为PWM调制时，所述模式选择器输出固定的控制频率和变化的导通时间控制电压；
调制器，与所述模式选择器连接，用于根据所述模式选择器输出的控制频率和导通时间控制电压产生驱动脉冲，其中在PWM调制下，所述调制器产生占空比变化、频率固定的脉冲信号作为驱动脉冲，在PFM调制下，所述调制器产生频率变化、有效宽度固定的脉冲信号作为驱动脉冲；
驱动器，与所述调制器连接，用于根据接收的驱动脉冲向所述谐振变换器输出控制信号。
2.如权利要求1所述的LCC串并联谐振变换器的控制电路，其特征在于，所述模式选择器包括：
限频器，其输入端输入所述调节电压，其输出端输出根据所述调节产生与所述调节电压正相关的频率信号，且所述频率信号具有预设的最低频率值；
压频振荡器，连接所述限频器的输出端，所述压频振荡器根据所述频率信号产生所述控制频率；
防抖滞环，输入所述调节电压，且根据所述调节电压产生模式切换电压；
模式切换开关，具有第一输入端、第二输入端、控制端和输出端，所述第一输入端连接恒定阈值电压，所述第二输入端连接所述调节电压，所述控制端连接所述模式切换电压，所述输出端连接所述调制器，所述模式切换开关根据所述模式切换电压选择所述恒定阈值电压和所述调节电压之一作为导通时间控制电压。
3.根据权利要求1所述的LCC串并联谐振变换器的控制电路，其特征在于，所述调制器包括锯齿波产生电路和比较器，所述锯齿波产生电路连接所述频率信号，且产生频率受控于所述频率信号的锯齿波信号，所述比较器比较所述锯齿波信号和所述导通时间控制电压，产生导通时间受控的方波信号。
4.根据权利要求1所述的LCC串并联谐振变换器的控制电路，其特征在于，还包括加法器，其第一输入端连接所述电压控制器的输出端，第二输入端连接与所述负载电路相关的反馈电流，所述加法器的输出端输出所述调节电压。
5.根据权利要求1所述的LCC串并联谐振变换器的控制电路，其特征在于，还包括依次设在所述电压控制器的输出端的加法器和比例积分电流控制器，所述加法器的正输入端连接所述电压控制器的输出端，所述加法器的负输入端连接来自所述谐振变换器的反馈电流，所述加法器的输出端输出所述调节电压。
6.根据权利要求1或5所述的LCC串并联谐振变换器的控制电路，其特征在于，还包括设在所述电压控制器的输出端的限幅电路。
7.一种X射线高压发生器，包括如权利要求1-6任一项所述的LCC串并联谐振变换器的控制电路和LCC串并联谐振变换器，所述LCC串并联谐振变换器连接有负载电路，所述负载电路包括重载和轻载；
所述负载电路为重载时，所述控制电路控制所述谐振变换器处于PFM调制模式，且所述谐振变换器输出第一功率；
所述负载电路为轻载时，所述控制电路控制所述谐振变换器处于PWM调制模式，且所述谐振变换器输出第二功率，所述第二功率小于所述第一功率。
8.一种LCC串并联谐振变换器的控制方法，所述LCC串并联谐振变换器连接有负载电路，所述负载电路可产生反馈电压，所述控制方法包括：
计算所述反馈电压与参考电压的差值，并对所述差值进行比例积分以输出调节电压；
根据所述调节电压选择调节方式，所述调节方式包括PFM调制和PWM调制，当所述调节方式为PFM调制时，输出变化的控制频率和固定的导通时间控制电压，当所述调节方式为PWM调制时，输出固定的控制频率和变化的导通时间控制电压；
根据所述控制频率和导通时间控制电压产生驱动脉冲，其中在PWM调制下，产生占空比变化、频率固定的脉冲信号作为驱动脉冲，在PFM调制下，产生频率变化、有效宽度固定的脉冲信号作为驱动脉冲；以及
根据接收的驱动脉冲向所述谐振变换器输出控制信号。
9.如权利要求8所述的LCC串并联谐振变换器的控制方法，其特征在于，根据所述调节电压选择调节方式的步骤包括：
产生与所述调节电压正相关的频率信号，且所述频率信号具有预设的最低频率值；
根据所述频率信号产生所述控制频率；
根据所述调节电压产生模式切换电压；
根据所述模式切换电压选择恒定阈值电压和所述调节电压之一作为导通时间控制电压。
10.根据权利要求9所述的LCC串并联谐振变换器的控制方法，其特征在于，根据所述调节电压产生模式切换电压的步骤包括：使所述调节电压经过防抖滞环，所述防抖滞环具有预设的下限值和上限值，且当所述调节电压超过所述上限值，选择所述恒定阈值电压作为所述模式切换电压；当所述调节电压小于所述下限值，选择所述调节电压作为所述模式切换电压。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107070234B (zh) * 2017-03-24 2019-02-01 上海联影医疗科技有限公司 串联谐振变换器的控制电路和控制方法
EP3419153A1 (en) * 2017-06-20 2018-12-26 Koninklijke Philips N.V. A control circuit for controlling a resonant power converter
CN107809178B (zh) 2017-11-03 2021-06-11 上海联影医疗科技股份有限公司 一种高压发生器及其控制方法
CN110504837B (zh) * 2018-05-16 2020-10-30 台达电子工业股份有限公司 电源转换电路及电源转换电路控制方法
CN109802569B (zh) * 2018-09-17 2021-02-12 合肥博鳌电气科技有限公司 一种llc谐振变换器轻载控制方法
JP6988839B2 (ja) * 2019-02-01 2022-01-05 オムロン株式会社 共振型コンバータ制御回路とその制御方法及び共振型コンバータ
CN110729901B (zh) * 2019-09-03 2020-08-18 深圳市崧盛电子股份有限公司 一种供电电源及led光源
CN110635708A (zh) * 2019-11-06 2019-12-31 上海联影医疗科技有限公司 高压直流电源、高压脉冲调制器以及放疗设备
CN116250171A (zh) 2021-04-23 2023-06-09 宁德时代新能源科技股份有限公司 变换器的控制方法及装置、可读存储介质
CN114630476A (zh) * 2022-02-28 2022-06-14 珠海市睿影科技有限公司 一种用于壁挂式口腔x射线机管电压可调控制电路
CN116113129B (zh) * 2023-02-28 2023-09-12 无锡日联科技股份有限公司 一种用于x射线源的输出电压可调的供电控制系统

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101064476B (zh) * 2006-04-30 2012-06-27 艾默生网络能源系统北美公司 一种谐振直流/直流变换器及其控制方法
CN101707440A (zh) * 2009-11-12 2010-05-12 中兴通讯股份有限公司 Llc谐振变换器控制方法、同步整流控制方法及装置
CN102214997B (zh) * 2010-04-07 2013-11-06 光宝电子(广州)有限公司 谐振变换装置与谐振变换器的控制模块及其方法
US9276480B2 (en) * 2013-04-23 2016-03-01 Virginia Polytechnic Institute And State University Optimal trajectory control for LLC resonant converter for LED PWM dimming
US9548668B2 (en) * 2014-03-14 2017-01-17 Futurewei Technologies, Inc. Hybrid power converter and method

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