JP2008035592A - 直流電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】三相電源を入力とする直流電源装置において、入力力率の改善と高調波電流の低減を簡単な構成で実現することを目的とする。
【解決手段】三相交流電源１と接続される第１のダイオードブリッジ１６と、交流リアクトル２〜４を介して接続される第２のダイオードブリッジ５と、この第２のダイオードブリッジ５と第２のダイオードブリッジ１６の直流出力端間に接続される直流リアクトル１７、１８と、平滑用コンデンサ１４と、負荷１５とを具備し、第２のダイオードブリッジ５の直流出力に並列に２個直列接続した第３、第４のダイオードブリッジ６、７と、第２のダイオードブリッジ５の交流入力端と第３、第４のダイオードブリッジ６、７の交流入力端との間にコンデンサ８〜１３とを備えることにより、簡単な構成で入力力率の改善と高調波電流低減が可能となる。
【選択図】図１

Description

本発明は、三相交流電源を直流に変換するとともに入力力率の改善と高調波電流低減を図る直流電源装置に関するものである。

従来、三相交流を直流に変換する直流電源装置としては、６個のダイオードから成るダイオードブリッジとその直流出力端に設けられた直流リアクトルとを組み合わせた、いわゆる三相全波整流を行う直流電源装置が最も基本的なものとして、広く一般的に用いられている。

しかし、このような単純な方式の直流電源装置では力率を一定レベル以上に改善することができず、発生する高調波電流による系統への悪影響についても問題とされてきた。

そこで、近年、力率改善と高調波電流低減とを目的として、三相交流電源の電流波形を正弦波に近づけて、電源電圧を直流電圧に変換する直流電源装置が開発されている。

このような直流電源装置としては、主としてスイッチング素子を数ｋＨｚから十数ｋＨｚで駆動することでスイッチング素子を流れる電流を高速制御し、目標となる基準正弦波形に追従させる方式がとられることが多い。

しかしながら、このような直流電源装置は、部品点数が多く制御手段が複雑となることや、スイッチング素子のオンオフにより発生する電気的ノイズの発生、部品点数の多さに起因するコスト高などの課題があった。

一方、スイッチング素子を利用しない直流電源装置では、一般的に用いられる力率改善と高調波低減の手段として交流入力側に交流リアクトルを挿入することが行われている。

しかし、海外の高調波電流規制に対応するためには交流リアクトルのインダクタンスを数十ｍＨ程度に設定する必要があり、この場合は負荷量が増えるに従って直流電圧が大幅に低下するという課題と、入力力率が遅れ力率となって悪化するという課題があるため適用範囲は限られていた。

そこで近年、スイッチング素子を有する電源装置に対して回路の簡素化と低コストを実現するとともに、単なる交流リアクトルの適用に比して高負荷時に直流電圧の低下と力率悪化を防止でき、かつ高調波電流低減が可能な直流電源装置が提案されている。

例えば、従来の受動部品を組み合わせて力率改善と高調波電流低減とを図る直流電源装置としては、三相交流電源に接続される６個のダイオードから成るダイオードブリッジと、このダイオードブリッジの正極出力側の３個のダイオードにそれぞれ並列に接続された３個のコンデンサと、ダイオードブリッジの交流入力端子と三相交流電源との間にそれぞれ介挿されて３個のコンデンサとの間で、三相交流電源の周波数に等しい周波数の共振回路を形成する３個の交流リアクトルとを具備した直流電源装置がある（例えば、特許文献１参照）。

以下、図面を参照しながら従来の直流電源装置について説明する。

図１９は、特許文献１に記載されている三相交流電源から直流電力を得る従来の直流電源装置の構成図である。

この直流電源装置のダイオードブリッジ５は、正極出力側の３個のダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３と負極出力側の３個のダイオードＤ４、Ｄ５、Ｄ６からなる。そして正極出力側の各ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３には、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３がそれぞれ並列接続されている。

Ｕ相、Ｖ相およびＷ相からなる、三相交流電源１のＵ相電源Ｕｇとダイオードブリッジ５の第１の電源入力端ｕ（ダイオードＤ１のアノードとダイオードＤ４のカソード）との間には第１の交流リアクトルＬ１が直列に介挿され、また同様にＶ相電源Ｖｇと第２の電源入力端ｖ（ダイオードＤ２のアノードとダイオードＤ５のカソード）との間には第２の交流リアクトルＬ２が介挿され、Ｗ相電源Ｗｇと第３の電源入力端ｗ（ダイオードＤ３のアノードとダイオードＤ６のカソード）との間には第３の交流リアクトルＬ３が介挿されている。

ダイオードブリッジ５の正極出力側は出力端ＯＵＴ１に接続され、負極出力側は出力端ＯＵＴ２に接続されている。ここで、出力端ＯＵＴ２を接地すると直流電源装置の直流電圧は正電圧となる。

なお、直流電圧は、例えばリアクトルＬｆとコンデンサＣｆからなる平滑回路で平滑され負荷抵抗ＲＬに供給される。

以上のように構成された直流電源装置においては、各相電源Ｕｇ、Ｖｇ、Ｗｇから電源入力端ｕ、ｖ、ｗに流れる各相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗは、ダイオードＤ１からＤ６の整流作用によって正弦波化される。この電流の正弦波化についてＵ相を例に説明する。

図２０は、Ｕ相電源Ｕｇからダイオードブリッジ５の第１の電源入力端ｕを経由して、ダイオードＤ１、Ｄ４およびコンデンサＣ１に流れる電流ｉｕと、三相交流電源１の電源波形を説明するための波形図である。

また、図２１はＵ相電源ＵｇによるＵ相電流ｉｕを説明するための図である。ここで前記各相電源Ｕｇ、Ｖｇ、Ｗｇの各出力電圧（以下、「Ｕ相電圧、Ｖ相電圧、Ｗ相電圧」）ｅｕ、ｅｖ、ｅｗを、
ｅｕ＝Ｅｍ×ｓｉｎωｔ
ｅｖ＝Ｅｍ×ｓｉｎ（ωｔ−２π／３）
ｅｗ＝Ｅｍ×ｓｉｎ（ωｔ−４π／３）
とする。

なおＥｍは各相電圧の最大値であり、角度の単位はラジアンである。また、ωは三相交流電源１の角周波数であり、ｔは時刻である。

図２０中、時刻ｔ０では、Ｕ相電圧ｅｕは負、Ｖ相電圧ｅｖは正、Ｗ相電圧ｅｗは正の関係にあり、Ｕ相電圧ｅｕは略負の最大値となっている。

このとき、図２１（ａ）に示すように、ダイオードＤ４は導通しており、負極出力側から電流ｉｄ４が流れている。ダイオードＤ４の順方向電圧降下Ｖｆは略０ボルトとみなしている。

一方ダイオードＤ１は遮断しており、コンデンサＣ１には、正極出力側から電流ｉｃの絶対値電流Ｉｃ（以下、電流Ｉｃは電流ｉｃの絶対値を表すものとする）が充電電流として流れることで、コンデンサＣ１は正極出力側に接続された端子を正電圧として充電する。

従って、電流ｉｄ４と電流ｉｃとは電源入力端ｕから交流リアクトルＬ１を介してＵ相電源Ｕｇへと流れるＵ相電流ｉｕとなり、Ｕ相電流ｉｕの絶対値Ｉｕは（以下、Ｕ相電流ＩｕはＵ相電流ｉｕの絶対値を表すものとする）、
Ｉｕ＝ｉｄ４＋Ｉｃ・・（１）
となる。

なお電流の流れる方向を明確にするため、Ｕ相電流ｉｕとコンデンサＣ１の電流ｉｃは絶対値で表示している。またＵ相電圧ｅｕの絶対値電圧を電圧Ｅｕとする。以下、絶対値で表示した電流等は電流の流れる方向等を明確にするためである。

またコンデンサＣ１の充電電圧を電圧Ｖｃとする。後述するように時刻ｔ０以前に、コンデンサＣ１は既に充電状態にあるが、時刻ｔ０以降、コンデンサＣ１は電流Ｉｃによって更に充電され、電圧Ｖｃはその最大値まで上昇する。その後にＵ相電圧ｅｕが正となると、図２１（ｂ）に示すように電流Ｉｃはコンデンサの充電電流から放電電流へと変わる。

このときＵ相電流Ｉｕは、
Ｉｕ＝Ｉｃ−ｉｄ４・・（２）
である。

電流Ｉｃが充電電流から放電電流へと変わった時（この時刻をｔｃとする）には、図２０に示すようにＶ相電圧ｅｖはＵ相電圧ｅｕに比べて低電圧となっているので、Ｖ相電圧ｅｖが印加されているダイオードＤ５がやがて導通し、ダイオードＤ４に流れていた電流ｉｄ４は、ダイオードＤ５へ流れるようになり、ダイオードＤ４が遮断する。

このようにしてダイオードＤ４が遮断する時刻はｔ１であり、このときダイオードＤ４のアノード・カソード間電圧は逆方向電圧となる。この逆方向電圧をＶｒとすると、Ｖｒは負である。

かくして、時刻ｔ０〜時刻ｔ１の期間では、交流リアクトルＬ１とコンデンサＣ１で構成される共振回路に、電源周波数に共振した共振電流が流れることになる（以下、電源周波数に共振した共振回路を「共振回路」と表示する）。時刻ｔ１を経過すると、上述したように、ダイオードＤ４が遮断し且つ電流Ｉｃは既にコンデンサＣ１の電圧Ｖｃの放電電流となっている。

このとき、コンデンサＣ１が放電し尽くすまでの期間、図２１（ｃ）に示すように、コンデンサＣ１に並列接続されたダイオードＤ１は、カソード側が正電圧であるので遮断している。

従って、この期間では、Ｕ相電流Ｉｕと電流Ｉｃとは等しくなり、
Ｉｕ＝Ｉｃ・・（３）
となる。

やがてコンデンサＣ１が放電し尽くすと、ダイオードＤ１は導通して電流ｉｄ１が流れる。このようにしてダイオードＤ１が導通する時刻はｔ２となる。

一方、時刻ｔ１から時刻ｔ２に至る期間では、ダイオードＤ４の逆方向電圧Ｖｒは、コンデンサＣ１の放電による電圧Ｖｃの減少に伴い、０Ｖから次第に上昇している。かくして、時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間、交流リアクトルＬ１とコンデンサＣ１の共振回路に共振電流が流れることになる。

上述したように、コンデンサＣ１が放電し尽くして、電流ｉｄ１がダイオードＤ１に流れると（時刻ｔ２を経過すると）、電圧Ｖｃ（ダイオードＤ１の順方向電圧降下Ｖｆと同一電圧）は略０ボルトになる。このときＵ相電流Ｉｕと電流の絶対値Ｉｄ１とは等しくなり（以下、電流Ｉｄ１はＵ相電流ｉｄ１の絶対値を表すものとする）、
Ｉｕ＝Ｉｄ１・・（４）
となって、Ｕ相電流ｉｕ（電流ｉｄ１）が出力端ＯＵＴ１から負荷へ供給される。やがてＵ相電流ｉｕの極性は反転するが、この反転する時刻を時刻ｔ３とする。

上述したように、時刻ｔ２から時刻ｔ３までは、交流リアクトルＬ１はコンデンサＣ１と共振回路を構成しない。

しかし、ダイオードブリッジ５としては、図２２に示すように、Ｖ相では交流リアクトルＬ２とコンデンサＣ２とが、Ｗ相では交流リアクトルＬ３とコンデンサＣ３とが共振回路として作用するので、Ｖ、Ｗ各相の共振電流（電源入力端ｖ、ｗから流出する電流）が交流リアクトルＬ１を介して電源入力端ｕに流れることになる。

かくして、時刻ｔ２からｔ３の期間、交流リアクトルＬ１には共振電流が流れることになる。

なお、図２２は、遮断しているダイオードの図示を省略し、導通しているダイオードのみを示している。また、ダイオードＤ１は導通しているので、コンデンサＣ１はコンデンサとして作用しないため、図示を省略している。

時刻ｔ３で、Ｕ相電流ｉｕの極性が反転してダイオードＤ１が遮断し、その後、時刻ｔ３を経過しても、ダイオードＤ４は未だ導通していないため、コンデンサＣ１には、電源入力端ｕに向かって（充電）電流ｉｃが流れ、電圧Ｖｃが上昇する。この電流はＵ相電流ｉｕとなる。従って、この期間では、Ｕ相電流Ｉｕと電流Ｉｃとは等しくなり、
Ｉｕ＝Ｉｃ・・（５）
となる。

一方、ダイオードＤ４には、時刻ｔ１以降、逆方向電圧Ｖｒが印加されているが、出力端ＯＵＴ１およびＯＵＴ２に発生する直流電圧をＶ１０とすると、
Ｖ１０＝Ｖｃ＋Ｖｒ
となる。

ここで直流電圧Ｖ１０は、Ｕ相電圧ｅｕ、Ｖ相電圧ｅｖおよびＷ相電圧ｅｗによって電源入力端ｕ、ｖ、ｗに発生する各瞬時電圧の絶対値の最も高い電圧を出力したものである。

従って、直流電圧Ｖ１０は、Ｕ相電圧ｅｕのみならずＶ相電圧ｅｖおよびＷ相電圧ｅｗに相互に関連した電圧となる。

よって、ダイオードＤ４を遮断している逆方向電圧Ｖｒも、一時、Ｖ相電圧ｅｖおよびＷ相電圧ｅｗに対応して上昇するが、やがて電圧Ｖｃの上昇と直流電圧Ｖ１０の低下に伴い、ダイオードＤ４の逆方向電圧Ｖｒは０ボルトに低下し、ダイオードＤ４のアノード・カソード間電圧の極性が反転してダイオードＤ４は導通する。このダイオードＤ４が導通する時刻を時刻ｔ４とする。このときコンデンサＣ１は、電流ｉｃで引き続き充電されている。

以上より、時刻ｔ３からｔ４の期間、交流リアクトルＬ１とコンデンサＣ１の共振回路に共振電流が流れることになる。

ここで時刻ｔ４におけるダイオードブリッジ５の動作状態は時刻ｔ０におけるダイオードブリッジ５の動作状態と同一であり、前述したように時刻ｔ０においてコンデンサＣ１は既に充電状態にあることになる。

こうしてダイオードブリッジ５は、上述した時刻ｔ０からｔ４の期間の動作を繰り返す。

以上のように、従来の直流電源装置では、Ｕ相電流ｉｕが共振回路によって正弦波状となり、同様にＶ相・Ｗ相電流についても正弦波状の電流が流れることから、高調波電流を低減することが可能となる。

また、負荷容量によって交流リアクトルＬ１からＬ３のインダクタンスとコンデンサＣ１からＣ３の定数を適切に選定することにより、定格負荷時の入力力率をほぼ１にすることが可能となる。
特開２００２−３６９５３０号公報

しかしながら、前記従来の直流電源装置の構成では、高調波電流の発生を抑えつつ定格負荷時の入力力率を９９％程度として最大になるよう、交流リアクトルとダイオードに並列接続されるコンデンサの定数を選定すると、ほとんどの場合、５０％負荷時には入力力率は９０％程度まで低下してしまう。

これはコンデンサの位相進み電流の影響によるものである。

従って、常時、定格負荷運転とする場合には問題ないが、通常よく使用する５０％以下の負荷率で運転するような場合には不利となる。また、高調波電流を低減し、定格負荷時の入力力率を９９％程度にするためには、使用する交流リアクトルのインダクタンスが大きくなり、回路全体の外形、重量、コスト面での課題となっていた。

本発明は、前記従来の課題を解決するものであり、定格負荷時の入力力率を９９％程度となるように各部品の定数を選定しても、負荷率５０％時の入力力率の低下を５％以下に抑えるとともに、三相入力機器での高調波電流として最も問題となる５次高調波電流を低減するものである。

そして、さらに交流リアクトルのインダクタンスを従来回路に比較して半分以下にすることで直流リアクトルも含めたリアクトル全体での体積重量の低減を図り、ひいては装置全体の小型化と軽量化、コスト低減をも実現することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明の直流電源装置は、三相交流電源に接続される第１のダイオードブリッジと、三相交流電源と交流リアクトルを介して接続される第２のダイオードブリッジと、第１のダイオードブリッジと第２のダイオードブリッジの直流出力端間にそれぞれ接続される直流リアクトルと、直流出力電圧を平滑する平滑用コンデンサと、第２のダイオードブリッジの直流出力端に、並列に２個直列接続した第３のダイオードブリッジおよび第４のダイオードブリッジと、第２のダイオードブリッジの交流入力端と第３のダイオードブリッジおよび第４のダイオードブリッジの交流入力端との間にコンデンサを備えることにより、簡単な構成で広い負荷範囲での高い入力力率を維持するとともに、リアクトルの総体積、重量の軽減と５次高調波電流の低減を図ることができる。

本発明の直流電源装置は、３つの交流リアクトルと１つのダイオードブリッジを用いた基本的な三相全波整流回路に対して、３つのダイオードブリッジと２つの直流リアクトル、およびこれらに接続される６つのコンデンサを追加した簡単な構成で広い負荷範囲における入力力率の改善と高調波電流低減が可能であり、従来の受動素子のみを用いた直流電源装置と比較してリアクトルの小型化と軽負荷時の入力力率低下抑制が可能となる。

第１の発明は、三相交流電源と接続される６個のダイオードからなる第１のダイオードブリッジと、三相交流電源と３つの交流リアクトルを介して接続される６個のダイオードからなる第２のダイオードブリッジと、第１のダイオードブリッジと第２のダイオードブリッジの正負極各々の直流出力端間に接続される２個の直流リアクトルと、第２のダイオードブリッジの正極出力端を共通に接続される６個のダイオードからなる第３のダイオードブリッジと、第２のダイオードブリッジと負極出力端を共通に接続されるとともに正極出力端を第３のダイオードブリッジの負極出力端と接続される６個のダイオードからなる第４のダイオードブリッジと、第２のダイオードブリッジの交流入力端と第３のダイオードブリッジの交流入力端、および第２のダイオードブリッジの交流入力端と第４のダイオードブリッジの交流入力端との間におのおの接続される６個のコンデンサと、正極出力端と負極出力端との間の直流出力電圧を平滑する平滑用コンデンサとを備えたことを特徴とする直流電源装置であり、入力力率改善と高調波電流低減が可能となる。

第２の発明は、特に第１の発明において第２のダイオードブリッジの交流入力端とコンデンサとの間に開閉手段を設けたことを特徴とした直流電源装置であり、単なる三相全波整流の直流電源装置と、高力率電源としての直流電源装置との動作を切り替えることが可能となる。

第３の発明は、特に第１の発明において第３のダイオードブリッジと第４のダイオードブリッジとの接続点に開閉手段を設けたことを特徴とした直流電源装置であり、単なる三相全波整流の直流電源装置と高力率電源としての直流電源装置との動作の切り替えを１点で行うことが可能となる。

第４の発明は、特に第３の発明において開閉手段をトランジスタやサイリスタなどの一方向に流れる電流のみを制御することが可能な１つの有極性半導体素子で構成したことを特徴とする直流電源装置であり、単なる三相全波整流の直流電源装置と高力率電源としての直流電源装置との動作の切り替えを１点で高速に行うことができるとともに、開閉手段として機械式開閉器を用いた場合の寿命が短いという問題を解決することが可能となる。

第５の発明は、第２から第４のいずれかの発明において直流電圧検出手段を設け、直流電圧が所定値を超えた場合に開閉手段を開放することを特徴とした直流電源装置であり、通常運転状態での高調波電流低減と入力力率の改善が可能となるとともに、軽負荷時の直流電圧上昇の防止と、それに伴う入力力率低下と高調波電流増大の防止をすることが可能となる。

第６の発明は、第２から第４のいずれかの発明において入力電流検出手段を設け、入力電流が所定値を下回った場合に開閉手段を開放することを特徴とした直流電源装置であり、通常運転状態での高調波電流低減と入力力率の改善が可能となるとともに、軽負荷時の直流電圧上昇の防止と、それに伴う入力力率低下と高調波電流増大の防止をすることが可能となる。

第７の発明は、第１から第８のいずれかの発明において交流リアクトルに流れる電流が所定の値以上となった場合に、その電流に応じて交流リアクトルのインダクタンスが低下するような飽和特性を持たせたことを特徴とする直流電源装置であり、交流リアクトルの小型化と重負荷時の直流電圧低下の防止が可能となる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明するが、従来例と同一構成については同一符号を付してその詳細な説明は省略する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１における直流電源装置の回路構成図である。

図１に示すように、三相交流電源１は商用の電源であり、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相は第１のダイオードブリッジ１６の交流入力端と交流リアクトル２、３、４に接続されている。

以下、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相とはこの三相交流電源１の出力端を指すものとし、ＵＶ間電圧、ＶＷ間電圧、ＷＵ間電圧についても三相交流電源１の出力間の線間電圧を指すものとする。

そして、交流リアクトル２、３、４は第２のダイオードブリッジ５の入力端子ｕ、ｖ、ｗに接続される。以下、ｕｖ間電圧、ｖｗ間電圧、ｗｕ間電圧とはこの第２のダイオードブリッジ５の入力端子間電圧を指すものとする。

そして、この第２のダイオードブリッジ５の直流出力端と第１のダイオードブリッジ１６の直流出力端の間には２つの直流リアクトル１７、１８が接続される。また、第２のダイオードブリッジ５と正極出力端を共通に接続される第３のダイオードブリッジ６と、第２のダイオードブリッジ５と負極出力端を共通に接続される第４のダイオードブリッジ７とが接続点ｎにて直列に接続される。

そして、図１に示すように、第２のダイオードブリッジ５の交流入力端と第３のダイオードブリッジ６の交流入力端の間、および第２のダイオードブリッジ５の交流入力端と第４のダイオードブリッジ７の交流入力端との間には、入力力率を改善するための６個のコンデンサ８〜１３がそれぞれ接続されている。

これらの３つのダイオードブリッジ５〜７の直流出力端は平滑用コンデンサ１４に接続されており、負荷１５に対して供給される直流電圧は、平滑して供給するように構成されることになる。

以上の構成において、図２から図１３を用いて以下その動作、作用を説明する。

まず、入力力率の改善を実現するための基本的動作について説明する。この基本動作説明に必要な構成要素のみを抜き出した回路構成図を図２に示す。図２では、第１のダイオードブリッジ１６と直流リアクトル１７、１８が省かれているが、これは後述するように交流リアクトル２〜４の小型化と、特に５次の高調波電流低減に有効なものであるため基本動作には不要であるためである。

次に、さらに直接的に入力力率の改善に寄与する基本構成要素のみを抜き出したものを図３に示す。

図３においては、第３のダイオードブリッジ６を構成する６個のダイオードを６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄ、６ｅ、６ｆで示し、同様に第４のダイオードブリッジ７を６個のダイオード７ａ、７ｂ、７ｃ、７ｄ、７ｅ、７ｆで示している。

なお、入力力率の改善は、結局のところ入力の相電圧に位相が一致した入力電流を流すことについて説明すれば、基本原理の説明となる。

したがって、入力側の線間電圧が直流電圧を超えた期間にのみ導通する第２のダイオードブリッジ５は不要であるため、図中の記載を省略している。

次に、コンデンサ８〜１３に印加される電圧についての説明が必要となるが、ここで構成要素をコンデンサのままとして説明すると放電経路を考慮する必要があり、原理説明の回路構成の簡素化が困難となる。

そこで、図３におけるコンデンサ８〜１３を抵抗器Ｒ１〜Ｒ６に置き換えた上で、入力力率の改善に寄与する構成部分をさらに絞った等価回路の構成図を図４に示す。

まず、図４（ａ）は、抵抗器Ｒ１〜Ｒ６に印加される電圧を説明するのに不要な部品である交流リアクトル２〜４、平滑用コンデンサ１４、負荷１５、ダイオード６ａ、６ｂ、６ｃおよびダイオード７ｄ、７ｅ、７ｆを削除したものである。

これら削除した構成要素は、交流リアクトル２〜４については抵抗器Ｒ１〜Ｒ６の印加電圧を説明するのに省略可能であり、削除した６個のダイオード６ａ〜６ｃ、７ｄ〜７ｆはコンデンサ８〜１３を抵抗器Ｒ１〜Ｒ６に置き換えたことにより導通することがなく、開放として考えることができるため削除したものである。

そして、図４（ｂ）は、さらに図４（ａ）の構成要素を見やすく描いたものであり、図４（ｃ）は、図４（ｂ）において抵抗器Ｒ１〜Ｒ６が同じ定数であり、ダイオード６ｄ〜６ｆ、７ａ〜７ｃがそれぞれの相に接続される抵抗器Ｒ１〜Ｒ６に逆並列に接続されていることから、それぞれの相に接続される構成要素をさらに単純にすべく抵抗器Ｒ７〜Ｒ９に置き換えたものである。

ここで抵抗器Ｒ７〜Ｒ９の抵抗値は抵抗器Ｒ１〜Ｒ６の半分となる。

この図４（ｃ）から明らかなように、本実施の形態においては第３、第４のダイオードブリッジ６、７の交流入力端に接続される構成要素をまとめた抵抗器Ｒ７〜Ｒ９には、三相交流電源１の各相の相電圧が印加されることとなる。これは、第３、第４のダイオードブリッジ６、７を直列接続することにより、その接続点ｎが仮想中性点を構成することによるためである。

本実施の形態における入力力率改善の原理は、以上のように仮想中性点が構成されることから、第３、第４のダイオードブリッジ６、７の交流入力端に接続される構成要素に相電圧が印加されるため、負荷量や構成要素の定数などにほとんど関係なく相電圧のゼロクロス点から各相の入力電流が流れ始めることとなり、入力力率が改善されるというものである。

以上のことから、第３、第４のダイオードブリッジ６、７の交流入力に接続される抵抗器Ｒ１〜Ｒ６には相電圧が半波整流されて交互に印加されることになる。

ここで、抵抗器Ｒ１〜Ｒ６をコンデンサ８〜１３に戻すことを考えると、コンデンサ８〜１３に相電圧が半波整流された電圧を印加したとしても、コンデンサ８〜１３が充電されていなければ最初は相電圧のゼロクロス点から電流を流すことが可能であるが、一度充電してしまうと放電しない限り電流は流れない。

そこで、次に抵抗器Ｒ１〜Ｒ６をコンデンサ８〜１３に戻した場合でも、相電圧のゼロクロス点から入力電流が流れ、かつコンデンサ８〜コンデンサ１３に充電された電荷が放電動作によって有効に利用される動作について図５から図１２を用いて説明する。

なお、以下の説明については各部品の定数を適切に選定し、定格負荷時の入力力率が９９％以上となるよう設計した場合における定格負荷状態での説明とする。具体的に例を挙げるならば入力線間電圧４００Ｖ、定格５ｋＷの直流電源装置において、交流リアクトル２〜４のインダクタンス１２ｍＨ、コンデンサ８〜１３の容量３３ｕＦ、平滑用コンデンサ１４の容量３ｍＦとする。

図５は本実施の形態における回路上での電流の流れを説明するためのＵ相電圧ｅｕのゼロクロス点における初期状態のコンデンサ８〜１３の電圧分布を示した図である。図５ではコンデンサ８〜１３の放電経路の説明を行うため、第２のダイオードブリッジ５を６個のダイオード５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄ、５ｅ、５ｆとして図３に追加している。

また、図６から図１１はＵ相電圧ｅｕの正の半周期の間を回路内部に流れる電流の経路が変化するｔ０からｔ６のタイミングで区切って６つの期間Ｔ１からＴ６に分け、それらの各期間における電流の流れを示すための説明図である。

ここで、ｔ０からｔ６のタイミングは上記の回路定数設定条件の場合はおよそ電気角で３０°ごととなっている。そして、図１２は各部電圧波形を示した図であり、各相電圧ｅｕ、ｅｖ、ｅｗとコンデンサ８から１３の電圧Ｖｃ８からＶｃ１３を示したものである。

ここで、Ｖｃ８、Ｖｃ１０、Ｖｃ１２については第３のダイオードブリッジ６に接続される側の電位を正極性に取り、Ｖｃ９、Ｖｃ１１、Ｖｃ１３については入力電源側の電位を正極性に取るものとする。以上の図面を用いて、Ｕ相電圧の正の半周期の区間における直流電源装置の動作について以下に説明する。

まず、図５で示されるｔ０時点での初期状態ではＵ相電圧ｅｕがゼロボルトであり、このときＵ相に接続されるコンデンサ８の電圧Ｖｃ８は、直流電圧Ｖｄｃのほぼ２／３となっている。

また、コンデンサ９の電圧Ｖｃ９は０ボルトであり、以下、図１２のｔ０時点での電圧に示すようにコンデンサ１０の電圧Ｖｃ１０は１／３Ｖｄｃ、コンデンサ１１の電圧Ｖｃ１１は０ボルト、コンデンサ１２の電圧Ｖｃ１２は０ボルト、コンデンサ１３の電圧Ｖｃ１３は２／３Ｖｄｃに充電されている。

なお、初期電圧値がこのように直流電圧Ｖｄｃの１／３あるいは２／３といった電圧値となることについては回路動作説明の中で後述する。

次に、ｔ０からｔ６の意味合いを明らかにしながらＴ１からＴ６の各期間の動作について説明する。まず、ｔ０はＵ相電圧が負から正に転ずる電圧ゼロクロス点であり、Ｔ１の期間では図６に示すようにＵ相に接続されるコンデンサ９にはダイオード７ａを介して充電が行われるとともに、コンデンサ８はダイオード６ａを介して平滑用コンデンサ１４に放電を行い、この放電電流はダイオード５ｅを介してＶ相に流れることになる。

また、コンデンサ９を充電した電流はさらにＶ相電圧が負のピーク電圧に近づいているためダイオード６ｅを介してコンデンサ１０を充電してＶ相に流れる。そして、この期間では通常の整流動作として、Ｗ相からＶ相に向けてダイオード５ｃ、５ｅを介して電流が流れる。これはＷ相の電圧が低下しているにも拘らず交流リアクトル３、４のエネルギー放出作用により電流が連続するものである(以下、このようにコンデンサの充放電を伴う期間の動作を充放電モードとする。)。

なお、図６においては、理解を容易とするためにコンデンサ８〜１３の充放電にかかわる電流の流れを実線で示し、コンデンサ８〜１３を介さず第２のダイオードブリッジ５の内蔵ダイオードのみを介して平滑用コンデンサ１４を充電する電流を破線で示している。以下、図７から図１１でも同様とする。

以上の動作について、線間電圧を基準にさらに詳細に説明すると、ＵＶ間に直列に接続されるコンデンサ９、１０において、コンデンサ９の電圧値が０ボルトでコンデンサ１０の電圧が１／３Ｖｄｃであるため、ＵＶ間線間電圧の瞬時値が直流電圧Ｖｄｃの１／３を越えた時点で電流が流れ出すものと推察される。

ここで、ＵＶ間電圧のピーク値がＶｄｃに等しいとして計算すると、その角度はＵＶ間電圧の電圧ゼロクロス点から約２０°となり、Ｕ相電圧の電圧ゼロクロス点よりも電気的な角度で１０°ほど進んで電流が流れ出すことになる。

しかし、前述のＷ相からＶ相に向かって電流が流れている以外にもＵ相の電圧ゼロクロス点直前にはＷ相からＵ相にも交流リアクトル２、４のエネルギー放出作用により電流が流れているため、第２のダイオードブリッジ５のｕｖ間電圧は０ボルトとなり、コンデンサ９、１０には電流は流れない。そして、交流リアクトル２に蓄えられたエネルギーの放出が完了し、Ｕ相電流が０アンペアとなった時点で第２のダイオードブリッジ５のｕｖ間に１／３Ｖｄｃを上回る電位差が発生するためコンデンサ９、１０に電流が流れることとなる。

このように、本実施の形態における直流電源装置では、厳密には各相の電圧ゼロクロス点からどのような場合でも必ず電流が流れはじめるというわけではないが、軽負荷時でも１／３Ｖｄｃまでｕｖ間の電圧が上昇するまでは電流が流れないため、従来回路に比較して入力力率の低下が防止できる。

なお、通常は高調波低減のための交流リアクトル２〜４の存在により、５０％以上の負荷率ではほとんど問題とならない。

この期間Ｔ１における各部の電圧変化のようすを図１２で確認すると、コンデンサ８の電位は２／３Ｖｄｃから０ボルトまで単調に減少し、コンデンサ９の電位は０ボルトから１／３Ｖｄｃに、コンデンサ１０の電圧Ｖｃ１０は１／３Ｖｄｃから２／３Ｖｄｃにそれぞれ上昇することになる。

ついで、期間Ｔ２における動作について説明する。

ここで、ｔ１は第２のダイオードブリッジ５のｕｖ間電圧が直流電圧Ｖｄｃと一致する点である。

従って、この期間ではダイオード５ａと５ｅが導通するが、コンデンサ９、１０に充電された電圧の和についてもＶｄｃに等しくなるためコンデンサ９、１０への充電は停止する。

一方、交流リアクトル３、４の働きによりＷ相からＶ相への電流は連続するため、結果として図７に示すように第２のダイオードブリッジ５のみに電流が流れる一般的な整流回路と同様の全波整流動作（以下、全波整流モードとする。）となる。

図１２を用いて確認すると、期間Ｔ２における各コンデンサの電圧Ｖｃ８〜Ｖｃ１３には変化が見られず、コンデンサ８〜１３への充放電も行われない期間であることが確認できる。

一方、ｔ１のタイミングはＵ相電圧の位相３０°の点に一致し、このときのＵ相電圧の瞬時値は相電圧ピーク値の１／２となる。また、このときにＶ相電圧は負の半サイクルのピーク値となっていることから、コンデンサ９と１０の電圧の比が１：２となり、それぞれ１／３Ｖｄｃ、２／３Ｖｄｃに分圧されることが説明できる。

期間Ｔ３については、ｔ２がＷ相の正から負への電圧ゼロクロス点であることより、Ｗ相に接続されるコンデンサ１２、１３の動作は、図１２に示すようにコンデンサ１２のｔ２時点での電圧が０ボルトであることから、Ｗ相との接続点を基準として０ボルトから徐々にダイオード６ｆを介して充電されることとなる。

また、コンデンサ１３についてはＷ相との接続点を正として２／３Ｖｄｃに充電されていることから、Ｗ相に向けてダイオード７ｆを介して放電されるとともに、この電流はＵ相からダイオード５ａを介して平滑用コンデンサ１４を充電してコンデンサ１３に戻り、蓄積した電荷を有効に利用できることとなる。

一方、この期間Ｔ３ではＵ相の電圧がピーク値まで上昇する期間であり、コンデンサ９にも充電電流が流れる。そして、このコンデンサ９を充電した電流がダイオード７ａを介してダイオード６ｆを通じてコンデンサ１２を同時に充電することになる。また、この期間では第２のダイオードブリッジ５のｕｖ間電圧はＶｄｃにクランプされたままであるため、この期間Ｔ３はダイオード５ａ、５ｅを介しての通常の整流動作をも伴う充放電モードとなる。この期間Ｔ３での電流の流れを図８に示す。

次に、期間Ｔ４の動作について説明する。ここで、ｔ３は第２のダイオードブリッジ５のｗｕ間電圧が直流電圧Ｖｄｃと一致する点である。従って、この期間ではダイオード５ａと５ｆが導通するが、コンデンサ９、１２に充電された電圧の和についてもＶｄｃに等しくなるためコンデンサ９、１２への充電は停止する。一方、交流リアクトル２、３の働きによりＵ相からＶ相へのダイオード５ａ、５ｅを介した電流は連続するため、結果として図９に示すように第２のダイオードブリッジ５のみに電流が流れる全波整流モードとなる。

そして、期間Ｔ５の動作については、ｔ４がＶ相の負から正への電圧ゼロクロス点であることより、Ｕ相ゼロクロス点からの期間Ｔ１における動作と同様に充放電モードとして考えることができる。つまり、図１０に示すようにＶ相からの電流によりコンデンサ１０はダイオード６ｂ、５ｆを介して平滑用コンデンサ１４を充電する方向にＷ相に向かってその電荷を放電し、同時にコンデンサ１１、１２をダイオード７ｂ、６ｆを介して充電する。また、交流リアクトル２、４の働きによりダイオード５ａ、５ｆを介した平滑用コンデンサ１４への通常の整流動作も同時に行っており、充放電モードとして動作している。

最後に期間Ｔ６の動作について説明する。

ここでｔ５は第２のダイオードブリッジ５のｖｗ間電圧が直流電圧Ｖｄｃと一致する点である。従って、この期間ではダイオード５ｂと５ｆが導通するが、コンデンサ１１、１２に充電された電圧の和についてもＶｄｃに等しくなるためコンデンサ１１、１２への充電は停止する。一方、交流リアクトル２、４の働きによりＵ相からＷ相への電流はダイオード５ａ、５ｆを介して連続するため、結果として図１１に示すように第２のダイオードブリッジ５のみに電流が流れる全波整流モードとなる。

以上、本実施の形態における直流電源装置の動作について、第１のダイオードブリッジ１６と直流リアクトル１７、１８を除いた基本動作原理の説明をＵ相電圧が正の半サイクルにおいて説明したが、負の半サイクルについても対称的な動作を行うものであり、またＶ相やＷ相についても同様に考えることができる。

以上のように、図２の回路構成のみでも入力力率を改善し、９９％以上の入力力率確保と高調波電流の低減も可能であるが、前述の定数設定にてシミュレーション検証すると、４．８ｋＷ入力において５次高調波が１．１Ａ程度となる。

この値はＩＥＣ６１０００−３−２に規定される高調波電流規制値（５次成分）が１．１４Ａであることから鑑みると決して低い値ではなく、小型化のために安易に交流リアクトル２〜４のインダクタンスを下げることはできないことが分かる。

一方、このときの５次高調波電流の入力相電圧に対する位相について考えてみると、仮に同じ大きさの５次高調波電流を流すことができた場合、相対的な位相差が１２０°から２４０°以内にある場合は、互いに打ち消しあうことで交流リアクトル２〜４のインダクタンスを上げずに５次高調波電流の値を小さくすることができることが予測される。

そこで、図２の回路構成では前述のように相電圧に対して基本波位相が一致するように電流を流すよう構成されていることから、線間電圧に基本波位相が一致する電流を補助的に流せれば互いに含まれる５次高調波電流が打ち消しあって５次高調波電流が低減できると推定し、本実施の形態における直流電源装置では図１のように第１のダイオードブリッジ１６を設け、電流の絶対値と位相を調整すべく直流リアクトル１７、１８を追加したものである。

図１における回路構成にて、前述の定数設定と同様に入力線間電圧４００Ｖ、定格５ｋＷの直流電源装置を想定して、交流リアクトル２〜４のインダクタンス１２ｍＨ、コンデンサ８から１３の容量３３ｕＦ、平滑用コンデンサの容量３ｍＦとし、ここに直流リアクトル１７、１８のインダクタンスを４０ｍＨとした場合の高調波電流をシミュレーションする。

その結果、４．８ｋＷ入力時の５次高調波電流値は約０．４８Ａとなり、図２の場合の半分以下に低減できることとなった。また、入力力率は９９．９％と非常に高い力率を得ることができている。このときの入力電圧電流波形を図１３に示す。

次に、逆の発想で入出力条件が同じで５次高調波電流の値が１．１Ａになるよう、図１における交流リアクトル２〜４のインダクタンスを算出すると６ｍＨとなり、図２の回路構成に対してインダクタンスの半減が可能となった。そして、この場合のリアクトルのボリュームを蓄えるエネルギーに比例するとしてＬＩ^２で相対比較計算すると、
図２での交流リアクトル２〜４はインダクタンス１２ｍＨ、流れる電流が２１Ａであることより、
図２でのＬＩ^２＝０．０１２×３×２１×２１≒１５．９
図１での交流リアクトル２〜４はインダクタンス６ｍＨ、流れる電流が１６Ａであること、直流リアクトル１７、１８はインダクタンス４０ｍＨ、流れる電流が６．４Ａであることより、
図１でのＬＩ^２＝０．００６×３×１６×１６＋０．０４×２×６．４×６．４
≒７．８８
となる。

よって、リアクトルの総ボリュームを半減できることがわかる。

次に、本実施の形態における直流電源装置と図１９に示す従来の直流電源装置を比較する。

図１９において、入力線間電圧４００Ｖ、４．８ｋＷ入力時に入力力率９９％以上かつ、５次高調波電流１．１Ａとするには交流リアクトルＬ１からＬ３のインダクタンス２０ｍＨ程度、コンデンサＣ１からＣ３のキャパシタンス４７ｕＦ程度が必要となり、リアクトルのボリュームＬＩ^２は、
図１９でのＬＩ^２＝０．０２×３×２０．５×２０．５≒２５．２
となり、図１に示す本実施の形態における直流電源装置の約３倍となる。

以上のように、本実施の形態における直流電源装置では、入力力率改善と高調波電流低減を従来に比較して小さなリアクトルで実現することが可能となるとともに、軽負荷時の入力力率の低下についても改善可能となる。

なお、本実施の形態においては交流リアクトル２、３、４のインダクタンス特性については特に規定していないが、これを所定の電流値を超えた点からインダクタンスが低下するように設定して、交流リアクトル２、３、４をいわゆる可飽和リアクトルとして用いてもよい。

この場合は、重負荷時において三相交流電源１の電圧が低下した場合などに交流リアクトル２、３、４による電圧降下が原因となる直流電圧低下を防止するとともに、直流電圧低下と同時に発生する入力電流と電源電圧の位相がずれることによる入力力率低下も防止することができる。

（実施の形態２）
図１４は本発明の実施の形態２における直流電源装置の回路構成図である。

図１４においては、実施の形態１における直流電源装置の回路構成図に対し、コンデンサ８〜１３と第２のダイオードブリッジ５の接続点に開閉手段１９を設けたものである。

本実施の形態では、実施の形態１の場合と基本的な回路動作は同じであるが、負荷率が３０％程度以下の軽負荷の運転状態が存在する場合に対応するものであり、軽負荷時のコンデンサ８〜１３の昇圧作用による直流過電圧防止、あるいは軽負荷時の入力力率改善と高調波電流低減を目的とするものである。

まず直流過電圧防止について説明する。

本実施の形態において開閉手段１９を閉じたまま基本的な回路動作を続けると、実施の形態１でも説明したとおりコンデンサ８〜１３の電圧がおよそ２／３Ｖｄｃに充電された後、その電荷を平滑用コンデンサ１４側に放電する動作を繰り返すこととなる。

通常、負荷率３０％以上の範囲での運転では、コンデンサ８〜１３に蓄えられたエネルギーと、交流リアクトル２〜４に蓄えられたエネルギー、および三相交流電源１から供給されるエネルギーの総和に対し、負荷の消費エネルギーがつりあって直流電圧はさほど変動しない。

しかし、負荷率が３０％を下回り、２０％以下となってくるとそのバランスが崩れ始め、コンデンサ８〜１３に蓄えられたエネルギーと交流リアクトル２〜４に蓄えられたエネルギーだけでも直流電圧を押し上げる結果となる。

そして、このような状態がさらに進むと直流電圧が上昇することにより、回路を構成する要素が破損にいたる恐れがある直流過電圧状態に陥ることになる。

そこで、本実施の形態による直流電源装置の１つの目的は、軽負荷運転の場合に開閉手段１９を開放することによりコンデンサ８〜１３への充放電を停止し、負荷への電力供給を確保しつつ回路構成要素の破損を防止するものである。

次に、軽負荷時の入力力率改善と高調波電流低減とを目的とした本実施の形態における動作について説明する。

本実施の形態において開閉手段１９を閉じたまま基本的な回路動作を続けると、軽負荷になるに従って前述のように直流電圧が上昇する。ここで、負荷率３０％程度までであれば、直流電圧の上昇による過電圧といった問題は生じない。

しかし、直流電圧の上昇は入力力率の悪化と高調波電流の増大を誘発する。

これは、入力力率の悪化の観点で説明すると、直流電圧が高いために交流リアクトル２〜４に流れる電流の時間変化率が大きくなることが一因である。つまり、このことが入力電流の尖頭値を押し上げる原因となるとともに、交流リアクトル２〜４の電流が連続しないことによってコンデンサ８〜１３に流れる電流の位相が、実施の形態１でも述べたように若干進み位相となるためである。

また、コンデンサ８〜１３に充電される電圧も比例して上昇するため、放電電流の時間変化率も上昇してさらに電流の尖頭値を引き上げ、これも入力力率が悪化する一因となっている。

そして、この交流リアクトル２〜４とコンデンサ８〜１３の電流の時間変化率の増加は、高調波電流成分を多く含むことになるため、同時に高調波電流増大の原因ともなっている。

そこで、本実施の形態においては軽負荷運転の場合に開閉手段１９を開放することによりコンデンサ８〜１３を切り離し、直流電圧の上昇と前述のような電流の時間変化率の増大による弊害を防止するものである。

以上述べたように、本実施の形態については直流過電圧の防止という目的で用いても、あるいは直流過電圧状態となるよりも低い直流電圧において、軽負荷時の入力力率の悪化と高調波電流の増大とを防止するという目的で用いてもよい。

最後に、他の実施の形態として、直流過電圧の防止、軽負荷時の力率改善のために直流電圧検出手段２０を設けた回路構成図を図１５に示し、入力電流にて開閉手段１９の制御を行うために入力電流検出手段２１を設けた回路構成図を図１６に示す。

なお、本実施の形態においてはコンデンサをすべて切り離すために開閉手段１９を３極構成としているが、コンデンサの充放電を防止すると言う目的のみであれば任意の１極を削除し２極接点で切り離すものとしてもよい。

なお、他の実施の形態として、第１のダイオードブリッジ１６と第２のダイオードブリッジ５との直流出力間に第２の開閉手段１９を設けてもよい。

本構成とすることにより、過負荷時などに第２の開閉手段１９を開放することにより、第１のダイオードブリッジ１６と直流リアクトル１７、１８とを切り離すことができるため、第１のダイオードブリッジ１６と直流リアクトル１７、１８の小型化設計をすることが可能となり、装置全体の信頼性を向上することが可能となる。

さらに他の実施の形態として、第１のダイオードブリッジ１６の交流入力端に第２の開閉手段１９を設けてもよい。

本構成とすることにより、過負荷時などに第２の開閉手段１９を開放することにより、第１のダイオードブリッジ１６と直流リアクトル１７、１８とを切り離すことができるため、第１のダイオードブリッジ１６と直流リアクトル１７、１８の小型化設計をすることが可能となり、装置全体の信頼性を向上することが可能となる。

（実施の形態３）
図１７は、本発明の実施の形態３における直流電源装置の回路構成図である。

図１７においては、実施の形態２における直流電源装置の回路構成図に対して開閉手段１９ａの配置を第２のダイオードブリッジ５の交流入力とコンデンサ８〜１３との間から、第３のダイオードブリッジ６と第４のダイオードブリッジ７の接続点に変更したものである。

このような構成とすることにより、本実施の形態では開閉手段１９ａの接点構成を１極として実施の形態２と同様の効果を得ることが可能となるとともに、回路構成の簡素化が可能となる。

また、本実施の形態においては、開閉手段１９を図１８に示すように、一方向のみに流れる電流を制御できる１つの半導体素子２２で構成してもよい。

具体的には、トランジスタやサイリスタなどのように、一方向に流れる電流のみを制御することが可能な１つの有極性半導体素子を用いることが望ましい。

本構成とすることにより、開閉手段１９の開閉寿命や即応性などの問題を解消でき、回路全体の信頼性向上を図ることが可能となる。

なお、ここで１つの半導体素子２２で開閉手段が構成可能となるのは、第３、第４のダイオードブリッジ６、７の作用によってこれらの接続点を流れる電流が常に一方向であることによる。

また、本実施の形態による直流電源装置でも、実施の形態２と同様に直流電圧検出手段２０を設けて、直流電圧に基づいて開閉手段１９ａを自動的に動作させるよう構成してもよい。

また、直流電圧検出手段２０に代えて入力電流検出手段２１の検出値に基づいて開閉手段１９ａを動作させるように構成してもよい。

以上のように、本発明にかかる直流電源装置は単に直流電源装置としてだけでなく、圧縮機駆動装置の前段として用いることで高調波電流を低減するとともに入力力率を改善することができ、受電設備の有効利用が図れ、他の負荷設備に悪影響与えない装置となる。

本発明の実施の形態１における直流電源装置の回路構成図 本発明の実施の形態１の入力力率改善に寄与する構成要素説明図 本発明の実施の形態１の入力力率改善の原理説明のための等価回路図 本発明の実施の形態１の入力力率改善の原理説明のための更なる等価回路図 本発明の実施の形態１の初期状態でのコンデンサ電圧分布図 本発明の実施の形態１の期間Ｔ１における電流経路説明図 本発明の実施の形態１の期間Ｔ２における電流経路説明図 本発明の実施の形態１の期間Ｔ３における電流経路説明図 本発明の実施の形態１の期間Ｔ４における電流経路説明図 本発明の実施の形態１の期間Ｔ５における電流経路説明図 本発明の実施の形態１の期間Ｔ６における電流経路説明図 本発明の実施の形態１における入力電圧とコンデンサ電圧波形図 本発明の実施の形態１における入力電力に対する入力電流特性図 本発明の実施の形態２における直流電源装置の回路構成図 本発明の実施の形態２における他の直流電源装置の回路構成図 本発明の実施の形態２における他の直流電源装置の回路構成図 本発明の実施の形態３における直流電源装置の回路構成図 本発明の実施の形態３における他の直流電源装置の回路構成図 従来の直流電源装置の構成図 従来の直流電源装置の各部波形図 従来の直流電源装置の電流経路説明図 従来の直流電源装置の遮断ダイオードを省略した等価回路図

符号の説明

１ 三相交流電源
２、３、４ 交流リアクトル
５ 第２のダイオードブリッジ
６ 第３のダイオードブリッジ
７ 第４のダイオードブリッジ
８、９、１０、１１、１２、１３ コンデンサ
１４ 平滑用コンデンサ
１５ 負荷
１６ 第１のダイオードブリッジ
１７、１８ 直流リアクトル
１９、１９ａ 開閉手段
２０ 電圧検出手段
２１ 入力電流検出手段
２２ 半導体素子

Claims (7)

1. 三相交流電源と接続する６個のダイオードからなる第１のダイオードブリッジと、各相ごとに交流リアクトルを介して前記三相交流電源と接続する６個のダイオードからなる第２のダイオードブリッジと、前記第１のダイオードブリッジと前記第２のダイオードブリッジの正負極各々の直流出力端間に接続する２個の直流リアクトルと、前記第２のダイオードブリッジと正極出力端を共通に接続する６個のダイオードからなる第３のダイオードブリッジと、前記第２のダイオードブリッジと負極出力端を共通に接続するとともに正極出力端を前記第３のダイオードブリッジの負極出力端と接続する６個のダイオードからなる第４のダイオードブリッジと、前記第２のダイオードブリッジの交流入力端と前記第３のダイオードブリッジの交流入力端、および前記第２のダイオードブリッジの交流入力端と前記第４のダイオードブリッジの交流入力端との間におのおの接続する６個のコンデンサと、前記正極出力端と前記負極出力端との間に直流出力電圧を平滑する平滑用コンデンサとを備えたことを特徴とする直流電源装置。
2. 前記第２のダイオードブリッジの交流入力端と前記６個のコンデンサとの間に第１の開閉手段を設けたことを特徴とした請求項１に記載の直流電源装置。
3. 前記第３のダイオードブリッジの負極出力端と前記第４のダイオードブリッジの正極出力端との間に第１の開閉手段を設けたことを特徴とした請求項１に記載の直流電源装置。
4. 前記第１の開閉手段を一方向に流れる電流のみを制御することが可能である有極性半導体素子で構成したことを特徴とする請求項３に記載の直流電源装置。
5. 前記正極出力端と前記負極出力端との間の直流電圧を検出する直流電圧検出手段を設け、前記直流電圧に応じて前記第１の開閉手段を制御することを特徴とした請求項２から４のいずれか一項に記載の直流電源装置。
6. 前記三相交流電源から流れ込む入力電流を検出する入力電流検出手段を設け、前記入力電流に応じて前記第１の開閉手段を制御することを特徴とした請求項２から４のいずれか一項に記載の直流電源装置。
7. 前記交流リアクトルに流れる電流の電流値が所定の値以上となった場合に、前記電流値に応じて前記交流リアクトルのインダクタンスが低下するような飽和特性を持たせたことを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか一項に記載の直流電源装置。

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