JP2014128046A

JP2014128046A - 送風機

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Publication number: JP2014128046A
Application number: JP2012280668A
Authority: JP
Inventors: Koichi Ishikawa; 晃一石川
Original assignee: Panasonic Corp
Current assignee: Panasonic Corp
Priority date: 2012-12-25
Filing date: 2012-12-25
Publication date: 2014-07-07
Anticipated expiration: 2032-12-25
Also published as: JP6074589B2

Abstract

【課題】商業用三相交流の任意の２線に接続される送風機において、三相不平衡状態を起こさない範囲で平滑回路のリアクトルの消費電力を低減する。
【解決手段】商業用三相交流電源１０１の任意の２線間の単相交流電圧１０２の電圧ゼロクロス点を検知する交流電圧ゼロクロス検知手段３と商業周波数を検知する交流電源周波数判断手段と、ダイオードブリッジ５と平滑コンデンサー６とリアクトル７を用いた平滑回路２を備えた送風機１において、リアクトル７の両端にＰＮＰ型バイポーラトランジスター８を並列に接続してリアクトル７の通電を単相交流電圧１０２の半周期において、予め設定した位相の期間だけ行い、単相交流電圧１０２の正弦波のピーク値付近の波形歪を生じないようにしながら、リアクトル７での消費電力を低減した送風機１を提供する。
【選択図】図１

Description

本発明は、工場設備や商業設備などの商業用三相交流の任意の２線に接続して使用する送風機において三相不平衡状態を起こさずに平滑回路の消費電力低減に関するものである。

従来、この種の商業用三相交流の任意の２線に接続して使用する送風機は、三相交流より取り出した単相交流を直流電圧に変換する平滑回路において、平滑コンデンサーに充電される導通角の狭い充電電流をリアクトルによって電流平滑し充電電流の導通角を広げる方法が知られている。

以下、その送風機について図７、図８、図９を参照しながら説明する。

図７（ａ）に示すように、工場設備や商業設備などに用いられる商業用三相交流電源１０１の任意の２線間の単相交流電源１０２に単相として接続された送風機１０３は、図７（ｂ）のように、交流電圧を直流電圧に変換する平滑回路１０４から出力される直流電圧Ｖをインバーター１０５によってファンモーター１０６を駆動している。ここで、単相交流電源１０２をダイオードブリッジ１０７にて全波整流し、平滑コンデンサー１０８に充電される充電電流Ｉｃは、単相交流電圧１０２と前記ダイオードブリッジ１０７との間に接続したリアクトル１０９により平滑されている。これらの電気的な関係を図８に示した動作波形例を用いて説明すると、リアクトル１０９が挿入されていない場合を図８（ａ）で表し、ダイオードブリッジ１０７で全波整流された点線で示す全波整流電圧波形Ｅとファンモーター１０６の動作に応じて充放電される平滑コンデンサー１０８の直流電圧Ｖを実線で示す。このときの充電電流Ｉｃは尖塔的であり、ア部で示す部分は、単相交流電源１０２が途中の配線の持つインピーダンスにより、この単相交流電圧１０２の正弦波のピーク値付近が電圧降下して歪んだ状態を示している。一方、リアクトル１０９が挿入された平滑回路１０４の状態を図８（ｂ）に示し、リアクトル１０９を挿入することによって平滑コンデンサー１０８への充電電流Ｉ_CLは、導通角が広がってピーク値も下がった形状となり、単相交流電源１０２の目立った電圧降下が抑制されて正弦波波形を維持し、商業用三相交流電源１０１の平衡が取れた状態としている。

また、この種の送風機ではないが単相交流を直流電圧に変換する平滑回路にリアクトルを備えた洗濯乾燥機では、軽負荷時にはリアクトルに流れる充電電流を迂回しているものもある（例えば、特許文献１参照）。

以下、その趣旨を用いて送風機として図９を参照しながら説明する。

図に示すように、リアクトル１０９を用いずとも電源高調波電流規制（例えばＩＥＣ６１０００３−２）を満足できる負荷の消費電力が小さい場合である単相交流電源１０２に流れる電源高調波電流が小さい軽負荷状態を電流検出手段１１０にて判断した場合にリアクトル１０９に並列に接続したスイッチ素子１１１をオンすることにより前記リアクトル１０９に流れる充電電流をこのスイッチ素子１１１に迂回して流すことによりリアクトル１０９の抵抗成分で消費される電力損失を抑えている。

特許第４８４７５５１号公報

このような従来の商業用三相交流の任意の２線間の単相交流電圧に接続して使用する送風機では、この単相交流電圧の正弦波のピーク値付近の波形を乱すことは必然的に前記商業用三相交流の各相間電圧が乱れることとなる。これは、前記商業用三相交流の系統に接続された機器の動作不具合、例えば、三相電圧を直接入力する産業用の三相交流誘導電動機からの異音の発生など、の原因となり得て、前記単相交流電圧の正弦波のピーク値付近の波形を乱すことなく動作することが求められていた。

また、従来の技術を商業用三相交流の任意の２線に接続して使用する送風機に適用した場合には、平滑回路に備えたリアクトルは、重負荷状態と判定されると、常に接続された構成となってしまう。リアクトルは常に接続されているので、単相交流電圧の正弦波のピーク値付近の波形歪は抑制されて正弦波波形を維持し、前記商業用三相交流の平衡が取れた状態となっている。しかし、常に前記リアクトルに電流が流れており、リアクトルが持つ抵抗成分によって常に電力消費をしており、近年の省電力化の要請に対し、十分応えられていないという課題を有していた。

そこで本発明は、上記従来の課題を解決するものであり、商業用三相交流電源の平衡を維持した状態で低消費電力を図る簡単な構成の送風機を提供することを目的とする。

そして、この目的を達成するために、本発明は、商業用三相交流の任意の２線に接続された、単相交流電圧を全波整流ブリッジ回路と平滑コンデンサーを用いて直流電圧に変換出力する平滑回路を備えた送風機器であって、前記平滑コンデンサーへの充電電流を平滑するリアクトルを備え、前記リアクトルの両端にスイッチ素子を並列に接続し、前記単相交流電圧の電圧ゼロクロス点を検知する検知手段と、この検知手段の信号にもとづいて前記単相交流電圧の周波数を検知する周波数判断手段と、前記スイッチ素子を開または閉にするスイッチ素子駆動手段を電子制御装置に備え、この周波数判断手段により判断した周波数に応じて、前記スイッチ素子を開とする前記電圧ゼロクロス点に対するリアクトル通電開始位相と、前記スイッチ素子を閉とする前記電圧ゼロクロス点に対するリアクトル通電停止位相とを予め設定し記憶させた記憶部と、この記憶部の情報にもとづいて、前記単相交流電圧の半周期毎に、前記スイッチ素子駆動手段が前記スイッチ素子を開または閉として、前記単相交流電圧の半周期内の前記リアクトル通電開始位相と前記リアクトル通電停止位相の間、前記リアクトルへの通電を行うことを特徴としたものであり、これにより所期の目的を達成するものである。

また、平滑コンデンサーにより平滑された直流電圧の瞬時値を検出し、前記平滑コンデンサーの放電状態に伴う前記直流電圧の減少状態からダイオードブリッジによる全波整流電圧からの充電状態に切り替わって前記直流電圧の増加状態となる充電移行点を検知する直流電圧検知手段と、この充電移行点から充電移行位相を計測する計測手段と、を電子制御装置に備え、単相交流電圧の電圧ゼロクロス点に対して前記計測手段により計測された前記充電移行位相と、リアクトル通電開始位相とを比較し、この充電移行位相が前記リアクトル通電開始位相より早ければこのリアクトル通電開始位相でスイッチ素子を開とし、この充電移行位相が前記リアクトル通電開始位相より遅ければスイッチ素子を閉とする動作を、単相交流電圧の半周期内において前記スイッチ素子駆動手段が行うことを特徴としたものであり、これにより所期の目的を達成するものである。

また、スイッチ素子の主電極端子間の逆方向に寄生ダイオードを有するスイッチ素子としたことを特徴としたものであり、これにより所期の目的を達成するものである。

本発明によれば、商業用三相交流の任意の２線に接続された、単相交流電圧を全波整流ブリッジ回路と平滑コンデンサーを用いて直流電圧に変換出力する平滑回路を備えた送風機器であって、前記平滑コンデンサーへの充電電流を平滑するリアクトルを備え、前記リアクトルの両端にスイッチ素子を並列に接続し、前記単相交流電圧の電圧ゼロクロス点を検知する検知手段と、この検知手段の信号にもとづいて前記単相交流電圧の周波数を検知する周波数判断手段と、前記スイッチ素子を開または閉にするスイッチ素子駆動手段を電子制御装置に備え、この周波数判断手段により判断した周波数に応じて、前記スイッチ素子を開とする前記電圧ゼロクロス点に対するリアクトル通電開始位相と、前記スイッチ素子を閉とする前記電圧ゼロクロス点に対するリアクトル通電停止位相とを予め設定し記憶させた記憶部と、この記憶部の情報にもとづいて、前記単相交流電圧の半周期毎に、前記スイッチ素子駆動手段が前記スイッチ素子を開または閉として、前記単相交流電圧の半周期内の前記リアクトル通電開始位相と前記リアクトル通電停止位相の間、前記リアクトルへの通電を行うことを特徴とする構成にしたことにより、スイッチ駆動手段が、単相交流電圧の半周期毎に、リアクトルへの通電を前記単相交流電圧の電圧ゼロクロス点に対する位相によって行い、予め設定した前記単相交流電圧の正弦波のピーク値付近の波形歪を抑制する効果のある期間のみの前記リアクトルへの通電を行うことができるので、重負荷状態でも前記リアクトルでの不要な電力消費を抑えるという効果を得ることができる。

本発明の実施の形態１の送風機のブロック図（（ａ）商業用三相交流電源に接続した図、（ｂ）送風機の構成を示す図）同制御ブロック図同動作波形例の図本発明の実施の形態２の送風機のブロック図同制御ブロック図同動作波形例の図（（ａ）重負加時の波形、（ｂ）軽負荷時の波形）従来の送風機のブロック図（（ａ）商業用三相交流電源に接続した図、（ｂ）送風機の構成を示す図）従来の動作波形例の図（（ａ）リアクトルが挿入されていない場合、（ｂ）リアクトルが挿入された平滑回路の状態を示す図）他の従来の送風機のブロック図

本発明の請求項１記載の送風機は、商業用三相交流の任意の２線に接続された、単相交流電圧を全波整流ブリッジ回路と平滑コンデンサーを用いて直流電圧に変換出力する平滑回路を備えた送風機器であって、前記平滑コンデンサーへの充電電流を平滑するリアクトルを備え、前記リアクトルの両端にスイッチ素子を並列に接続し、前記単相交流電圧の電圧ゼロクロス点を検知する検知手段と、この検知手段の信号にもとづいて前記単相交流電圧の周波数を検知する周波数判断手段と、前記スイッチ素子を開または閉にするスイッチ素子駆動手段を電子制御装置に備え、この周波数判断手段により判断した周波数に応じて、前記スイッチ素子を開とする前記電圧ゼロクロス点に対するリアクトル通電開始位相と、前記スイッチ素子を閉とする前記電圧ゼロクロス点に対するリアクトル通電停止位相とを予め設定し記憶させた記憶部と、この記憶部の情報にもとづいて、前記単相交流電圧の半周期毎に、前記スイッチ素子駆動手段が前記スイッチ素子を開または閉として、前記単相交流電圧の半周期内の前記リアクトル通電開始位相と前記リアクトル通電停止位相の間、前記リアクトルへの通電を行うという構成を有する。これにより、スイッチ駆動手段が、単相交流電圧の半周期毎に、リアクトルへの通電を前記単相交流電圧の電圧ゼロクロス点に対する位相によって行い、予め設定した前記単相交流電圧の正弦波のピーク値付近の波形歪を抑制する効果のある期間のみの前記リアクトルへの通電を行うことができるので、重負荷状態でも前記リアクトルでの不要な電力消費を抑えることとなるので、商業用三相交流電源の平衡を維持しながら送風機の消費電力を低減するという効果を奏する。

また、平滑コンデンサーにより平滑された直流電圧の瞬時値を検出し、前記平滑コンデンサーの放電状態に伴う前記直流電圧の減少状態からダイオードブリッジによる全波整流電圧からの充電状態に切り替わって前記直流電圧の増加状態となる充電移行点を検知する直流電圧検知手段と、この充電移行点から充電移行位相を計測する計測手段と、を電子制御装置に備え、単相交流電圧の電圧ゼロクロス点に対して前記計測手段により計測された前記充電移行位相と、リアクトル通電開始位相とを比較し、この充電移行位相が前記リアクトル通電開始位相より早ければこのリアクトル通電開始位相でスイッチ素子を開とし、この充電移行位相が前記リアクトル通電開始位相より遅ければスイッチ素子を閉とする動作を、単相交流電圧の半周期内において前記スイッチ素子駆動手段が行うという構成にしてもよい。これにより、スイッチ駆動手段が、単相交流電圧の半周期毎に、リアクトルへの通電を前記単相交流電圧の電圧ゼロクロス点に対する位相によって行い、予め設定した前記単相交流電圧の正弦波のピーク値付近の波形歪を抑制する効果のある期間のみの前記リアクトルへの通電を行うと共に、充電移行位相がリアクトル通電開始位相より遅くなる場合には、平滑コンデンサーの充電電流が少ない軽負荷状態であるので、前記単相交流電圧の正弦波のピーク値付近の波形歪に影響のない軽負荷状態では、前記リアクトルへの通電を全てスイッチ素子に迂回することで前記リアクトルでの不要な電力消費を抑えたこと
となるので、商業用三相交流電源の平衡を維持しながら送風機の消費電力を低減することができるという効果を奏する。

また、主電源端子間の逆方向に寄生ダイオードを有するスイッチ素子としたという構成にしてもよい。これにより、寄生ダイオードとリアクトルとの循環回路が自然と形成され
るので、リアクトルの配線が断線故障した場合でもリアクトルに蓄積された電気エネルギーを安全に放電させるという効果を奏する。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。

（実施の形態１）
図１および図２に示すように、工場設備や商業設備などに用いられる商業用三相交流電源１０１の任意の２線間の単相交流電圧１０２に送風機１が接続されている。この送風機１の内部は、交流電圧を直流電圧に変換し出力する平滑回路２と、任意の交流電圧を生成するインバーター１０５と、送風手段としてのファンモーター１０６と、単相交流電圧１０２の電圧ゼロクロス点を検知する交流電圧ゼロクロス検知手段３が備わった電子制御装置４から構成されている。

平滑回路２は、単相交流電圧１０２を全波整流するダイオードブリッジ５とこの全波整流した全波整流電圧Ｅ１を直流電圧Ｖ１に平滑する平滑コンデンサー６と、このダイオードブリッジ５の正極出力側と平滑コンデンサー６との間に接続した電流平滑用のリアクトル７から構成されている。

このリアクトル７の平滑コンデンサー６側の端子には、スイッチ素子としてＰＮＰ型バイポーラトランジスター８のコレクタ端子を接続し、リアクトル７の他端子には、このＰＮＰ型バイポーラトランジスター８のエミッタ端子を接続している。このようにリアクトル７の両端に並列に接続したＰＮＰ型バイポーラトランジスター８を開または閉、すなわちオンまたはオフとするトランジスター駆動手段９は、電子制御装置４に備えている。ここで、平滑回路２の負極電位を前記電子制御装置４の基準電位としてのＧＮＤ電位１０としている。

更に、図２に示すように、電子制御装置４には、交流電圧ゼロクロス検知手段３とトランジスター駆動手段９に加えて、単相交流電圧１０２の商業周波数が５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚかを判断する交流電源周波数判断手段１１と、リアクトル７に通電を開始する位相を計測する第１タイマー手段１２と、リアクトル７への通電を停止する位相を計測する第２タイマー手段１３を備えている。また、電子制御装置４には、リアクトル７に通電を開始する電圧ゼロクロス点からの位相であるリアクトル通電開始位相θ_onを予め設定し記憶したリアクトル通電開始位相記憶部１４と、リアクトル７への通電を停止する位相であるリアクトル通電停止位相θ_offを予め設定し記憶したリアクトル通電停止位相記憶部１５も備えている。

交流電圧ゼロクロス検知手段３は、単相交流電圧１０２の電圧ゼロクロス点のゼロクロス割込み信号Ｓ₀を発生し、交流電源周波数判断手段１１と第１タイマー手段１２および第２タイマー手段１３に送信するものである。

交流電源周波数判断手段１１は、ゼロクロス割込み信号Ｓ₀の周期から判断した単相交流電圧１０２の商業周波数情報Ｓ_fを、リアクトル通電開始位相記憶部１４とリアクトル通電停止位相記憶部１５に送信するものである。

リアクトル通電開始位相記憶部１４は、周波数情報Ｓ_fにもとづき予め設定し記憶されたリアクトル通電開始位相θ_onとしてのＰＮＰ型バイポーラトランジスター８をオフするタイミング信号であるオフ時刻ｔ_offを第１タイマー手段１２に送信するものである。

リアクトル通電停止位相記憶部１５は、周波数情報Ｓ_fにもとづき予め設定し記憶されたリアクトル通電停止位相θ_offとしてのＰＮＰ型バイポーラトランジスター８をオンするタイミング信号であるオン時刻ｔ_onを第２タイマー手段１３に送信するものである。

第１タイマー手段１２は、ゼロクロス割込み信号Ｓ₀とオフ時刻ｔ_offを用いて電圧ゼロクロス点に対するカウントｕｐ信号ｔ_off-upをトランジスター駆動手段９に送信するものである。

第２タイマー手段１３は、ゼロクロス割込み信号Ｓ₀とオン時刻ｔ_onを用いて電圧ゼロクロス点に対するカウントｕｐ信号ｔ_on-upをトランジスター駆動手段９に送信するものである。

このような構成によれば、交流電源周波数判断手段１１は、ゼロクロス割込み信号Ｓ₀が電圧ゼロクロス点毎に送られてくる周期より単相交流電圧１０２の商業周波数ｆが５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚであるのか判断している。

第１タイマー手段１２は、送られたゼロクロス割込み信号Ｓ₀によりタイマーカウント動作を始め、リアクトル通電開始位相記憶部１４から送信されたオフ時刻ｔ_offに達するとタイマーカウントｕｐする。すなわち、第１タイマー手段１２は、タイマーカウントｕｐによって電圧ゼロクロス点に対するリアクトル通電開始位相θ_onの計測を行い、カウントｕｐ信号ｔ_off-upをトランジスター駆動手段９に送信する。

また、第２タイマー手段１３は、送られたゼロクロス割込み信号Ｓ₀からタイマーカウント動作を始め、リアクトル通電停止位相記憶部１５から送信されたオン時刻ｔ_onに達するとタイマーカウントｕｐする。すなわち、第２タイマー手段１３は、タイマーカウントｕｐによって電圧ゼロクロス点に対するリアクトル通電停止位相θ_offの計測を行い、カウントｕｐ信号ｔ_on-upをトランジスター駆動手段９に送信する。

カウントｕｐ信号ｔ_off-upがトランジスター駆動手段９に送信されることで、ＰＮＰ型バイポーラトランジスター８がオフし、リアクトル通電開始位相θ_onで、リアクトル７に導通角の広い平滑された状態の平滑コンデンサー６への充電電流Ｉ_C1が流れる。また、カウントｕｐ信号ｔ_on-upがトランジスター駆動手段９に送信されると、ＰＮＰ型バイポーラトランジスター８がオンし、これにより、リアクトル通電停止位相θ_offでリアクトル７を迂回して前記ＰＮＰ型バイポーラトランジスター８に平滑コンデンサー６への充電期間の残期間分の充電電流Ｉ_C1が流れることとなる。

以上により、平滑コンデンサー６への充電電流Ｉ_C1は、単相交流電圧１０２の正弦波のピーク値付近でリアクトル７により十分平滑された波形となり、オフ時刻ｔ_off以降は、リアクトル７を迂回してＰＮＰ型バイポーラトランジスター８に流れることとなる。

この時、ＰＮＰ型バイポーラトランジスター８がオンした後もリアクトル７に蓄積された電気エネルギーが一時的に放出されることとなるので、平滑コンデンサー６へ流れる充電電流Ｉ_C1はその間リアクトル７とＰＮＰ型バイポーラトランジスター８に流れる電流の合成電流となる。

以上の動作波形例を図３に示しており、電圧波形では、点線で示したものは、ダイオードブリッジ５で単相交流電圧１０２を全波整流した全波整流波形Ｅ１であり、実線で示したものは、平滑コンデンサー６で充放電される直流電圧Ｖ１である。ここで、Ａ部は全波整流波形Ｅ１の電圧ゼロクロス点であって、単相交流電圧１０２の電圧ゼロクロス点でもある。電流波形では、実線で示したものは、平滑コンデンサー６に流れる充電電流Ｉ_C1であり、破線はＰＮＰ型バイポーラトランジスター８が無かった場合にリアクトル７に流れる仮想充電電流Ｉ’_L1を示している。

上述の通りリアクトル７に蓄積された電気エネルギーが放出し終わった点である充電電流Ｉ_C1と仮想充電電流Ｉ’_L1の交差点Ｂ部からこの仮想充電電流Ｉ’_L1が流れ終わる点Ｃ部までの期間ｔ_dが、ＰＮＰ型バイポーラトランジスター８がオンしたことによるリアクトル７に流れる電流を抑制した期間となる。

また、スイッチ素子としてＰＮＰ型バイポーラトランジスター８のコレクタ−エミッタ間には寄生ダイオード８ａが存在するので、万が一、リアクトル７の両端への配線が断線した場合でも、このリアクトル７に蓄積された電気エネルギーがこのリアクトル７と寄生ダイオード８ａとの循環回路で放電することとなる。

また、リアクトル７をダイオードブリッジ５の正極出力側と平滑コンデンサー６との間に挿入し、スイッチ素子としてＰＮＰ型バイポーラトランジスター８としたことにより、平滑回路２のＧＮＤ電位１０に向けてベース電流Ｉ_Bを流すことで前記ＰＮＰ型バイポーラトランジスター８をオンまたはオフの動作をさせることができる。

以上のように、トランジスター駆動手段がリアクトルへの通電タイミングを単相交流電圧の電圧ゼロクロス点に対する位相によって制御している。これにより、前記単相交流電圧の半周期内において、予め設定した前記単相交流電圧の正弦波のピーク値付近の波形歪を抑制する効果のある期間のみの前記リアクトルへの通電を行うことができる。こうして、前記リアクトルに平滑コンデンサーへの充電電流を流すことで導通角の広い緩やかな電流波形として、前記単相交流電圧の正弦波のピーク値付近の波形歪を生じないようにしながら、期間ｔｄ分、前記リアクトルへの通電を止め、消費電力を削減することができる。したがって、商業用三相交流電源の平衡を維持しながら消費電力を低減する送風機を提供できる。

また、スイッチ素子としてＰＮＰ型バイポーラトランジスターとしたことにより、このＰＮＰ型バイポーラトランジスターのコレクタ−エミッタ間に存在する寄生ダイオードとリアクトルとの循環回路が自然と形成される。万が一、リアクトルの配線が断線故障した場合、このリアクトルに蓄積された電気エネルギーを安全に放電させることができ得る簡単な回路構成の送風機を提供できる。

また、リアクトルをダイオードブリッジの正極出力側と平滑コンデンサーとの間に挿入し、スイッチ素子としてＰＮＰ型バイポーラトランジスターを選定したことにより、平滑回路のＧＮＤ電位を基準電圧とした簡単な回路構成でＰＮＰ型バイポーラトランジスターを駆動できる。したがって、簡単な回路構成の送風機を提供できる。

なお、実施の形態において、スイッチ素子としてＰＮＰ型バイポーラトランジスターを設けたが、Ｐチャンネル型ＭＯＳ−ＦＥＴとしても作用効果に差は無い。

（実施の形態２）
本実施の形態では、実施の形態１の電子制御装置４に対し、電子制御装置１６を備えたものである。なお、実施の形態１と同一構成部分については、同一符号を用いてその詳細な説明は省略する。

電子制御装置１６は、電子制御装置４の交流電圧ゼロクロス検知手段３とリアクトル通電開始位相記憶部１４が、交流電圧ゼロクロス検知手段１７とリアクトル通電開始位相記憶部１８に置き換わったものである。

電子制御装置１６は、図４および図５に示すように、平滑コンデンサー６の直流電圧Ｖ１の瞬時値を検出し、この平滑コンデンサー６の放電状態に伴う直流電圧Ｖ１の減少状態からダイオードブリッジ５による全波整流電圧Ｅ１からの充電状態に切り替わって直流電圧Ｖ１が増加状態となる充電移行点を検知する直流電圧検知手段１９を平滑コンデンサー６の端子間に並列に接続して備えている。

更に、電子制御装置１６は、直流電圧Ｖ１の充電移行点の位相である充電移行位相θ_shを判断する計測手段としての第３タイマー手段２０と、充電移行位相θ_shのリアクトル通電開始位相θ_onに対する早遅関係を比較するオフ時刻比較手段２１を新たに備えている。

交流電圧ゼロクロス検知手段１７は、単相交流電圧１０２の電圧ゼロクロス点のゼロクロス割込み信号Ｓ₀を発生し、交流電源周波数判断手段１１と第１タイマー手段１２と第２タイマー手段１３と第３タイマー手段２０に送信するものである。

リアクトル通電開始位相記憶部１８は、周波数情報Ｓ_fにもとづき予め設定し記憶されたリアクトル通電開始位相θ_onとしてのＰＮＰ型バイポーラトランジスター８をオフするタイミング信号であるオフ時刻ｔ_offをオフ時刻比較手段２１に送信するものである。

直流電圧検知手段１９は、直流電圧Ｖ１が減少状態から増加状態となる充電移行点を判断すると、直ちに充電移行信号Ｓ_shを第３タイマー手段２０に送信するものである。

第３タイマー手段２０は、ゼロクロス割込み信号Ｓ₀と充電移行信号Ｓ_shを用いて電圧ゼロクロス点に対する充電移行位相θ_shとしてのカウントｕｐ信号ｔ_shをオフ時刻比較手段２１に送信するものである。

オフ時刻比較手段２１は、カウントｕｐ信号ｔ_shとオフ時刻ｔ_offを比較し、カウントｕｐ信号ｔ_sh≦オフ時刻ｔ_offが成立した時のみ、オフ時刻ｔ_offを第１タイマー手段１２に送信するものである。

これにより、ファンモーター１０６の運転状態により消費電力が大きく変動する運転負荷変動状態では、平滑コンデンサー６の充放電状態が運転負荷変動状態によって大きく異なる。図６では、その変動する動作波形例を示している。

図６（ａ）は、ファンモーター１０６の運転負荷状態が重負荷状態であって、平滑コンデンサー６へ充電電流Ｉ_C2が多くなっている状態の動作波形例を示す。

電圧波形では、点線で示したものは、ダイオードブリッジ５で単相交流電圧１０２を全波整流した全波整流波形Ｅ１であり、実線で示したものは、平滑コンデンサー６で充放電される直流電圧Ｖ１であり充放電状態を示すものである。電流波形では、実線で示したものは、平滑コンデンサー６に流れる充電電流Ｉ_C2であり、破線で示したものは、ＰＮＰ型バイポーラトランジスター８が無かった場合にリアクトル７に流れる仮想充電電流Ｉ’_L2である。

図６（ｂ）は、ファンモーター１０６の運転負荷状態が軽負荷状態であって、平滑コンデンサー６への充電電流Ｉ_C3が少なくなっている状態の動作波形例を示す。電圧波形では、点線で示したものは、ダイオードブリッジ５で単相交流電圧１０２を全波整流した全波整流波形Ｅ１であり、実線で示したものは、平滑コンデンサー６で充放電される直流電圧Ｖ１である。電流波形では、実線で示したものは、平滑コンデンサー６への充電電流Ｉ_C3である。ここで、Ａ部は前記全波整流波形Ｅ１の電圧ゼロクロス点であり、前記単相交流電圧１０２の電圧ゼロクロス点でもある。

これらの動作波形例も用いながら以下に説明する。

ファンモーター１０６の運転負荷状態が重負荷状態の場合、平滑コンデンサー６の直流電圧Ｖ１の放電が早まるので、図６（ａ）のように、放電から充電状態に変化する充電移行点は、単相交流電圧１０２の電圧ゼロクロス点に近づき、リアクトル通電開始位相θ_onより早まっている。

直流電圧検知手段１９は、直流電圧Ｖ１の瞬時値を検出しているので、直流電圧Ｖ１の放電から充電状態に変化する充電移行点を検知し得て、この充電移行点を検知すると直ちに充電移行信号Ｓ_shを第３タイマー手段２０に送信する。

第３タイマー手段２０は、送られたゼロクロス割込み信号Ｓ₀からタイマーカウント動作が始まり、充電移行信号Ｓ_shを受けてタイマーカウントｕｐし、電圧ゼロクロス点に対する充電移行位相θ_shの計測を行い、カウントｕｐ信号ｔ_shをオフ時刻比較手段２１に送信する。ここで、カウントｕｐ信号ｔ_shは、リアクトル通電開始位相記憶部１８のオフ時刻ｔ_offより早いのでカウントｕｐ信号ｔ_sh≦オフ時刻ｔ_offが成立し、このオフ時刻比較手段２１は、オフ時刻ｔ_offを第１タイマー手段１２に送信する。

第１タイマー手段１２は、送られたゼロクロス割込み信号Ｓ₀からタイマーカウント動作を始めているが、オフ時刻ｔ_offまで達していないのでタイマーカウントｕｐせず、カウントｕｐ信号ｔ_off-upをトランジスター駆動手段９に送信しない。

こうしてＰＮＰ型バイポーラトランジスター８は、トランジスター駆動手段９がＰＮＰ型バイポーラトランジスター８をオフさせないので、オンし続け、平滑コンデンサー６への充電電流Ｉ_C2は、リアクトル７を迂回してＰＮＰ型バイポーラトランジスター８に流れることとなる。

しばらくして、第１タイマー手段１２は、オフ時刻ｔ_offが経過してタイマーカウントｕｐし、カウントｕｐ信号ｔ_off-upをトランジスター駆動手段９に送信し、このトランジスター駆動手段９は、ＰＮＰ型バイポーラトランジスター８をオフさせる。

そうすると、平滑コンデンサー６への充電電流Ｉ_C2は、リアクトル通電開始位相θ_onにおいて、リアクトル７にのみ流れ始め、全波整流波形Ｅ１と直流電圧Ｖ１の電位差によって流れる充電電流Ｉ_C2は、単相交流電圧１０２の正弦波のピーク付近の波形を歪ませることなく導通角の広い平滑された状態で流れる。

ほどなくして、送られたゼロクロス割込み信号Ｓ₀からタイマーカウント動作を始めている第２タイマー手段１３は、オン時刻ｔ_onに達するとタイマーカウントｕｐし、カウントｕｐ信号ｔ_on-upをトランジスター駆動手段９に送信する。

ここで、このトランジスター駆動手段９は、リアクトル通電停止位相θ_offにおいて、ＰＮＰ型バイポーラトランジスター８をオンさせ、リアクトル７を迂回してこのＰＮＰ型バイポーラトランジスター８に充電期間の残期間分の充電電流Ｉ_C2を流すこととなる。

ＰＮＰ型バイポーラトランジスター８がオンした後もリアクトル７に蓄積された電気エネルギーは一時的に放出されることとなるので、平滑コンデンサー６へ流れる充電電流Ｉ_C2はその間リアクトル７とＰＮＰ型バイポーラトランジスター８に流れる電流の合成電流となっている。

一方、図６（ｂ）に示すとおり、ファンモーター１０６の運転負荷状態が軽重負荷状態の場合、平滑コンデンサー６の直流電圧Ｖ１の放電が遅くなり、放電から充電状態に変化する充電移行点は、単相交流電圧１０２の電圧ゼロクロス点から遠ざかり、リアクトル通電開始位相θ_onより遅くなる。

ゼロクロス割込み信号Ｓ₀からタイマーカウント動作が始まっている第３タイマー手段２０は、直流電圧検知手段１９からの充電移行信号Ｓ_shを受けてタイマーカウントｕｐし、電圧ゼロクロス点からの位相である充電移行位相θ_shの計測を行い、カウントｕｐ信号ｔ_shをオフ時刻比較手段２１に送信することとなる。

ここで、カウントｕｐ信号ｔ_shは、リアクトル通電開始位相記憶部１８のオフ時刻ｔ_offより遅いので、カウントｕｐ信号ｔ_sh＞オフ時刻ｔ_offとなり、このオフ時刻比較手段２１は、オフ時刻ｔ_offを第１タイマー手段１２へ送信しないこととなる。

第１タイマー手段１２は、オフ時刻ｔ_offが来ないため、タイマーカウントｕｐ動作できず、トランジスター駆動手段９にカウントｕｐ信号ｔ_off-upを送信しないこととなる。

つまり、リアクトル通電開始位相θ_onを過ぎても、トランジスター駆動手段９が動作しないので、ＰＮＰ型バイポーラトランジスター８は、オンし続けることとなり、平滑コンデンサー６の充電電流Ｉ_C3は、リアクトル７を迂回してＰＮＰ型バイポーラトランジスター８に流れている。

また、送られたゼロクロス割込み信号Ｓ₀からタイマーカウント動作を始めている第２タイマー手段１３は、オン時刻ｔ_onに達するとタイマーカウントｕｐし、電圧ゼロクロス点に対するリアクトル通電停止位相θ_offの計測を行い、カウントｕｐ信号ｔ_on-upをトランジスター駆動手段９に送信する。

ここで、ＰＮＰ型バイポーラトランジスター８はすでにオンの状態になっているので、カウントｕｐ信号ｔ_on-upによってトランジスター駆動手段９がＰＮＰ型バイポーラトランジスター８をオン動作させることとなるが、動作の変化は生じない。

こうしてファンモーター１０６の軽負荷状態には、平滑コンデンサー６への充電電流Ｉ_C3は、リアクトル７を常に迂回した状態のままＰＮＰ型バイポーラトランジスター８に流れ続けることとなるので、リアクトル７には、充電電流Ｉ_C3が常に流れないことになる。

以上のように、ファンモーター１０６の重負荷状態では、オフ時刻ｔ_off前の仮想充電電流Ｉ’_L2が流れ出すカウントｕｐ信号ｔ_shの点Ｄとオフ時刻ｔ_offの期間ｔ_d1、およびオン時刻ｔ_on後の上述の通りリアクトル７に蓄積された電気エネルギーが放出し終わった点である充電電流Ｉ_C1と仮想充電電流Ｉ’_L2の交差点Ｅ部から仮想充電電流Ｉ’_L2が流れ終わる点Ｆ部までの期間ｔ_d2が、リアクトル７に流れる平滑コンデンサー６への充電電流Ｉ_C2を抑制した期間となる。その結果、電子制御装置１６において、トランジスター駆動手段９がＰＮＰ型バイポーラトランジスター８を動作させて、リアクトル７への通電タイミングを単相交流電圧１０２の電圧ゼロクロス点に対する位相によって制御することとなる。

こうして、前記単相交流電圧の半周期内において、予め設定した単相交流電圧の正弦波のピーク値付近の波形歪を抑制する効果のある期間のみ、リアクトルへの通電を行うことができる。こうして、前記リアクトルに平滑コンデンサーへの充電電流を流すことで導通角の広い緩やかな電流波形として、前記単相交流電圧の正弦波のピーク値付近の波形歪を生じないようにしながら、前記期間ｔ_d1および前記期間ｔ_d2の間、前記リアクトルへの通電を止め、消費電力を削減することができる。したがって、商業用三相交流電源の平衡を維持しながら消費電力を低減する送風機を提供できる。

また、ファンモーター１０６の軽負荷状態には、直流電圧検知手段１９により単相交流電圧の半周期内において直ちにＰＮＰ型バイポーラトランジスター８をオンすることができ、平滑コンデンサー６への充電電流Ｉ_C3は、常にリアクトル７を迂回してＰＮＰ型バイポーラトランジスター８に流れることとなる。すなわち、リアクトルを用いずとも電源高調波電流規制（例えばＩＥＣ６１０００３−２）を満足できる負荷の消費電力が小さい軽負荷状態では、単相交流電圧の正弦波ピーク値付近の波形歪を生じずにリアクトルの抵抗成分で消費される電力損失を抑えることができる。したがって、商業用三相交流電源の平衡を維持しながら消費電力を低減する送風機を提供できる。

また、スイッチ素子としてＰＮＰ型バイポーラトランジスター８としたことにより、このＰＮＰ型バイポーラトランジスター８のコレクタ−エミッタ間に存在する寄生ダイオード８ａとリアクトル７との循環回路が自然と形成される。万が一、リアクトルの両端への配線が断線故障した場合、このリアクトルに蓄積された電気エネルギーを安全に放電させることができ得る簡単な回路構成の送風機を提供できる。

また、リアクトル７をダイオードブリッジ５の正極出力側と平滑コンデンサー６との間に挿入し、スイッチ素子としてＰＮＰ型バイポーラトランジスター８としたことにより、平滑回路２のＧＮＤ電位１０に向けてベース電流Ｉ_Bを流すことでＰＮＰ型バイポーラトランジスター８をオンまたはオフの動作をさせることとなる。平滑回路のＧＮＤ電位を基準電圧とした簡単な回路構成でＰＮＰ型バイポーラトランジスターを駆動できる。したがって、簡単な回路構成の送風機を提供できる。

本発明にかかる送風機は、商業用三相交流の任意の２線に接続された、単相交流電圧を全波整流ブリッジ回路と平滑コンデンサーを用いて直流電圧に変換出力する平滑回路を備えた送風機器であって、前記平滑コンデンサーへの充電電流を平滑するリアクトルを備え、
前記リアクトルの両端にスイッチ素子を並列に接続し、前記単相交流電圧の電圧ゼロクロス点を検知する検知手段と、この検知手段の信号にもとづいて前記単相交流電圧の周波数を検知する周波数判断手段と、前記スイッチ素子を開または閉にするスイッチ素子駆動手段を電子制御装置に備え、この周波数判断手段により判断した周波数に応じて、前記スイッチ素子を開とする前記電圧ゼロクロス点に対するリアクトル通電開始位相と、前記スイッチ素子を閉とする前記電圧ゼロクロス点に対するリアクトル通電停止位相とを予め設定し記憶させた記憶部と、この記憶部の情報にもとづいて、前記単相交流電圧の半周期毎に、前記スイッチ素子駆動手段が前記スイッチ素子を開または閉として、前記単相交流電圧の半周期内の前記リアクトル通電開始位相と前記リアクトル通電停止位相の間、前記リアクトルへの通電を行うことを特徴とする構成にしたことにより、スイッチ駆動手段が、単相交流電圧の半周期毎に、リアクトルへの通電を前記単相交流電圧の電圧ゼロクロス点に対する位相によって行い、予め設定した前記単相交流電圧の正弦波のピーク値付近の波形歪を抑制する効果のある期間のみの前記リアクトルへの通電を行うことができるので、重負荷状態でも前記リアクトルでの不要な電力消費を抑え得るので、商業用三相交流電源の平衡を維持しながら送風機の消費電力を低減することを可能とするものであるので、工場設備や商業設備などの商業用三相交流電源の任意の２線に接続される単相交流電源機器の交流電圧を直流電圧に変換し出力する平滑回路を有した機器、例えば、空調機やスイッチング電源等として有用である。

１送風機
２平滑回路
３交流電圧ゼロクロス検知手段
４電子制御装置
５ダイオードブリッジ
６平滑コンデンサー
７リアクトル
８ＰＮＰ型バイポーラトランジスター
８ａ寄生ダイオード
９トランジスター駆動手段
１０ＧＮＤ電位
１１交流電源周波数判断手段
１２第１タイマー手段
１３第２タイマー手段
１４リアクトル通電開始位相記憶部
１５リアクトル通電停止位相記憶部
１６電子制御装置
１７交流電圧ゼロクロス検知手段
１８リアクトル通電開始位相記憶部
１９直流電圧検知手段
２０第３タイマー手段
２１オフ時刻比較手段
１０１商業用三相交流電源
１０２単相交流電圧
１０３送風機
１０４平滑回路
１０５インバーター
１０６ファンモーター
１０７ダイオードブリッジ
１０８平滑コンデンサー
１０９リアクトル
１１０電流検出手段
１１１スイッチ素子

Claims

商業用三相交流の任意の２線に接続された、
単相交流電圧を全波整流ブリッジ回路と平滑コンデンサーを用いて直流電圧に変換出力する平滑回路を備えた送風機器であって、
前記平滑コンデンサーへの充電電流を平滑するリアクトルを備え、
前記リアクトルの両端にスイッチ素子を並列に接続し、
前記単相交流電圧の電圧ゼロクロス点を検知する検知手段とこの検知手段の信号にもとづいて前記単相交流電圧の周波数を検知する周波数判断手段と前記スイッチ素子を開または閉にするスイッチ素子駆動手段を電子制御装置に備え、
この周波数判断手段により判断した周波数に応じて、前記スイッチ素子を開とする前記電圧ゼロクロス点に対するリアクトル通電開始位相と、前記スイッチ素子を閉とする前記電圧ゼロクロス点に対するリアクトル通電停止位相とを予め設定し記憶させた記憶部と、
この記憶部の情報にもとづいて、前記単相交流電圧の半周期毎に、前記スイッチ素子駆動手段が前記スイッチ素子を開または閉として、前記単相交流電圧の半周期内のリアクトル通電開始位相とリアクトル通電停止位相の間、リアクトルへの通電を行うことを特徴とする送風機。
平滑コンデンサーにより平滑された直流電圧の瞬時値を検出し、前記平滑コンデンサーの放電状態に伴う前記直流電圧の減少状態からダイオードブリッジによる全波整流電圧からの充電状態に切り替わって前記直流電圧の増加状態となる充電移行点を検知する直流電圧検知手段と、この充電移行点から充電移行位相を計測する計測手段と、を電子制御装置に備え、
単相交流電圧の電圧ゼロクロス点に対して前記計測手段により計測された前記充電移行位相と、リアクトル通電開始位相とを比較し、この充電移行位相が前記リアクトル通電開始位相より早ければこのリアクトル通電開始位相でスイッチ素子を開とし、この充電移行位相が前記リアクトル通電開始位相より遅ければスイッチ素子を閉とする動作を、単相交流電圧の半周期内において前記スイッチ素子駆動手段が行う
ことを特徴とする請求項１記載の送風機。
スイッチ素子の主電極端子間の逆方向に寄生ダイオードを有するスイッチ素子としたことを特徴とする請求項１乃至請求項２記載の送風機。