JP2020162314A

JP2020162314A - 直流電源装置

Info

Publication number: JP2020162314A
Application number: JP2019060087A
Authority: JP
Inventors: 晴之宮崎; Haruyuki Miyazaki; 京極　章弘; Akihiro Kyogoku; 章弘京極
Original assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Current assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Priority date: 2019-03-27
Filing date: 2019-03-27
Publication date: 2020-10-01

Abstract

【課題】複雑な回路を構成することなく、ハイサイド側のＭＯＳＦＥＴを駆動するために必要な電圧を、安定的に確保できる直流電源装置を提供すること。【解決手段】交流電源１と、２つのＭＯＳＦＥＴが直列に接続された直列回路を少なくとも１つ含むブリッジ回路と、交流電源１とブリッジ回路の間に設けられたリアクタ３と、ブリッジ回路の出力側に設けられた平滑コンデンサ１２と、交流電源１からの交流電圧の極性を判断する交流電圧極性判定部１７ｄと、直列回路を駆動するドライブ回路（７ａ、７ｂ）と、直列回路のハイサイド用のドライブ回路（７ａ、７ｂ）に電源を供給するブートストラップ回路と、を有し、交流電圧の各極性で、直列回路のローサイドは少なくとも一度オンする直流電源装置。【選択図】図４

Description

本発明は、直流電源装置に関するものである。

従来、この種の直流電源装置において、２つのＭＯＳＦＥＴが直列に接続された直列回路を少なくとも１つと、前記直列回路の各ＭＯＳＦＥＴを駆動するドライブ回路及び共通電源を用いてドライブ回路へ電圧を供給するブートストラップ回路から構成される直流電源装置において、前記ＭＯＳＦＥＴに内蔵、あるいは、寄生のダイオードに電流が流れるタイミングで、ＭＯＳＦＥＴをオンすることで、ダイオードの導通損失を低減する同期整流制御が一般的に知られている。

図７（ａ）のように、力率改善を行う場合には、直列回路のハイサイド側及びローサイド側のＭＯＳＦＥＴを複数回オン・オフさせ同期整流動作と、リアクタを介して交流電源の短絡動作（以下、ＡＣ短絡）を繰り返し行う。

そのため、ブートストラップ回路のハイサイド側に設けられたコンデンサの充・放電が複数回繰り返される。

一方、図７（ｂ）のように力率改善を行わない場合には、交流電圧の半周期にわたり、直列回路のハイサイド側、あるいは、ローサイド側のＭＯＳＦＥＴがオンし、同期整流（以下、ＡＣ同期整流）を実施する。

そのため、交流電圧の極性が正の時には、直列回路におけるハイサイド側のＭＯＳＦＥＴが交流電圧の半周期間オンするため、ブートストラップ回路のハイサイド側に設けられたコンデンサの電圧が低下（放電）する。

このため、コンデンサの電圧がドライブ回路の制御電源電圧低下保護閾値を下回ると、ハイサイド側のＭＯＳＦＥＴのゲートへ電圧を供給できなくなる。

このような場合、ＭＯＳＦＥＴを安定的にオンすることができず、同期整流制御によるダイオードの導通損失を低減できない。

そこで、ブートストラップ回路の充放電時の時定数を切り替えることが可能な回路構成により、充電を速くする、あるいは、放電を遅くすることで、ハイサイド側のＭＯＳＦＥＴを駆動するのに必要な電圧を安定的に確保する方法がある（例えば、特許文献１参照）。

特開２０１６−２２０３７８号公報

しかしながら、前記従来の構成では、充放電時にブートストラップ回路の時定数を切り替えることが可能な回路を構成する場合には、回路が複雑化してしまうため、実装面積の拡大あるいはコストの増加に繋がる。

本発明は、上記課題を解決するもので、複雑な回路を構成することなく、ハイサイド側のＭＯＳＦＥＴを駆動するために必要な電圧を、安定的に確保できる直流電源装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明による直流電源装置は、交流電源と、２つのＭＯＳＦＥＴが直列に接続された直列回路を少なくとも１つ含むブリッジ回路と、前記交流電源と前記ブリッジ回路の間に設けられたリアクタと、前記ブリッジ回路の出力側に設けられた平滑コンデンサと、前記交流電源からの交流電圧の極性を判断する交流電圧極性判定部と、前記直列回路を駆動するドライブ回路と、前記直列回路のハイサイド用のドライブ回路に電源を供給するブートストラップ回路と、を有し、前記交流電圧の各極性で、前記直列回路のローサイドは少なくとも一度オンすることを特徴とするものである。

これにより、ブートストラップ回路を用いた２つのＭＯＳＦＥＴが、直列接続された回路におけるハイサイド側のＭＯＳＦＥＴを駆動するために必要な電圧を、安定的に確保しつつ、同期整流制御を実施することが可能となり、空気調和機等の電気機器を高効率に運転できる直流電源装置を提供できる。

また、本発明による直流電源装置は、交流電源と、２つのＭＯＳＦＥＴが直列に接続された直列回路を少なくとも１つ含むブリッジ回路と、前記交流電源と前記ブリッジ回路の間に設けられたリアクタと、前記ブリッジ回路の出力側に設けられた平滑コンデンサと、前記交流電源からの交流電圧の極性を判断する交流電圧極性判定部と、前記直列回路を駆動するドライブ回路と、前記直列回路のハイサイド用のドライブ回路に電源を供給するブートストラップ回路とを有し、前記直列回路のハイサイドが少なくとも一度オンした前記交流電圧の極性において、前記ハイサイドのオン時間が所定時間以上の場合には、ローサイドは少なくとも一度オンし、前記ハイサイドのオン時間が所定時間未満の場合には、前記ローサイドはオンしないことを特徴とするものである。

本発明によれば、複雑な回路を構成することなく、ハイサイド側のＭＯＳＦＥＴを駆動するために必要な電圧を、安定的に確保できる直流電源装置を提供できる。

本発明の実施の形態１における直流電源装置の構成を示す図。本発明の実施の形態１における交流電源からの交流電流波形とＡＣ短絡時間との関係を示すタイミングチャート本発明の実施の形態１におけるコンデンサの端子電圧とハイサイド側の同期整流実施時間との関係を示す図。（ａ）本発明の実施の形態１における直流電源装置の同期整流制御とＡＣ短絡との関係を示すタイミングチャート（充電後は同期整流を停止する場合）（ｂ）同直流電源装置の同期整流制御とＡＣ短絡との関係を示すタイミングチャート（充電後に同期整流を再開する場合）本発明の実施の形態２における直流電源装置を示す図。（ａ）本発明の実施の形態２における直流電源装置の同期整流制御とＡＣ短絡との関係を示すタイミングチャート（同期整流制御後にＡＣ短絡しない場合）（ｂ）同直流電源装置の同期整流制御とＡＣ短絡との関係を示すタイミングチャート（同期整流制御後にＡＣ短絡する場合）（ａ）従来の直流電源装置の動作を示す図（力率改善を行う場合）（ｂ）従来の直流電源装置の動作を示す図（力率改善を行わない場合）

第１の発明は、交流電源と、２つのＭＯＳＦＥＴが直列に接続された直列回路を少なくとも１つ含むブリッジ回路と、前記交流電源と前記ブリッジ回路の間に設けられたリアクタと、前記ブリッジ回路の出力側に設けられた平滑コンデンサと、前記交流電源からの交流電圧の極性を判断する交流電圧極性判定部と、前記直列回路を駆動するドライブ回路と、前記直列回路のハイサイド用のドライブ回路に電源を供給するブートストラップ回路と、を有し、前記交流電圧の各極性で、前記直列回路のローサイドは少なくとも一度オンすることを特徴とする直流電源装置である。

第２の発明は、交流電源と、２つのＭＯＳＦＥＴが直列に接続された直列回路を少なくとも１つ含むブリッジ回路と、前記交流電源と前記ブリッジ回路の間に設けられたリアクタと、前記ブリッジ回路の出力側に設けられた平滑コンデンサと、前記交流電源からの交流電圧の極性を判断する交流電圧極性判定部と、前記直列回路を駆動するドライブ回路と、前記直列回路のハイサイド用のドライブ回路に電源を供給するブートストラップ回路とを有し、前記直列回路のハイサイドが少なくとも一度オンした前記交流電圧の極性において、前記ハイサイドのオン時間が所定時間以上の場合には、ローサイドは少なくとも一度オンし、前記ハイサイドのオン時間が所定時間未満の場合には、前記ローサイドはオンしないことを特徴とする直流電源装置である。

これにより、ブートストラップ回路を用いた２つのＭＯＳＦＥＴが直列接続された回路におけるハイサイド側のＭＯＳＦＥＴを駆動するために必要な電圧を安定的に確保しつつ、同期整流制御を実施することが可能となり、空気調和機等の電気機器を高効率に運転できる直流電源装置を提供できる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態における直流電源装置の構成を示す図である。

図１に示すように、本実施の形態における直流電源装置は、交流電源１の一方の交流ラインに接続されたリアクタ３と、交流電源１の一端に接続され交流電源１から流れる電流を検出する交流電流検出手段２と、ダイオード１１ａとダイオード１１ｂとで構成される直列回路を備えている。

また、その直列回路に、ＭＯＳＦＥＴ１０ａとＭＯＳＦＥＴ１０ｂとで構成される直列回路が並列接続されたブリッジ回路と、ＭＯＳＦＥＴ１０ａ、ＭＯＳＦＥＴ１０ｂを各々駆動させるドライブ回路７ａ、ドライブ回路７ｂと、ドライブ回路７ａ、ドライブ回路７ｂへ電力を供給する抵抗４と、ダイオード５と、コンデンサ６と、直流電源８とで構成されるブートストラップ回路と、ブリッジ回路の出力側に接続された平滑コンデンサ１２と、平滑コンデンサ１２に並列接続された直流電圧検出手段１３とを備えている。

本実施の形態の直流電源装置は、マイクロコンピュータなどから構成される制御部１７と、交流電源１の両端に接続された交流電圧位相検出手段１６（例えば、ゼロクロス検出回路など）を備えている。

また、制御部１７は、交流電圧位相検出手段１６から得られる交流電源１からの交流電圧のゼロクロス点（以下、ゼロクロス）と交流電圧の周期から、交流電源１からの交流電圧の位相を推定演算する交流電圧位相演算部１７ａとを有している。

また、交流電圧位相検出手段１６において交流電圧とゼロクロス基準電圧とを比較することで交流電圧の極性を判断する交流電圧極性判定部１７ｄと、直流電圧検出手段１３の検出値と直流電圧指令値との比較結果に応じて比例積分補償演算を行う電圧制御部１７ｅとを有している。

また、制御部１７は、交流電圧位相演算部１７ａから得られる交流電圧の位相に相当する略正弦波状の基準電流波形の電流振幅値と電圧制御部１７ｅの出力とを乗算することで電流指令を生成し、交流電流検出手段２で検出した交流電流検出値と等しくなるように比例積分補償演算する電流制御部１７ｂとを有している。

また、電流制御部１７ｂの出力と三角波状の搬送波を比較し、ＭＯＳＦＥＴ１０ａとＭＯＳＦＥＴ１０ｂのＰＷＭ駆動信号を生成するＰＷＭ信号生成部１７ｃとを有している。

また、ＰＷＭ信号生成部１７ｃと交流電圧極性判定部１７ｄからの情報に基づき、交流電圧の各極性で、ＭＯＳＦＥＴ１０ｂをオンさせる充電パルス挿入部１７ｆとを有している。

そして、ＭＯＳＦＥＴ１０ａとＭＯＳＦＥＴ１０ｂを短絡及び開放させることで、直流電圧が直流電圧指令と等しくなるように制御し、直流電圧を負荷１４へ供給する。

以下に、充電パルス挿入部１７ｆの詳細について図２〜図４を用いて説明する。まず、交流電圧が正の場合について説明する。

コンデンサ６を充電するために、ローサイド側のＭＯＳＦＥＴ１０ｂをオンさせると、ＡＣ短絡となり、ＡＣ短絡の状態が長時間継続すると、図２に示すように、交流電源１からの交流電流波形が歪み、直流電源装置の変換効率の悪化や、高調波の悪化、さらにはＭＯＳＦＥＴ１０ａ、ＭＯＳＦＥＴ１０ｂ等の部品の電流定格を超過し、最悪の場合には各部品が機能不能に至る可能性がある。

そのため、それらに影響を及ぼさないように、ローサイド側のＭＯＳＦＥＴ１０ｂをオンする時間、つまり、コンデンサ６を充電する時間ｔ１を予め決めておく。

次に、ハイサイド側のＭＯＳＦＥＴ１０ａをオンさせ同期整流を実施、すなわち、コンデンサ６の放電時間ｔ２について説明する。放電時間の最大は、電源半周期の時間からｔ１の差に相当する。

さらに、図３に示すように、放電時間ｔ２が長くなるほど、コンデンサ６の端子電圧は低下（放電）するため、コンデンサ６の端子電圧がドライブ回路の制御電源電圧低下保護閾値以下、あるいは、ドライブ回路の制御電源電圧低下保護閾値の所定マージンを設けた値以下とならない、かつ、ｔ２の最大値までの範囲でｔ２を予め決めておく。

なお、図４（ａ）のように、ｔ１の開始はゼロクロス、あるいは、ゼロクロスから所定時間経過後に開始し、ｔ２はｔ１終了直後、あるいは、終了から所定時間経過後に開始するものとする。

また、ｔ１終了後から次のゼロクロスまでの間は、ハイサイド側のＭＯＳＦＥＴ１０ａをオフ状態で維持、あるいは、図４（ｂ）のように、ハイサイド側のＭＯＳＦＥＴ１０ａをオンさせ同期整流を実施させてもよい。

次に、交流電圧が負の場合について説明する。図４（ａ）、図４（ｂ）のように、同期整流実施のために、ローサイド側のＭＯＳＦＥＴ１０ｂが電源半周期を通してオン、つまり、前記コンデンサ６が充電される。

なお、交流電圧が正、負の場合において、ゼロクロスでハイサイド及びローサイド側のＭＯＳＦＥＴ１０ａ、ＭＯＳＦＥＴ１０ｂがオンからオフが切り替わる場合には、上下導通を回避するために、ハイサイド及びローサイド側のＭＯＳＦＥＴ１０ａ、ＭＯＳＦＥＴ１０ｂの両方をオフさせる区間を設けてもよい。

このように、本実施の形態においては、交流電圧の各極性で、直列回路のローサイドを少なくとも一度オンさせ、ハイサイド側のコンデンサ６を充電することで、直列回路のハイサイド側に設けられたＭＯＳＦＥＴを駆動するために必要な電圧を安定的に確保しつつ、同期整流制御により直流電源装置並びにそれを用いた空気調和機を高効率に運転できるという効果を有する。

（実施の形態２）
図５は、本発明の第２の実施の形態における直流電源装置の構成を示す図である。

なお、本発明における第２の実施の形態は、第１の実施の形態と同一の回路構成であるため、第１の実施の形態と差異がある制御部１７内の放電時間計測部１７ｇについてのみ説明する。

前述したようにハイサイド側のＭＯＳＦＥＴ１０ａのオン時間が長くなる程、コンデンサ６の端子電圧は低下するため、図６（ａ）に示すように、交流電圧の極性が正の場合、ゼロクロスからハイサイド側のＭＯＳＦＥＴ１０ａのオン時間ｔ３の計測を行い、ｔ３が所定時間ｔ２未満の場合には、ローサイド側のＭＯＳＦＥＴ１０ｂはオンさせないで、オフの状態を維持させる。

また、図６（ｂ）に示すように、ｔ３が所定時間ｔ２以上の場合には、ｔ３が所定時間ｔ２となった時点で、ハイサイド側のＭＯＳＦＥＴ１０ａをオフとする。

ＭＯＳＦＥＴ１０ａをオフさせた直後、あるいは、ＭＯＳＦＥＴ１０ａがオフさせてから所定時間経過後に、ローサイド側のＭＯＳＦＥＴ１０ｂをｔ１の間オンさせる。

なお、ｔ１終了後から次のゼロクロスまでの間は、ハイサイド側のＭＯＳＦＥＴ１０ａをオンさせ同期整流を実施、あるいは、ハイサイド側のＭＯＳＦＥＴ１０ａをオフ状態で維持させてもよい。

なお、ｔ１、ｔ２については実施の形態１に記載した方法と同様に決定する。また、前記交流電圧の極性が負の場合には、同期整流実施のためにローサイド側のＭＯＳＦＥＴ１０ｂが電源半周期を通してオン、つまりコンデンサ６が充電される。

このように、直列回路のハイサイドが少なくとも一度オンした交流電圧の極性において、ハイサイドのオン時間が所定時間以上の場合は、ローサイドは少なくとも一度オンし、ハイサイドのオン時間が所定時間未満の場合には、ローサイドはオンせず、オフの状態を維持することで、直列回路のハイサイド側に設けられたＭＯＳＦＥＴを駆動するために必要な電圧を、安定的に確保しつつ、同期整流制御により直流電源装置並びにそれを用いた空気調和機を高効率に運転できるという効果を有する。

複雑な回路を構成することなく、ハイサイド側のＭＯＳＦＥＴを駆動するために必要な電圧を、安定的に確保できる直流電源装置を提供できるため、空気調和機、冷蔵庫、洗濯機等の直流電源装置を用いた電気機器に適用できる。

１交流電源
２交流電流検出手段
３リアクタ
４抵抗
５、１１ａ、１１ｂダイオード
６コンデンサ
７ａ、７ｂドライブ回路
８直流電源
１０ａ、１０ｂＭＯＳＦＥＴ
１２平滑コンデンサ
１３直流電圧検出手段
１４負荷
１６交流電圧位相検出手段
１７制御部
１７ｄ交流電圧極性判定部

Claims

交流電源と、
２つのＭＯＳＦＥＴが直列に接続された直列回路を少なくとも１つ含むブリッジ回路と、前記交流電源と前記ブリッジ回路の間に設けられたリアクタと、
前記ブリッジ回路の出力側に設けられた平滑コンデンサと、
前記交流電源からの交流電圧の極性を判断する交流電圧極性判定部と、
前記直列回路を駆動するドライブ回路と、
前記直列回路のハイサイド用のドライブ回路に電源を供給するブートストラップ回路と、を有し、
前記交流電圧の各極性で、前記直列回路のローサイドは少なくとも一度オンすることを特徴とする直流電源装置。
交流電源と、
２つのＭＯＳＦＥＴが直列に接続された直列回路を少なくとも１つ含むブリッジ回路と、前記交流電源と前記ブリッジ回路の間に設けられたリアクタと、
前記ブリッジ回路の出力側に設けられた平滑コンデンサと、
前記交流電源からの交流電圧の極性を判断する交流電圧極性判定部と、
前記直列回路を駆動するドライブ回路と、
前記直列回路のハイサイド用のドライブ回路に電源を供給するブートストラップ回路と
を有し、
前記直列回路のハイサイドが少なくとも一度オンした前記交流電圧の極性にて、
前記ハイサイドのオン時間が所定時間以上の場合には、ローサイドは少なくとも一度オンし、
前記ハイサイドのオン時間が所定時間未満の場合には、前記ローサイドはオンしないことを特徴とする直流電源装置。