JP6496607B2 - 直流電源装置、並びにそれを用いる空気調和機 - Google Patents

Description

本発明は、交流電圧を直流電圧に変換する直流電源装置、並びにそれを用いる空気調和機に関する。

電車、自動車、空気調和機等には、交流電圧を直流電圧に変換する直流電源装置（直流電源装置）が搭載されている。そして、直流電源装置から出力される直流電圧をインバータによって所定周波数の交流電圧に変換し、この交流電圧がモータ等の負荷に印加される。

このような直流電源装置において、電力変換効率を高めて省エネルギー化を図ることが求められている。電力変換効率を高める手段として、例えば、特許文献１に記載されるような従来技術が知られている。

本従来技術においては、コンバータ回路にＭＯＳＦＥＴを使用した同期整流回路が提案されている。その回路構成は、直流電圧の正極側に第１のＭＯＳＦＥＴのドレインが接続され、負極側に第２のＭＯＳＦＥＴのソースが接続された構成となっている。そして、第１のＭＯＳＦＥＴのソースと第２のＭＯＳＦＥＴのドレインが接続されている。

特許第５３４９６３６号公報

上記従来技術のように平滑コンデンサの正極側に第１のＭＯＳＦＥＴを接続し、平滑コンデンサの負極側に第２のＭＯＳＦＥＴを接続して同期整流を行う構成においては、平滑コンデンサの正極側に接続された第１のＭＯＳＦＥＴを駆動するには、第１のＭＯＳＦＥＴのソース電位を基準とした電源回路が必要となる。しかしながら、上記従来技術では、第１のＭＯＳＦＥＴすなわちハイサイド素子の駆動電圧を確保して、安定的に同期整流制御を行うことについては考慮されていない。

そこで、本発明は、ハイサイド素子の駆動電圧を確保し、安定的に同期整流制御を行うことが可能な直流電源装置並びにそれを用いて信頼性が向上される空気調和機を提供する。

上記課題を解決するために、本発明による直流電源装置は、第一のダイオードのアノードと第二のダイオードのカソードが接続され、第一のＭＯＳＦＥＴのソースと第二のＭＯＳＦＥＴのドレインが接続され、第一のダイオードのカソードと第一のＭＯＳＦＥＴのドレインが平滑コンデンサの正極側に接続され、第二のダイオードのアノードと第二のＭＯＳＦＥＴのソースが平滑コンデンサの負極側に接続され、第一のダイオードと第二のダイオードとの接続点と、第一のＭＯＳＦＥＴと第二のＭＯＳＦＥＴとの接続点に、リアクトルを介して、交流電源が接続され、第一のＭＯＳＦＥＴおよび第二のＭＯＳＦＥＴのスイッチングにより、交流電源の交流電圧を直流電圧に変換するものであって、第一のＭＯＳＦＥＴおよび第二のＭＯＳＦＥＴが、交流電圧の極性に応じて、同期整流動作をするようにスイッチングされる全波整流動作モードと、第一のＭＯＳＦＥＴおよび第二のＭＯＳＦＥＴが、交流電圧の半サイクルにおいて、相補的に所定回数オン・オフスイッチングされる部分スイッチング動作モードと、第一のＭＯＳＦＥＴおよび第二のＭＯＳＦＥＴが、所定の周波数で相補的にオン・オフスイッチングされる高速スイッチング動作モードと、を有し、さらに、第一のＭＯＳＦＥＴの制御電源となるブートストラップ回路を備え、ブートストラップ回路のコンデンサが、第二のＭＯＳＦＥＴがスイッチングされてオンする時に充電される。

また、上記課題を解決するために、本発明による空気調和機は、交流電動機によって圧縮機が駆動される電動圧縮機と、電動圧縮機に交流電力を供給するインバータ回路と、インバータ回路を負荷とする直流電源装置と、を備え、電動圧縮機によって圧縮される冷媒が冷凍サイクルに循環するものであって、直流電源装置が、上記本発明による直流電源装置である。

本発明によれば、第一のＭＯＳＦＥＴの制御電源となるブートストラップ回路を備え、ブートストラップ回路のコンデンサが、全波整流動作モード、部分スイッチング動作モードおよび高速スイッチング動作モードにおいて第二のＭＯＳＦＥＴがオンする時に充電されることにより、ハイサイド素子である第一のＭＯＳＦＥＴの駆動電圧を確保し、安定的に同期整流制御を行うことが可能となる。これにより、直流電源装置、並びにそれを用いる空気調和機の効率が向上すると共に、信頼性が向上する。

上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

本発明の実施例１である直流電源装置の構成図である。 交流電源電圧の極性が正の時に主回路に流れる電流の経路を示す。 交流電源電圧の極性が負の時に主回路に流れる電流の経路を示す。 交流電源電圧の極性が正の場合に主回路に流れる力率改善電流の経路を示す。 交流電源電圧の極性が負の場合に主回路に流れる力率改善電流の経路を示す。 交流電源電圧の正のサイクルにおける、ＭＯＳＦＥＴの駆動パルスと電源電圧および主回路電流の関係を示す。 交流電源電圧の正の半サイクルにおけるＭＯＳＦＥＴの通流率の時間変化を示す。 電源電圧瞬時値および回路電流瞬時値の時間変化を示す。 電流位相遅れを考慮した場合および考慮しない場合におけるＭＯＳＦＥＴの通流率の時間変化を示す。 ブートストラップ回路におけるコンデンサの充電電流の経路を示す。 交流電源電圧の極性が正の場合について、ブートストラップ回路のコンデンサが充電される時における、主回路電流の経路およびブートストラップ回路における充電電流の経路を示す。 交流電源電圧の極性が負の場合について、ブートストラップ回路のコンデンサが充電される時における、主回路電流の経路およびブートストラップ回路における充電電流の経路を示す。 図１０に示した本実施例１の直流電源装置の主回路部と交流電源の電圧波形を示す。 図１０に示した本実施例１の直流電源装置の主回路部と交流電源の電圧波形を示す。 本実施例１におけるＭＯＳＦＥＴのゲート駆動回路部を示す。 充電時に動作する回路部分を示す。 放電時に動作する回路部分を示す。 放電時に動作する回路部分を示す。 ブートストラップ回路のコンデンサの充電時定数切替手段を示す。 ブートストラップ回路のコンデンサの充電時定数切替手段を示す。 実施例２の空気調和機の冷暖房サイクル構成図である。 実施例２の空気調和機の室外機の外観図である。

以下、本発明の実施形態について、図面を用いて説明する。なお、各図において、参照番号が同一のものは同一の構成要件あるいは類似の機能を備えた構成要件を示している。

図１は、本発明の実施例１である直流電源装置の構成図である。

まず、本図１を用いて、本実施例１の回路構成および各部の構成について説明する。

本実施例１の直流電源装置は、交流電源Ｖｓから供給される交流電圧を直流電圧に変換し、この直流電圧を負荷Ｈ（インバータ、モータ等）に出力するコンバータである。直流電源装置は、その入力側が交流電源Ｖｓに接続され、出力側が負荷Ｈに接続されている。

図１に示すように、直流電源装置は、リアクトルＬ１と、平滑コンデンサＣ１と、ダイオードＤ１，Ｄ２とＭＯＳＦＥＴ Ｑ１，Ｑ２と、電流検出部１１と、電流制御ゲイン制御部１２と、交流電圧検出部１３と、ゼロクロス判定部１４と、負荷検出部１５と、昇圧比制御部１６と、直流電圧検出部１７と、制御部１８と、を備えている。

ダイオードＤ１のアノードは、ダイオードＤ２のカソードに接続され、その接続点Ｐ１は配線ｈａを介して交流電源Ｖｓに接続されている。なお、配線ｈａは、その一端がリアクトルＬ１を介して交流電源Ｖｓに接続され、他端が接続点Ｐ１に接続されている。

ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のソースは、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２のドレインに接続され、その接続点Ｐ２は配線ｈｂを介して交流電源Ｖｓに接続されている。なお、配線ｈｂは、その一端が電流検出部１１を介して交流電源Ｖｓに接続され、他端が接続点Ｐ２に接続されている。

ダイオードＤ２のアノードはＭＯＳＦＥＴ Ｑ２のソースに接続されている。ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のドレインはダイオードＤ１のカソードに接続されている。また、ダイオードＤ１のカソードとＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のドレインは、配線ｈｃを介して平滑コンデンサＣ１の正極に接続されている。さらにダイオードＤ２のアノードとＭＯＳＦＥＴ Ｑ２のソースは平滑コンデンサＣ１の負極に接続されている。

リアクトルＬ１は、交流電源Ｖｓから供給される電力をエネルギーとして蓄え、さらにこのエネルギーを放出することで昇圧を行うものである。リアクトルＬ１は、配線ｈａ上に設けられている。すなわち、リアクトルＬ１は交流電源Ｖｓと接続点Ｐ１の間に接続される。

平滑コンデンサＣ１は、ダイオードＤ１，Ｄ２やＭＯＳＦＥＴ Ｑ１，Ｑ２によって整流された電圧を平滑化して直流電圧にするものであり、配線ｈｃ，ｈｄを介して直流電源装置の出力側に接続されている。

ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１，Ｑ２は後記するコンバータ制御部１８からの指令によってオン・オフ制御される。なお、スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を用いることにより、スイッチングを高速で行うことができるとともに、ダイオードに比較して電圧降下の小さいＭＯＳＦＥＴに整流電流を流す、同期整流制御を行うことが可能になるので、回路損失を低減できる。 また、オン抵抗の小さいスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴを用いれば、導通損失を低減することが可能である。

なお、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１，Ｑ２は、素子内部に、それぞれ寄生ダイオードＤ１１，Ｄ２１を有している。これらの寄生ダイオードは、ＭＯＳＦＥＴに逆並列に接続されるダイオード（例えば、環流ダイオード）として適宜用いることができる。しかし、本実施例１におけるＭＯＳＦＥＴ Ｑ１，Ｑ２の寄生ダイオードＤ１１，Ｄ２１には、後述する部分スイッチング動作や高速スイッチング動作において逆回復電流が発生する。従って、逆回復時間（ｔｒｒ）が小さいＭＯＳＦＥＴを使用すれば、スイッチング損失を低減することができる。また、ダイオードＤ１，Ｄ２については、本実施例１の回路動作において逆回復電流が発生しないので、逆回復特性についてはあまり考慮せず、順方向電圧小さいものを用いることができる。例えば、一般的な整流ダイオードや高耐圧のショットキーバリアダイオードを使用することで、回路の導通損失を低減することできる。

電流検出部１１は、配線ｈａ，ｈｂを介して流れる電流を検出するものであり、配線ｈｂに設けられている。なお、本実施例１では、電流検出部１１として電流トランス（ＣＴ）を用いるが、ホール素子やシャント抵抗などを用いてもよい。

電流制御ゲイン制御部１２は、回路電流実効値Ｉｓと昇圧比ａから設定される電流制御ゲインＫｐを制御する。このときＫｐ×Ｉｓを一定値に制御することで、交流電源電圧のａ倍に昇圧された直流電圧が得られる。

交流電圧検出部１３は、配線ｈａ，ｈｂに接続され、交流電源Ｖｓから印加される交流電源電圧を検出する。交流電圧検出部１３は、電圧検出値をゼロクロス判定部１４に出力する。ゼロクロス判定部１４は、交流電圧検出部１３による電圧検出値に基づいて、交流電源電圧の値の正負が切り替わったか（つまり、ゼロクロス点に達したか）否かを判定する。例えば、ゼロクロス判定部１４は、交流電源電圧が正の期間中には制御部１８に信号‘１’を出力し、電源電圧が負の期間中にはコンバータ制御部１８に‘０’の信号を出力する。すなわち、ゼロクロス判定部１４は、交流電源電圧のゼロクロス点において、出力信号を１から０へ、あるいは０から１へ切り替える。

負荷検出部１５は、例えばシャント抵抗であり、負荷Ｈに供給される負荷電流を検出する。負荷検出部１５は、負荷電流検出値を昇圧比制御部１６に出力する。なお、負荷Ｈがモータである場合、負荷検出部１５としてロータリエンコーダのような速度センサを用いてモータの回転速度を検出し、この回転速度から負荷電流値を推定するようにしてもよい。この場合、負荷検出部１５自体、あるいは後段の昇圧比制御部１６によって、負荷電流値が推定される。

昇圧比制御部１６は、負荷検出部１５による負荷電流検出値に基づいて直流電圧の昇圧比ａを設定し、設定された昇圧比ａを制御部１８に出力する。そして、制御部１８は、昇圧比制御部１６から入力した昇圧比ａに応じた目標電圧まで直流出力電圧を昇圧するように駆動パルスを作成して、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１，Ｑ２に出力することにより、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１，Ｑ２のスイッチング制御を行う。なお、本実施例１において、制御部１８は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）方式により、駆動パルスとしてＰＷＭパルスを作成する。

直流電圧検出部１７は、平滑コンデンサＣ１の電圧（直流電圧）を検出する。直流電圧検出部１７の正側および負側が、それぞれ配線ｈｃおよび配線ｈｄに接続されている。直流電圧検出部１７は、直流電圧検出値を制御部１８に出力する。なお、直流電圧検出部１７の直流電圧検出値は、制御部１８において、負荷Ｈに印加される直流電圧が所定の目標値に達しているか否かを判定するために用いられる。

制御部１８は、例えば、マイクロコンピュータ（Microcomputer）によって構成される。この場合、ＣＰＵ（Central Processing Unit）が、ＲＯＭ（Read Only Memory）に記憶された制御用プログラムを読み出してＲＡＭ（Random Access Memory）に展開し、直流電源装置を制御するための各種処理を実行する。制御部１８は、電流検出部１１、電流制御ゲイン制御部１２、ゼロクロス判定部１４、昇圧比制御部１６および直流電圧検出部１７から入力される情報に基づいて、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１，Ｑ２をオン・オフ制御する。

ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１の駆動回路は、抵抗Ｒ１、ダイオードＤ３、コンデンサＣ２、ドライブ回路Ｋ１、ゲート抵抗Ｒｇ１１および抵抗Ｒｇ１２から構成されている。ドライブ回路Ｋ１は、充電されたコンデンサＣ２を直流電圧源として、制御部１８からの駆動パルスに応じてＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のゲート制御信号を作成する。ドライブ回路Ｋ１によって作成されたゲート制御信号は、ゲート抵抗Ｒｇ１１および抵抗Ｒｇ１２を介してＭＯＳＦＥＴ Ｑ１の制御端子（ゲート端子）に与えられる。

また、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２の駆動回路は、直流電圧源Ｅ、ドライブ回路Ｋ２、ゲート抵抗Ｒｇ２１および抵抗Ｒｇ２２から構成されている。ドライブ回路Ｋ２は、直流電圧源Ｅを制御電源として、制御部１８からの駆動パルスに応じてＭＯＳＦＥＴ Ｑ２のゲート制御信号を作成する。ドライブ回路Ｋ１によって作成されたゲート制御信号は、ゲート抵抗Ｒｇ２１および抵抗Ｒｇ２２を介してＭＯＳＦＥＴ Ｑ２の制御端子（ゲート端子）に与えられる。

なお、ドライブ回路Ｋ１，Ｋ２としては、例えば、モータ駆動用の高耐圧ＩＣ等が用いられる。

ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１，Ｑ２の内、ハイサイド側のＭＯＳＦＥＴ Ｑ１を駆動するには、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のソースを基準電位とした直流電圧源が用いられる。このため、本実施例１においては、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１の制御電源として抵抗Ｒ１、ダイオードＤ３およびコンデンサＣ２から成るブートストラップ回路を用いる。このブートストラップ回路において、ローサイド側のＭＯＳＦＥＴ Ｑ２がオンする時、ローサイド側のＭＯＳＦＥＴ Ｑ２の制御電源である直流電圧源ＥによりコンデンサＣ２が充電される。この充電されたコンデンサＣ２が、上記のように、ハイサイド側のＭＯＳＦＥＴ Ｑ１を駆動するための直流電圧源となる。なお、ブートストラップ回路の詳細な動作については後記する。

次に、本実施例１の直流電源装置の動作について図２〜７を用いて説明する。

本実施例１の直流電源装置は、後記するように、三つの動作モード、すなわち、全波整流、部分スイッチングおよび高速スイッチングという動作モードを有する。これら三つの動作モードにおいては、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１，Ｑ２による同期整流制御が用いられる。同期整流制御とは、交流電源電圧Ｖｓの位相に合わせてＭＯＳＦＥＴ Ｑ１，Ｑ２のスイッチング制御を行うことで、回路の導通損失低減を行う制御手段である。

そこで、まず、本実施例１における同期整流制御について説明する。

図２は、交流電源電圧の極性が正（Ｖｓ＞０）の時において、直流電源装置の主回路に流れる電流の経路を示す。

図２に示すように、主回路電流は、交流電源Ｖｓ、リアクトルＬ１、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ１、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２、交流電源Ｖｓを順に通る経路（図２中の矢印参照）にて流れる。このとき、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１はオフ状態、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２はオン状態である。ここで、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２の寄生ダイオードＤ２１も電流経路になり得る。しかし、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２はオン状態であるため、主回路電流は、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２においてチャネルを含むオン抵抗の低い領域を流れ、寄生ダイオーＤ２１にはほとんど流れない。このため、半導体素子を含む主回路部の導通損失を低減することができる。

図３は、交流電源電圧の極性が負（Ｖｓ＜０）の時において、直流電源装置の主回路に流れる電流の経路を示す。

図３に示すように、主回路電流は、交流電源Ｖｓ、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１、平滑コンデンサＣ１、ダイオードＤ２、リアクトルＬ１、交流電源Ｖsを順に通る経路（図３中の矢印参照）にて流れる。このとき、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１はオン状態、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２はオフ状態である。ここで、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１の寄生ダイオードＤ１１も電流経路になり得る。しかし、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１はオン状態であるため、主回路電流は、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１においてチャネルを含むオン抵抗の低い領域を流れ、寄生ダイオーＤ１１にはほとんど流れない。このため、半導体素子を含む主回路部の導通損失を低減することができる。

次に、直流電源装置主回路の三つの動作モード、すなわち、全波整流、部分スイッチングおよび高速スイッチングについて説明する。

まず、全波整流について説明する。

全波整流において、交流電源電圧の極性が正（Ｖｓ＞０）の場合、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１は常時オフ状態、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２は常時オン状態にし、交流電源電圧の極性が負（Ｖｓ＜０）の場合、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１は常時オン状態、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２は常時オフ状態にする。主回路電流は、前者および後者の場合において、それぞれ図２および図３に示したように流れる。すなわち、全波整流において、上述したような同期整流制御が行われるので、直流電源装置の主回路の損失を低減できる。

ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１，Ｑ２は相補的にオン・オフ制御されるが、ゼロクロス判定部１４によって判定されるゼロクロスタイミングにて、オン状態およびオフ状態を切り替える。すなわち、交流電源電圧の極性が正から負に切り替わるゼロクロスタイミングで、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１をオフ状態からオン状態に切り替え、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２をオン状態からオフ状態に切り替える。また、交流電源電圧の極性が負から正に切り替わるゼロクロスタイミングで、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１をオン状態からオフ状態に切り替え、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２をオフ状態からオン状態に切り替える。

なお、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１，Ｑ２のオン状態およびオフ状態を切り替える際に、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１，Ｑ２のスイッチング特性によっては、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１，Ｑ２が共にオフ状態となる期間すなわちデッドタイムを設定しても良い。これにより、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１，Ｑ２が同時にオン状態となってＭＯＳＦＥＴ Ｑ１，Ｑ２に過大な電流が流れることが防止できる。

次に、部分スイッチングについて説明する。

本実施例１においては、負荷Ｈの消費電力が大きくなると、平滑コンデンサＣ１の直流電圧を昇圧する。また、主回路に流れる電流はリアクトルＬ１の特性によって正弦波に対して歪み波形となるため、負荷Ｈへ出力する電力が大きくなり、交流電源からの入力電流が増えると、力率が低下し、このため高調波電流も増大する。そこで、本実施例１では、交流電源電圧の半サイクルにおいて、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１，Ｑ２の相補的なスイッチングを所定の複数回数繰り返す部分スイッチング動作により、直流電圧を昇圧すると共に力率を改善する。

図４は、交流電源電圧の極性が正（Ｖｓ＞０）の場合に、直流電源装置の主回路に流れる力率改善電流の経路を示す。また、図５は、交流電源電圧の極性が負（Ｖｓ＜０）の場合に、直流電源装置の主回路に流れる力率改善電流の経路を示す。

図４に示すように、交流電源電圧の極性が正の場合、力率改善電流は、交流電源Ｖｓ、リアクトルＬ１、ダイオードＤ１、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１、交流電源Ｖｓを順に通る経路（図４中の矢印参照）で、主回路中を流れる。このとき、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１はオン状態であり、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２はオフ状態である。

また、図５が示すように、交流電源電圧の極性が負（Ｖｓ＜０）の場合、力率改善電流は、交流電源Ｖｓ、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２、ダイオードＤ２、リアクトルＬ１、交流電源Ｖｓを順に通る経路（図５中の矢印参照）で、主回路中を流れる。このとき、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１はオフ状態であり、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２はオン状態である。

これら力率改善電流が流れることにより、交流電源Ｖｓからの入力電流の波形が正弦波に近くなるので、交流電源側の力率が向上する。

さらに、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１およびＭＯＳＦＥＴ Ｑ２の一方がオンして、かつ他方がオフして、主回路に力率改善電流Ｉｓｐが流れたとき、リアクトルＬ１には、式（１）で表される電気的エネルギーが蓄積される。

Ｗ＝(1/2)・Ｌ₁・Ｉ_sp ² … （１）
その後、一方がオフして、かつ他方がオンすることで、リアクトルＬ１に蓄えられたエネルギーが平滑コンデンサＣ１に放出されることにより、直流電圧が昇圧される。

上記のように、Ｖｓ＞０の場合、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１が昇圧チョッパ動作し、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２が同期整流動作する。また、Ｖｓ＜０の場合、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２が昇圧チョッパ動作し、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１が同期整流動作する。

部分スイッチング動作について、図６を用いて、さらに詳細に説明する。

図６は、交流電源電圧Ｖｓの正のサイクルにおける、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１，Ｑ２の駆動パルス（ゲート制御信号）と、電源電圧および主回路電流の関係を示す。

主回路電流は、部分スイッチング動作により、図６に示すような電源電圧と同様に正弦波状である理想電流に近づけることができる。この場合の回路動作は次のとおりである。

理想電流上の点Ｐ１において、理想電流の傾きをdi(P1)/dtとする。次に、主回路電流がゼロの状態から、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１を時刻０から、あるディレイを持たせた後、オン幅ton1_Q1でオンしたときの主回路電流の傾きをdi(ton1)/dtとする。さらに、時間幅ton1_Q1でオンした後、点Ｐ１に対応する時刻で、時間幅toff1_Q1の期間オフした場合の主回路電流の傾きをdi(toff1)/dtとする。このときdi(ton1)/dtとdi(toff1)/dtの平均値が点Ｐ１における理想電流の傾きdi(P1)/dtと等しくなるようにする。なお、この平均値は、例えば算術平均値である。

次に、点Ｐ１と同様に点Ｐ２での理想電流の傾きをdi(P2)/dtとする。そして、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１を、時間幅toff1_Q1の期間オフした後、オン幅ton2_Q1でオンしたときの主回路電流の傾きをdi(ton2)/dtとする。さらに、時間幅ton2_Q1でオンした後、点Ｐ２に対応する時刻で、時間幅toff2_Q1の期間オフした場合の主回路電流の傾きをdi(toff2)/dtとする。点Ｐ１の場合と同様に、di(ton2)/dtとdi(toff2)/dtの平均値が点Ｐ２における理想電流の傾きdi(P2)/dtと等しくなるようにする。以降、このような動作を繰り返す。このとき、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のスイッチング回数が多いほど、主回路電流の波形は、理想電流のような正弦波に近づく。すなわち、スイッチング回数を増やすと、力率が改善され、高調波電流を低減できる。

また、図６に示すように、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２が時間幅ton1_Q2の期間オンとなり、その後、時間幅toff1_Q2の期間オフ状態となる。ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２がオンからオフになるタイミングで、上記のように、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１が時間幅ton1_Q1の期間オン状態になる。そしてＭＯＳＦＥＴ Ｑ１がオンからオフとなるタイミングでＭＯＳＦＥＴ Ｑ２が時間幅ton2_Q2の期間オン状態となる。以降、同様にＭＯＳＦＥＴ Ｑ１，Ｑ２は相補的にオン・オフを繰り返す。これにより、本実施例１の直流電源装置は、上記のＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のスイッチング制御により力率改善動作を行うと共に、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１，Ｑ２のスイッチング制御により、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２による同期整流動作を伴う昇圧動作を行なう。これにより、直流電源装置の効率を向上できる。

なお、交流電源電圧の負の半サイクルにおいても、上記の正の半サイクルの場合と同様に、主回路電流の波形を理想電流のような正弦波に近づけて、力率を改善して、高調波電流を低減できる。また、本実施例１の直流電源装置は、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２のスイッチング制御により力率改善動作を行うと共に（図５参照）、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１，Ｑ２のスイッチング制御により、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１による同期整流動作を伴う昇圧動作を行なう。これにより、直流電源装置の効率を向上できる。

次に、三つ目の動作モードである高速スイッチングについて説明する。

本実施例１の直流電源装置は、高速スイッチング動作において、部分スイッチング動作と同様に、力率改善動作および昇圧動作を行う。このとき、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１，Ｑ２は、相補的に、一定周期すなわち所定の周波数で、部分スイッチング動作よりも高速にスイッチング制御される。

交流電源電圧の極性が正（Ｖｓ＞０）の場合、力率改善動作時には、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１をオン状態、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２をオフ状態とすることで、力率改善電流を流すと共に、リアクトルＬ１に電気エネルギーを蓄積する。次に、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１をオフ状態にし、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２をオン状態にして、平滑コンデンサＣ１にリアクトルＬ１の蓄積エネルギーを放出することにより、昇圧動作が行われる。ここで、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２をオンさせずに、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２の寄生ダイオードＤ２１を介してリアクトルＬ１の蓄積エネルギーの放出することも考えられる。しかし、寄生ダイオードＤ２１の導通損失により主回路の電力損失が増加するので、本実施例１では、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２をオンさせて、同期整流動作を行うことにより主回路の電力損失を低減している。

交流電源電圧の極性が負の半サイクル（Ｖｓ＜０）の場合は、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２をオン状態、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１をオフ状態とすることで、力率改善電流を流すと共に、リアクトルＬ１に電気エネルギーを蓄積する。次に、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２をオフ状態にし、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１をオン状態にして、平滑コンデンサＣ１にリアクトルＬ１の蓄積エネルギーを放出することにより、昇圧動作が行われる。この場合も、寄生ダイオードＤ１１を介してリアクトルＬ１の蓄積エネルギーを放出すると主回路の電力損失が増加するので、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１をオンさせて、同期整流動作を行うことにより主回路の電力損失が低減される。

以下、高速スイッチング動作モードにおけるＭＯＳＦＥＴ Ｑ１，Ｑ２のスイッチング制御の具体的手段について説明する。

まず、直流電源装置に流れる瞬時電流ｉｓは式（２）で表すことができる。

ｉ_s＝２^1/2・Ｖ_ｓ・sin(ωｔ)/(Ｋ_p・Ｖ_d) … (２)
ここで、Ｖｓは電源電圧実効値、Ｋｐは電流制御ゲイン、Ｖｄは直流電圧である。さらに、式（２）を書き換えて、式（３）が得られる。

Ｋ_p・ｉ_s＝２^1/2・Ｖ_ｓ・sin(ωｔ)/Ｖ_d … (３)
また、瞬時電流ｉｓは、電流実効値をＩｓとすると、式（４）で表される。

ｉ_s＝２^1/2・Ｉ_s・sin(ωｔ) … (４)
式（３）および式（４）より、式（５）が得られる。

Ｋ_p＝２^1/2・Ｖ_ｓ・sin(ωｔ)/(Ｖ_d×２^1/2・Ｉ_s・sin(ωｔ))＝(Ｖ_ｓ/Ｖ_d)/Ｉ_s … (５)
式（５）において、（Ｖs／Ｖd）は昇圧比（＝（Ｖd／Ｖs））の逆数であるから、昇圧比をａとすると、式（５）から式（６）を得る。

Ｋ_p・Ｉ_s＝１/ａ … （６）
さらに、ＭＯＳＦＥＴの通流率ｄ（デューティ）は、式（７）で表すことができる。

ｄ＝１−Ｋ_p・|ｉ_s|＝１−|ｉ_s|/(a・Ｉ_s) … （７）
上式（６）のように、Ｋp・Ｉsを一定値に制御することにより、電源電圧実効値Ｖsのａ倍に昇圧された直流電圧Ｖdが出力される。そのとき、昇圧チョッパ動作を行うＭＯＳＦＥＴの通流率ｄは上式(７)で与えられる。

図７ａは、交流電源電圧の正の半サイクルにおける、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１とＭＯＳＦＥＴ Ｑ２の通流率（デューティー）の時間変化を示し、図７ｂは電源電圧瞬時値ｖsおよび回路電流瞬時値ｉsの時間変化を示す。また、図７ｃは、電流位相遅れを考慮した場合および考慮しない場合における、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１の通流率（デューティー）の時間変化を示す。なお、電源電圧の周波数は５０Ｈｚ、チョッパ周波数は２０ｋＨｚである。

図７ａおよび図７ｂが示すように、瞬時電流ｉsが大きくなるほど、力率改善動作および昇圧チョッパ動作のためにスイッチング制御されるＭＯＳＦＥＴ Ｑ１の通流率（デューティー）は小さくなり、ｉsが小さくなるほど、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１の通流率（デューティー）は大きくなる。同期整流動作を行うＭＯＳＦＥＴ Ｑ２の通流率（デューティー）の変化は、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１の通流率（デューティー）とは逆特性を示す。従って、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１の通流率ｄQ1およびＭＯＳＦＥＴ Ｑ２の通流率ｄQ2はそれぞれ、式（８）および式（９）で表される。

ｄQ1＝１−Ｋ_p・|ｉ_s| … （８）
ｄQ2＝１−ｄQ1 … (９)
なお、図７ａは、リアクトルＬ１のインダクタンスが小さく、電源電圧に対して電流の位相遅れがほとんどない場合である。リアクトルＬ１のインダクタンスが大きく、電流位相が電圧位相に対して遅れる場合には、図７ｃに示すように、電流位相を考慮して通流率（デューティー）を設定すればよい。

また、図７ｂが示すように、高速スイッチングにより、電流ｉsの波形が正弦波状に制御されるので、力率が向上する。

上記のように、高速スイッチングにより、力率を向上して高調波電流を低減しながら、かつ同期整流によって効率を向上しながら、昇圧された直流電圧が得られる。

以上説明した、全波整流、部分スイッチングおよび高速スイッチングという三つの動作モードは、機器の運転状態に応じて選択される。このとき、制御部１８が、機器の運転状態に応じて動作モードを切り替えるように制御してもよい。例えば、負荷が軽く直流電圧の昇圧を行わない全波整流とし、負荷が大きくなって昇圧および力率の改善を行う場合は部分スイッチングとし、更に負荷が大きくなり高調波成分が大きくなる場合は高速スイッチングとするように、負荷の大きさに応じて動作モードを切り替える。

なお、負荷の大きさの判定する指標としては、直流電源装置に流れる電流、負荷がモータやインバータ等である場合にはモータとインバータに流れる電流やモータの回転数もしくはインバータの変調率、周囲温度や機器の温度というような温度情報を用いることができる。

次に、本実施例１の直流電源装置において、ハイサイド側のＭＯＳＦＥＴ Ｑ１の制御電源となるブートストラップ回路の動作について説明する。

図８は、ブートストラップ回路におけるコンデンサＣ２の充電電流の経路を示す。コンデンサＣ２が充電される場合、接続点Ｐ２がローレベルとなったときにダイオードＤ３が導通して、図８中に破線で示す経路で充電電流が流れる。すなわち、交流電源電圧の極性が正（Ｖｓ＞０）の期間、並びに交流電源電圧の極性が負（Ｖｓ＜０）の期間において、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２がオンした場合に、コンデンサＣ２が充電される。つまり、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２が同期整流動作、並びに昇圧チョッパ動作（力率改善動作を伴う）を行う場合に、コンデンサＣ２が充電される。

まず、交流電源電圧の極性が正（Ｖｓ＞０）の場合の回路動作について、図９を用いて説明する。

図９は、交流電源電圧の極性が正（Ｖｓ＞０）の場合について、ブートストラップ回路のコンデンサＣ２が充電される時における、主回路電流の経路（実線の矢印）およびブートストラップ回路における充電電流の経路（破線の矢印）を示す。

直流電源装置に交流電源電圧Ｖｓが入力される前、平滑コンデンサＣ１には電荷がチャージされていない。この状態で交流電源電圧Ｖｓ（＞０）が入力されると、主回路には、交流電源Ｖｓ、リアクトルＬ１、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ１、寄生ダイオードＤ２１および交流電源Ｖｓを順に通る経路で主回路電流が流れる。これにより、平滑コンデンサＣ１に電荷がチャージされ、平滑コンデンサＣ１は満充電状態となる。そして、平滑コンデンサＣ１には、交流電源電圧Ｖｓが整流された直流電圧が発生する（Ｖｓ＝２００Ｖの場合、直流電圧は２４０Ｖ）。このとき、接続点Ｐ２がローレベルとなるので、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２が、同期整流動作のためにオンすると、ダイオードＤ３が導通して、直流電圧源Ｅ、抵抗Ｒ１、ダイオードＤ３、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２および直流電圧源Ｅを順に通る経路でブートストラップ回路に電流が流れる。これにより、コンデンサＣ２に電荷がチャージされる。すなわち、コンデンサＣ２は、ローサイドのＭＯＳＦＥＴ Ｑ２のドライブ回路Ｋ２用の制御電源となる直流電圧源Ｅによって充電される。コンデンサＣ２が充電された後、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２がオフすると、充電されたコンデンサＣ２は、実質的にフローティングの直流電圧源となるので、ハイサイド側のＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のドライブ回路Ｋ１用の制御電源として用いることができる。

次に、交流電源電圧の極性が負（Ｖｓ＜０）の場合の回路動作について、図１０および図１１を用いて説明する。

図１０は、交流電源電圧の極性が負（Ｖｓ＜０）の場合における、ブートストラップ回路のコンデンサＣ２が充電される時における、主回路電流の経路（実線の矢印）およびブートストラップ回路における充電電流の経路（破線の矢印）を示す。

図１０に示すように、ＭＯＳＦＥＴＱ２がオンすると、接続点Ｐ２がローレベルになるため、ダイオードＤ３が導通して、直流電圧源Ｅ、抵抗Ｒ１、ダイオードＤ３、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２および直流電圧源Ｅを順に通る経路でブートストラップ回路に電流が流れる。これにより、コンデンサＣ２に電荷がチャージされる。すなわち、コンデンサＣ２は、ローサイドのＭＯＳＦＥＴ Ｑ２のドライブ回路Ｋ２用の制御電源となる直流電圧源Ｅによって充電される。コンデンサＣ２が充電された後、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２がオフすると、充電されたコンデンサＣ２は、実質的にフローティングの直流電圧源となるので、ハイサイド側のＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のドライブ回路Ｋ１用の制御電源として用いることができる。

ここで、交流電源電圧の極性が負（Ｖｓ＜０）の場合にＭＯＳＦＥＴ Ｑ２が昇圧チョッパ動作をするためにオンすると、図１０に示すように、主回路には、交流電源Ｖｓ、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２、ダイオードＤ２、リアクトルＬ１および交流電源Ｖｓを順に通る経路（図１０の実線の矢印）で主回路電流が流れる。この主回路電流は、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１がオンすることによって交流電源が短絡されて流れる、いわば短絡電流である。そこで、以下の説明では、このような主回路電流を短絡電流と記載する。

図１１および図１２は、図１０に示した本実施例１の直流電源装置の主回路部と交流電源の電圧波形を示す。なお、図１１および図１２においても、交流電源電圧の極性が負（Ｖｓ＜０）の場合における、主回路電流（短絡電流）の経路（実線の矢印）およびブートストラップ回路における充電電流の経路（破線の矢印）を示す。

短絡電流の大きさは、ＭＯＳＦＥＴＱ２をスイッチングするタイミングによって異なり、図１１に示すように交流電源電圧ピーク値付近となるタイミングでは短絡電流が大きくなる。また、図１２に示すように交流電源電圧のゼロクロス点付近のタイミングでは短絡電流は小さくなる。

過大な短絡電流を防止するために、交流電源電圧が小さい時にＭＯＳＦＥＴ Ｑ２をスイッチングしたり、ＭＯＳＥＴ Ｑ２の通流率（デューティー）を絞ったりすることが好ましい。

次に、本実施例１におけるブートストラップ回路のコンデンサＣ２の充放電動作について、図１３ａ〜ｄを用いて説明する。

図１３ａは、本実施例１においてＭＯＳＦＥＴ Ｑ１，Ｑ２のゲート駆動回路部を示す。なお、本図１３ａにおいても、図８〜１２と同様にブートストラップ回路における充電電流の経路（図中の破線の矢印）を示す。また、図１３ｂは、充電時に動作する回路部分を示す。さらに、図１３ｃおよび図１３ｄは、放電時に動作する回路部分を示す。なお、図１３ｃおよび図１３ｄにおいては、簡単のため、ドライブ回路Ｋ１，Ｋ２は省略している。

以下、動作モードが全波整流である場合について説明する。なお、他の動作モードについても、基本的な充放電動作は同様である。

交流電源電圧の極性が正（Ｖｓ＞０）の時に、同期整流のためにＭＯＳＦＥＴ Ｑ２がオンされる。これにより、前述のように、また図１３ａに示すように、ブートストラップ回路のコンデンサＣ２が充電される。このとき、図１３ｂにおいて、抵抗Ｒ１の抵抗値をＲ_１とし、コンデンサＣ２の容量をＣ_２とし、直流電圧源Ｅの電圧をＥとすると、コンデンサＣ２の電圧Ｖ_ｃ２（ｔ）は式（１０）で表される。

Ｖ_c2(t)＝Ｅ×（１−exp（−t/(Ｃ₂・Ｒ₁))) … （１０）
式（１０）が示すように、コンデンサＣ２の充電時の時定数はＣ_２・Ｒ_１である。例えば、直流電圧Ｅ＝１５Ｖ，Ｃ_２＝３３μＦ，Ｒ_１＝２２Ωのとき、時定数＝７２６μｓとなり、約５．３２ｍｓの時間充電すれば、ほぼ満充電（Ｖｃ２＝約１４．９９Ｖ）となる。

次に、コンデンサＣ２の放電について説明する。

充電されたコンデンサＣ２は、交流電源電圧の極性が負（Ｖｓ＜０）の時に、同期整流のためにＭＯＳＦＥＴ Ｑ１がオンするときに放電される。このとき、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のゲート容量に電荷がチャージされるので、主に図１３ｃに示す経路（図中の実線の矢印）で、放電電流が流れる。この場合、図１３ｃにおいて、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のゲート容量をＣ_{ｇ（Ｑ１）}とし、ゲート抵抗Ｒｇ１１の抵抗値をＲ_ｇ１１とし、コンデンサＣ２の電圧をＶ_ｃ２（ｔ）とすると、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のゲート電圧Ｖ_{ｇ（Ｑ１）}は式（１１）で表される。

Ｖ_g(Q1)＝Ｖ_c2(ｔ)×(１−exp(−t/(Ｃ_g(Q1)・Ｒ_g11))) … （１１）
式（１１）が示すように、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のゲート充電時の時定数はＣ_{ｇ（Ｑ１）}・Ｒ_ｇ１１である。コンデンサＣ２が満充電状態からＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のゲート容量がチャージされた場合、例えば、Ｖ_ｃ２（ｔ）＝１５Ｖ，Ｃ_{ｇ（Ｑ１）}＝１０００ｐＦ，Ｒ_ｇ１１＝４００Ωのとき、時定数＝４０μｓとなり、コンデンサＣ２の放電開始から約３μｓ後にゲート容量へのチャージが完了する（Ｖ_{ｇ（Ｑ１）}＝１５Ｖ）。

また、このときのコンデンサＣ２の電圧Ｖ_ｃ２（ｔ）は、式（１２）で表される。

Ｖ_c2(ｔ)＝Ｅ×exp(−t/(Ｃ₂・Ｒ_g11)) … （１２）
式（１２）が示すように、コンデンサＣ２の放電時定数はＣ_２・Ｒ_ｇ１１となる。例えばＣ_２＝３３μＦ，Ｒ_ｇ１１＝４００Ω，Ｅ＝１５Ｖのとき、時定数＝約１３．２ｍｓとなり、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のゲート容量へのチャージが完了する約３μｓ後において、コンデンサＣ２の電圧Ｖ_ｃ２は、ほぼ１５Ｖである。

さらに、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のゲート容量に電荷がチャージされた後、図１３ｄに示す経路（図中の実線の矢印）で放電電流が流れてコンデンサＣ２は放電される。このとき、ゲート抵抗Ｒｇ１２の抵抗値をＲ_ｇ１２とし、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のゲート容量に電荷が満充電されたときのコンデンサＣ２の電圧をＶ_ｃ２とすると、コンデンサＣ２の電圧Ｖ_ｃ２´（ｔ）は、式（１３）で表される。

Ｖ_c2´(t)＝Ｖ_c2×exp(−t/(Ｃ₂・(Ｒ_g11＋Ｒ_g12)) … （１３）
式（１３）が示すように、コンデンサＣ２の放電時定数はＣ_２・（Ｒ_ｇ１１＋Ｒ_ｇ１２）である。例えば、Ｃ_２＝３３μＦ，Ｒ_ｇ１１＝４００Ω，Ｒ_ｇ１２＝２０ｋΩ，Ｖ_ｃ２＝１５Ｖのとき、時定数＝６７３．２ｍｓとなる。交流電源電圧の周波数を５０Ｈｚとすれば、電源電圧半サイクルである１０ｍｓ後のコンデンサＣ２の電圧は、約１４．７６Ｖであり、約０．２４Ｖの電圧降下となる。

また、例えば、抵抗Ｒ_ｇ１１＝１００Ω，Ｒ_ｇ１２＝１０ｋΩのとして時定数を低減すると、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１の満充電は約０．７８μｓ後と速くなるが、１０ｍｓ後のコンデンサＣ２の電圧は約１１．１６Ｖとなり、約３．８４Ｖの電圧降下となる。すなわち、放電時の時定数が小さいほど、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のスイッチングによるコンデンサＣ２の電圧降下は大きくなる。

動作モードが全波整流である場合は、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１は、交流電源電圧の半サイクルの期間内で１回だけスイッチングされるので、電圧降下は、上記の例では、約０．２４Ｖである。しかし、動作モードが部分スイッチングおよび高速スイッチングの場合、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のスイッチングが複数回行われるので、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のゲート容量への充放電は複数回行われる。つまり、コンデンサＣ２の放電が複数回行われることになり、放電によるコンデンサＣ２の電圧降下が増加する。例えば、動作モードが、スイッチング周波数２０ｋＨｚ（周期５０μｓ）の高速スイッチングである場合、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１は交流電源電圧の半サイクルの期間内、すなわち１０ｍｓの間に２００回のスイッチングを行う。このとき、通流率（デューティー）を５０％（オン時間２５μｓ）とすると、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１の１回の充放電によって、コンデンサＣ２の電圧降下は約０．０１Ｖとなり、２００回のスイッチングにより電圧降下は２Ｖとなる。

時定数がさらに低減すると電圧降下がさらに大きくなるため、スイッチング制御の安定性が確保できず、制御性が低下してしまう。もし、コンデンサＣ２の電圧がＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のゲート閾値電圧以下となれば、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１をスイッチングすることができなくなってしまう。

このため、コンデンサＣ２の電圧が電圧値Ｅから所定値以下とならないように、コンデンサＣ２の電圧を検出して、ある閾値以下となった場合にはＭＯＳＦＥＴ Ｑ１を所定期間オフにして、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２をオンさせることによりコンデンサＣ２の充電を行うことが好ましい。このとき、主回路に流れる短絡電流を抑えるために、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２の通流率（デューティー）を低減することが好ましい。しかし、前述のように、コンデンサＣ２の充電時定数がブートストラップ回路の抵抗Ｒ１の抵抗値Ｒ_１に依存するため、抵抗値Ｒ_１が大きいと、速やかに充電が行えない可能性がある。

そこで、本実施例１の直流電源装置では、図１４ａおよび図１４ｂに示すような、ブートストラップ回路のコンデンサＣ２の充電時定数切替手段のいずれかが適用される。これらの手段によれば、ブートストラップ回路によるコンデンサＣ２充電時にはコンデンサＣ２の充電時の時定数を通常よりも小さい値に切り替えることにより、通流率（デューティー）を低減しても、コンデンサＣ２の速やかな満充電が可能になる。

図１４ａに示す手段においては、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ３を抵抗Ｒ１に並列接続し、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２のスイッチングと同期させてＭＯＳＦＥＴ Ｑ３をスイッチングすることにより充電時定数を切り替える。コンデンサＣ２の電圧は、抵抗Ｒａ，Ｒｂによって分圧され、分圧された電圧が制御部１８を構成するマイクロコンピュータに入力される。マイクロコンピュータは、この分圧された電圧に基づいて、コンデンサＣ２の電圧を監視する。制御部１８は、コンデンサＣ２の電圧が所定の閾値以下になったと判定すると、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ３をオン・スイッチングする指令を、図示しないＭＯＳＦＥＴ・Ｑ３のゲート駆動回路へ送信する。これにより、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ３がオンすると、充電電流が、直流電圧源Ｅ、ＭＯＳＦＥＴＱ３、ダイオードＤ３、コンデンサＣ２、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２、直流電圧源Ｅの順に通る経路（図中の破線の矢印）で通流するため、充電時の時定数が抵抗Ｒ１で設定される値よりも小さな値に切り替えられる。

なお、コンデンサＣ２の電圧の閾値は、例えば直流電圧源Ｅが１５Ｖの場合、１４Ｖとする。

また、図１４ｂに示す手段においては、負の温度特性を持つＮＴＣ（Negative Temperature Coefficient）サーミスタＴＨ１が抵抗Ｒ１に並列接続される。電流による発熱のためにＮＴＣサーミスタＴＨ１の温度が上昇し、ＮＴＣサーミスタＴＨ１の抵抗値が下がると、充電電流が、直流電圧源Ｅ、ＮＴＣサーミスタＴＨ、ダイオードＤ３、コンデンサＣ２、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２、直流電圧源Ｅの順に通る経路（図中の破線の矢印）でも通流するため、充電時の時定数が抵抗Ｒ１で設定される値よりも小さな値になる。本手段は、部分スイッチングや高速スイッチングのようにＭＯＳＦＥＴ Ｑ２が複数回スイッチングされ、ＮＴＣサーミスタＴＨの発熱量が大きくなる場合に好適である。

以上のように、図１４ａおよび図１４ｂに示す充電時定数切替手段によれば、コンデンサＣ２の電圧が所定値以下となった場合においても、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２による充電を行うことでコンデンサＣ２の電圧降下を防ぐことができ、直流電源装置が安定的に同期整流動作を行うことが可能になる。従って、直流電源装置の制御性が向上し、効率および信頼性が向上する。

上述したように、本実施例１によれば、第一のＭＯＳＦＥＴの制御電源となるブートストラップ回路を備え、ブートストラップ回路のコンデンサが、全波整流動作モード、部分スイッチング動作モードおよび高速スイッチング動作モードにおいて第二のＭＯＳＦＥＴがオンする時に充電されることにより、ハイサイド素子である第一のＭＯＳＦＥＴの駆動電圧を確保し、安定的に同期整流制御を行うことが可能となる。これにより、直流電源装置の効率が向上すると共に、信頼性が向上する。

次に、本発明の実施例２である空気調和機について説明する。

本実施例２の空気調和機は、圧縮機が三相交流電動機によって駆動される電動圧縮機、およびこの電動圧縮機に三相交流電圧（電力）を供給するインバータ回路、このインバータ回路を負荷とする直流電源装置として実施例１の直流電源装置を備えている。

以下、本実施例５の空気調和機について、図１５および図１６を用いて、さらに説明する。

図１５は本実施例２の空気調和機の冷暖房サイクル構成図である。空気調和機は、室内熱交換器５１、室外熱交換器５２、圧縮機５３、膨張弁５４、四方弁５５、室内送風ファン５６および室外送風ファン５７を備えている。圧縮機５３と室外熱交換器５２と室外送風ファン（プロペラファン）５７と膨張弁５４は室外機（図１６参照）に配置され、室内熱交換器５１と室内送風ファン５６は室内機（図示せず）に配置されている。

冷房運転時、圧縮機５３より吐出された高温且つ高圧の冷媒は、四方弁５５を介して室外熱交換器５２に流入する。室外熱交換器５２に流入した冷媒は、室外送風ファン５７によって送られる室外の空気と熱交換することで、凝縮されて液冷媒となる。液冷媒は、膨張弁５４を通過することで低温低圧の二相冷媒になり、室内熱交換器５１に流入する。室内熱交換器５１に流入した低温低圧の二相冷媒は、室内送風ファン５６によって送られる室内の空気と熱交換する。このとき、室内熱交換器５１に送られた室内の空気は、室内熱交換器５１に流入した低温低圧の二相冷媒によって冷却され、吹出口（図示せず）から室内に吐出される。吹出口（図示せず）から室内に吐出される空気は、吸込口（図示せず）における空気の温度よりも低いため、室内の温度を下げることができる。室内熱交換器５１で熱交換された冷媒は四方弁５５を介して再び圧縮機５３に戻る。

暖房運転時、圧縮機５３より吐出された高温且つ高圧の冷媒は、四方弁５５を介して室内熱交換器５１に流入する。そして、四方弁５５、室外熱交換器５２を通過して、四方弁５５を介して圧縮機５３に戻る。

図１６は本実施例２の空気調和機の室外機の外観図である。室外機内の空間は、仕切り板７０を挟んで、圧縮機５３が設置される圧縮機室Ａと、室外送風ファン５７が設置される送風機室Ｂに分割されている。圧縮機５３を駆動する電源装置などの電装品７９は、電装箱内に収納された状態で、圧縮機５３と上蓋８０の間であって、圧縮機室Ａと送風機室Ｂとに跨る位置に設置されている。また、電装品７９は、仕切り板７０の上方に位置し、仕切り板７０によって支持されている。

室外の空気は、室外送風ファン５７によって、室外機の背面側から吸い込まれ、室外熱交換器５２を通過した後、室外機の前面側（前面パネル８１）から吹き出される。

圧縮機５３すなわち電動圧縮機が備える三相交流電動機に、実施例１の直流電源装置の負荷となるインバータ回路によって可変電圧、可変周波数の三相交流電圧（電力）が供給され、三相交流電動機が回転すると、三相交流電動機によって圧縮機５３が駆動される。これにより、空気調和機は、上述したように冷房および暖房動作を行う。

本実施例２の空気調和機によれば、直流電源装置において安定的に同期整流制御を行うことが可能となるので、空気調和機を安定に運転することができる。従って、空気調和機のエネルギー効率（ＡＰＦ）が向上すると共に、空気調和機の信頼性が向上する。

なお、本発明は前述した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。

例えば、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１，ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２として、スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴやＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを用いても良い。これにより、直流電源装置の効率が向上する。また、図１４ａにおけるＭＯＳＦＥＴ Ｑ３に代えて、バイポーラトランジスタなどの他のスイッチング素子を用いても良い。

また、空気調和機以外の機器に本発明の直流電源装置を搭載しても、効率および信頼性が向上する。

１１ 電流検出部
１２ 電流制御ゲイン制御部
１３ 交流電圧検出部
１４ ゼロクロス判定部
１５ 負荷検出部
１６ 昇圧比制御部
１７ 直流電圧検出部
１８ 制御部
５１…室内熱交換器
５２…室外熱交換器
５３…圧縮機
５４…膨張弁
５５…四方弁
５６…室内送風ファン
５７…室外送風ファン
７０…仕切り板
７９…電装品
８０…上蓋
８１…前面パネル
Ｖｓ 交流電源
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
ｈａ，ｈｂ，ｈｃ，ｈｄ 配線
Ｌ１ リアクトル
Ｑ１，Ｑ２ ＭＯＳＦＥＴ
Ｃ２ コンデンサ
Ｄ３ ダイオード
Ｒ１ 抵抗
Ｒｇ１１，Ｒｇ１２，Ｒ２１，Ｒｇ２２ ゲート抵抗
Ｅ 直流電圧源
Ｋ１，Ｋ２ ドライブ回路
Ｑ３ ＭＯＳＦＥＴ
ＴＨ１ ＮＴＣサーミスタ

Claims (11)

1. 第一のダイオードのアノードと第二のダイオードのカソードが接続され、
   第一のＭＯＳＦＥＴのソースと第二のＭＯＳＦＥＴのドレインが接続され、
   前記第一のダイオードのカソードと前記第一のＭＯＳＦＥＴのドレインが平滑コンデンサの正極側に接続され、
   前記第二のダイオードのアノードと前記第二のＭＯＳＦＥＴのソースが前記平滑コンデンサの負極側に接続され、
   前記第一のダイオードと前記第二のダイオードとの接続点と、前記第一のＭＯＳＦＥＴと前記第二のＭＯＳＦＥＴとの接続点に、リアクトルを介して、交流電源が接続され、
   前記第一のＭＯＳＦＥＴおよび前記第二のＭＯＳＦＥＴのスイッチングにより、前記交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する直流電源装置において、
   前記第一のＭＯＳＦＥＴおよび前記第二のＭＯＳＦＥＴが、前記交流電圧の極性に応じて、同期整流動作をするようにスイッチングされる全波整流動作モードと、
   前記第一のＭＯＳＦＥＴおよび前記第二のＭＯＳＦＥＴが、前記交流電圧の半サイクルにおいて、相補的に所定回数オン・オフスイッチングされる部分スイッチング動作モードと、
   前記第一のＭＯＳＦＥＴおよび前記第二のＭＯＳＦＥＴが、所定の周波数で相補的にオン・オフスイッチングされる高速スイッチング動作モードと、
   を有し、
   さらに、前記第一のＭＯＳＦＥＴの制御電源となるブートストラップ回路を備え、
   前記ブートストラップ回路のコンデンサが、前記第二のＭＯＳＦＥＴがスイッチングされてオンする時に充電されることを特徴とする直流電源装置。
2. 請求項１に記載の直流電源装置において、
   前記部分スイッチング動作モードおよび前記高速スイッチング動作モードにおいて、前記第一のＭＯＳＦＥＴおよび前記第二のＭＯＳＦＥＴの一方および他方が、それぞれ昇圧チョッパ動作および同期整流動作をするようにスイッチングされることを特徴とする直流電源装置。
3. 請求項２に記載の直流電源装置において、
   前記ブートストラップ回路の前記コンデンサが、前記第二のＭＯＳＦＥＴが前記昇圧チョッパ動作または前記同期整流動作をする時に充電されることを特徴とする直流電源装置。
4. 請求項３に記載の直流電源装置において、
   前記第一のＭＯＳＦＥＴおよび前記第二のＭＯＳＦＥＴは、前記交流電圧のゼロクロス点付近において、前記昇圧チョッパ動作のためにスイッチングされることを特徴とする直流電源装置。
5. 請求項２に記載の直流電源装置において、
   前記昇圧チョッパ動作に伴って、力率改善電流を流すことを特徴とする直流電源装置。
6. 請求項２に記載の直流電源装置において、
   前記高速スイッチング動作モードの場合、前記第一のＭＯＳＦＥＴおよび前記第二のＭＯＳＦＥＴの前記一方の通流率を主回路電流の増加に応じて増加し、前記他方を前記主回路電流の増加に応じて低減することを特徴とする直流電源装置。
7. 請求項３に記載の直流電源装置において、
   前記ブートストラップ回路の充電時定数を低減する時定数切替手段を備えることを特徴とする直流電源装置。
8. 請求項７に記載の直流電源装置において、
   前記時定数切替手段が、前記ブートストラップ回路の抵抗に並列に接続されるスイッチング素子であり、前記スイッチング素子は、前記ブートストラップ回路の前記コンデンサの電圧に応じてオンされることを特徴とする直流電源装置。
9. 請求項７に記載の直流電源装置において、
   前記時定数切替手段が、前記ブートストラップ回路の抵抗に並列に接続されるＮＴＣサーミスタであることを特徴とする直流電源装置。
10. 請求項１に記載の直流電源装置において、
    負荷の大きさに応じて、前記全波整流動作モード、前記部分スイッチング動作モードおよび前記高速スイッチング動作モードのいずれかが設定されることを特徴とする直流電源装置。
11. 交流電動機によって圧縮機が駆動される電動圧縮機と、
    前記電動圧縮機に交流電力を供給するインバータ回路と、
    前記インバータ回路を負荷とする直流電源装置と、
    を備え、
    前記電動圧縮機によって圧縮される冷媒が冷暖房サイクルに循環する空気調和機において、
    前記直流電源装置が、請求項１に記載される直流電源装置であることを特徴とする空気調和機。

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