JP6116100B2

JP6116100B2 - 直流電源装置及びこれを用いた空気調和機

Info

Publication number: JP6116100B2
Application number: JP2014016334A
Authority: JP
Inventors: 浩二月井; 正博田村; 船山　裕治; 裕治船山; 田村　建司; 建司田村; 上田　和弘; 和弘上田
Original assignee: Hitachi Appliances Inc
Current assignee: Hitachi Appliances Inc
Priority date: 2014-01-31
Filing date: 2014-01-31
Publication date: 2017-04-19
Anticipated expiration: 2034-01-31
Also published as: JP2015144497A

Description

本発明は、交流電力を直流電力に変換する直流電源装置及びこれを用いた空気調和機に関する。

負荷としてモータを搭載した電車や自動車並びに空気調和機等の機器には、交流電力を直流電力に変換する直流電源装置が搭載されている。そして、電力送電設備の負担軽減のために直流電源装置には高効率、力率改善による低高調波電流が求められている。

低高調波電流実現の方法として、リアクタを接続しスイッチング素子のスイッチング動作によって回路を複数回短絡することで、入力電流波形を入力電圧波形のように正弦波状に成形して力率を改善する方法が提案されている。

また、直流電源装置の課題としてリップル電流がある。このリップル電流が大きいと、回路に搭載する部品の電流定格がアップするため、原価アップにつながってしまう。このリップル電流を改善する方法として、特許文献１には、インターリーブ制御を行うスイッチング電源回路の制御方法が記載されている。

特開２０１１−２０５８０８号報

ところで、直流電源装置の定常期間動作時の定常損失改善のため、定常損失の小さいＭＯＳＦＥＴを使用する技術がある。

しかしながら、ＭＯＳＦＥＴの損失は電流の２乗で変化するため、高入力領域においては損失が急激に悪化するためである。すなわち、高入力領域において、ＭＯＳＦＥＴは損失が大きく発熱量が大きい。

そのため、直流電源装置の定常期間動作時の定常損失改善のため、特許文献１に記載の直流電源装置にＭＯＳＦＥＴを用いると、ＭＯＳＦＥＴの発熱量が大きく、ＭＯＳＦＥＴが熱破壊する可能性がある。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、リップル電流を低減し、回路の損失の増加を抑えつつ、ＭＯＳＦＥＴの発熱量を抑えた直流電源装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の直流電源装置は、交流電力を直流電力に変換する直流電源装置において、第１〜第４の交流リアクトルと、各々が寄生ダイオードを有する第１〜第４のＭＯＳＦＥＴと、前記寄生ダイオードとは別体の第１〜第６のダイオードと、平滑コンデンサとを備え、前記第１の交流リアクトルは、前記第１のダイオードのアノードと、前記第５のダイオードのカソードと、前記第１のＭＯＳＦＥＴのドレインに接続され、前記第２の交流リアクトルは、前記第２のダイオードのアノードと、前記第２のＭＯＳＦＥＴのドレインに接続され、前記第３の交流リアクトルは、前記第３のダイオードのアノードと、前記第６のダイオードのカソードと、前記第３のＭＯＳＦＥＴのドレインに接続され、前記第４の交流リアクトルは、前記第４のダイオードのアノードと、前記第４のＭＯＳＦＥＴのドレインに接続され、前記第１のＭＯＳＦＥＴと前記第５のダイオードは並列接続され、前記第３のＭＯＳＦＥＴと前記第６のダイオードは並列接続され、前記第１〜第４のダイオードのカソードと前記平滑コンデンサのプラス側が接続され、前記第５および第６のダイオードのアノードと前記第１〜第４のＭＯＳＦＥＴのソースは前記平滑コンデンサのグランド側に接続され、軽負荷時には前記第１のＭＯＳＦＥＴに対して前記第５のダイオードよりも多くの電流を分流させるとともに前記第３のＭＯＳＦＥＴに対して前記第６のダイオードよりも多くの電流を分流させ、前記軽負荷時よりも負荷が高い高負荷時には前記第５のダイオードに対して前記第１のＭＯＳＦＥＴよりも多くの電流を分流させるとともに前記第６のダイオードに対して前記第３のＭＯＳＦＥＴよりも多くの電流を分流させるようにインターリーブ制御を行うことを特徴とする。

本発明によれば、リップル電流を低減し、回路の損失の増加を抑えつつ、ＭＯＳＦＥＴの発熱量を抑えた直流電源装置を提供することができる。

空気調和機のサイクル構成図である。直流電源装置の構成を示す図である。入力電圧が正のサイクルで全波整流を行った場合の電流の経路を示す図である。入力電圧が負のサイクルで全波整流を行った場合の電流の経路を示す図である。入力電圧が正のサイクルでＭＯＳＦＥＴＱ３、Ｑ４ベタオンの状態でＭＯＳＦＥＴＱ１をスイッチングさせた場合の電流ＩＬ１の経路を示す図である。入力電圧が正のサイクルでＭＯＳＦＥＴＱ３、Ｑ４ベタオンの状態でＭＯＳＦＥＴＱ２をスイッチングさせた場合の電流ＩＬ２の経路を示す図である。ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２のスイッチング動作とリアクタＬ１とＬ２に流れる電流波形の関係を示す図である。入力電圧が正のサイクルでＭＯＳＦＥＴＱ３、Ｑ４ベタオンの状態でＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２をスイッチングさせた場合の電流ＩＬ１、ＩＬ２の経路を示す図である。入力電圧が負のサイクルでＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２ベタオンの状態でＭＯＳＦＥＴＱ３をスイッチングさせた場合の電流ＩＬ３の経路を示す図である。入力電圧が負のサイクルでＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２ベタオンの状態でＭＯＳＦＥＴＱ４をスイッチングさせた場合の電流ＩＬ４の経路を示す図である。入力電圧が正のサイクルでＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２ベタオンの状態でＭＯＳＦＥＴＱ３とＱ４をスイッチングさせた場合の電流ＩＬ３と電流ＩＬ４の合成電流の経路を示す図である。ＭＯＳＦＥＴＱ３、Ｑ４のスイッチング動作とリアクタＬ３とＬ４に流れる電流波形の関係を示す図である。ＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴの電流に対する損失特性を表す図である。

以下、本発明の実施例について図面を参照して詳細に説明する。

図１は空気調和機のサイクル構成図である。冷房運転時は、圧縮機３４より吐出された高温且つ高圧の冷媒は、四方弁３５を介して室外熱交換機３７に流入する。室外熱交換機３７に流入した冷媒は、室外送風ファン３８によって送られる室外の空気と熱交換することで、凝縮されて液冷媒となる。液冷媒は、膨張弁３６を通過することで低温低圧の二相冷媒になり、室内熱交換器３９に流入する。室内熱交換器３９に流入した低温低圧の二相冷媒は、室内送風ファン４０によって送られる室内の空気と熱交換する。このとき、室内熱交換器３９に送られた室内の空気は、室内熱交換器３９に流入した低温低圧の二相冷媒によって冷却され、吹出口から室内に吐出される。吹出口から室内に吐出される空気は、吸込口における空気の温度よりも低いため、室内の温度を下げることができる。室内熱交換器３９で熱交換された冷媒は四方弁３５を介して再び圧縮機３４に戻る。圧縮機３４と室外熱交換器３７と室外送風ファン３８と膨張弁３６は室外機に配置され、室内熱交換器３９と室内送風ファン４０は室内機に配置されている。本実施例に係る直流電源装置は、圧縮機３４に接続されている。具体的には、本実施例に係る直流電源装置は、インバータを介して圧縮機３４に接続されている。

図２は、直流電源装置の構成図を示す図である。図２に示すように、本実施例に係る直流電源装置は、交流リアクトルＬ１〜Ｌ４とダイオードＤ１〜Ｄ６と、ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４と、平滑コンデンサＣ１と入力電流検出部１０１と入力電流判定部１０２と負荷１０３と負荷検出部１０４と負荷判定部１０５とゼロクロス検出部１０７とゼロクロス判定部１０８とコンバータ制御部１０９とを備えている。

そして、直流電源装置の入力側は交流電源Ｖ１に接続されており、出力側は負荷１０３に接続されている。負荷としては例えばＡＣモータを駆動するためのインバータ等がある。

第１、第２の交流リアクトルＬ１、Ｌ２は正の入力側に接続されており、第３、４の交流リアクトルＬ３、Ｌ４は負の入力側に接続されている。

第１の交流リアクトルＬ１にはダイオードＤ１のアノードとダイオードＤ５のカソードとＭＯＦＥＴＱ１のドレインに接続されている。第２の交流リアクトルＬ２にはダイオードＤ２のアノードとＭＯＦＥＴＱ２のドレインに接続されている。第３の交流リアクトルＬ３にはダイオードＤ３のアノードとダイオードＤ６のカソードとＭＯＦＥＴＱ３のドレインに接続されている。第４の交流リアクトルＬ４にはダイオードＤ４のアノードとＭＯＦＥＴＱ４のドレインに接続されている。

ＭＯＳＦＥＴＱ１とダイオードＤ５は並列接続され、ＭＯＳＦＥＴＱ３とダイオードＤ６は並列接続されている。

なお、ＭＯＳＦＥＴ２及びＭＯＳＦＥＴ４と並列にダイオードを接続してもよい。

ダイオードＤ１〜Ｄ４のカソードと平滑コンデンサＣ１のプラス側が接続され、ダイオードＤ５、Ｄ６のアノードとＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４のソースは平滑コンデンサのマイナス側に接続されている。

入力電流検出部１０１は直流電源装置に入力される入力電流を検出する機能を持つ。実際には、例えばカレントトランスなどを使用する。入力電流判定部は入力電流検出部１０１によって検出した電流値と予め設定された閾値との大小関係を判定する機能を持つ。負荷検出部１０４は負荷１０３に流れる電流や、負荷１０３がモータの場合には回転数などを検出する機能を持つ。例えば、シャント抵抗などを使用する。負荷判定部１０５は負荷検出部１０４によって検出した検出値と予め設定された閾値との大小関係を判定する機能を持つ。直流電圧検出部１０６は直流電源装置の出力電圧を検出する機能を持つ。ゼロクロス検出部１０７は入力電圧のゼロクロスを検出する機能を持つ。ゼロクロス判定部１０８はゼロクロス検出部１０７の検出値によって電源電圧のゼロクロスを判定する機能を持つ。コンバータ制御部１０９は入力電流判定部１０２と負荷判定部１０５とゼロクロス検出部１０８から送信された結果に応じて、ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４に駆動信号を送信する機能を持つ。

なお、ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４は例えばスーパー・ジャンクション構造のＭＯＳＦＥＴや、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ等の低損失のＭＯＳＦＥＴを想定している。

以下、入力電圧の正負と直流電源装置動作状態毎の回路内の電流の流れについて図を用いて説明する。

まず、入力電圧が正のサイクルで全波整流を行う場合について説明する。図３は入力電圧が正のサイクルで全波整流を行った場合の電流の経路を示す図である。交流電圧Ｖ１が正のサイクルの状態で全波整流を行う場合、ＭＯＳＦＥＴＱ３、Ｑ４がベタオン状態となる。すなわち図３に示すように交流リアクトルＬ１、ダイオードＤ１の経路と、交流リアクトルＬ２、ダイオードＤ２の経路、という２経路を通って電流が平滑コンデンサＣ１に流れる。帰りの経路は、平滑コンデンサＣ１、ダイオードＤ６、交流リアクトルＬ３の経路と、平滑コンデンサＣ１、ＭＯＳＦＥＴＱ３、交流リアクトルＬ３の経路と、平滑コンデンサＣ１、ＭＯＳＦＥＴＱ４、交流リアクトルＬ４の経路、という３経路となる。

次に、入力電圧が負のサイクルで全波整流を行う場合について説明する。図４は入力電圧が負のサイクルで全波整流を行った場合の電流の経路を示す図である。交流電圧Ｖ１が負のサイクルの状態で全波整流を行う場合、ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２がベタオン状態となる。すなわち図４に示すように交流リアクトルＬ３、ダイオードＤ３の経路と、交流リアクトルＬ４、ダイオードＤ４の経路、という２経路を通って電流が平滑コンデンサＣ１に流れる。帰りの経路は、平滑コンデンサＣ１、ダイオードＤ５、交流リアクトルＬ１の経路と、平滑コンデンサＣ１、ＭＯＳＦＥＴＱ１、交流リアクトルＬ１の経路と、平滑コンデンサＣ１、ＭＯＳＦＥＴＱ２、交流リアクトルＬ２の経路、という３経路となる。

ここで、正のサイクルの場合はＭＯＳＦＥＴＱ３とＱ４がオン状態であり、負のサイクルの場合はＭＯＳＦＥＴＱ１とＱ２がオン状態であるため、平滑コンデンサＣ１と通った電流はダイオードとＭＯＳＦＥＴで分流させており、オン抵抗の低いＭＯＳＦＥＴの方へ積極的に流すという、所謂、同期整流制御を行っている。そのため、特許文献１のインターリーブ回路と比較して回路内の導通損失を低減することができる。

次に、入力電圧が正のサイクルでインターリーブ制御を行う場合について説明する。交流電圧Ｖ１が正のサイクルの状態でインターリーブ制御を行う場合、ＭＯＳＦＥＴＱ３、Ｑ４がベタオン状態となる。更にＭＯＳＦＥＴＱ１とＱ２は交互にスイッチング動作を行う。図５は入力電圧が正のサイクルでＭＯＳＦＥＴＱ３、Ｑ４ベタオンの状態でＭＯＳＦＥＴＱ１をスイッチングさせた場合の電流ＩＬ１の経路を示す図である。図６は入力電圧が正のサイクルでＭＯＳＦＥＴＱ３、Ｑ４ベタオンの状態でＭＯＳＦＥＴＱ２をスイッチングさせた場合の電流ＩＬ２の経路を示す図である。

ＭＯＳＦＥＴＱ１がオンのとき、リアクタ電流ＩＬ１の経路は図５に示すように、交流リアクトルＬ１、ＭＯＳＦＥＴＱ１、ダイオードＤ６、交流リアクトルＬ３の経路と、交流リアクトルＬ１、ＭＯＳＦＥＴＱ１、ＭＯＳＦＥＴＱ３、交流リアクトルＬ３の経路と、交流リアクトルＬ１、ＭＯＳＦＥＴＱ１、ＭＯＳＦＥＴＱ４、交流リアクトルＬ４の経路、の３経路となる。

ＭＯＳＦＥＴＱ２がオンのとき、リアクタ電流ＩＬ２の経路は図６に示すように、交流リアクトルＬ２、ＭＯＳＦＥＴＱ２、ダイオードＤ６、交流リアクトルＬ３の経路と、交流リアクトルＬ２、ＭＯＳＦＥＴＱ２、ＭＯＳＦＥＴＱ３、交流リアクトルＬ３の経路と、交流リアクトルＬ２、ＭＯＳＦＥＴＱ２、ＭＯＳＦＥＴＱ４、交流リアクトルＬ３の経路、の３経路となる。

以上の経路でリアクタ電流ＩＬ１とＩＬ２すなわち短絡電流ＩＬ１とＩＬ２が流れることでリアクトルＬ１とＬ２にエネルギーがチャージされる。

そしてＭＯＦＥＴＱ１若しくはＱ２がオンからオフ状態に変更し、平滑コンデンサＣ１が放電してリアクトルよりも低電位になったとき、リアクトルＬ１又はＬ２に蓄えられたエネルギーがダイオードＤ１とＤ２を通ってＣ１にチャージされることで、直流電圧が昇圧される。

図７はＭＯＳＦＥＴＱ１とＱ２のスイッチング動作と、リアクタ電流Ｌ１とＬ２に流れる電流ＩＬ１とＩＬ２の関係を示す図である。図７のＶｇｓ（Ｑ１）はＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート信号を示しており、Ｖｇｓ（Ｑ２）はＭＯＳＦＥＴＱ２のゲート信号を示している。図７のようにＶｇｓ（Ｑ１）、Ｖｇｓ（Ｑ２）のオン時間は共にｔｏｎで示し、デッドタイムはｔｄで示している。ここで、ＭＯＳＦＥＴＱ１がオン動作を行ってから、ＭＯＳＦＥＴＱ２がオン動作を行うまでには、ある一定の間隔が設けてある。図７に示すように、Ｖｇｓ（Ｑ１）の立ち上りから、Ｖｇｓ（Ｑ２）の立ち上り開始位置まで１８０°位相差を設けてある。すなわちＭＯＳＦＥＴＱ１とＭＯＳＦＥＴＱ２のスイッチング動作に１８０°位相差を設けることで互いに逆位相となる電流ＩＬ１とＩＬ２を生成することで、ＩＬ１とＩＬ２からなる合成電流は見掛け上リップルを消すことが可能となる。

図７及び図８を用いてさらに説明する。図８は、入力電圧が正のサイクルでＭＯＳＦＥＴＱ３、Ｑ４ベタオンの状態でＭＯＳＦＥＴＱ１とＱ２をスイッチングさせた場合の電流ＩＬ１と電流ＩＬ２の合成電流の経路を示す図である。ＭＯＳＦＥＴＱ１がオン時間ｔｏｎでオンすることで図７のようなリアクタ電流ＩＬ１が流れる。そして、ＭＯＳＦＥＴＱ１オン開始位置から１８０°位相がずれたタイミングでＭＯＳＦＥＴＱ２がオンを開始することで、リアクタ電流Ｌ２が流れる。このリアクタ電流ＩＬ１とリアクタ電流ＩＬ２の合成電流、つまりＩＬ１＋ＩＬ２は図７のような波形となり、周波数は倍で、リップルの振幅は１／２以下となる。電流の経路は図８の通りとなる。このようにＭＯＳＦＥＴＱ１、ＭＯＳＦＥＴＱ２をスイッチングすることで、インターリーブ動作を行い、電流リップルを低減することができる。

なお、本実施例では、ＭＯＳＦＥＴＱ１とＭＯＳＦＥＴＱ２のスイッチング動作に１８０°位相差を設ける場合について説明したが、必ずしも１８０°位相差を設ける必要はなく、電流リップルを低減することができれば、位相差が１８０°でなくてもよい。本実施例のように２相インターリーブの場合は、位相差１８０°の場合に逆位相となるため最も電流リップルが小さくなるが、３相の場合は１２０°、４相の場合は９０°というように各信号の位相差を調整すればよい。

次に、入力電圧が負のサイクル、インターリーブ動作を行う場合について説明する。図９は、入力電圧が負のサイクルでＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２ベタオンの状態でＭＯＳＦＥＴＱ３をスイッチングさせた場合の電流ＩＬ３の経路を示す図である。交流電圧Ｖ１が負のサイクルの状態でインターリーブ制御を行う場合、ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２がベタオン状態となる。更にＭＯＳＦＥＴＱ３とＱ４は交互にスイッチング動作を行う。ＭＯＳＦＥＴＱ３がオンのとき、リアクタ電流ＩＬ３の経路は図９に示すように、交流リアクトルＬ３、ＭＯＳＦＥＴＱ３、ダイオードＤ５、交流リアクトルＬ１の経路と、交流リアクトルＬ３、ＭＯＳＦＥＴＱ３、ＭＯＳＦＥＴＱ１、交流リアクトルＬ１の経路と、交流リアクトルＬ３、ＭＯＳＦＥＴＱ３、ＭＯＳＦＥＴＱ２、交流リアクトルＬ２の経路、の３経路となる。

図１０は、入力電圧が負のサイクルでＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２ベタオンの状態でＭＯＳＦＥＴＱ４をスイッチングさせた場合の電流ＩＬ４の経路を示す図である。ＭＯＳＦＥＴＱ４がオンのとき、リアクタ電流ＩＬ４の経路は図１０に示すように、交流リアクトルＬ４、ＭＯＳＦＥＴＱ４、ダイオードＤ５、交流リアクトルＬ１の経路と、交流リアクトルＬ４、ＭＯＳＦＥＴＱ４、ＭＯＳＦＥＴＱ１、交流リアクトルＬ１の経路と、交流リアクトルＬ４、ＭＯＳＦＥＴＱ４、ＭＯＳＦＥＴＱ２、交流リアクトルＬ２の経路、の３経路となる。図１１は、入力電圧が負のサイクルでＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２ベタオンの状態でＭＯＳＦＥＴＱ３とＱ４をスイッチングさせた場合の電流ＩＬ３と電流ＩＬ４の合成電流の経路を示す図である。

以上の経路でリアクタ電流ＩＬ３とＩＬ４すなわち短絡電流ＩＬ３とＩＬ４が流れることでリアクトルＬ３とＬ４にエネルギーがチャージされる。そして、ＭＯＦＥＴＱ３若しくはＱ４がオンからオフ状態で平滑コンデンサＣ１が放電してリアクトルよりも低電位になったとき、リアクトルＬ３若しくはＬ４に蓄えられたエネルギーがダイオードＤ３とＤ４を通ってＣ１にチャージされることで、直流電圧が昇圧される。

図１２はＭＯＳＦＥＴＱ３とＱ４のスイッチング動作と、リアクタ電流Ｌ３とＬ４に流れる電流ＩＬ３とＩＬ４の関係を示す図である。図１２のＶｇｓ（Ｑ３）はＭＯＳＦＥＴＱ３のゲート信号を示しており、Ｖｇｓ（Ｑ４）はＭＯＳＦＥＴＱ４のゲート信号を示している。図１２のようにＶｇｓ（Ｑ３）、Ｖｇｓ（Ｑ４）のオン時間は共にｔｏｎで示し、デッドタイムはｔｄで示している。ここで、ＭＯＳＦＥＴＱ３がオン動作を行ってから、ＭＯＳＦＥＴＱ４がオン動作を行うまでには、ある一定の間隔が設けてある。図１１に示すように、Ｖｇｓ（Ｑ３）の立ち上りから、Ｖｇｓ（Ｑ４）の立ち上り開始位置まで１８０°位相差を設けてある。すなわちＭＯＳＦＥＴＱ１とＭＯＳＦＥＴＱ２のスイッチング動作に１８０°位相差を設けることで互いに逆位相となる電流ＩＬ３とＩＬ４を生成することで、合成電流ＩＬ３＋ＩＬ４は見掛け上リップルを消すことが可能となる。

なお、本実施例では、ＭＯＳＦＥＴＱ３とＭＯＳＦＥＴＱ４のスイッチング動作に１８０°位相差を設ける場合について説明したが、必ずしも１８０°位相差を設ける必要はなく、電流リップルを低減することができれば、位相差が１８０°でなくてもよい。本実施例のように２相インターリーブの場合は、位相差１８０°の場合に逆位相となるため最も電流リップルが小さくなるが、３相の場合は１２０°、４相の場合は９０°というように各信号の位相差を調整すればよい。

ＭＯＳＦＥＴＱ３がオン時間ｔｏｎでオンすることで図９のようなリアクタ電流ＩＬ３が流れる。そして、ＭＯＳＦＥＴＱ３オン開始位置から１８０°位相がずれたタイミングでＭＯＳＦＥＴＱ４がオンを開始することで、図１０のようなリアクタ電流Ｌ４が流れる。このリアクタ電流ＩＬ３とＩＬ４の合成電流、つまりＩＬ３＋ＩＬ４は図１２のような波形となり、周波数は倍で、リップルの振幅は１／２以下となる。

このようにＭＯＳＦＥＴＱ３、ＭＯＳＦＥＴＱ４をスイッチングすることで、インターリーブ動作を行い、電流リップルを低減することができる。以上が、実施例における入力電圧とＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４のスイッチング毎の回路電流の流れである。

図１３はＩＧＢＴのコレクタ電流と導通損失の関係と、ＭＯＳＦＥＴのドレイン電流と導通損の関係を示した図である。各素子の電流‐電圧の関係に従って、導通損失も低入力領域ではＭＯＳＦＥＴが有利、高入力領域ではＩＧＢＴが有利、という関係になっている。これは、ＭＯＳＦＥＴの損失は電流の２乗で変化するため、高入力領域においては損失が急激に悪化するためである。すなわち、高入力領域においてはＭＯＳＦＥＴの方がＩＧＢＴよりも損失が大きく発熱量が大きい。

ここで、本実施例では、上述した通り、電流リップルを低減するために、インターリーブ制御を行っている。

しかしながら、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１−Ｑ４）を用いた回路において、インターリーブ制御を行うと、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１−Ｑ４）のスイッチング回数が増え、スイッチング損失が増大するのに加えて負荷１０３が大きくなった場合、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１−Ｑ４）に流れる電流が増加する。すなわち、ＭＯＳＦＥＴの発熱量が大きり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１−Ｑ４）が熱破壊する可能性がある。

そこで、本実施例では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１、Ｑ３）と並列にダイオード（Ｄ５、Ｄ６）を接続した所謂、同期整流制御を採用している。すなわち、本実施例に係る直流電源装置は、交流電力を直流電力に変換する直流電源装置において、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１―Ｑ４）と、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１、Ｑ３）と並列に接続したダイオード（Ｄ５、Ｄ６）とを備え、インターリーブ制御を行う。

ＭＯＳＦＥＴの定常損失は高温、高負荷時に大きく増大する。ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗は素子の温度に対して正特性で変化する。すなわち、ＭＯＳＦＥＴに通流する負荷電流が大きくなるほどＭＯＳＦＥＴの温度が上昇するためにＭＯＳＦＥＴのオン抵抗は増大する。また、ＭＯＳＦＥＴで生じる定常損失はオン抵抗と電流の２乗の積で増大するため、ＭＯＳＦＥＴの定常損失は高温、高負荷時に大きく増大して発熱量が増えるのである。

ここで、低温・軽負荷時のＭＯＳＦＥＴのドレイン‐ソース間電圧と、ダイオードの飽和電圧を比較した場合、ＭＯＳＦＥＴのドレイン‐ソース間電圧の方が小さくなる。しかし、ＭＯＳＦＥＴには先述したオン抵抗の特性を持つために高温、高負荷時のドレイン‐ソース間電圧とダイオードの飽和電圧を比較すると、ある点で電圧の大小関係が逆転する点が存在する。

前述したように、ＭＯＳＦＥＴは高温・高負荷時には発熱量が増大して、最悪の場合熱破壊する可能性がある、という問題がある。そこで本実施例に係る直流電源装置のように、ＭＯＳＦＥＴとダイオードを並列接続することで、高負荷時には飽和電圧の小さいダイオードに電流を多く分流させることで、ＭＯＳＦＥＴに流れる電流量が減少する。そのため、ＭＯＳＦＥＴの温度上昇を止めることができる。従って、本実施例の直流電圧装置によれば、インターリーブ制御によってリップル電流を低減し、ＭＯＳＦＥＴを用いることで定常損失を低減しつつ、高負荷時にはＭＯＳＦＥＴの熱破壊を防ぐことができる。

より詳しく説明すると、図２に示すように、本実施例に係る直流電源装置は、第１〜４の交流リアクトルＬ１〜Ｌ４と、第１〜６のダイオードＤ１〜Ｄ６と、第１〜４のＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４と、平滑コンデンサＣ１とを備え、第１の交流リアクトルＬ１は、第１のダイオードＤ１のアノードと、第５のダイオードＤ５のカソードと、第１のＭＯＳＦＥＴＱ１のドレインに接続されており、第２の交流リアクトルＬ２は、第２のダイオードＤ２のアノードと、第２のＭＯＳＦＥＴＱ２のドレインに接続されており、第３の交流リアクトルＬ３は、第３のダイオードＤ３のアノードと、第６のダイオードＤ６のカソードと、第３のＭＯＳＦＥＴＱ３のドレインに接続されており、第４の交流リアクトルＬ４は、第４のダイオードＤ４のアノードと、第４のＭＯＳＦＥＴＱ４のドレインに接続されており、第１のＭＯＳＦＥＴＱ１と第５のダイオードＤ５は並列接続され、第３のＭＯＳＦＥＴＱ３と第６のダイオードＤ６は並列接続され、第１〜４のダイオードＤ１〜Ｄ４のカソードと平滑コンデンサＣ１のプラス側が接続され、第５〜６のダイオードＤ５、Ｄ６のアノードと第１〜４のＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４のソースは平滑コンデンサのグランド側に接続され、インターリーブ制御を行う。

インターリーブ制御は、交流電圧が正のサイクルのとき、第１のＭＯＳＦＥＴＱ１と第２のＭＯＳＦＥＴＱ２は交互にスイッチング動作を行い、交流電圧が負のサイクルのとき、第３のＭＯＳＦＥＴＱ３と第４のＭＯＳＦＥＴＱ４が交互にスイッチング動作を行う。

なお、図１１では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２、Ｑ４）にはダイオードを並列に接続していないが、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２、Ｑ４）の温度上昇も防ぐためには、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２、Ｑ４）と並列にダイオードを接続することが望ましい。

次に、本実施例の直流電源装置動作全体の流れについて説明する。本実施例の直流電源装置は負荷の大きさによって、所望の力率・電流リップル低減効果を得るようにＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４のスイッチング動作を変更する。負荷の大小の判定には、例えば電源入力を見ればよい。例えば入力電流検出部１０１によって入力電流を検出し、検出値の大小を入力電流判定部によって判定する。そして判定結果をコンバータ制御部１０９に送信する。そして、送信結果に応じてコンバータ制御部１０９はＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４のゲートに駆動信号を送信して、ゼロクロス検出部１０１によって検出した電源電圧Ｖ１のゼロクロス位置を基準にしてスイッチング動作を開始する。

負荷１０３としては例えば図示しない三相モータを駆動するため三相インバータがある。この場合、負荷の大小判定として、モータの回転数やモータに流れる電流など見ることで負荷の大小判定を行うことができる。例えば、モータ回転数やモータ電流などの負荷の状態を検出する機能を持つ負荷検出部１０４によって負荷を検出する。そして検出値の大小を負荷判定部１０５によって判定する。そして判定結果をコンバータ制御部１０９に送信する。送信結果に応じてコンバータ制御部１０９はＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４のゲートに駆動信号を送信して、ゼロクロス検出部１０１によって検出した電源電圧Ｖ１のゼロクロス位置を基準にしてスイッチング動作を開始する。

一連の動作をまとめると、先ず入力電流検出部１０１や負荷検出部１０４によって電流等を検出する。次に検出値の大小を入力電流判定部１０２や負荷判定部１０５によって判定する。そして、判定結果がコンバータ制御部１０９に送信され、送信結果に応じてＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４に駆動信号が送信され、ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４をスイッチング動作させる。以上のように負荷の大小を判定し、ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４のスイッチング動作を決定する。

例えば入力の低い状態においては、ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４のオン・オフを行わずに全波整流を行う（パッシブ状態）。そして、負荷が大きくなってきた場合、ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４のオン・オフを行うことで、力率の改善と電流リップルの低減を行う（アクティブ状態、インターリーブ制御実施）。スイッチングの回数、オン時間、デューティー等の動作状態を決定する各パラメータは、運転状態に応じて所望の力率・電流リップル低減効果を得るように調整すればよい。

例えば負荷が大きくなり力率が悪化するような場合はＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４のスイッチング回数を増やせばよい。通常、スイッチング素子のスイッチング回数を増やせばスイッチング素子は悪化することで回路損失が悪化するが、本発明においてはＭＯＳＦＥＴによる同期整流を行っているため、導通損低減効果を高める事ができ、スイッチング損失増大による回路損失の悪化分をカバーすることが可能である。例えば仮に回路損失の悪化をカバーしきれない場合においても、同期整流に用いるＭＯＳＦＥＴの個数を増やすことで更なる導通損の低減を行うことが可能である。このため、回路損失の悪化を抑えつつ、力率の改善と電流リップルの低減を行うことが可能となる。

また、実施例においては２相インターリーブとＭＯＳＦＥＴ４つの組み合わせを例にとって説明しているが、本発明はその個数の組み合わせに限定されるものではなく、インターリーブ回路の個数や同期整流に使用するＭＯＳＦＥＴの個数の組み合わせは所望の効果を得る事ができるように選定すればよい。

また、実施例を空気調和機のコンバータ回路に使用することで、高力率・高効率な空気調和機を実現することが可能である。例えば、中間条件などの低負荷領域の場合は全波整流のみ行い、定格条件など負荷が上がってきた場合はＭＯＳＦＥＴのスイッチング動作を行い、力率改善を行う。更に負荷が増えて力率が悪化する場合にはスイッチング回数を増やせばよい。

実施例はＭＯＳＦＥＴによる同期整流を行うことで回路の導通損低減を行っている。さらにＭＯＳＦＥＴをスーパー・ジャンクションＭＯＳＦＥＴなどの低損失のＭＯＦＥＴを使用することで更なる導通損低減を行うことができる。従来ではショット数を増やすことでスイッチング損失が悪化するため回路損失も悪化していたが、本発明の構成とすることで、ショット数を増やしてスイッチング損失が増える場合においても、同期整流による導通損低減を行うことで、回路損失の悪化をカバーしつつ力率改善を行うことが可能である。

また、実施例はインターリーブ制御を行っているため、電流リップルを抑えることが可能である。

以上、本発明によって回路損失の悪化を抑えつつも力率改善と電流リップルの低減を行うことが可能な直流電源装置を実現することが可能である。

１０１入力電流検出部
１０２入力電流判定部
１０３負荷
１０４負荷検出部
１０５負荷判定部
１０６直流電圧検出部
１０７ゼロクロス検出部
１０８ゼロクロス判定部
１０９コンバータ制御部
Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４交流リアクトル
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６ダイオード
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４ＭＯＳＦＥＴ
Ｃ１平滑コンデンサ
Ｖ１交流電源

Claims

交流電力を直流電力に変換する直流電源装置において、
第１〜第４の交流リアクトルと、第１〜第６のダイオードと、第１〜第４のＭＯＳＦＥＴと、平滑コンデンサとを備え、
前記第１の交流リアクトルは、前記第１のダイオードのアノードと、前記第５のダイオードのカソードと、前記第１のＭＯＳＦＥＴのドレインに接続され、
前記第２の交流リアクトルは、前記第２のダイオードのアノードと、前記第２のＭＯＳＦＥＴのドレインに接続され、
前記第３の交流リアクトルは、前記第３のダイオードのアノードと、前記第６のダイオードのカソードと、前記第３のＭＯＳＦＥＴのドレインに接続され、
前記第４の交流リアクトルは、前記第４のダイオードのアノードと、前記第４のＭＯＳＦＥＴのドレインに接続され、
前記第１のＭＯＳＦＥＴと前記第５のダイオードは並列接続され、前記第３のＭＯＳＦＥＴと前記第６のダイオードは並列接続され、
前記第１〜第４のダイオードのカソードと前記平滑コンデンサのプラス側が接続され、
前記第５および第６のダイオードのアノードと前記第１〜第４のＭＯＳＦＥＴのソースは前記平滑コンデンサのグランド側に接続され、
軽負荷時には前記第１のＭＯＳＦＥＴに対して前記第５のダイオードよりも多くの電流を分流させるとともに前記第３のＭＯＳＦＥＴに対して前記第６のダイオードよりも多くの電流を分流させ、前記軽負荷時よりも負荷が高い高負荷時には前記第５のダイオードに対して前記第１のＭＯＳＦＥＴよりも多くの電流を分流させるとともに前記第６のダイオードに対して前記第３のＭＯＳＦＥＴよりも多くの電流を分流させるようにインターリーブ制御を行う直流電源装置。
前記インターリーブ制御は、交流電圧が正のサイクルのとき、前記第１のＭＯＳＦＥＴと前記第２のＭＯＳＦＥＴは交互にスイッチング動作を行い、交流電圧が負のサイクルのとき、前記第３のＭＯＳＦＥＴと前記第４のＭＯＳＦＥＴは交互にスイッチング動作を行うことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
請求項１または２に記載の直流電源装置に接続された圧縮機と、室外熱交換器と、室外送風ファンとを有する室外機と、
室内熱交換器と、室内送風ファンとを有する室内機とを備える空気調和機。