JP2004208462A - 電源装置 - Google Patents
電源装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2004208462A JP2004208462A JP2002377222A JP2002377222A JP2004208462A JP 2004208462 A JP2004208462 A JP 2004208462A JP 2002377222 A JP2002377222 A JP 2002377222A JP 2002377222 A JP2002377222 A JP 2002377222A JP 2004208462 A JP2004208462 A JP 2004208462A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- power supply
- current
- circuit
- supply device
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Rectifiers (AREA)
Abstract
【課題】簡易な回路構成により、ノイズや発振が発生しない安定性の高い電源装置を得る。
【解決手段】交流電源ACにインピーダンス素子1を介して整流回路2、負荷3が接続され、交流電源ACの電圧を検出し、検出電圧を出力する電圧検出回路4と、整流回路2の入力側に接続され、電圧検出手段4の検出電圧に基づいてON/OFFするスイッチング素子SWとを備え、このスイッチング素子SWは、電圧検出回路4で検出された検出電圧があらかじめ定めた電圧以下の時はOFFとなり、全電流を負荷3に供給し、検出された検出電圧があらかじめ定めた電圧を越える時はONとなり、電流をバイパスし、負荷3に供給する電流を一定とする。
【選択図】 図1
【解決手段】交流電源ACにインピーダンス素子1を介して整流回路2、負荷3が接続され、交流電源ACの電圧を検出し、検出電圧を出力する電圧検出回路4と、整流回路2の入力側に接続され、電圧検出手段4の検出電圧に基づいてON/OFFするスイッチング素子SWとを備え、このスイッチング素子SWは、電圧検出回路4で検出された検出電圧があらかじめ定めた電圧以下の時はOFFとなり、全電流を負荷3に供給し、検出された検出電圧があらかじめ定めた電圧を越える時はONとなり、電流をバイパスし、負荷3に供給する電流を一定とする。
【選択図】 図1
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
この発明は、電源装置に係り、特に簡易な回路で安定した電流を供給するインピ−ダンス降圧型電源装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来の電源装置は、電圧降圧用コンデンサと整流回路を直列に接続して構成され、交流電流を低圧直流電源に変換して出力するコンデンサ降圧型の電源回路において、この電源回路に接続される負荷の状態を検出する検出手段と、この検出手段の出力によって前記整流回路の入力側を短絡する短絡手段を設けるようにしている(例えば特許文献1)。
【0003】
【特許文献1】
実開平3−124782号公報(第3−6頁、第1図)
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記の従来の電源装置の構成では、負荷に印加する電圧の精度が検出回路の精度により決定するため、検出回路にコンパレータなどの回路素子が必要となり、また、電圧の変動に応じてスイッチング素子が動作するため、不定期のスイッチングノイズが常時発生する問題があった。さらに、ノイズの量を減らすため、検出電圧にヒステリシスを持たせると出力電圧にリプルが発生する等の相反する問題が生じ、また、負帰還回路を構成するため、特性の変化などによる発振の可能性があるという問題があった。
【0005】
この発明は上記のような問題点を解消するためになされたもので、簡易な回路構成により、ノイズや発振が発生しない安定性の高い電源装置を得ることを目的とする。
【0006】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る電源装置は、交流電源にインピーダンス素子を介して整流回路、負荷が接続されるインピ−ダンス降圧型電源装置において、前記交流電源の電圧を検出し、検出電圧を出力する電圧検出回路と、前記整流回路の入力側に接続され、前記電圧検出手段の検出電圧に基づいてON/OFFするスイッチング素子とを備え、このスイッチング素子は、前記電圧検出回路で検出された検出電圧があらかじめ定めた電圧以下の時はOFFとなり、全電流を前記負荷に供給し、検出された前記検出電圧が前記あらかじめ定めた電圧を越える時はONとなり、電流をバイパスし、前記負荷に供給する電流を一定としたものである。
【0007】
【発明の実施の形態】
実施の形態1.
図1はこの発明の実施の形態1を示す電源装置のブロック図、図2は電源装置の回路図、図3は入出力電圧と電流の波形図、図4は電源装置の回路図である。図1において、電源装置は交流電源ACにインピーダンス素子1を介して接続された整流回路2、整流回路2の出力側に接続された定電圧素子であるツェナーダイオードDZ、交流電源ACの電圧を検出する電圧検出回路4、整流回路2の入力側に接続されたスイッチング素子SWから構成され、負荷3が接続されている。
【0008】
次に、図1に示した電源装置の具体的な回路を図2により説明する。図2において、図1と同じ部分は同じ符号を付し説明を省略する。電圧検出回路4は、電源V1に並列に接続されたダイオードD1、抵抗r2、r3の直列回路と、抵抗r3に並列に接続されたコンデンサc3から構成される。インピーダンス素子1はコンデンサc1である。スイッチング素子SWは電圧入力によりON/OFFする素子で双方向に電流を流すもので、例えばMOSFETが使用される。整流回路は2はダイオードD2、D3、D4、D5から構成される全波整流回路である。なお、コンデンサc3はノイズ除去用である。
【0009】
次に、図2、図3により動作を説明する。図3(a)は交流電源ACの電圧V1、と出力電圧V(5)、図3(b)は入力電流i(c1)、図3(c)はスイッチ手段SWがOFFのときの供給電流i(r1)、図3(d)はスイッチ手段SWがON/OFFする場合の供給電流i(r1)を各々示す。
なお、交流電源ACの電圧V1は、100V、最大電圧は141.4V、出力電圧V(5)は12Vの例を示している。
まず、交流電源ACが投入されると、交流電源ACの両端電圧V1は図3(a)のように正弦波となり、平滑された出力電圧V(5)は、一定電圧になる。交流電源ACから流れ込む入力電流i(c1)は、交流電源ACから見たインピーダンスがほとんどコンデンサc1に等しいため、図3(b)に示すように、ほぼ正弦波となる。
【0010】
なお、図3(b)において、パルス状の波形はスイッチング素子SWの動作時に通常発生するものであり、また、電流がある期間0となる箇所は、内部と外部の電源電圧差が0となるときに生じるもので、通常の現象である。また、電流の波形は図3(a)に示した交流電源ACの電圧V1の波形より90度進んでいる。
【0011】
ここで、スイッチング素子SWは入力電圧V2によりON/OFFし、双方向に電流を流すが、スイッチング素子SWがONとなる入力電圧V2Kに対応した交流電源ACの電圧V1Kは、例えば、スイッチング素子SWにMOSFETを用いる場合はMOSFETの2.5V/4V/10V程度のものとし、ON抵抗等から適切に選択することにより、負荷3側に必要な電流値が得られるようにあらかじめ定めておく。図3(a)では電圧V1Kが100Vの場合を示している。
交流電源ACの電圧V1があらかじめ定めた電圧V1K以下と低いときは、電圧検出回路4からの検出電圧がV2K以下でスイッチング素子SWに入力され、スイッチング素子SWがOFFとなる。そして、図3(b)に示す電流i(c1)は、整流回路2で整流され、負荷3に供給される電流i(r1)は図3(c)に示すように全波整流され、全電流が供給される。
【0012】
なお、電圧の正負のピーク点において、一時的に電流が流れなくなるが、この一時的な電流の遮断は、負荷3側の電圧V(5)が、交流電源の電圧V1よりも高くなり、ダイオードD2〜D5がOFFすることによって発生する。
この状態は、電源電圧V1がピークからV(5)の2倍の電圧分だけ変化するまで続き、その後D2〜D5がONし、電流が流れるようになる。
【0013】
交流電源ACの電圧があらかじめ定めた電圧V1K以上に高いときは、電圧検出回路4からの検出電圧がV2K以上となりスイッチング素子SWに入力され、スイッチング素子SWがONとなる。そして、図3(b)に示す電流i(c1)は 整流回路2で整流されるとき、交流電源ACの電圧がV1K以上となる期間(例えばt1〜t2)のみスイッチング素子SWに電流が流れ、この期間は整流回路2に電流が流れないので、図3(d)に示すように、交流電源ACの電圧がV1K以上の期間(例えばt1〜t2)は負荷3に流れる電流i(r1)が0となる。
【0014】
このように電源電圧が増えた分の電流をバイパスすることで、負荷3に供給する電流を一定とし、本来なら、I=V/Zで計算される電流値、つまり電源電圧が上がれば、電流も増える回路においても、負荷に供給する電流値が増加しないように押さえられる。
また、負荷3に印加される電圧は、ツェナーダイオードDZにより安定化する。なお、c2は平滑用コンデンサ(c1<<c2)であり、容量と負荷に流れる電流の兼ね合いで平滑電圧が変動するので、平滑電圧が変動してもかまわない場合(ツエナーダイオードDZがあるので、上側はクリップされる。)には使用しなくともよい。
【0015】
以上のように、フィードフォワード型のため、発振が発生しないようにすることができ、また、交流電源ACの周期内でスイッチングする場合でも、スイッチングタイミングが電源周波数に依存し、固定のためノイズ対策を容易にすることができ、さらに、インピーダンス素子1の後段の回路は電圧が低くなっており、ダイオードD2〜D5、スイッチング素子SWには低電圧用のものが使用できる。
従って、簡易な回路構成により安定性が高く、安価な電源装置を得ることができる。
【0016】
なお、本実施の形態では、整流回路2を全波整流回路としたが、図4に示すように半波整流回路としてもよい。この場合、基本的な動作は、ほとんど変わらないが、半波整流のため全波整流に対し電流値が半分しか出力できないが、あまり電流を必要としない場合に使用され、部品を減らすことができる。
【0017】
実施の形態2.
図5はこの発明の実施の形態2を示す電源装置のブロック図、図6は電源装置の回路図、図7は出力電圧電流の波形図である。
本実施の形態は実施の形態1を示す図1のスイッチング素子SWに直列に整流素子7を接続したものであり、整流素子7は図6に示すようにダイオードD6である。他の構成部分は実施の形態の図1、図2と同じなので説明を省略する。
【0018】
この構成において、基本的な動作は実施の形態1と同じであるが、スイッチング素子SWがONのとき、交流電源ACの正負の電流の内、片方のみの半周期をバイパスするので、負荷3に流れる電流i(r1)は、図7に示すように、実施の形態1の図3(c)の波形の一つ置きの波形となる。
電圧検出回路4のコンデンサc3、抵抗r2、r3の時定数を交流電源周波数よりも充分長くすることで、スイッチング素子SWを交流電源ACが1OOVの時はOFF、200V時はONとする切替回路として使用することができる。これにより、交流電源AC200V時は図7のi(r1)の様に半周期だけ電流が流れ、通常であれば、倍の電流が流れる時に、AC100Vと同じ電流値とすることが可能となる
【0019】
以上のように、スイッチング素子SWのON/OFFを決めるスレッショルド電圧は、ばらつきが大きく精度がでなくとも、商用の交流電源は通常100V/200Vと決まった電圧であり、電圧検出回路4の精度はさほど高くなくてもよいので、電圧検出回路4を抵抗分圧程度の非常に簡単な回路とすることができる。
また、100V/200Vの切り替えは電圧が倍になるため、整流回路2により半周期だけ電流を流せば、負荷3に供給する電流は一定になり、負荷3側の対策は不要となる。このため、100V時OFF、200V時ONとすればよいので、スイッチングは電源投入直後の一度だけとすることもできる。
従って、簡易な回路構成により、安定性が高く、安価な電源装置を得ることができる。
【0020】
実施の形態3.
図8はこの発明の実施の形態3を示す電源装置のブロック図、図9は電源装置の回路図、図10は電源装置のブロック図である。
本実施の形態は実施の形態2を示す図5の整流回路2の入出力側をインピーダンス素子6で接続したもであり、インピーダンス素子6は図9に示すように抵抗r4である。他の構成部分は実施の形態2の図5、図6と同じなので説明を省略する。
【0021】
実施の形態1、2では、スイッチング素子SWが導通している場合、整流回路2の入力電圧は、ほぼ0Vとなり、整流回路2は導通しない。このため、整流回路2の出力側は、入力側と絶縁されており、ケースなどの周囲との浮遊容量や絶縁抵抗、誘導により、電源から見た電位がふらつくことになる。
このような状態では、誘導によるノイズや、電源との接続によるサージを受け易くなる。
これに対し、本実施の形態では、整流回路2の入力側と出力側を抵抗r4で接続して、整流回路2の出力側のGNDを電源側電位に固定してふらつきを抑える。
【0022】
以上のように、簡易な回路構成により回路の安定化を図り、安定性が高く、安価な電源装置を得ることができる。
【0023】
なお、図10に示すように、実施の形態1の図1の整流回路2の入出力側をインピーダンス素子6で接続しても同様な効果を得ることができる。
【0024】
実施の形態4.
図11はこの発明の実施の形態4を示す電源装置のブロック図、図12は電源装置の回路図、図13は電源電圧と出力電圧の波形図である。
本実施の形態は実施の形態1を示す図1の電圧検出回路4の時定数を大きくした電圧検出回路8としたものであり、他の構成部分は実施の形態の図1、図2と同じなので説明を省略する。
【0025】
この構成における動作を図13により説明する。図13(a)は交流電源ACの電圧V1、図13(b)は出力電圧V(5)の波形図である。
交流電源ACから負荷3側に供給される電流i(r1)は、スイッチング素子SWがONすると、バイパスされてしまうため流れなくなる。このため、平滑コンデンサc2の容量が大きい場合は、電源V1の立ち上がり時にc2を充電する時間が長くなり、出力電圧V(5)の電圧が安定するまでに時間がかかる。
この時の出力電圧V(5)の電圧波形は、図13(b)のaのようになる。これに対して、電圧検出回路4の抵抗r2、r3、コンデンサc3の時定数を長くすることでスイッチング素子SWの動作を遅らせ、電源投入直後の供給電流i(r1)を一時的に多くすることで出力電圧V(5)の上昇を図13(b)のbのように早くすることができる。なお、図13では説明のために電源2周期程度でコンデンサc2の充電が終わるように図示している。
【0026】
以上のように、交流電源ACより負荷3に供給される電流は、インピーダンス素子1により制限されるが、電圧検出回路4がスイッチングSWをONさせると、負荷3に供給する電流を減らすことになるため、電圧検出回路4の電源立ち上がり時の動作を遅くすることで、簡易な回路構成により、負荷3に供給する電流を一時的に増加させることができ、電源投入時の起動時間を短縮をすることができる。
【0027】
なお、実施の形態2の図5の電圧検出回路4の時定数を大きくしても同様な効果を得ることができる。
【0028】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、交流電源にインピーダンス素子を介して整流回路、負荷が接続されるインピ−ダンス降圧型電源装置において、前記交流電源の電圧を検出し、検出電圧を出力する電圧検出回路と、前記整流回路の入力側に接続され、前記電圧検出手段の検出電圧に基づいてON/OFFするスイッチング素子とを備え、このスイッチング素子は、前記電圧検出回路で検出された検出電圧があらかじめ定めた電圧以下の時はOFFとなり、全電流を前記負荷に供給し、検出された前記検出電圧が前記あらかじめ定めた電圧を越える時はONとなり、電流をバイパスし、前記負荷に供給する電流を一定としたので、簡易な回路構成により、ノイズや発振が発生しない安定性の高い電源装置を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】この発明の実施の形態1を示す電源装置のブロック図である。
【図2】この発明の実施の形態1を示す電源装置の回路図である。
【図3】この発明の実施の形態1を示す電源装置の入出力電圧と電流の波形図である。
【図4】この発明の実施の形態1を示す電源装置の回路図である。
【図5】この発明の実施の形態2を示す電源装置のブロック図である。
【図6】この発明の実施の形態2を示す電源装置の回路図である。
【図7】この発明の実施の形態2を示す電源装置の出力電流の波形図である。
【図8】この発明の実施の形態3を示す電源装置のブロック図である。
【図9】この発明の実施の形態3を示す電源装置の回路図である。
【図10】この発明の実施の形態3を示す電源装置のブロック図である。
【図11】この発明の実施の形態4を示す電源装置のブロック図である。
【図12】この発明の実施の形態4を示す電源装置の回路図である。
【図13】この発明の実施の形態4を示す電源装置の入出力電圧の波形図である。
【符号の説明】
1 インピーダンス素子、2 整流回路、3 負荷、4、8 電圧検出回路、AC 交流電源、D1〜D6 ダイオード、r1〜r4 抵抗、SW スイッチング素子。
【発明の属する技術分野】
この発明は、電源装置に係り、特に簡易な回路で安定した電流を供給するインピ−ダンス降圧型電源装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来の電源装置は、電圧降圧用コンデンサと整流回路を直列に接続して構成され、交流電流を低圧直流電源に変換して出力するコンデンサ降圧型の電源回路において、この電源回路に接続される負荷の状態を検出する検出手段と、この検出手段の出力によって前記整流回路の入力側を短絡する短絡手段を設けるようにしている(例えば特許文献1)。
【0003】
【特許文献1】
実開平3−124782号公報(第3−6頁、第1図)
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記の従来の電源装置の構成では、負荷に印加する電圧の精度が検出回路の精度により決定するため、検出回路にコンパレータなどの回路素子が必要となり、また、電圧の変動に応じてスイッチング素子が動作するため、不定期のスイッチングノイズが常時発生する問題があった。さらに、ノイズの量を減らすため、検出電圧にヒステリシスを持たせると出力電圧にリプルが発生する等の相反する問題が生じ、また、負帰還回路を構成するため、特性の変化などによる発振の可能性があるという問題があった。
【0005】
この発明は上記のような問題点を解消するためになされたもので、簡易な回路構成により、ノイズや発振が発生しない安定性の高い電源装置を得ることを目的とする。
【0006】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る電源装置は、交流電源にインピーダンス素子を介して整流回路、負荷が接続されるインピ−ダンス降圧型電源装置において、前記交流電源の電圧を検出し、検出電圧を出力する電圧検出回路と、前記整流回路の入力側に接続され、前記電圧検出手段の検出電圧に基づいてON/OFFするスイッチング素子とを備え、このスイッチング素子は、前記電圧検出回路で検出された検出電圧があらかじめ定めた電圧以下の時はOFFとなり、全電流を前記負荷に供給し、検出された前記検出電圧が前記あらかじめ定めた電圧を越える時はONとなり、電流をバイパスし、前記負荷に供給する電流を一定としたものである。
【0007】
【発明の実施の形態】
実施の形態1.
図1はこの発明の実施の形態1を示す電源装置のブロック図、図2は電源装置の回路図、図3は入出力電圧と電流の波形図、図4は電源装置の回路図である。図1において、電源装置は交流電源ACにインピーダンス素子1を介して接続された整流回路2、整流回路2の出力側に接続された定電圧素子であるツェナーダイオードDZ、交流電源ACの電圧を検出する電圧検出回路4、整流回路2の入力側に接続されたスイッチング素子SWから構成され、負荷3が接続されている。
【0008】
次に、図1に示した電源装置の具体的な回路を図2により説明する。図2において、図1と同じ部分は同じ符号を付し説明を省略する。電圧検出回路4は、電源V1に並列に接続されたダイオードD1、抵抗r2、r3の直列回路と、抵抗r3に並列に接続されたコンデンサc3から構成される。インピーダンス素子1はコンデンサc1である。スイッチング素子SWは電圧入力によりON/OFFする素子で双方向に電流を流すもので、例えばMOSFETが使用される。整流回路は2はダイオードD2、D3、D4、D5から構成される全波整流回路である。なお、コンデンサc3はノイズ除去用である。
【0009】
次に、図2、図3により動作を説明する。図3(a)は交流電源ACの電圧V1、と出力電圧V(5)、図3(b)は入力電流i(c1)、図3(c)はスイッチ手段SWがOFFのときの供給電流i(r1)、図3(d)はスイッチ手段SWがON/OFFする場合の供給電流i(r1)を各々示す。
なお、交流電源ACの電圧V1は、100V、最大電圧は141.4V、出力電圧V(5)は12Vの例を示している。
まず、交流電源ACが投入されると、交流電源ACの両端電圧V1は図3(a)のように正弦波となり、平滑された出力電圧V(5)は、一定電圧になる。交流電源ACから流れ込む入力電流i(c1)は、交流電源ACから見たインピーダンスがほとんどコンデンサc1に等しいため、図3(b)に示すように、ほぼ正弦波となる。
【0010】
なお、図3(b)において、パルス状の波形はスイッチング素子SWの動作時に通常発生するものであり、また、電流がある期間0となる箇所は、内部と外部の電源電圧差が0となるときに生じるもので、通常の現象である。また、電流の波形は図3(a)に示した交流電源ACの電圧V1の波形より90度進んでいる。
【0011】
ここで、スイッチング素子SWは入力電圧V2によりON/OFFし、双方向に電流を流すが、スイッチング素子SWがONとなる入力電圧V2Kに対応した交流電源ACの電圧V1Kは、例えば、スイッチング素子SWにMOSFETを用いる場合はMOSFETの2.5V/4V/10V程度のものとし、ON抵抗等から適切に選択することにより、負荷3側に必要な電流値が得られるようにあらかじめ定めておく。図3(a)では電圧V1Kが100Vの場合を示している。
交流電源ACの電圧V1があらかじめ定めた電圧V1K以下と低いときは、電圧検出回路4からの検出電圧がV2K以下でスイッチング素子SWに入力され、スイッチング素子SWがOFFとなる。そして、図3(b)に示す電流i(c1)は、整流回路2で整流され、負荷3に供給される電流i(r1)は図3(c)に示すように全波整流され、全電流が供給される。
【0012】
なお、電圧の正負のピーク点において、一時的に電流が流れなくなるが、この一時的な電流の遮断は、負荷3側の電圧V(5)が、交流電源の電圧V1よりも高くなり、ダイオードD2〜D5がOFFすることによって発生する。
この状態は、電源電圧V1がピークからV(5)の2倍の電圧分だけ変化するまで続き、その後D2〜D5がONし、電流が流れるようになる。
【0013】
交流電源ACの電圧があらかじめ定めた電圧V1K以上に高いときは、電圧検出回路4からの検出電圧がV2K以上となりスイッチング素子SWに入力され、スイッチング素子SWがONとなる。そして、図3(b)に示す電流i(c1)は 整流回路2で整流されるとき、交流電源ACの電圧がV1K以上となる期間(例えばt1〜t2)のみスイッチング素子SWに電流が流れ、この期間は整流回路2に電流が流れないので、図3(d)に示すように、交流電源ACの電圧がV1K以上の期間(例えばt1〜t2)は負荷3に流れる電流i(r1)が0となる。
【0014】
このように電源電圧が増えた分の電流をバイパスすることで、負荷3に供給する電流を一定とし、本来なら、I=V/Zで計算される電流値、つまり電源電圧が上がれば、電流も増える回路においても、負荷に供給する電流値が増加しないように押さえられる。
また、負荷3に印加される電圧は、ツェナーダイオードDZにより安定化する。なお、c2は平滑用コンデンサ(c1<<c2)であり、容量と負荷に流れる電流の兼ね合いで平滑電圧が変動するので、平滑電圧が変動してもかまわない場合(ツエナーダイオードDZがあるので、上側はクリップされる。)には使用しなくともよい。
【0015】
以上のように、フィードフォワード型のため、発振が発生しないようにすることができ、また、交流電源ACの周期内でスイッチングする場合でも、スイッチングタイミングが電源周波数に依存し、固定のためノイズ対策を容易にすることができ、さらに、インピーダンス素子1の後段の回路は電圧が低くなっており、ダイオードD2〜D5、スイッチング素子SWには低電圧用のものが使用できる。
従って、簡易な回路構成により安定性が高く、安価な電源装置を得ることができる。
【0016】
なお、本実施の形態では、整流回路2を全波整流回路としたが、図4に示すように半波整流回路としてもよい。この場合、基本的な動作は、ほとんど変わらないが、半波整流のため全波整流に対し電流値が半分しか出力できないが、あまり電流を必要としない場合に使用され、部品を減らすことができる。
【0017】
実施の形態2.
図5はこの発明の実施の形態2を示す電源装置のブロック図、図6は電源装置の回路図、図7は出力電圧電流の波形図である。
本実施の形態は実施の形態1を示す図1のスイッチング素子SWに直列に整流素子7を接続したものであり、整流素子7は図6に示すようにダイオードD6である。他の構成部分は実施の形態の図1、図2と同じなので説明を省略する。
【0018】
この構成において、基本的な動作は実施の形態1と同じであるが、スイッチング素子SWがONのとき、交流電源ACの正負の電流の内、片方のみの半周期をバイパスするので、負荷3に流れる電流i(r1)は、図7に示すように、実施の形態1の図3(c)の波形の一つ置きの波形となる。
電圧検出回路4のコンデンサc3、抵抗r2、r3の時定数を交流電源周波数よりも充分長くすることで、スイッチング素子SWを交流電源ACが1OOVの時はOFF、200V時はONとする切替回路として使用することができる。これにより、交流電源AC200V時は図7のi(r1)の様に半周期だけ電流が流れ、通常であれば、倍の電流が流れる時に、AC100Vと同じ電流値とすることが可能となる
【0019】
以上のように、スイッチング素子SWのON/OFFを決めるスレッショルド電圧は、ばらつきが大きく精度がでなくとも、商用の交流電源は通常100V/200Vと決まった電圧であり、電圧検出回路4の精度はさほど高くなくてもよいので、電圧検出回路4を抵抗分圧程度の非常に簡単な回路とすることができる。
また、100V/200Vの切り替えは電圧が倍になるため、整流回路2により半周期だけ電流を流せば、負荷3に供給する電流は一定になり、負荷3側の対策は不要となる。このため、100V時OFF、200V時ONとすればよいので、スイッチングは電源投入直後の一度だけとすることもできる。
従って、簡易な回路構成により、安定性が高く、安価な電源装置を得ることができる。
【0020】
実施の形態3.
図8はこの発明の実施の形態3を示す電源装置のブロック図、図9は電源装置の回路図、図10は電源装置のブロック図である。
本実施の形態は実施の形態2を示す図5の整流回路2の入出力側をインピーダンス素子6で接続したもであり、インピーダンス素子6は図9に示すように抵抗r4である。他の構成部分は実施の形態2の図5、図6と同じなので説明を省略する。
【0021】
実施の形態1、2では、スイッチング素子SWが導通している場合、整流回路2の入力電圧は、ほぼ0Vとなり、整流回路2は導通しない。このため、整流回路2の出力側は、入力側と絶縁されており、ケースなどの周囲との浮遊容量や絶縁抵抗、誘導により、電源から見た電位がふらつくことになる。
このような状態では、誘導によるノイズや、電源との接続によるサージを受け易くなる。
これに対し、本実施の形態では、整流回路2の入力側と出力側を抵抗r4で接続して、整流回路2の出力側のGNDを電源側電位に固定してふらつきを抑える。
【0022】
以上のように、簡易な回路構成により回路の安定化を図り、安定性が高く、安価な電源装置を得ることができる。
【0023】
なお、図10に示すように、実施の形態1の図1の整流回路2の入出力側をインピーダンス素子6で接続しても同様な効果を得ることができる。
【0024】
実施の形態4.
図11はこの発明の実施の形態4を示す電源装置のブロック図、図12は電源装置の回路図、図13は電源電圧と出力電圧の波形図である。
本実施の形態は実施の形態1を示す図1の電圧検出回路4の時定数を大きくした電圧検出回路8としたものであり、他の構成部分は実施の形態の図1、図2と同じなので説明を省略する。
【0025】
この構成における動作を図13により説明する。図13(a)は交流電源ACの電圧V1、図13(b)は出力電圧V(5)の波形図である。
交流電源ACから負荷3側に供給される電流i(r1)は、スイッチング素子SWがONすると、バイパスされてしまうため流れなくなる。このため、平滑コンデンサc2の容量が大きい場合は、電源V1の立ち上がり時にc2を充電する時間が長くなり、出力電圧V(5)の電圧が安定するまでに時間がかかる。
この時の出力電圧V(5)の電圧波形は、図13(b)のaのようになる。これに対して、電圧検出回路4の抵抗r2、r3、コンデンサc3の時定数を長くすることでスイッチング素子SWの動作を遅らせ、電源投入直後の供給電流i(r1)を一時的に多くすることで出力電圧V(5)の上昇を図13(b)のbのように早くすることができる。なお、図13では説明のために電源2周期程度でコンデンサc2の充電が終わるように図示している。
【0026】
以上のように、交流電源ACより負荷3に供給される電流は、インピーダンス素子1により制限されるが、電圧検出回路4がスイッチングSWをONさせると、負荷3に供給する電流を減らすことになるため、電圧検出回路4の電源立ち上がり時の動作を遅くすることで、簡易な回路構成により、負荷3に供給する電流を一時的に増加させることができ、電源投入時の起動時間を短縮をすることができる。
【0027】
なお、実施の形態2の図5の電圧検出回路4の時定数を大きくしても同様な効果を得ることができる。
【0028】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、交流電源にインピーダンス素子を介して整流回路、負荷が接続されるインピ−ダンス降圧型電源装置において、前記交流電源の電圧を検出し、検出電圧を出力する電圧検出回路と、前記整流回路の入力側に接続され、前記電圧検出手段の検出電圧に基づいてON/OFFするスイッチング素子とを備え、このスイッチング素子は、前記電圧検出回路で検出された検出電圧があらかじめ定めた電圧以下の時はOFFとなり、全電流を前記負荷に供給し、検出された前記検出電圧が前記あらかじめ定めた電圧を越える時はONとなり、電流をバイパスし、前記負荷に供給する電流を一定としたので、簡易な回路構成により、ノイズや発振が発生しない安定性の高い電源装置を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】この発明の実施の形態1を示す電源装置のブロック図である。
【図2】この発明の実施の形態1を示す電源装置の回路図である。
【図3】この発明の実施の形態1を示す電源装置の入出力電圧と電流の波形図である。
【図4】この発明の実施の形態1を示す電源装置の回路図である。
【図5】この発明の実施の形態2を示す電源装置のブロック図である。
【図6】この発明の実施の形態2を示す電源装置の回路図である。
【図7】この発明の実施の形態2を示す電源装置の出力電流の波形図である。
【図8】この発明の実施の形態3を示す電源装置のブロック図である。
【図9】この発明の実施の形態3を示す電源装置の回路図である。
【図10】この発明の実施の形態3を示す電源装置のブロック図である。
【図11】この発明の実施の形態4を示す電源装置のブロック図である。
【図12】この発明の実施の形態4を示す電源装置の回路図である。
【図13】この発明の実施の形態4を示す電源装置の入出力電圧の波形図である。
【符号の説明】
1 インピーダンス素子、2 整流回路、3 負荷、4、8 電圧検出回路、AC 交流電源、D1〜D6 ダイオード、r1〜r4 抵抗、SW スイッチング素子。
Claims (4)
- 交流電源にインピーダンス素子を介して整流回路、負荷が接続されるインピ−ダンス降圧型電源装置において、
前記交流電源の電圧を検出し、検出電圧を出力する電圧検出回路と、
前記整流回路の入力側に接続され、前記電圧検出手段の検出電圧に基づいてON/OFFするスイッチング素子とを備え、
このスイッチング素子は、前記電圧検出回路で検出された検出電圧があらかじめ定めた電圧以下の時はOFFとなり、全電流を前記負荷に供給し、検出された前記検出電圧が前記あらかじめ定めた電圧を越える時はONとなり、電流をバイパスし、前記負荷に供給する電流を一定としたことを特徴とする電源装置。 - スイッチング素子に直列に接続された整流手段を備え、交流電源の半分の周期の電流のみをバイパスしたことを特徴とする請求項1記載の電源装置。
- 整流回路の入出力側を接続するインピーダンス素子を備えたことを特徴とする請求項1または2記載の電源装置。
- 電圧検出回路の時定数を大きくし、スイッチング素子の動作を遅らせたことを特徴とする請求項1〜3のいずれかに記載の電源装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002377222A JP2004208462A (ja) | 2002-12-26 | 2002-12-26 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002377222A JP2004208462A (ja) | 2002-12-26 | 2002-12-26 | 電源装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2004208462A true JP2004208462A (ja) | 2004-07-22 |
Family
ID=32814453
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2002377222A Pending JP2004208462A (ja) | 2002-12-26 | 2002-12-26 | 電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2004208462A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2014207780A (ja) * | 2013-04-12 | 2014-10-30 | 三菱電機株式会社 | 電源装置、led点灯装置および車載用前照灯システム |
JP2015173121A (ja) * | 2009-06-29 | 2015-10-01 | 楊 泰和 | 照明装置 |
-
2002
- 2002-12-26 JP JP2002377222A patent/JP2004208462A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2015173121A (ja) * | 2009-06-29 | 2015-10-01 | 楊 泰和 | 照明装置 |
JP2014207780A (ja) * | 2013-04-12 | 2014-10-30 | 三菱電機株式会社 | 電源装置、led点灯装置および車載用前照灯システム |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US11165362B2 (en) | Accurate valley detection for secondary controlled flyback converter | |
KR100946002B1 (ko) | 브리지리스 역률 개선 회로 | |
US10903752B2 (en) | AC-DC converter with secondary side-control and synchronous rectifier sense architecture | |
JP4374033B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
US11139743B2 (en) | Accurate feed-forward sensing in flyback-transformer based secondary controller | |
JP3710200B2 (ja) | 電源回路 | |
US8084893B2 (en) | Semiconductor device for controlling switching power supply | |
JP5579378B2 (ja) | 電源装置内のバルク・キャパシタンスに必要な容量を抑えるための方法及び装置 | |
JP2628642B2 (ja) | 自動電圧切替電源 | |
US9893546B2 (en) | Direct current power supply circuit | |
KR101365100B1 (ko) | 동적 스위칭을 이용한 저전력 소모 시동 회로 | |
JPH11235022A (ja) | 同期整流回路 | |
US8149598B2 (en) | Switching power supply apparatus | |
JP2016158398A (ja) | 電源制御用半導体装置 | |
US8446050B2 (en) | Solid-state alternating current (AC) switch | |
JP3848903B2 (ja) | 電力変換装置 | |
JP4725696B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
JP6471687B2 (ja) | タイマ装置 | |
JP2000341957A (ja) | 電源装置 | |
JP2004208462A (ja) | 電源装置 | |
JP2019009947A (ja) | スイッチング電源装置 | |
JPH10127046A (ja) | 昇圧形コンバータの制御回路 | |
JP2004187417A (ja) | 交流/直流変換装置 | |
JPH08115134A (ja) | 電源回路 | |
JP4853253B2 (ja) | 入力断検出機能付き電源回路 |