KR20180014165A - 배터리 충전기 - Google Patents

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스테판 그리섬
스테판 베리
하리 바부 코테
암바티푸디 라디카
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다이슨 테크놀러지 리미티드
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Abstract

배터리 충전기
배터리 충전기는 AC 소스에 연결되기 위한 입력 단자, 충전될 배터리에 연결되기 위한 출력 단자, 및 입력 단자와 출력 단자 사이에 연결되는 PFC 회로를 포함한다. PFC 회로는 AC 소스에서 인출되는 입력 전류를 조정하기 위한 전류 제어 루프를 포함한다. PFC 회로의 출력에서의 전압은 PFC 회로에 되반사되는 배터리의 전압에 의해 조정된다. 결과적으로, 배터리 충전기가 출력 단자에 출력 전류를 생성하는 전류원으로서 동작하게 되고, 출력 전류의 파형은 입력 전류의 주파수의 두 배의 주파수로 그리고 적어도 50%의 리플을 가지고 주기적이 된다.

Description

배터리 충전기
본 발명은 배터리 충전기에 관한 것이다.
배터리 충전기는 정현 입력 전류를 AC 소스로부터 끌어내는 것과 동시에 배터리를 충전하는 데에 사용하기 위한 정규 출력 전류를 생성하는 역률 정정(PFC) 회로를 포함할 수 있다. 이를 위하여, PFC 회로는 입력 전류를 조정하기 위한 전류 제어 루프, 및 출력 전압을 조정하기 위한 전압 제어 루프를 통상적으로 포함한다.
본 발명은 배터리 충전기로서, AC 소스에 연결되기 위한 입력 단자, 충전될 배터리에 연결되기 위한 출력 단자, 및 상기 입력 단자와 출력 단자 사이에 연결되는 PFC 회로를 포함하고, 상기 PFC 회로는 상기 AC 소스에서 인출되는 입력 전류를 조정하기 위한 전류 제어 루프를 포함하며, 상기 PFC 회로의 출력에서의 전압은 상기 PFC 회로에 되반사되는 상기 배터리의 전압에 의해 조정됨으로써, 상기 배터리 충전기가 상기 출력 단자에 출력 전류를 생성하는 전류원으로서 동작하게 하고, 상기 출력 전류의 파형은 상기 입력 전류의 주파수의 두 배의 주파수로 그리고 적어도 50%의 리플을 가지고 주기적인, 배터리 충전기를 제공한다.
종래 기술에 따르면, 상대적으로 큰 리플을 가지는 전류로 배터리를 충전하면 배터리의 수명이 감축된다고 한다. 특히, 전류가 시간에 따라 변하면 열이 증가하는데, 그러면 전해질 도전성과 전극-전해질 계면에서의 및 전기화학적 반응에 부정적인 영향이 생긴다. 결과적으로, 종래의 배터리 충전기는 통상적으로 정규적인(regular) 출력 전류를 생성한다. 그러나, 정현 입력 전류를 인출하는 것과 동시에 정규 출력 전류를 생성하려면, 배터리 충전기의 PFC 회로에는 전류 제어 루프 및 전압 제어 루프 양자 모두가 필요하다. 본 발명은, 종래 기술과 달리 상대적으로 큰 리플을 가지는 전류로 배터리를 충전하는 것이 가능하다는 인식에 기초해서 서술된다. 또한, 본 발명은 배터리 충전기가 PFC 회로와 출력 단자 사이에서 저임피던스 경로를 가지게 보장함으로써, 배터리의 전압이 PFC 회로에 되반사된다는 인식에 기초하여 서술된다. 결과적으로, PFC 회로는 자신의 출력 전압을 조정하지 않아도 된다. 그러므로, 종래의 PFC 회로에 의해 채용된 전압 제어 루프가 생략될 수 있어서, 배터리 충전기의 비용이 감소된다.
정현 입력 전류를 인출하는 것과 동시에 정규 출력 전류를 생성하려면, 종래의 배터리 충전기의 PFC 회로에는 통상적으로 높은 커패시턴스를 가지는 커패시터가 필요하다. 하지만, 본 발명의 배터리 충전기가 있으면, PFC 회로는 훨씬 더 작은 커패시턴스를 가지는 커패시터를 채용하거나, 사실상 아예 커패시터를 필요로 하지 않기 때문에, 배터리 충전기의 비용과 크기가 감소된다. 커패시터가 채용되는 경우, 커패시터는 배터리의 전압에 비례하는 전압에서 유지될 것이다. 전압 컨버터가 없는 경우, 커패시터는 배터리 전압에서 유지된다. 반면에, 배터리 충전기가 전압 컨버터를 포함한다면, PFC 회로의 커패시터는 전압 변환비에 컨버터의 배터리 전압이 곱해진 값에서 유지된다.
PFC 회로는 배터리의 전압의 변화에 응답하여 입력 전류의 평균값을 조절할 수 있다. 배터리 전압의 변화에 응답하여 입력 전류의 평균값을 조절함으로써, 배터리 충전기는 충전 속도를 더 양호하게 제어할 수 있게 된다. PFC 회로는 배터리의 전압의 증가에 응답하여 입력 전류의 평균값을 증가시킬 수 있다. 결과적으로, 충전하는 동안 유사한 충전 속도를 얻을 수 있다. PFC 회로는 배터리의 전압의 변화에 응답하여 입력 전류의 평균값을 조절함으로써, 출력 전류의 평균값이 일정해지게 할 수 있다. 그러면 일정한 충전 속도가 얻어질 수 있다는 장점을 가진다.
배터리 충전기는 배터리의 전압이 임계치보다 낮은 제 1 모드에서 동작할 수 있고, 배터리 충전기는 배터리의 전압이 임계치보다 높은 제 2 모드로 스위칭할 수 있다. 그러면, PFC 회로는 제 1 모드에서 동작할 경우 AC 소스에 의해 공급되는 입력 전압의 하프-사이클 모두 동안에 입력 전압을 AC 소스로부터 인출하지만, 제 2 모드에서 동작할 경우 입력 전압의 하프-사이클들 중 일부의 하프-사이클 동안에만 입력 전류를 AC 소스로부터 인출할 수 있다. 결과적으로, 배터리 충전기는 제 1 모드에서 동작하는 경우 연속 출력 전류를 생성하고 제 2 모드에서 동작하는 경우 불연속 출력 전류를 생성한다. 제 1 모드에서 동작하는 경우, 연속 출력 전류 덕분에 배터리는 상대적으로 고속으로 충전될 수 있다. 제 2 모드에서 동작하는 경우, 출력 전류가 생성되지 않는 휴식 기간이 도입된다. 이러한 휴식 기간 때문에 배터리 내부의 화학 반응 그리고 따라서 배터리의 전압이 충전이 재시작되기 전에 안정화될 수 있다. 그러므로, 제 1 모드는 배터리를 전압 임계치까지 고속 충전하기 위해 사용될 수 있고, 제 2 모드는 배터리가 전압 완화를 겪을 때 배터리를 탑-업(top-up)하기 위해 사용될 수 있다.
배터리 충전기는 PFC 회로와 출력 단자 사이에 위치된 감압 DC-DC 컨버터를 포함할 수 있다. 그러면, DC-DC 컨버터의 전압 변환비는, 감압될 때의 AC 소스의 입력 전압의 피크값이 배터리의 최소 전압 보다 낮아지도록 규정될 수 있다. 그러면, PFC 회로가 연속 전류 제어를 제공하도록 부스트 모드에서 동작할 수 있다는 장점이 생긴다.
DC-DC 컨버터는 일정한 주파수에서 스위칭되는 하나 이상의 일차측 스위치를 가지는 공진 컨버터를 포함할 수 있다. 공진 컨버터가 채용되면, 요구되는 전압 변환비가 변압기의 권선수비를 통해서 얻어질 수 있다는 장점이 생긴다. 또한, 공진 컨버터는 비교되는 PWM 컨버터보다 높은 스위칭 주파수에서 동작할 수 있고, 영전압 스위칭을 할 수 있다. 일차측 스위치를 일정한 주파수에서 스위칭함으로써, DC-DC 컨버터는 상대적으로 간단한 제어기를 채용할 수 있다. 일정한 주파수에서 스위칭하는 것은, 출력 전압을 조정하거나 제어하기 위해서 DC-DC 컨버터가 필요하지 않기 때문에 가능해진다. 이에 반해, 출력 전압을 조정하려면 종래의 파워 서플라이의 DC-DC 컨버터가 일반적으로 필요하고, 따라서 스위칭 주파수를 변경하려면 더 복잡하고 고가의 제어기가 필요하다.
DC-DC 컨버터는 일차측 스위치와 동일한 일정한 주파수에서 스위칭되는 하나 이상의 이차측 스위치를 포함할 수 있다. 그러므로 상대적으로 간단하고 저렴한 제어기가 이차측에 채용될 수 있다. 더욱이, 일차측 스위치와 이차측 스위치 양자 모두를 제어하기 위해 단일 제어기를 채용하는 것도 고려가능하다.
명확화를 위하여, 다음 용어들은 다음의 의미를 가진다는 것이 이해되어야 한다. '파형'이라는 용어는 신호의 형상을 가리키고, 신호의 진폭 또는 위상과는 독립적이다. '진폭' 및 '피크값'이라는 용어는 동의어이고 신호의 절대 최대값을 가리킨다. '리플'이라는 용어는 본 명세서에서 신호의 최대값의 피크-피크 퍼센티지로서 표현된다. '평균값'이라는 용어는 한 사이클 동안의 신호의 절대 순시값의 평균을 가리킨다. 마지막으로, '총고조파 왜곡'이라는 용어는 기본 성분의 퍼센티지로 표현된 신호의 모든 고조파 성분들의 합을 가리킨다.
본 발명이 더 용이하게 이해될 수도 있게 하기 위하여, 본 발명의 실시예는 이제 첨부 도면들을 참조하여 예를 들어서 설명될 것이다:
도 1 은 본 발명에 따르는 배터리 충전기의 블록도이다;
도 2 는 배터리 충전기의 회로도이다;
도 3 은 배터리 충전기에 의해 충전되는 배터리의 전압을 예시한다;
도 4 는 (a) 연속 모드 및 (b) 불연속 모드에서 동작할 경우의 배터리 충전기의 출력 전류의 출력 전류를 예시한다;
도 5 는 배터리 충전기에서 인출되는 입력 전류에 대한 제 1 대안 파형을 예시한다;
도 6 은 배터리 충전기의 피크 입력 전력, 피크 입력 전류, 역률 및 총고조파 왜곡이 제 1 대안 파형의 3차 고조파의 크기의 변화에 응답하여 어떻게 거동하는지를 예시한다;
도 7 은 배터리 충전기에서 인출되는 입력 전류에 대한 제 2 대안 파형을 예시한다;
도 8 은 배터리 충전기의 피크 입력 전력, 피크 입력 전류, 역률 및 총고조파 왜곡이 제 2 대안 파형의 클리핑량의 변화에 응답하여 어떻게 거동하는지를 예시한다;
도 9 는 배터리 충전기에서 인출되는 입력 전류에 대한 제 3 대안 파형을 예시한다;
도 10 은 배터리 충전기의 피크 입력 전력, 피크 입력 전류, 역률 및 총고조파 왜곡이 제 3 대안 파형의 사다리꼴 내각의 변화에 응답하여 어떻게 거동하는지를 예시한다;
도 11 은 배터리 충전기에서 인출되는 입력 전류의 다양한 파형에 대한 피크 입력 전력, 피크 입력 전류, 역률 및 총고조파 왜곡을 세부적으로 나타낸다;
도 12 는 배터리 충전기에서 인출되는 입력 전류에 대한 제 4 대안 파형을 예시한다;
도 13 은 본 발명에 따르는 제 1 대안적 배터리 충전기의 회로도이다;
도 14 는 본 발명에 따르는 제 2 대안적 배터리 충전기의 회로도이다;
도 15 는 본 발명에 따르는 제 3 대안적 배터리 충전기의 회로도이다; 그리고
도 16 은 본 발명에 따르는 제 4 대안적 배터리 충전기의 회로도이다.
도 1 및 도 2 의 배터리 충전기(1)는 AC 소스(2)에 연결되기 위한 입력 단자(8), 및 충전될 배터리(3)에 연결되기 위한 출력 단자(9)를 포함한다. 배터리 충전기(1)는 입력 단자(8)와 출력 단자(9) 사이에 연결되는 전자기 간섭(EMI) 필터(10), AC-DC 컨버터(11), 역률 정정(PFC) 회로(12), 및 DC-DC 컨버터(13)를 더 포함한다.
EMI 필터(10)는 AC 소스(2)로부터 인출되는 입력 전류에 있는 고-주파수 고조파를 감쇠시키기 위해 사용된다.
AC-DC 컨버터(11)는 전파 정류를 제공하는 브릿지 정류기(D1-D4)를 포함한다.
PFC 회로(12)는 AC-DC 컨버터(11)와 DC-DC 컨버터(13) 사이에 위치된 부스트 컨버터를 포함한다. 부스트 컨버터는 인덕터(L1), 커패시터(C1), 다이오드(D5), 스위치(S1) 및 제어 회로를 포함한다. 인덕터, 커패시터, 다이오드 및 스위치는 종래의 구성으로 배치된다. 결과적으로, 인덕터(L1)는 스위치(S1)가 닫히면 급전되고, 인덕터(L1)로부터의 에너지는 스위치(S1)가 개방되면 커패시터(C1)로 전달된다. 그러면, 스위치(S1)의 개폐는 제어 회로에 의해 제어된다.
제어 회로는 전류 센서(R1), 전압 센서(R2,R3), 및 PFC 제어기(20)를 포함한다. 전류 센서(R1)는 신호 I_IN을 출력하는데, 이것은 AC 소스(2)로부터 인출되는 입력 전류의 측정을 제공한다. 전압 센서(R2,R3)는 신호 V_IN을 출력하는데, 이것은 AC 소스(2)의 입력 전압의 측정을 제공한다. 전류 센서(R1) 및 전압 센서(R2,R3)는 AC-DC 컨버터(11)의 DC측에 위치된다. 결과적으로, I_IN 및 V_IN는 입력 전류 및 입력 전압의 정류된 형태들이다. 이들 신호 양자 모두가 PFC 제어기(20)로 출력된다. PFC 제어기(20)는 전류 레퍼런스를 생성하기 위해 V_IN을 스케일링한다. 그러면, PFC 제어기(20)는 입력 전류 I_IN을 조정하기 위해서 전류 레퍼런스를 사용한다. PFC 제어기(20)는 입력 전류를 조정하기 위해서 다양한 제어 방식을 채용할 수 있다. 예를 들어, PFC 제어기(20)는 피크, 평균 또는 히스테리시스(hysteretic) 전류 제어를 채용할 수 있다. 이러한 제어 방식은 주지되어 있기 때문에 특정한 기법을 더 상세히 설명할 필요가 없다. 또한, PFC 제어기(20)는 배터리(3)의 전압의 측정을 제공하고 추가적인 전압 센서(R4,R5)에 의해 출력되는 신호 V_BAT을 수신한다. 후술되는 바와 같이, PFC 제어기(20)는 AC 소스(2)로부터 인출되는 입력 전류를 배터리 전압의 변화에 응답하여 조정한다. 이것은 V_BAT의 변화에 응답하여 전류 레퍼런스의 진폭을 조절함으로써(즉 스케일링 V_IN을 스케일링함으로써) 이루어진다.
DC-DC 컨버터(13)는, 한 쌍의 일차측 스위치(S2,S3), 일차측 스위치를 제어하기 위한 일차측 제어기(미도시), 공진 네트워크(Cr,Lr), 변압기(Tx), 한 쌍의 이차측 스위치(S4,S5), 이차측 스위치를 제어하기 위한 이차측 제어기(미도시), 및 저역-통과 필터(C2,L2)를 포함하는 하프-브릿지 LLC 직렬 공진 컨버터를 포함한다. 일차측 제어기는 Cr 및 Lr의 공진에 의해 규정되는 고정된 주파수에서 일차측 스위치(S2,S3)를 스위칭한다. 이와 유사하게, 이차측 제어기는 동기 정류를 얻기 위해서 동일한 고정된 주파수에서 이차측 스위치(S4,S5)를 스위칭한다. 그러면, 저역-통과 필터(C2,L2)는 컨버터(13)의 스위칭 주파수에서 발생되는 고-주파수 전류 리플을 제거한다.
DC-DC 컨버터(13)의 임피던스는 상대적으로 낮다. 결과적으로, PFC 회로(12)의 출력의 전압은 배터리(3)의 전압에 의해 규정되는 레벨에서 유지된다. 좀 더 구체적으로는, PFC 회로(12)의 출력의 전압은 배터리 전압에 DC-DC 컨버터(13)의 권선수비를 곱한 값에서 유지된다. 후속하는 설명을 단순화하기 위해서, 배터리 전압 V_BAT에 권선수비 Np/Ns를 승산한 값을 가리킬 때에 '스텝제어된 배터리 전압(stepped battery voltage)'이라는 용어가 사용될 것이다.
PFC 회로(12)의 스위치(S1)가 턴온되면, 인덕터(L1)로부터의 에너지가 커패시터(C1)로 전달되어 커패시터 전압이 상승하게 된다. 커패시터 전압이 스텝제어된 배터리 전압에 도달하자마자, 인덕터(L1)로부터의 에너지가 배터리(3)로 전달된다. DC-DC 컨버터(13)의 임피던스가 상대적으로 낮기 때문에, 커패시터(C1)의 전압은 더 이상 상승하지 않고, 그 대신에 스텝제어된 배터리 전압에서 유지된다. PFC 회로(12)의 스위치(S1)를 닫으면, 커패시터(C1)는 커패시터 전압과 스텝제어된 배터리 전압 사이에 차이가 있는 경우에만 방전한다. 결과적으로, 커패시터(C1)는 스위치(S1)가 닫힌 후에도 스텝제어된 배터리 전압에서 계속 유지된다. 그러므로, 배터리(3)의 전압은 PFC 회로(12)에 되반사된다.
PFC 회로(12)가 AC 소스(2)로부터 인출되는 입력 전류를 연속적으로 제어할 수 있으려면, 커패시터 전압을 AC 소스(2)의 입력 전압의 피크값보다 더 높은 레벨에서 유지할 필요가 있다. 커패시터(C1)가 스텝제어된 배터리 전압에서 유지되기 때문에, 스텝제어된 배터리 전압을 입력 전압의 피크값 보다 높은 레벨에서 유지할 필요가 있다. 더욱이, 이러한 조건은 배터리(3)의 전체 전압 범위에서 만족돼야 한다. 결과적으로, DC-DC 컨버터(13)의 권선수비는 다음과 같이 정의될 수 있다:
Np/Ns > V_IN(peak) / V_BAT(min).
여기에서 Np/Ns는 권선수비이고, V_IN(peak)는 AC 소스(2)의 입력 전압의 피크값이며, V_BAT(min)은 배터리(3)의 최소 전압이다.
PFC 회로(12)는 AC 소스(2)로부터 인출되는 입력 전류가 실질적으로 정현파가 되도록 보장한다. AC 소스(2)의 입력 전압이 정현파이기 때문에, 배터리 충전기(1)에 의해서 AC 소스(2)로부터 인출되는 입력 전력은 사인-제곱 파형을 가진다. 배터리 충전기(1)가 매우 작은 저장 용량을 가지기 때문에, 배터리 충전기(1)의 출력 전력은 입력 전력과 실질적으로 동일한 형상을 가지며, 즉 출력 전력도 역시 사인-제곱 파형을 가진다. 배터리 충전기(1)의 출력 단자(9)가 이러한 배터리 전압에서 유지된다. 결과적으로, 배터리 충전기(1)는 사인-제곱 파형을 가지는 출력 전류를 출력하는 전류원으로서의 역할을 수행한다. 그러므로, 출력 전류의 파형은 입력 전류의 주파수의 두 배인 주파수와 100%의 리플을 가지고 주기적이다.
배터리 충전기(1)는 배터리(3)의 전압에 따라서 두 충전 모드 중 하나에서 동작한다. 배터리(3)의 전압이 완전히-충전된 임계치보다 낮으면, 배터리 충전기(1)는 제 1 모드 또는 연속-충전 모드에서 동작하고, 배터리(3)의 전압이 완전히-충전된 임계치보다 높으면, 배터리 충전기(1)는 제 2 모드 또는 불연속-충전 모드에서 동작한다.
연속-충전 모드에서 동작하는 경우, PFC 회로(12)는 입력 전압의 하프-사이클 모두 동안에 AC 소스(2)로부터 입력 전류를 인출한다. 결과적으로, 배터리 충전기(1)의 출력 전류의 파형은 연속적이다. 또한, PFC 제어기(20)는 출력 전류의 평균값이 일정하도록 입력 전류를 조정한다. 배터리 충전기(1)가 일정한 평균 입력 전류를 인출한다면, 출력 전류의 평균값은 배터리(3)의 전압에 따라 달라질 것이다. 특히, 배터리(3)의 전압이 증가하면, 출력 전류의 평균값은 감소할 것이다. 따라서, 출력 전류에 대해서 일정한 평균값을 얻기 위해서, PFC 제어기(20)는 배터리(3)의 전압의 변화에 응답하여 AC 소스(2)로부터 인출되는 입력 전류를 조절한다. 좀 더 자세하게 설명하면, 배터리(3)의 전압이 증가할 때, PFC 제어기(20)는 출력 전류의 평균값이 상수가 되도록 입력 전류의 평균값을 증가시킨다. 결과적으로, 배터리(3)는 일정한 평균 전류로 충전된다.
불연속-충전 모드에서 동작할 경우, PFC 회로(12)는 입력 전압의 하프-사이클의 일부 동안에만 AC 소스(2)로부터 입력 전류를 인출한다. 그러면, 입력 전압의 잔여 하프-사이클 동안에는 입력 전류가 인출되지 않는다. 결과적으로, 배터리 충전기(1)의 출력 전류는 불연속이 된다.
배터리 충전기(1)가 불연속-충전 모드로 스위칭하면(즉 배터리(3)의 전압이 제 1 시간 동안의 완전히-충전된 임계치보다 높아지면), PFC 회로(12)는 AC 소스(2)로부터 입력 전류를 인출하는 것을 즉각 중단한다. 결과적으로, 배터리 충전기(1)로부터는 전류가 출력되지 않고, 따라서 배터리(3)의 충전이 중지된다. 지금부터 휴식 기간(rest period)이라고 명명될 설정된 시간 기간 이후에, PFC 제어기(20)는 배터리(3)의 전압을 V_BAT 신호를 통해서 측정한다. 배터리 전압이 탑-업(top-up) 임계치보다 낮으면, PFC 회로(12)는 전류가 배터리 충전기(1)에 의해 다시 출력되도록 입력 전류를 인출하는 것을 재개한다. 그러므로, 배터리(3)의 전압이 상승하게 되고, 후속해서 전압이 완전히-충전된 임계치보다 높아지면, PFC 회로(12)는 입력 전류를 인출하는 것을 다시 중단하고 휴식 기간 동안 대기한다. 만일, 휴식 기간이 끝날 때에 배터리 전압이 탑-업 임계치보다 낮으면, PFC 회로(12)는 배터리 충전기(1)에 의해 전류가 출력되도록 입력 전류를 인출한다. 그러나, 배터리 전압이 휴식 기간이 끝날 때에 탑-업 임계치보다 높으면, PFC 제어기(20)는 배터리 전압을 리-샘플링하기 전에 다음 휴식 기간 동안 대기한다. 배터리 전압이 3 개의 휴식 기간이 지난 후에 탑-업 임계치보다 높아지면, PFC 제어기(20)는 배터리(3)가 완전히 충전되었다고 결정하고 충전을 중단한다.
각각의 휴식 기간은 충전이 재시작되기 전에 배터리(3)의 전압이 완화되게 한다. 결과적으로, 배터리(3)를 과도한 전압에 노출시키지 않고서 배터리(3)의 충전 상태가 증가될 수 있다. 배터리(3)의 충전 상태가 증가하면, 각각의 휴식 기간 동안의 전압 완화의 정도가 감소한다. 결국 전압 완화가 충분히 작아서 배터리(3)가 완전히 충전된 것으로 간주될 수 있는 시점이 도달한다. 본 발명의 실시예에서, 3 개의 휴식 기간 이후에, 배터리(3)의 전압이 탑-업 임계치 아래로 떨어지지 않았다고 간주된다.
각각의 휴식 기간은 입력 전압의 하프-사이클들의 온전한 개수에 대응한다. 결과적으로, 배터리 충전기(1)는 입력 전압의 제로-크로싱과 동기화되어 입력 전류를 인출하는 것을 중단하고 개시한다. 그러면 상대적으로 높은 입력 전류 급격하게 인출하는 것을 피할 수 있고, 그러면 높은 역률과 낮은 총고조파 왜곡을 유지하는 것에 도움이 된다.
불연속 모드에서 동작할 경우, PFC 회로(12)는 동일한 배터리 전압에 대해서 연속 모드에서 인출되는 것과 비교할 때 더 낮은 입력 전류를 인출한다. 결과적으로, 배터리 충전기(1)는 더 낮은 출력 전류를 출력한다. 그러므로, 완전히-충전된 임계치의 과도한 오버슈트 때문에 배터리(3)가 과충전되는 것을 피할 수 있다. 또한, 충전 전류가 더 낮기 때문에 배터리(3) 내부 온도가 낮아질 수 있다. 연속 모드와 대조적으로, PFC 회로(12)는 AC 소스(2)로부터 일정한 평균 입력 전류를 인출한다. 결과적으로, 배터리(3)의 전압이 상승함에 따라 배터리 충전기(1)의 출력 전류는 감소한다. 그러면, 완전히-충전된 임계치를 넘어갈 위험성이 더욱 줄어든다.
도 3 은 충전시에 배터리(3)의 전압이 시간에 따라 어떻게 변하는지를 예시하고, 도 4 는 (a) 연속 모드 및 (b) 불연속 모드에서 동작할 때의 배터리 충전기(1)의 출력 전류를 예시한다.
전술된 실시예에서, PFC 제어기(20)는 파형이 정현파가 되도록 입력 전류를 조정한다. 그러면 배터리 충전기(1)가 상대적으로 높은 역률을 가진다는 장점이 생긴다. 그러나, 정현 입력 전류를 인출할 경우의 단점은, 주어진 평균 입력 전력에 대해서, 피크 입력 전력 및 피크 입력 전류가 상대적으로 높다는 것이다. 그러므로, PFC 제어기(20)는 입력 전류가 피크 입력 전력 대 평균 입력 전력의 비율 및/또는 피크 입력 전류 대 평균 입력 전력의 비율을 감소시키는 대안 파형을 가지도록 입력 전류를 조정할 수 있다. 이러한 비율 중 하나 또는 양자 모두를 감소시키면, 더 낮은 피크 입력 전력 및/또는 더 낮은 피크 입력 전류에 대해서 동일한 평균 입력 전력을 얻을 수 있다. 그러면 배터리 충전기(1)가 더 낮은 전력 및/또는 전류에 대해 등급화된 컴포넌트를 채용할 수 있게 되고, 따라서 배터리 충전기(1)의 크기, 무게 및/또는 비용이 감소된다는 장점이 생긴다. 물론, 피크 입력 전력 또는 피크 입력 전류를 감소시키는 것에 단점이 없는 것은 아니다. 특히, 정현파에서 벗어나면 역률이 감소되고 입력 전류의 고조파 콘텐츠가 증가될 것이다. 많은 국가들은 메인(mains) 파워 서플라이로부터 인출될 수 있는 전류의 고조파 콘텐츠에 대한 엄격한 제한을 부과하는 규제(예를 들어 IEC61000-3-2)를 가지고 있다. 그러므로, PFC 제어기(20)는 고조파 콘텐츠를 규제에 의해 부과된 수준이 넘도록 증가시키지 않으면서 앞서 언급된 비율 중 하나 또는 양자 모두를 감소시키기 위해서 입력 전류를 조정할 수 있다. 이러한 목적을 위해 특히 적합한 입력 전류에 대한 3 개의 파형이 이제 설명될 것인데, 이들 각각은 각각의 장점과 단점을 가진다.
도 5 는 입력 전류에 대한 제 1 대안 파형을 예시한다. 이러한 파형은 3차 고조파가 추가되거나 주입된 사인파를 포함하고, 다음과 같이 규정될 수 있다:
I = sin(θ) + A.sin(3θ), 0 < θ ≤ 2π
여기에서 A는 3차 고조파의 상대적인 크기를 규정하는 스케일링 인자이다. 3차 고조파가 도입되는 것은 입력 전류의 평균값에는 아무런 영향도 없다. 다시 말해서, 입력 전류의 평균값은 3차 고조파를 도입하거나 그 크기에 의해서 변하지 않는다. 하지만, 도 6 에 도시된 바와 같이 3차 고조파의 크기는 피크 입력 전력, 피크 입력 전류, 총고조파 왜곡 및 역률에는 영향을 준다.
PFC 제어기(20)에 의해 채용되는 3차 고조파의 크기는 여러 인자에 따라 달라질 것이다. 그 중에서 가장 중요한 것은 평균 입력 전력 및 규제에 의해 허용되는 고조파 콘텐츠이다. 3차 고조파의 주어진 크기에 대해서, 총고조파 왜곡은 평균 입력 전력이 증가함에 따라 증가한다. 결과적으로, 평균 입력 전력이 더 높아지면, PFC 제어기(20)는 3차 고조파에 대해서 더 낮은 크기를 채용하도록 요구될 수 있다. 또한, PFC 제어기(20)에 의해 채용되는 3차 고조파의 크기는 요구되는 역률 및/또는 입력 전류가 피크 입력 전력, 피크 입력 전류 또는 이들 둘의 조합에 대해서 최적화되어야 하는지 여부에 따라서도 달라질 수 있다. 예를 들어, 입력 전류가 피크 입력 전력에 대해서 최적화되면, PFC 제어기(20)는 3차 고조파의 상대적인 크기를 35.8%로 설정할 수 있다(즉 A = 0.358). 또는, 입력 전류가 피크 입력 전류에 대해서 최적화되면, PFC 제어기(20)는 3차 고조파의 상대적인 크기를 17.5%로 설정할 수 있다(즉 A = 0.175). 3차 고조파에 대한 20%와 30%(즉 0.2 ≤ A ≤ 0.3) 사이의 상대 크기는 피크 입력 전력, 피크 입력 전류, 및 총고조파 왜곡의 상충하는 인자들 사이에 양호한 균형을 제공한다.
도 7 은 입력 전류에 대한 제 2 대안 파형을 예시한다. 이러한 파형은 클리핑된 사인파를 포함하고 다음과 같이 규정될 수 있다:
Figure pct00001
여기에서 A는 사인파의 진폭이고, B는 사인파가 클리핑되는 값이다.
사인파가 클리핑되기 때문에, 입력 전류에 의해 생성되는 평균 입력 전력은 정현 입력 전류에 의해 생성된 것과 비교할 때 감소된다. 그러므로, 클리핑된 사인파의 진폭은 보상을 위해서 증가된다. 이것을 클리핑된 사인파가 동일한 평균 입력 전력을 가지는 사인파와 나란히 예시된 도 7 에서 볼 수 있다. 클리핑량이 증가함에 따라(즉 B의 값이 증가함에 따라), 동일한 평균 입력 전력을 유지하려면 사인파의 진폭(즉 A의 값)도 증가해야 한다.
도 8 에 도시된 바와 같이, 사인파가 클리핑되는 양(즉 B/A의 비율)은 피크 입력 전력, 피크 입력 전류, 총고조파 왜곡, 및 역률에 영향을 준다. PFC 제어기(20)에 의해 채용된 클리핑량은 역시 여러 인자, 예컨대 요구된 입력 전력, 고조파 허용가능한 콘텐츠, 및 요구되는 역률에 따라 달라질 것이다. 제 1 대안 파형과 대조적으로, 피크 입력 전력 및 피크 입력 전류는 클리핑량이 변하는 것과 유사한 방식으로 움직인다. 그러므로, 피크 입력 전력 및 피크 입력 전류 중 오직 하나에 대해서 입력 전류를 최적화할 필요가 없다.
도 9 는 입력 전류에 대한 제 3 대안 파형을 예시한다. 파형은 사다리꼴의 파형을 포함하고 다음과 같이 규정될 수 있다:
Figure pct00002
여기에서 α는 사다리꼴의 예각인 내각이고, A는 스케일링 상수이며, B는 사다리꼴의 높이이다.
이러한 파형에 의해 생성되는 평균 입력 전력은 사다리꼴의 면적에 의해 규정되는데, 이것은 이제 사다리꼴(B)의 내각(α)과 높이에 의해 규정된다. 결과적으로, 주어진 입력 전력에 대해서, 이러한 파형은 오직 내각 또는 높이에 의해서만 규정될 수 있다. 이것은, 주어진 입력 전력에 대해서 파형이 진폭 또는 클리핑량 중 어느 하나에 의해 규정될 수 있다는 점에서 클리핑된 사인파형과 유사하다.
도 10 에 도시된 바와 같이, 내각의 크기는 피크 입력 전력, 피크 입력 전류, 총고조파 왜곡, 및 역률에 영향을 준다. 다른 파형과 연계하여 전술된 바와 같이, PFC 제어기(20)에 의해 채용된 내각은 여러 인자, 예컨대 요구된 입력 전력, 고조파 허용가능한 콘텐츠, 및 요구되는 역률에 따라 달라질 것이다. 클리핑된 사인파형의 경우에서와 같이, 피크 입력 전력 및 피크 입력 전류는 내각의 변화와 유사한 방식으로 움직인다. 결과적으로, 피크 입력 전류 및 피크 입력 전력 중 오직 하나에 대해서 입력 전류를 최적화하는 것이 불필요하다.
PFC 회로(12)가 정현 파형을 가지는 입력 전류를 인출하는 전술된 일차 실시예에서, PFC 제어기(20)는 배터리(3)의 전압의 변화에 응답하여 입력 전류의 평균값을 조절한다. 이것은 AC 소스(2)로부터 인출되는 입력 전류의 진폭을 조절함으로써 달성된다. 이와 유사하게, PFC 회로(12)가 대안 파형을 가지는 입력 전류를 인출하는 전술된 일차 실시예에서, PFC 제어기(20)는 배터리(3)의 전압의 변화에 응답하여 입력 전류의 평균값을 조절한다. 이것도 역시 AC 소스(2)로부터 인출되는 입력 전류의 진폭을 조절함으로써 달성된다. 입력 전류의 진폭에 추가하여, PFC 제어기(20)는 3차 고조파의 상대적인 크기, 클리핑량, 또는 입력 전류의 내각을 조절할 수 있다. 이러한 파라미터가 고정된다면, 고조파 왜곡의 절대 크기는 평균 입력 전력이 증가함에 따라 증가한다. 그러므로, PFC 제어기(20)는 요구된 입력 전력이 증가함에 따라 이러한 파라미터를 감소시킬 수 있다. 그러면 더 낮은 입력 전력에서 더 낮은 피크 전류(따라서 더 낮은 I2R 손실)가 얻어질 수 있고, 또한 더 높은 입력 전력에서 과도한 고조파 왜곡을 피할 수 있다는 장점이 생긴다. 그러므로, 예를 들어 배터리 충전기(1)가 연속 전류 모드에서 동작할 경우, PFC 제어기(20)는 배터리(3)의 전압이 증가함에 따라 3차 고조파의 크기를 감소시킬 수 있다.
도 11 에 예시된 표는 입력 전류에 대한 4 개의 상이한 파형의 비교를 제공한다. 파형의 진폭은 동일한 평균 입력 전력을 생성하도록 스케일링되었고, 피크 입력 전력 및 피크 입력 전류의 값들은 사인파에 대한 값들에 대해서 정규화되었다. 유사한 총고조파 왜곡 및 역률을 얻기 위해서 고조파 주입양(25%), 클리핑량(60%) 및 내각(65) 도)이 선택되었다. 결과적으로, 각각의 파형에 대한 피크 입력 전력 및 피크 입력 전류에 대한 비교를 양호하게 수행할 수 있다. 도 11 에서 나타나는 것과 같이, 사인파는 더 높은 역률 및 더 낮은 고조파 왜곡을 제공한다는 장점을 가지지만, 더 높은 피크 입력 전력 및 더 높은 피크 입력 전류를 제공한다는 단점도 가진다. 상이한 3 개의 파형들 각각은 더 낮은 피크 입력 전력 및 더 낮은 피크 입력 전류를 제공한다는 장점을 가지지만, 더 높은 고조파 왜곡 및 더 낮은 역률이라는 단점도 가진다. 대안 파형들 각각은 후술되는 바와 같은 각각의 장점 및 단점을 가진다.
도 11 로부터 알 수 있는 바와 같이, 고조파-주입 파형은 피크 입력 전력이 최대로 감소하게 하지만 피크 입력 전류는 최소로 감소하게 한다. 3차 고조파의 크기가 피크 입력 전류에 대해서 최적화된다고 해도(예를 들어 17.5%로 설정됨), 피크 입력 전류는 클리핑된 사인파 및 사다리꼴 파형에 대해서 도 11 에 나열된 것보다 여전히 높을 것이다. 그러므로, 피크 입력 전력이 감소되는 것이 일차적인 관심인 경우에는 고조파-주입 파형이 특히 유리하다. 피크 입력 전력을 감소시킴으로써, DC-DC 컨버터(13)의 변압기(Tx)의 크기가 많이 감소될 수 있어서, 배터리 충전기(1)의 크기 및 무게가 감소된다. 고조파-주입 파형의 단점은 다른 파형과 비교할 때 구현하기가 더 어렵다는 것이다. 고조파-주입 파형을 생성하기 위해서, 우선 생성 3차 고조파를 생성하고 이것을 기본파에 가산할 필요가 있다. 이것은 PFC 제어기(20) 내에서 디지털적으로 수행될 수 있다. 예를 들어, PFC 제어기(20)는 시간으로 인덱싱되는 룩업 테이블에 고조파-주입 파형을 저장할 수 있다. 그러나, 이렇게 되면 추가적인 주변 장치와 더 큰 메모리가 있는 PFC 제어기(20)가 필요하다.
클리핑된 사인파 및 사다리꼴 파형에 대해 도 11 에 나열된 값들은 거의 구별이 되지 않는다. 이것은, 도 7 및 도 9 에서 알 수 있는 바와 같이, 특히 클리핑량이 60%이고 내각이 65 도인 경우에 두 파형들이 형상에 있어서 유사하기 때문에 놀랍지 않다. 두 파형은 피크 입력 전력 및 피크 입력 전류를 각각 크게 감소시킨다. 따라서, 피크 입력 전력 및 피크 입력 전류 양자 모두가 감소되는 것이 필요한 경우 이들 중 하나의 파형이 채용될 수 있다. 클리핑된 사인파형은 아날로그로 구현하기가 상대적으로 간단하다는 장점을 가진다. 예를 들어, 비교기는 전류 레퍼런스를 생성하기 위해 V_IN 신호를 클리핑하기 위해서 사용될 수 있다. 사다리꼴 파형 도 아날로그로 구현하기가 상대적으로 쉽다. 예를 들어, 전류 레퍼런스는 입력 전압에 동기화된 구형파 신호 발생기, 및 슬루-레이트 제한 증폭기를 사용함으로써 생성될 수 있다. 또는, 클리핑된 사인파 및 사다리꼴 파형은, 예를 들어 룩업 테이블을 사용하여 디지털적으로 생성될 수 있다.
PFC 회로(12)에 의해 인출되는 입력 전류는 연속 모드와 불연속 모드에서 동작할 경우 상이한 파형을 가질 수 있다. 예를 들어, 연속 모드에서 사용되는 파형과 무관하게, PFC 회로(12)는 불연속 모드에서 동작할 경우 전류 레퍼런스에 대해 정사각형 파 또는 직사각형 파를 채용할 수 있다. 이러한 파형들 양자 모두는 피크 입력 전류를 크게 감소시킨다는 장점을 가진다. 그러나, 단점은 역률이 크게 감소되고 총고조파 왜곡이 크게 증가된다는 것이다. 그럼에도 불구하고, 불연속 모드에서 동작할 경우, AC 소스(2)로부터 인출되는 입력 전류는 비교적으로 낮다. 그러므로, 규제에 의해 부과되는 고조파 한정을 지원하면서 정사각형 또는 직사각형 파를 채용하는 것이 가능할 수 있다.
연속 모드와 불연속 모드에서 동작하는 경우 상이한 파형을 채용하는 것에 추가하여, PFC 회로(12)는 각각의 모드에서 동작할 경우에 입력 전류에 대해서 상이한 파형을 채용한다. 예를 들어, 연속 모드에서 동작할 경우, PFC 회로(12)는 배터리(3)의 전압이 상대적으로 낮을 경우 제 1 파형을, 그리고 배터리(3)의 전압이 상대적으로 높은 경우 제 2 파형을 가지는 입력 전류를 인출할 수 있다. 그러면, 총고조파 왜곡을 희생하고 피크 입력 전류를 감소시키기 위해서 제 1 파형이 선택될 수 있다. 배터리 전압이 증가함에 따라, 동일한 충전 속도를 얻으려면 입력 전류가 증가해야 한다. 입력 전류의 파형이 바뀌지 않은 상태로, 절대값 항으로 표현될 경우 총고조파 왜곡은 더 높은 입력 전류에서의 규제에 따른 한정을 초과할 수 있다. 그러므로, 피크 입력 전류를 희생하면서 총고조파 왜곡을 감소시키기 위해서 제 2 파형이 선택될 수 있다. 추가적인 예로서, 제 1 파형은 클리핑된 사인파 또는 사다리꼴 파일 수 있는데, 이것은 피크 입력 전류를 크게 감소시킨다. 배터리(3)의 전압이 증가함에 따라, 동일한 충전 속도를 얻으려면 입력 전력은 증가해야 한다. 그러므로, 제 2 파형은 고조파-주입 파일 수 있고, 이것은 피크 입력 전력을 더 감소시킨다. 결과적으로, 배터리 충전기(1)의 컴포넌트들은 더 낮은 전력에 대해서 등급화될 수 있는 반면에, 더 낮은 배터리 전압에 대해서 더 낮은 전류와 더 낮은 손실이 획득될 수 있다.
충전 시에 배터리(3)의 전압을 측정하는 경우, 배터리(3)의 내부 임피던스 때문에 측정된 전압과 실제 전압 사이에는 불일치가 존재한다. 이에 추가하여, PFC 스위치(S1)의 스위칭 때문에 V_BAT 신호에는 작은 리플이 존재한다. 연속 모드에서 동작할 경우, 측정된 전압과 실제 전압 사이의 이러한 불일치는 중요하지 않다. 그러나, 불연속 모드에서 동작할 경우, 이러한 불일치는 특히 탑-업 임계치 및 완전히-충전된 임계치가 서로 가까울 경우에 악영향을 줄 수 있다. 따라서, 배터리 전압의 더 정확한 측정을 얻기 위해서, PFC 회로(12)는 각각의 사이클 중에 하나 이상의 오프 기간을 포함하는 파형을 가지는 입력 전류를 인출할 수 있다. 입력 전류의 진폭은 각각의 오프 기간 중에 제로이고, 즉 각각의 오프 기간 중에는 AC 소스(2)로부터 입력 전류가 인출되지 않는다. 그러면, PFC 제어기(20)는 오프 기간 중 하나 이상 동안에 배터리(3)의 전압을 측정한다(즉 V_BAT 신호를 샘플링한다). 결과적으로, 배터리 전압의 더 정확한 측정을 얻을 수 있다.
도 12 는 배터리 충전기(1)가 불연속 모드에서 동작할 경우에 입력 전류에 대해 가능한 파형을 예시한다. 파형의 각각의 하프-사이클은 두 개의 오프 기간들 사이에 위치된 단일 사각형 펄스를 포함한다. 위에서 언급된 바와 같이, 사각형 펄스를 사용하면 피크 입력 전류 그리고 따라서 I2R 손실을 크게 감소시키는 이점을 가진다. 두 오프 기간들 사이에 위치된 단일 펄스를 채용함으로써, 상대적으로 양호한 역률을 얻을 수 있다. 그러면, 배터리(3)의 전압은 입력 전압에 있는 각각의 제로-크로싱에서 PFC 제어기(20)에 의해 측정될 수 있다.
지금까지 특정한 실시예들이 설명되었지만, 청구 범위에 의해 규정되는 본 발명의 범위로부터 벗어나지 않고서 다양한 변형이 이루어질 수 있다. 예를 들어, EMI 필터(10)를 제공하면 특정힌 이점을 가지고 사실상 규제에 맞추기 위해서 필요할 수 있지만, EMI 필터(10)가 필수적인 것은 아니고 생략될 수도 있다는 것이 전술된 설명으로부터 명백해 질 것이다.
전술된 실시예에서, PFC 회로(12)는 DC-DC 컨버터(13)의 일차측에 위치된다. 그러나, 도 13 에 도시된 바와 같이 PFC 회로(12)는 이차측에 위치될 수 있다는 것이 착상가능하다. 비록 PFC 회로(12)가 이차측에 위치되지만, 전류 그리고 따라서 손실은 필연적으로 더 높아질 것이다.
배터리 충전기(1)는 브릿지 정류기의 형태인 AC-DC 컨버터(11)를 포함한다. 그러나, PFC 회로(12)가 DC-DC 컨버터(13)의 일차측에 위치되는 경우, AC-DC 컨버터(11)와 PFC 회로(12)는 하나의 무브리지(bridgeless) PFC 회로로 대체될 수 있다.
도 2 및 도 13 에 도시된 PFC 회로(12)는 부스트 컨버터를 포함한다. 그러나, PFC 회로(12)는 도 14 에 도시된 바와 같이 벅 컨버터를 균등하게 포함할 수 있다. 그러므로 PFC 회로(12)에 대한 대안적 구성이 가능하다는 것이 당업자에게 명백해질 것이다.
DC-DC 컨버터(13)는 중앙-탭(tapped) 이차 권선을 가지는데, 이것은 4 개가 아니라 두 개의 이차측 디바이스를 사용해서 정류를 할 수 있다는 장점을 가진다. 그러면, 이차측에서의 정류는 다이오드가 아니라 스위치(S4,S5)를 사용해서 달성된다. 스위치(S4,S5)는 전력 손실이 낮다는 장점을 가지지만, 제어기가 필요하다는 단점을 가진다. 그러나, 일차측 스위치(S2,S3)가 고정된 주파수에서 동작하기 때문에, 이차측 스위치(S4,S5)도 고정된 주파수에서 동작할 수 있다. 결과적으로, 상대적으로 간단하고 저렴한 제어기가 이차측에도 채용될 수 있다. 더욱이, 단일의 상대적으로 저렴한 제어기가 일차측 및 이차측 스위치 양자 모두를 제어하기 위해서 사용될 수 있다는 것이 착상가능하다. 이러한 장점에도 불구하고, DC-DC 컨버터(13)는 비-탭(tapped) 이차 권선을 포함할 수 있고 및/또는 이차측 디바이스는 다이오드일 수 있다. 더욱이, LLC 공진 컨버터가 아니라 DC-DC 컨버터(13)는 LC 직렬 또는 병렬 공진 컨버터, 또는 직렬-병렬 공진 컨버터를 포함할 수 있다.
전술된 실시예에서, 배터리 충전기(1)는 역률 정정을 제공하는 PFC 회로(12) 및 PFC 회로(12)에 의해 출력되는 전압을 감압하는 DC-DC 컨버터(13)를 포함한다. 도 15 는 단일 컨버터(14)가 PFC 회로 및 DC-DC 컨버터 양자 모두로서의 역할을 하는 대안적 실시예를 도시한다. 컨버터(14)는 일반적으로 플라이백 컨버터라고 지칭되고 한 가지 예외를 제외하고는 종래의 구성을 가진다. 플라이백 컨버터(14)는 이차측 커패시터를 포함하지 않는다. 플라이백 컨버터(14)는 일차측 스위치(S1)를 제어하기 위한 PFC 제어기(20)를 포함한다. PFC 제어기(20)의 동작은 전술된 것으로부터 크게 다르지 않다. 전술된 실시예에서, PFC 제어기(20)는 연속-통전 모드에서 동작한다. 이에 반해, 플라이백 컨버터(14)의 PFC 제어기(20)는 불연속-통전 모드에서 동작한다. 그러나, 그 외의 모든 측면에서는 PFC 제어기(20)의 동작은 달라지지 않는다. 플라이백 컨버터(14)의 장점(예를 들어 컴포넌트가 적어지고 제어가 쉽다는 것)에도 불구하고, 컨버터(14)는 변압기(Tx)가 일차측에서 이차측으로 전달되는 모든 에너지를 저장하는 것을 담당한다는 단점이 있다. 결과적으로, 배터리 충전기(1)의 요구되는 출력 전력이 증가함에 따라, 변압기의 크기 및/또는 스위칭 주파수도 증가해야 한다. 그러므로, 플라이백 컨버터(14)를 제공하는 것은 상대적으로 낮은 출력 전력(예를 들어 200 W 미만)에서 유리하다. 더 높은 출력 전력이 요구되는 경우, 도 2, 도 13 또는 도 14 에서 예시되는 것과 같은 대안적 토폴로지가 선호될 수 있다.
도 2, 도 13 및 도 14 에 도시되는 실시예로 돌아가면, DC-DC 컨버터(13)를 제공하면 입력 전압의 피크값보다 낮은 전압을 가지는 배터리(3)를 충전하기 위해서 배터리 충전기(1)가 사용될 수 있다는 장점이 있다. 그러나, DC-DC 컨버터(13)가 생략될 수 있는 애플리케이션이 있을 수도 있다. 도 16 은 DC-DC 컨버터(13)가 생략되는 일 실시예를 도시한다. DC-DC 컨버터(13)가 생략되기 때문에, PFC 회로(12)는 더 이상 커패시터가 필요 없다. PFC 회로(12)가 계속하여 전류를 연속적으로 제어할 수 있으려면, 배터리(3)의 최소 동작 전압은 AC 소스(2)의 입력 전압의 피크값보다 커야 하고, 즉 V_BAT(min) > V_IN(peak)이다. 결과적으로, AC 소스(2)가 120 V의 피크 전압을 제공하는 메인(mains) 파워 서플라이라면, 배터리(3)는 적어도 120 V의 최소 전압을 가져야 한다. 이러한 구성이 고-전압 배터리에 대해서만 적합하지만, 이러한 구성이 실용적이기도 하고 장점을 가지기도 하는 일부 애플리케이션이 존재할 수 있다.
전술된 실시예 모두에서, 배터리 충전기(1)의 출력 전류는 100%의 리플을 가진다. 이것은 배터리 충전기(1)가 작은 저장 커패시턴스를 가지거나 커패시턴스가 없기 때문에 대두된다. 배터리 충전기(1)는 더 작은 리플을 가지는 출력 전류를 출력할 수 있다는 것이 착상가능하다. 이것은 적어도 두 개의 이유 때문에 바람직할 수 있다. 우선, 전류 리플이 작아지면 배터리(3)의 수명을 연장하는 것을 도울 수 있다. 둘째로, 동일한 평균 출력 전력에 대해서, 출력 전류의 피크값은 더 작아질 수 있고, 따라서 더 낮은 전류 등급을 가지는 더 작고 및/또는 더 저렴한 필터 인덕터(L2)가 사용될 수 있다. 출력 전류에 있는 리플은 DC-DC 컨버터(13)를 공진 주파수보다 높은 주파수에서 동작시킴으로써 감소될 수 있다. 그러면 DC-DC 컨버터(13)의 임피던스가 증가되고, 따라서 PFC 회로(12)와 배터리(3) 사이에 전압 차가 생기게 된다. 그러면, 이러한 전압차가 배터리 충전기(1)에 의해 출력되는 전류가 100%보다 적은 리플을 가지도록 성형하기 위해서 사용될 수 있다. 그러나, 리플이 감소되려면 추가적인 커패시턴스가 필요할 것이다. 따라서, 배터리 충전기(1)는 출력 전류가 적어도 50%의 리플을 가지도록 구성되는 것이 바람직하다.

Claims (9)

  1. 배터리 충전기로서,
    AC 소스에 연결되기 위한 입력 단자, 충전될 배터리에 연결되기 위한 출력 단자, 및 상기 입력 단자와 출력 단자 사이에 연결되는 PFC 회로를 포함하고,
    상기 PFC 회로는 상기 AC 소스에서 인출되는 입력 전류를 조정하기 위한 전류 제어 루프를 포함하며,
    상기 PFC 회로의 출력에서의 전압은 상기 PFC 회로에 되반사되는 상기 배터리의 전압에 의해 조정됨으로써, 상기 배터리 충전기가 상기 출력 단자에 출력 전류를 생성하는 전류원으로서 동작하게 하고,
    상기 출력 전류의 파형은 상기 입력 전류의 주파수의 두 배의 주파수로 그리고 적어도 50%의 리플을 가지고 주기적인, 배터리 충전기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 PFC 회로는 커패시터를 포함하고, 상기 커패시터는 상기 배터리의 전압에 비례하는 전압에서 유지되는, 배터리 충전기.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 PFC 회로는 상기 배터리의 전압의 변화에 응답하여 상기 입력 전류의 평균값을 조절하는, 배터리 충전기.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 PFC 회로는 상기 배터리의 전압의 증가에 응답하여 상기 입력 전류의 평균값을 증가시키는, 배터리 충전기.
  5. 제 3 항 또는 제 4 항에 있어서,
    상기 PFC 회로는 상기 출력 전류의 평균값이 일정해지도록 상기 배터리의 전압의 변화에 응답하여 상기 입력 전류의 평균값을 조절하는, 배터리 충전기.
  6. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 배터리 충전기는 상기 배터리의 전압이 임계치보다 낮은 제 1 모드에서 동작하고, 상기 배터리 충전기는 상기 배터리의 전압이 상기 임계치보다 높은 제 2 모드로 스위칭하며, 상기 AC 소스는 교류 입력 전압을 공급하고, 상기 PFC 회로는 상기 제 1 모드에서 동작하는 경우 상기 입력 전압의 각각의 하프-사이클 동안 상기 AC 소스로부터 입력 전류가 인출되게 하며, 상기 PFC 회로는 상기 제 2 모드에서 동작하는 경우 상기 입력 전압의 하프-사이클들 중 일부의 하프-사이클 동안에만 상기 AC 소스로부터 입력 전류가 인출되게 하는, 배터리 충전기.
  7. 제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 AC 소스는 교류 입력 전압을 공급하고,
    상기 배터리 충전기는 상기 입력 전압의 피크값을 상기 배터리의 최소 전압으로 나눈 것보다 큰 전압 변환비를 가지는 감압 DC-DC 컨버터를 포함하는, 배터리 충전기.
  8. 제 1 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 배터리 충전기는 일정한 주파수에서 스위칭되는 하나 이상의 일차측 스위치를 가지는 감압 DC-DC 컨버터를 포함하는, 배터리 충전기.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 DC-DC 컨버터는 동일한 일정한 주파수에서 스위칭되는 하나 이상의 이차측 스위치를 가지는, 배터리 충전기.
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Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2552777B (en) 2016-07-21 2022-06-08 Petalite Ltd A battery charging system and method
RU180387U1 (ru) * 2016-12-01 2018-06-09 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Самарский государственный университет путей сообщения" (СамГУПС) Устройство для заряда аккумуляторной батареи
CN108390555B (zh) * 2018-04-24 2019-09-10 上海推拓科技有限公司 用于Boost与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法
KR102657047B1 (ko) * 2018-05-04 2024-04-15 삼성전자주식회사 어댑터, 전원 공급 시스템 및 그의 전원 공급 방법
CN110417101B (zh) * 2019-08-02 2024-10-01 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 电池充电电路和电池充电方法
BR102019027305A2 (pt) * 2019-12-19 2021-06-29 Embraco Indústria De Compressores E Soluções Em Refrigeração Ltda. Sistema e método de controle para conversor monofásico e conversor monofásico
JP7471948B2 (ja) * 2020-08-03 2024-04-22 東芝テック株式会社 電力変換装置
JP6983289B1 (ja) * 2020-08-24 2021-12-17 三菱電機株式会社 電力変換装置
US20220176838A1 (en) * 2020-12-09 2022-06-09 Lear Corporation Method and System for Controlling On-Board Battery Charger of Electric Vehicle to Accommodate Transients in Supply Voltage
US11831237B2 (en) * 2021-12-09 2023-11-28 Microsoft Technology Licensing, Llc Power supply with power factor correction bypass

Family Cites Families (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3365431B2 (ja) * 1993-05-18 2003-01-14 ソニー株式会社 リチウムまたはリチウムイオン２次電池の充電方法および装置並びにリチウムまたはリチウムイオン２次電池装置
JPH08107607A (ja) * 1994-10-03 1996-04-23 Hitachi Ltd 電気車バッテリの充電装置
US7834591B2 (en) * 2006-02-16 2010-11-16 Summit Microelectronics, Inc. Switching battery charging systems and methods
US9197132B2 (en) * 2006-12-01 2015-11-24 Flextronics International Usa, Inc. Power converter with an adaptive controller and method of operating the same
JP2010088150A (ja) * 2008-09-29 2010-04-15 Tdk Corp 充電装置
EP2389716A1 (en) * 2009-01-22 2011-11-30 Techtium Ltd. Intelligent battery powered charging system
JP2010263683A (ja) * 2009-05-01 2010-11-18 Panasonic Corp 充電装置
EP2365620B1 (en) * 2010-03-09 2015-05-06 C.R.F. Società Consortile per Azioni System and method for controlling a power-converter device, in particular for recharging a rechargeable battery from the electric-power mains
US9561730B2 (en) * 2010-04-08 2017-02-07 Qualcomm Incorporated Wireless power transmission in electric vehicles
JP5204157B2 (ja) * 2010-07-05 2013-06-05 株式会社日本自動車部品総合研究所 電動車両の充電装置
WO2012029024A1 (en) * 2010-08-31 2012-03-08 Brusa Elektronik Ag Electrical circuit for charging a battery
DE112011103261T5 (de) * 2010-09-28 2013-08-22 Mitsubishi Electric Corporation Spannungsumformervorrichtung
KR101194485B1 (ko) * 2010-10-19 2012-10-24 삼성전기주식회사 가변 주파수 역률 제어 충전 장치
CN102723762A (zh) * 2012-02-15 2012-10-10 西安胜唐电源有限公司 一种锂离子蓄电池化成电路
US9257864B2 (en) * 2012-03-21 2016-02-09 Cistel Technology Inc. Input power controller for AC/DC battery charging
US8988039B2 (en) * 2012-05-15 2015-03-24 Infineon Technologies Ag Power converter circuit
US9190898B2 (en) * 2012-07-06 2015-11-17 Power Systems Technologies, Ltd Controller for a power converter and method of operating the same
KR20140073324A (ko) * 2012-12-06 2014-06-16 삼성전기주식회사 전원 공급 장치 및 충전 장치
JP6185246B2 (ja) * 2013-01-10 2017-08-23 新電元工業株式会社 スイッチング電源装置
WO2014168911A1 (en) * 2013-04-09 2014-10-16 Massachusetts Institute Of Technology Power conservation with high power factor
WO2014205452A1 (en) * 2013-06-21 2014-12-24 GM Global Technology Operations LLC Apparatus and method for grid-to-vehicle battery charging
WO2015152920A1 (en) * 2014-04-03 2015-10-08 Schneider Electric It Corporation Isolated and efficient rectifier system
US9515504B2 (en) * 2015-01-19 2016-12-06 Macau University Of Science And Technology Battery charger with power factor correction

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