BR102019027305A2

BR102019027305A2 - Sistema e método de controle para conversor monofásico e conversor monofásico

Info

Publication number: BR102019027305A2
Application number: BR102019027305-4A
Authority: BR
Inventors: Leandro Da Silva; Gustavo Ceretta Flores; Douglas Pereira da Silva; Sérgio Vidal Garcia De Oliveira; Yales Rômulo De Novaes
Original assignee: Embraco Indústria De Compressores E Soluções Em Refrigeração Ltda.; Fundação Universidade Do Estado De Santa Catarina - Udesc
Priority date: 2019-12-19
Filing date: 2019-12-19
Publication date: 2021-06-29
Also published as: WO2021119793A1

Abstract

A presente invenção refere-se a um sistema e método de controle para conversor monofásico (2), a qual é implementada através de ao menos dois barramentos (B1, B2) eletricamente conectados a um primeiro capacitor (C1), a um segundo capacitor (C2) e a uma rede monofásica, em que a presente invenção é implementada principalmente por meio de uma drenagem de corrente da rede elétrica contendo harmônicas ímpares e inserção de tais harmônicas em um sinal de referência do controlador da corrente CA, visando realizar uma correção de fator de potência monofásico, aumentar o ciclo de vida do conversor (2) e aumentar também sua confiabilidade. A presente invenção refere-se ainda a um conversor monofásico (2) compatível com o dito sistema e método de controle também objeto da presente invenção.

Description

SISTEMA E MÉTODO DE CONTROLE PARA CONVERSOR MONOFÁSICO E CONVERSOR MONOFÁSICO

[001] A presente invenção refere-se a um sistema e método de controle para conversor monofásico, a qual é implementada principalmente, porém não exclusivamente, por meio de uma drenagem ou injeção de sinais de corrente contendo harmônicos ímpares com fase preferencialmente de 0° na porta C.A., e com base em um desacoplamento de potência automático melhorado, visando realizar uma correção de fator de potência monofásico, aumentar o ciclo de vida do conversor e aumentar também sua confiabilidade. A presente invenção refere-se ainda a um conversor monofásico compatível com o dito sistema e método de controle.

Descrição do Estado da Técnica

[002] Atualmente, quando se trata de sistemas e métodos configurados para realizar um controle de conversor monofásico, algumas soluções são conhecidas no estado da técnica.

[003] As soluções convencionais para correção de fator de potência em conversores monofásicos estão baseadas no uso de um capacitor de elevada capacitância cujo propósito é o armazenamento de energia necessário ao desacoplamento da ondulação de potência instantânea entre portas CA e CC.

[004] Estas soluções apresentam diversas desvantagens dentre as quais pode-se destacar principalmente uma grande ondulação de tensão em um capacitor de saída e correntes do lado CA contendo fases que aumentam a ondulação de tensão neste capacitor.

[005] Além disso, há soluções configuradas de modo que apresentam circuitos eliminadores de ondulação de tensão que, por meio de conversores bidirecionais comuns e independentes tais como o conversor buck, boost ou buck-boost, injetam correntes com componentes específicos para processar potências reativas do circuito.

[006] A patente de invenção nos Estados Unidos N° US6804127B2 divulga exemplo destas soluções, referindo-se a um conversor AC/DC/AC construído sem o uso de qualquer capacitor eletrolítico. Esta solução refere-se a uma aplicação genérica em conversor com correção passiva de fator de potência.

[007] Por sua vez, a patente de invenção nos Estados Unidos N° US8102165B2 é relacionado a um circuito de correção do fator de potência (power factor correction - PFC) que inclui um indutor, um diodo, um capacitor de armazenamento, um comutador e uma unidade de controle, configurados de modo que uma variação de energia absorvida e liberada pelo capacitor de armazenamento é menor, permitindo que a capacitância do mesmo possa ser reduzida significativamente.

[008] Mais especificamente, este documento descreve uma solução dotada de dois conversores em cascata, sendo um circuito PFC e um conversor CC-CC. O controlador utilizado no circuito PFC proposto neste documento é convencional, ou seja, dotado de uma malha de corrente de entrada e de uma malha de tensão de saída. Esta solução desvantajosamente apresenta uma grande ondulação de tensão no capacitor de saída, além de corrente contendo terceira, quinta e sétima harmônicas.

[009] Já o pedido de patente de invenção na China N° CN104539179A divulga um método de controle e conversor configurados para atuar com um menor valor eficaz de ondulação de corrente de capacitância, em que o conversor compreende um circuito de potência principal e um circuito de controle.

[0010] O circuito de controle ora descrito compreende uma pluralidade de circuitos menores e o conversor é configurado para permitir controlar um menor valor eficaz de corrente de ondulação de um capacitor eletrolítico do conversor.

[0011] Observa-se que esta solução trata de um conversor boost PFC operando em modo de condução descontínuo (DCM). De maneira desvantajosa, o boost PFC em DCM apresenta uma corrente de entrada contendo terceira harmônica com fase de 180°, o que aumenta a ondulação de tensão no capacitor de saída.

[0012] Por fim, a patente de invenção nos Estados Unidos N° US9300217B2 divulga um conversor AC/DC incluindo um capacitor de saída com uma pequena capacitância e uma vida útil longa, usando um eliminador de oscilação de corrente com um controle de realimentação de tensão simples.

[0013] Esta solução também apresenta o já mencionado circuito eliminador de ondulação (ou filtro ativo CC). Este é um conversor bidirecional, que pode ser o buck, boost, buck-boost, etc., configurado para injetar e absorver corrente do barramento CC do conversor PFC, possuindo um capacitor configurado para processar a potência reativa.

[0014] Sendo assim, não se observa no estado da técnica uma solução com somente um conversor que simultaneamente apresente um capacitor dedicado exclusivamente ao desacoplamento de potência ativa, o qual não está conectado a nenhuma carga e que drena corrente contendo harmônicas ímpares com fase de 0° preferen cialmente, da rede elétrica.

Objetivos da Invenção

[0015] Um objetivo da presente invenção é prover um sistema e método de controle para que as harmônicas ímpares drenadas da porta C.A. contenham fase de 0° preferencialmente.

[0016] Um objetivo da presente invenção é prover um sistema e método configurados para reduzir uma ondulação de tensão de saída e necessidade de capacitância do conversor.

[0017] Um objetivo da presente invenção é prover um sistema e método configurados para que as terceiras harmônicas apresentem fase de 0° preferencialmente.

[0018] Um objetivo da presente invenção é prover um conversor monofásico.

Breve Descrição da Invenção

[0019] Os objetivos da presente invenção são alcançados por meio de um sistema de controle para conversor monofásico, conectado a uma rede elétrica, o qual se conecta a dois barramentos distintos: B1 conectado a um capacitor C1, que está configurado para estar em paralelo a uma carga Ro e cuja tensão é constante; e B2 ligado em paralelo a um outro capacitor C2, cujo objetivo é absorver as ondulações de potência ativa oriundas da rede elétrica monofásica.

[0020] Os objetivos da presente invenção são alcançados por meio de um sistema de controle que permita remover as ondulações de tensão do barramento B1, transferindo-as para o barramento B2, permitindo o desacoplamento das ondulações de potência entre a porta C.A. e o barramento B1, com a utilização do EAPD preferencialmente.

[0021] Os objetivos da presente invenção são alcançados por meio de um método de controle para conversor monofásico compatível com o sistema de controle para conversor monofásico citado.

[0022] Os objetivos da presente invenção são alcançados ainda por meio de um conversor monofásico compatível com o sistema e método de controle também objetos da presente invenção.

Breve Descrição dos Desenhos

[0023] A presente invenção será, a seguir, mais detalhadamente descrita com base em um exemplo de execução representado nos desenhos. As figuras mostram:

[0024] Figura 1 - é um conversor Theta do estado da técnica;

[0025] Figura 2 - é um conversor buck-boost de dois interruptores do estado da técnica;

[0026] Figura 3 - é um conversor buck-boost de um interruptor e frequência variável do estado da técnica;

[0027] Figura 4 - é um gráfico que compara o estado da técnica (linha tracejada) e a presente invenção (linha contínua), exemplificando uma relação entre tensão máxima em um barramento CC e capacitância do referido barramento CC.

[0028] Figura 5 - é uma tabela exemplificando uma relação entre valores de harmônicas drenadas da rede e uma capacitância de um capacitor requerido, conforme ensinamentos da presente invenção;

[0029] Figura 6 - é uma malha de controle de acordo com a presente invenção;

[0030] Figura 7a - é uma representação da amplitude de uma terceira harmônica em linha cheia e a linha tracejada representa a amplitude de uma quinta harmônica drenadas da corrente da rede monofásica;

[0031] Figura 7b - é um gráfico comparativo, em que a linha tracejada representa a amplitude da ondulação da tensão no capacitor usando uma senoide e a linha cheia representa a ondulação reduzida com a implementação da presente invenção.

[0032] Figura 8 - representa um primeiro estado topológico de acordo com os ensinamentos da presente invenção;

[0033] Figura 9 - representa um segundo estado topológico de acordo com os ensinamentos da presente invenção;

[0034] Figura 10 - representa um terceiro estado topológico de acordo com os ensinamentos da presente invenção;

[0035] Figura 11 - representa um quarto estado topológico de acordo com os ensinamentos da presente invenção;

[0036] Figura 12 - é um diagrama de blocos de acordo com os ensinamentos da presente invenção.

Descrição Detalhada das Figuras

[0037] A presente invenção tem como base o fato de que um capacitor pode ser projetado para uma potência menor e proporcionar uma mesma ondulação de tensão em potência nominal através do uso de harmônicas de corrente.

[0038] A ondulação de tensão em um capacitor aumenta linearmente com o aumento da potência. Caso sejam utilizadas terceiras e quintas harmônicas, então a ondulação de tensão pode ser reduzida, conforme a figura 07b.

[0039] A princípio, a presente invenção refere-se a um sistema de controle 1 para conversor monofásico 2 como, por exemplo, do tipo theta preferencialmente. Alternativamente, observa-se que outros conversores podem desempenhar papel similar como, por exemplo, o conversor buck-boost de dois interruptores ou com um interruptor e frequência de comutação variável, conforme exemplificado nas figuras 1 a 3.

[0040] De todo modo, o conversor 2 utilizado é configurado para funcionar em ao menos um dentre um sentido CA-CC e CC-CA. As características descritas serão relacionadas preferencialmente a uma operação no sentido CA-CC, mas podem ser adaptadas para um sentido CC-CA isto é, para um funcionamento como inversor.

[0041] O referido sistema de controle 1 objeto da presente invenção é compatível com uma malha de controle específica tal como aquela ilustrada na figura 6, em que o sistema 1 compreende ao menos dois barramentos B1, B2 eletricamente conectados a um primeiro capacitor C1, a um segundo capacitor C2 e a uma rede monofásica.

[0042] Cumpre observar que redes trifásicas não possuem potência oscilatória quando estão equilibradas. Assim sendo, a presente invenção não se aplica preferencialmente a sistemas trifásicos de forma direta.

[0043] Ademais, outros componentes adicionais podem vir a compor a presente invenção, de modo que os componentes ora descritos não são limitantes da presente invenção, em que esta pode ser implementada utilizando componentes equivalentes que permitam atingir os mesmos objetivos propostos. A título de exemplo, os capacitores são preferencialmente do tipo de filme, pois estes apresentam vida útil mais elevada. Todavia, estes componentes podem alternativamente ser capacitores cerâmicos, por exemplo.

[0044] Em relação aos componentes do sistema 1 objeto da presente invenção, estes serão descritos detalhadamente a seguir.

[0045] Os barramentos B1, B2, são eletricamente conectados respectivamente à carga e a um capacitor para desacoplamento de potência ativa. Assim, o conversor da presente invenção é configurado para possuir dois braços, sendo um de retificação e um neutro.

[0046] Com referência especial às figuras 1 e 12 primeiro capacitor C1 é configurado para estar em paralelo com uma carga Ro, em que a referida carga Ro pode ser entendida como qualquer equipamento ou aparelho que necessite de uma alimentação tal qual a tensão do primeiro capacitor C1.

[0047] Já o segundo capacitor C2 é configurado para estar conectado a uma carga, em que esta carga é nula ou quase nula. Em outras palavras, deve ser entendido que o segundo capacitor C2 não está ligado a nenhuma carga ou que a carga é desprezível em relação a carga que está conectada ao barramento B1. Exemplos de uma carga quase nula incluem: fonte de alimentação auxiliar, circuito de descarga de capacitor e/ou circuito de sensoriamento de tensão. Com isso, este segundo capacitor C2 é configurado de tal forma que sua tensão pode oscilar livremente, de modo que uma ondulação de tensão sobre este capacitor é elevada.

[0048] Neste caso, uma oscilação de tensão elevada pode ser entendida como 10% da tensão eficaz do lado da porta C.A., por exemplo.

[0049] O sistema objeto da presente invenção compreende ainda um módulo de desacoplamento de potência automático melhorado (EAPD). Mais especificamente, o presente sistema é configurado para realizar uma dissociação de ações de controle de corrente CA e tensão nos barramentos CC, por exemplo através do uso do EAPD.

[0050] Cumpre notar que o uso do EAPD compreende apenas uma configuração possível da presente invenção, de maneira que outros componentes podem ser igualmente utilizados para atingir os objetivos propostos.

[0051] Conforme será melhor detalhado a seguir, este módulo específico é configurado preferencialmente por meio de ao menos um dentre um controlador do tipo proporcional e um controlador do proporcional-integral, de modo que uma ondulação de potência ativa absorvida da rede monofásica seja injetada no segundo capacitor C2.

[0052] Esta ondulação de potência ativa absorvida da rede monofásica e injetada no segundo capacitor C2 contém harmônicas ímpares com fase de 0°, preferencialmente.

[0053] Mais especificamente, o sistema 1 é configurado por meio da drenagem de corrente da rede elétrica contendo harmônicas ímpares (sinal da rede monofásica) em que o módulo de desacoplamento de potência automático melhorado EAPD é configurado com banda passante suficiente para permitir que todas as harmônicas de um sinal de referência possam ser reproduzidas em um sinal de corrente.
Em relação ao módulo de desacoplamento de potência automático melhorado EAPD, este permite utilizar um controlador proporcional ou proporcional integral para inserção de tais harmônicas, desde que a banda passante de tais controladores seja significativamente maior do que a harmônica a ser drenada da rede elétrica.

[0054] Especialmente os sinais harmônicos ímpares influenciam nos sinais de saída do sistema especialmente no sentido de que os harmônicos reduzem a razão entre o valor de pico e o valor médio da potência drenada da rede. Como consequência, para a mesma potência ativa, uma ondulação de potência menor precisa ser absorvida pelo capacitor C2.

[0055] Especialmente as correntes harmônicas ímpares influenciam na ondulação de tensão no capacitor C2 no sentido de que reduzem a razão entre o valor de pico e o valor médio da potência instantânea drenada da rede. Como consequência, para a mesma potência ativa, uma ondulação de potência menor precisa ser absorvida pelo capacitor C2.

[0056] Frente às características acima, tem-se que o módulo de dissociação de energia automática aprimorada EAPD é configurado de modo que toda a ondulação de potência absorvida da rede monofásica seja injetada no segundo capacitor C2, tal que a ondulação de tensão sobre o mesmo seja elevada tal como já descrito.

[0057] Com isso, tem-se que o módulo de dissociação de energia automática aprimorada EAPD evita o uso de controladores ressonantes e repetitivos.

[0058] Matematicamente falando, a relação entre o valor de capacitância e as harmônicas drenadas ou injetadas na rede pode ser determinada conforme segue.

[0059] Sejam a tensão e a corrente do lado CA respectivamente dadas pelas equações:

Onde Vn e In representam as amplitudes das n=1..k harmônicas de tensão e corrente da rede monofásica. ωg é a frequência angular da rede monofásica e øn representa a fase da harmônica n em relação à fundamental de corrente.

[0060] Os sinais drenados da rede (potência) e introduzidos ao lado da carga Ro são dadas respectivamente pelas equações:

Onde pg é a potência instantânea drenada da rede, pL é a potência reativa trocada com o indutor do lado da porta C.A. e pcc é a potência entregue ao barramento B1 do conversor.

[0061] As parcelas constante Pc e oscilatória pr da potência vista pela carga são dadas respectivamente pelas equações:

[0062] Sendo e(t) a energia a ser armazenada no segundo capacitor C2 de desacoplamento de potência ativa, então sua energia instantânea é dada pela equação deduzida abaixo:

[0063] Dado que a função e(t) é periódica (com período igual a metade do período da rede) ela possui um valor máximo Emáx e um valor mínimo Emín, logo:

[0064] A tensão máxima no segundo capacitor C2 é:

[0065] A capacitância do segundo capacitor C2 é:

[0066] As equações acima são resolvidas de forma numérica. Como exemplo, considerando um conversor com Po=1kW, Vgrms = 220V, Vo = 400V, fg = 50Hz, Lg = 466uH e tensão mínima de 750V no capacitor C2, a figura 4 mostra a relação entre a capacitância teórica e a tensão máxima no segundo capacitor C2, considerando o uso de 3a harmônica no limite da classe A da IEC61000-3-2. Esta tensão é a mesma tensão de bloqueio dos interruptores no caso do conversor theta.

[0067] Para o mesmo conversor, considerando o uso de outras correntes harmônicas, a figura 5 apresenta um resumo dos cálculos numéricos. A tensão do segundo capacitor C2 foi considerada como oscilando entre 750 e 1000V.

[0068] Obviamente que os valores apresentados devem ser entendidos apenas como exemplos de uma possível configuração da presente invenção, ou seja, não são limitações para a mesma de modo que outros valores como, por exemplo, os da figura 5 podem ser utilizados para que os objetivos propostos sejam igualmente atingidos.

[0069] A relação entre valores de harmônicas drenadas da rede e uma capacitância de um capacitor requerido é exemplificada na figura 4.

[0070] Considera-se que para o conversor theta as razões cíclicas dos estados topológicos 1,2, 3, e 4 (tais como mostradas nas figuras 7, 8, 9 e 10) são dadas por de1,de2,de3 e de4 respectivamente, e que as razões cíclicas dos interruptores S1,S2,S3eS4 são dadas respectivamente por d1, d2, d3 e d4.

[0071] Com referência principalmente às figuras 8, 9, 10 e 11, o controle EAPD aplicado ao conversor theta é descrito pelas equações abaixo.

[0072] A tensão média no indutor do lado CA é dada por:

[0073] Seja a tensão média no indutor do lado CC:

[0074] A corrente média no segundo capacitor C2:

[0075] Ea corrente média no primeiro capacitor C1 de saída:

[0076] Sob a forma matricial, tem-se:

[0077] Eliminando-se a terceira linha, vem:

[0078] Eliminando todos os termos, exceto os da diagonal (de forma a desacoplar as plantas de controle), vem:

[0079] Isolando-se as razões cíclicas d2 e d4 da equação Y vem:

[0080] A equação X permite encontrar:

[0081] Logo as plantas desacopladas são:

[0082] Como as plantas são simples (integradores e funções de transferência de primeira ordem), o controle pode ser projetado de forma convencional para atender requisitos de tempo de acomodação, sobressinal, etc.

[0083] Além disso, conforme já mencionado, a presente invenção não utiliza controladores ressonantes nem repetitivos, sendo simples o projeto do controlador de corrente no indutor do lado CA (Lg) para seguimento de uma referência de corrente não senoidal.

[0084] Um exemplo de diagrama de controle referente ao sistema objeto da presente invenção é mostrado principalmente na figura 6.

[0085] A presente invenção compreende ainda um método de controle para conversor monofásico 2, em que o referido método é compatível com o sistema descrito anteriormente e composto ao menos por dois barramentos B1, B2 eletricamente conectados a um primeiro capacitor C1, a um segundo capacitor C2 e a uma rede monofásica.

[0086] Em relação aos componentes, tem-se que estes possuem as mesmas características daqueles ora descritos para o sistema também objeto da presente invenção, isto é, integradores e funções de transferência de primeira ordem.

[0087] Assim sendo, de acordo com as técnicas de controle linear e salvo devidas adaptações, estes componentes possuem as mesmas características técnico-funcionais já descritas.

[0088] Em relação ao método proposto propriamente dito, tem-se que este compreende uma pluralidade de etapas, as quais serão detalhadamente descritas a seguir.

[0089] Uma etapa do presente método compreende conectar o primeiro capacitor C1 em paralelo com uma carga Ro. Resumidamente, a carga Ro pode ser entendida como qualquer equipamento ou aparelho que necessite de uma alimentação tal qual a tensão do primeiro capacitor C1.

[0090] Uma etapa do presente método compreende ainda conectar o segundo capacitor C2 a uma carga, nula ou quase nula. Nesta etapa, deve ser entendido que o segundo capacitor C2 é ligado a nenhuma carga. Com isso, esta etapa se dá no sentido de que o segundo capacitor C2 é configurado para que sua tensão possa oscilar livremente, de modo que a amplitude da ondulação de tensão sobre este capacitor C2 é elevada.

[0091] Uma outra etapa do método proposto compreende absorver uma ondulação de potência ativa da rede monofásica, a qual é seguida por uma etapa de injetar a ondulação de potência ativa absorvida no segundo capacitor C2.

[0092] Estas etapas são realizadas por meio de um módulo de dissociação de energia automática aprimorada EAPD, o qual já foi detalhadamente descrito. Assim, as características do módulo de dissociação de energia automática aprimorada EAPD ora descritas para o sistema objeto da presente invenção também se aplicam ao método ora proposto.

[0093] Vale citar que as etapas de absorver a ondulação de potência ativada rede monofásica e injetar a referida ondulação no segundo capacitor C2 são configuradas de modo que a ondulação corrente do lado CA contém harmônicas ímpares, preferencialmente com fase de 0°.

[0094] Para tal, o módulo de dissociação de tensão de energia automática aprimorada EAPD é configurado tal como já descrito previamente. Sumariamente, este é configurado com banda passante suficiente para permitir que todas as harmônicas de um sinal de referência possam ser reproduzidas na corrente do lado CA.

[0095] Assim sendo, o método proposto compreende uma etapa de introduzir harmônicas ímpares, preferencialmente com fase de 0° no sinal de referência.

[0096] Por fim, a presente invenção compreende ainda um conversor monofásico 2 compreendendo ao menos dois barramentos B1, B2 eletricamente conectados a um primeiro capacitor C1, a um segundo capacitor C2 configurado tal como o sistema e método também objetos da presente invenção e compatível com estes, os quais já foram descritos previamente.

[0097] Para exemplificar alguns cenários nos quais a presente invenção pode atuar, tem-se o exemplo que segue.

Exemplo 1

[0098] Considerando uma solução do estado da técnica, tem-se que o capacitor é projetado para que entre 548W e 1kW a ondulação de tensão no capacitor de desacoplamento seja em torno de 100V.

[0099] O conversor opera com fator de potência aproximadamente 1 em potência menor que 548W.

[00100] Neste caso, a ondulação de tensão no capacitor em potência nominal (1kW) usando senoide é de 156.6V.

[00101] Em contrapartida, com base nos cálculos mencionados acima, tem-se que usando 3a e 5a harmônicas de corrente, a amplitude da ondulação da tensão no capacitor é de 105.8V.

[00102] Isto é, observa-se uma redução de 32,4% no valor de ondulação de tensão, ou equivalentemente, no valor de capacitância.

[00103] Este exemplo pode ser visto especialmente nos gráficos das figuras 7a e 7b.

[00104] O método de controle objeto da presente invenção contempla ainda um módulo de inserção adaptativa de correntes harmônicas no sinal de referência para o controlador da corrente da porta C.A. Este módulo permite aumentar a amplitude das correntes harmônicas com o aumento da potência drenada pela carga, de modo que, com o aumento da potência de saída do conversor, maior a amplitude das correntes harmônicas impares drenadas da rede elétrica.

[00105] O módulo de inserção adaptativa de correntes harmônicas gera a parcela do sinal de referência para a corrente do lado C.A. que contém as harmônicas, de modo que a amplitude das correntes harmônicas cresce com o aumento da potência de saída.

[00106] As figuras 7a e 7b apresentam a realização preferida do módulo de inserção adaptativa de correntes harmônicas.

[00107] Em concordância com o descrito acima, a presente invenção permite, portanto, um aumento no ciclo de vida do conversor associado à eliminação do capacitor eletrolítico.

[00108] Tendo sido descrito um exemplo de concretização preferido, deve ser entendido que o escopo da presente invenção abrange outras possíveis variações, sendo limitado tão somente pelo teor das reivindicações apensas, aí incluídos os possíveis equivalentes.

Claims

Sistema de controle (1) para conversor monofásico (2) compreendendo ao menos dois barramentos (B1, B2) eletricamente conectados a um primeiro capacitor (C1), a um segundo capacitor (C2) e a uma rede monofásica, o sistema de controle (1) para conversor monofásico (2) de corrente sendo caracterizado pelo fato de que o primeiro capacitor (C1) é configurado para estar em paralelo com uma carga (Ro) e o segundo capacitor (C2) é configurado para estar conectado a uma carga nula ou quase nula, em que
o sistema é configurado por meio de ao menos um dentre um controlador do tipo proporcional e um controlador do tipo proporcional-integral, de modo que uma ondulação de potência ativa absorvida da rede monofásica seja absorvida e injetada no segundo capacitor (C2), em que o sistema é configurado ainda de modo que simultaneamente o segundo capacitor (C2) seja dedicado a um desacoplamento de potência ativa e para que seja drenada corrente contendo harmônicas ímpares, com fase de 0° preferencialmente, da rede elétrica.
Sistema de controle (1) para conversor monofásico (2), de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que o segundo capacitor (C2) é configurado de modo que sua tensão pode oscilar livremente.
Sistema de controle (1) para conversor monofásico (2), de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo fato de que uma ondulação de tensão sobre o segundo capacitor (C2) é elevada.
Sistema de controle (1) para conversor monofásico (2), de acordo com a reivindicação 3, caracterizado pelo fato de que o conversor monofásico (2) é configurado para funcionar em ao menos um dentre os sentidos CA-CC e CC-CA.
Sistema de controle (1) para conversor monofásico (2), de acordo com a reivindicação 5, caracterizado pelo fato de que é configurado com banda passante suficiente para permitir que todas as harmônicas de um sinal de referência possam ser reproduzidas em um sinal de corrente.
Sistema de controle (1) para conversor monofásico (2), de acordo com a reivindicação 6, caracterizado pelo fato de que é configurado por meio da drenagem de harmônicas ímpares com fase de 0°do sinal de referência.
Sistema de controle (1) para conversor monofásico (2), de acordo com a reivindicação 6, caracterizado pelo fato de que a carga é nula ou quase nula.
Método de controle para conversor monofásico (2) configurado por meio de ao menos dois barramentos (B1, B2) eletricamente conectados a um primeiro capacitor (C1), a um segundo capacitor (C2) e a uma rede monofásica, o método de controle para conversor monofásico (2) sendo caracterizado pelo fato de que compreende ao menos as etapas de:
- - Conectar o primeiro capacitor (C1) em paralelo com uma carga (Ro);
- - Conectar o segundo capacitor (C2) a uma carga nula ou quase nula;
- - Absorver uma ondulação de potência ativa da rede monofásica;
- - Injetar a ondulação de potência ativa no segundo capacitor (C2);
em que as etapas do referido método são configuradas de modo que simultaneamente o segundo capacitor (C2) seja dedicado a um desacoplamento de potência ativa e para que seja drenada corrente contendo harmônicas ímpares, com fase de 0° da rede elétrica.
Método de controle para conversor monofásico (2), de acordo com a reivindicação 8, caracterizado pelo fato de que a etapa de conectar o segundo capacitor (C2) a uma carga é configurada para que uma tensão no referido capacitor (C2) possa oscilar livremente.
Método de controle para conversor monofásico (2), de acordo com a reivindicação 9, caracterizado pelo fato de que a etapa de conectar o segundo capacitor (C2) a uma carga é configurada para que uma tensão no referido capacitor (C2) possa oscilar livremente, em que a ondulação de tensão sobre o segundo capacitor (C2) é elevada.
Método de controle para conversor monofásico (2), de acordo com a reivindicação 10, caracterizado pelo fato de que é configurado para funcionar em ao menos um dentre um sentido de conversão CA-CC e CC-CA.
Método de controle para conversor monofásico (2), de acordo com a reivindicação 12, caracterizado pelo fato de que é configurado com base em uma banda passante suficiente para permitir que todas as harmônicas de um sinal de referência possam ser reproduzidas em um sinal de corrente.
Método de controle para conversor monofásico (2), de acordo com a reivindicação 13, caracterizado pelo fato de que compreende ainda uma etapa de introduzir harmônicas ímpares, com fase de 0°preferencialmente, no sinal de referênci a.
Método de controle para conversor monofásico (2), de acordo com a reivindicação 13, caracterizado pelo fato de que a carga é nula ou quase nula.
Conversor monofásico (2) compreendendo ao menos dois barramentos (B1, B2) eletricamente conectados a um primeiro capacitor (C1), a um segundo capacitor (C2) e a uma rede monofásica caracterizado pelo fato de que o primeiro capacitor (C1) é configurado para estar em paralelo com uma carga (Ro) e o segundo capacitor é configurado para estar conectado a uma carga de modo que a tensão do referido segundo capacitor (C2) possa oscilar livremente com oscilação elevada, em que
o sistema é configurado por meio de ao menos um dentre um controlador do tipo proporcional e um controlador do proporcional-integral com banda passante suficiente para permitir que todas as harmônicas de um sinal de referência possam ser reproduzidas em um sinal de corrente, de modo que uma ondulação de potência ativa absorvida da rede monofásica seja absorvida e injetada no segundo capacitor (C2), de modo que simultaneamente o segundo capacitor (C2) seja dedicado a um desacoplamento de potência ativa e para que seja drenada corrente contendo harmônicas ímpares com fase de 0° da rede elétrica, em que
o conversor monofásico (2) é configurado para funcionar em ao menos um dentre um sentido de conversão CA-CC e CC-CA.
Conversor monofásico (2), de acordo com a reivindicação 15, caracterizado pelo fato de que é compatível com o sistema e método como definidos nas reivindicações 1 a 13.
Conversor monofásico (2), de acordo com a reivindicação 15, caracterizado pelo fato de que a carga é nula ou quase nula.