CN108390555B - 用于Boost与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种用于Boost与桥式DC‑DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法,包含:对DC‑DC转换电路的输出电压、或电流、或功率监视,通过自动反馈控制方法得出驱动开关元件信号的PFM的工作频率;对Boost电路的输入瞬时电压、Boost输出电压监视,得出防止Boost电感不能磁复位而饱和的最大占空比;预设工作占空比,其受限于最大占空比;将所述的工作频率和预设的工作占空比组合,形成至少一对互补的PFWM驱动信号,并直接或间接或经修正后驱动Boost与桥式DC‑DC转换电路的开关元件的导通和截止。本发明通过使用PFWM驱号信号,同时实现Boost升压再转换输出,以及DC‑DC转换输出的控制方法。

Description

用于Boost与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制 方法
技术领域
本发明涉及一种开关电源电路的控制方法,具体是指针对Boost升压电路与桥式(包括半桥、全桥、BUCK)DC-DC转换电路的组合,使用一种同时含频率调制和脉宽调制的PFWM(Pulse Frequency And Width Modulation,脉冲频率和宽度调制)信号,可以驱动并实现Boost升压再转换控制输出,实现电源交流功率因数校正的功能,同时控制DC-DC的转换输出。
背景技术
电器设备连接于交流电网的AC-DC电源,需要满足IEC61000-3-2的对电流谐波的强制要求。针对不同的设备和应用,IEC61000-3-2提出了Class A,Class B,Class C,ClassD的电流谐波的限制标准。如图1A和图1B所示,即为其中的Class A和Class C的限制标准对交流输入谐波的要求。
为获得最佳的电流谐波抑制效果,当前的开关式稳压电源技术,主要采用主动式功率因数校正电路(Active Power Factor Correction,也称Active PFC),即Boost升压电路来应对,具体如图2和图3所示。
该种Boost升压电路和DC-DC(直流-直流)转换电路的组合,性能优异。但是由于由两个独立的电路构成,有各自的功率开关元件,有各自的反馈控制和驱动回路,因此存在成本高,体积大,效率低的问题。
随着技术的更新,出现了新的Boost升压电路和桥式DC-DC转换电路二合一的双整流单级桥式PFC(功率因数校正,Power Factor Correction)转换电路的开关电源电路。其中所述的桥式DC-DC转换电路包含:半桥DC-DC转换电路、全桥DC-DC转换电路和BUCK DC-DC转换电路。如图4所示,其由半桥电路的第一开关元件Q2来同时驱动Boost和DC-DC的转换,既可以提高功率因数,减少电流谐波,又能提高效率,减少元件数量,减少成本,减小电源体积。
如图4所示的新Boost和半桥DC-DC的二合一组合电路,与如图3所示的传统的组合电路相比,具有以下优势:
1)节省了Boost开关元件Q1,Boost整流元件D2,以及独立的Boost控制驱动电路,因此既节约了成本,又减少了空间,简化了散热设计,同时减少了Boost整流元件的损耗,提高了电源的效率。
2)半桥DC-DC的第一开关元件,同时驱动Boost电路,利用Boost电流,可以把第一、第二开关元件设计成软开关模式,因此Boost升压电路和DC-DC转换电路都是谐振软开关模式,减少了开关元件的损耗,提高了电源效率。
3)输入浪涌抑制元件Rth1,只在电源启动时,有浪涌电流流过。而在Boost电路正常工作时,不参与Boost电路工作,是零损耗,故进一步提高了电源的效率。
如图4所示的Boost和半桥DC-DC的二合一组合电路,如果采用传统的DC-DC PWM(Pulse Width Modulation,脉冲宽度调制)控制方法来控制(如图5所示),工作原理如下(即不对称半桥工作和Boost原理):
DC-DC转换电路采用PWM控制,对DC-DC的输出参数,如电压、电流、功率等进行监视反馈,通过自动控制方法(如比例积分微分控制法PID或零极点法)运算出PWM的占空比Duty,在预设(一般通过控制芯片设定)的固定频率f下,形成PWM驱动波形,控制第一开关元件Q2的导通和截止。
当第一开关元件Q2导通且第二开关元件Q3截止时:储能电容C2、第一开关元件Q2、谐振电容Cr1、谐振电感Lr1、变压器T1构成串联谐振半桥DC-DC的初级侧半桥功率回路,变压器T1隔离传输能量到次级。同时,PFC电容C1、第一开关元件Q2、Boost电感L1构成Boost回路,Boost电感L1储存Boost的能量。
当第一开关元件Q2截止且第二开关元件Q3导通时:储能电容C2、第二开关元件Q3、谐振电容Cr1、谐振电感Lr1、变压器T1构成DC-DC的初级侧半桥功率回路,变压器T1反向传输能量到次级侧。Boost电感L1储存的能量感生电压,与Boost电容C1的输入整流电压叠加,形成升压,通过变压器T1的初级线圈Np,对储能电容C2充电,完成Boost升压。
然而,该种Boost和半桥DC-DC的二合一组合电路,由于只能控制Boost电路和DC-DC的共同开关元件,当采用传统的PWM控制方法时,会有以下缺陷:
1)Boost输出电压不可控;
利用DC-DC转换电路的PWM互补驱动的控制方式控制开关元件Q2和Q3,使DC-DC转换电路可以如传统方式一样工作,通过脉冲宽度占空比调节输出;而Boost部分则没有反馈控制的过程,其PWM驱动完全跟DC-DC一致。然而桥式DC-DC转换电路的PWM控制,都有最大占空比限制,一般为50%,如此,Boost电路的占空比也受到限制,不能达到传统Boost电路的100%,不能在交流输入的电压接近零附近,以100%的占空比实现能量转换,以致在储能电容C2上的电压,可能出现小于输入交流电压波峰的状态。这样,在输入电压的波峰时,出现经过整流元件D1直接对储能电容C2充电的尖峰电流,造成输入电流波形的不完美,谐波电流的抑制不足够的缺陷,这种缺陷一般发生在低输入交流的条件下,具体如图6所示。
2)Boost电感L1工作在高输入交流电压正弦波峰附近时,由于复位电压过低(Boost电感复位电压=Vdc-Vin)而无法磁复位;
Vdc为储能电容C2上的电压,也是Boost电路的输出电压;Vin为Boost电容C1上的电压,其实时反映交流输入的电压;Duty为DC-DC的工作占空比;因此,Boost电感L1的磁复位的关系是:
Vin×Duty=(Vdc-Vin)×(1-Duty);
Duty(max)=(Vdc-Vin)/Vdc;
当Vin在正弦波峰附近时,Vin接近Vdc,如此Duty(max)必须很小,才能达到电压时间的平衡,实现磁复位。如果DC-DC的工作Duty大于Duty(max),则Boost电感L1饱和,造成第二开关元件Q2损坏。
3)如果Boost电感L1工作在电流连续模式下,且第一开关元件Q2为硬开关模式,则损耗大;
当Boost电感L1在电流连续模式下,其电流在第一开关元件Q2截止期始终是经过Boost电感L1、Boost电容C1,储能电容C2,第二开关元件Q3的回路,且不经过第一开关元件Q2,不能反向对第一开关元件Q2的寄生电容放电,所以,在接下来的第一开关元件Q2导通过程中,第一开关元件Q2的寄生电容上为高压,不能形成零电压(ZVS)软开关。
4)如果Boost电感L1在电流不连续模式下,Boost电感L1、Boost电容C1、第二开关元件Q3、储能电容C2构成谐振回路,造成环路损耗;
当Boost电感L1在电流不连续模式下,Boost电感L1的储能被释放完毕,此时第一开关元件Q2截止且第二开关元件Q3导通,储能电容C2上的电压对Boost电感L1和Boost电容C1构成的谐振电路,通过第二开关元件Q3施加激励,形成谐振回路,不受控的谐振电流,是一种能量损耗浪费。
基于上述,本发明提出一种PFWM(脉冲频率宽度调制,Pulse Frequency WidthModulation)二合一控制方法,以代替现有的PWM或PFM控制方法,解决以上现有技术中存在的问题和限制。
发明内容
本发明的目的是提供一种用于Boost与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法,通过使用PFWM驱号信号,同时实现Boost升压再转换输出,以及DC-DC转换输出的控制方法。
为实现上述目的,本发明提供一种用于Boost与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法,包含:
S1、对DC-DC转换电路的输出参数,包括电压、或电流、或功率进行监视,并通过自动反馈控制方法运算得出驱动开关元件信号的PFM的工作频率;
S2、对Boost电路的参数,包括输入瞬时电压、Boost输出电压进行监视,并运算得出防止Boost电感不能磁复位而饱和的最大占空比;
S3、预设工作占空比,其受限于最大占空比;
S4、将所述的工作频率和预设的工作占空比组合,形成至少一对互补的PFWM驱动信号,并直接或间接或经修正后驱动Boost与桥式DC-DC转换电路的开关元件的导通和截止。
其中,还包含对互补的PFWM驱动信号进行死区控制,以驱动DC-DC转换电路中的第一、第二开关元件。
其中,还包含对Boost电感进行电流归零检测,控制电流归零与DC-DC转换电路中的第二开关元件的驱动信号截止之间的时间。
其中,还包含对互补的PFWM驱动信号进行工作占空比的限制,确保Boost电感的磁复位。
其中,还包含对输入交流瞬时电压的监视,根据不同的电压瞬时,设定最大工作频率。
其中,还包含对输入交流瞬时电压的监视,根据不同的电压瞬间,设定最小工作频率。
其中,具有多组互补的PFWM驱动信号,可同时驱动多个Boost与桥式DC-DC转换电路的开关电源。
其中,还包含对输入交流瞬时电压的监视,根据不同的输入交流电压瞬时,动态调节Boost输出电压。
其中,具有多组含时序的互补的PFWM驱动信号,可交错、或移相、或同步驱动多个Boost与桥式DC-DC转换电路的开关电源。
综上所述,本发明所提供的用于Boost与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法,通过使用同一种含频率调制和脉宽调制的PFWM驱号信号,同时实现Boost升压再转换输出,以及实现DC-DC转换电路的控制方法,以解决避免Boost电路由于受限于DC-DC转换电路的PWM而不能实现充分受控调节输出的缺陷。其中,通过在不同的输入交流瞬时电压位,对PFWM驱动信号的最大占空比的控制,可防止Boost电感的饱和,使其安全复位。并且,通过对最大工作频率和最小工作频率的控制,以及开关元件的死区控制,可实现Boost与桥式DC-DC转换电路的全谐振零电压导通的软开关,提高开关电源的效率。
附图说明
图1A和图1B分别为现有技术中的IEC61000-3-2中Class A和Class C的限制标准对交流输入谐波的要求的示意图;
图2为现有技术中的含功率因数校正电路与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的示意图;
图3为现有技术中的含Boost电路与半桥DC-DC转换电路组合的开关电源的示意图;
图4为现有技术中的含Boost升压电路与半桥DC-DC转换电路二合一组合电路的开关电源的示意图;
图5为现有技术中的传统PWM反馈控制结构图;
图6为使用传统的PWM反馈控制的Boost和DC-DC二合一组合电路的输入电流波形图;
图7为本发明中的用于Boost与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法;
图8为通过调整工作频率达到改善输入电流的波形图;
图9为本发明中的PFWM控制的开关电源的工作状态1的示意图;
图10为本发明中的PFWM控制的开关电源的工作状态2的示意图;
图11为本发明中的PFWM控制的开关电源的工作状态3-1的示意图;
图12为本发明中的PFWM控制的开关电源的工作状态3-2的示意图;
图13为本发明中的PFWM控制的开关电源的工作状态4的示意图;
图14为本发明中的PFWM控制的开关电源的工作波形图;
图15为本发明中的实施例1的控制BUCK开关电源电路的示意图;
图16为本发明中的实施例2的控制BUCK开关电源电路的示意图;
图17为本发明中的实施例2的最大占空比相对于输入电压和Boost输出电压的关系图;
图18为本发明中的实施例3的控制半桥串联谐振开关电源电路的示意图;
图19为本发明中的实施例3的Boost输出电压根据不同的输入交流瞬时电压调节后的示意图。
具体实施方式
以下结合图1~图18,通过优选实施例对本发明的技术内容、构造特征、所达成目的及功效予以详细说明。
如图7所示,为本发明所提供的用于Boost与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法,包含:
S1、对DC-DC转换电路的输出参数,如电压、或电流、或功率进行监视,并通过自动反馈控制方法(如PID控制法或零极点法)运算得出驱动开关元件信号的PFM的工作频率f;
S2、对Boost电路的参数,如输入瞬时电压、Boost输出电压进行监视,并通过逻辑或数学运算得出防止Boost电感不能磁复位而饱和的最大占空比Duty(max);
S3、预设工作占空比Duty,其受限于最大占空比Duty(max),即必须小于最大占空比Duty(max);且实际工作占空比为预设的工作占空比Duty和最大占空比Duty(max)的两者最小值;
S4、将所述的工作频率f和预设的工作占空比Duty组合,形成至少一对互补的PFWM驱动信号,并直接或间接或经修正后驱动Boost与桥式(包括半桥、全桥、BUCK)DC-DC转换电路的开关元件的闭合(导通)和关断(截止)。
其中,还包含对互补的PFWM驱动信号进行死区控制,以驱动DC-DC转换电路中的第一、第二开关元件。
其中,还包含对Boost电感进行电流归零检测,控制电流归零与DC-DC转换电路中的第二开关元件的驱动信号截止之间的时间。
其中,还包含对互补的PFWM驱动信号进行工作占空比的限制,确保Boost电感的磁复位。
其中,还包含对输入交流瞬时电压的监视,根据不同的电压瞬时,设定最大工作频率f(max)。
其中,还包含对输入交流瞬时电压的监视,根据不同的电压瞬间,设定最小工作频率f(min)。
其中,具有多组互补的PFWM驱动信号,可同时驱动多个Boost与桥式DC-DC转换电路的开关电源。
其中,还包含对输入交流瞬时电压的监视,根据不同的输入交流电压瞬时,动态调节Boost输出电压。
其中,具有多组含时序的互补的PFWM驱动信号,可交错、或移相、或同步驱动多个Boost与桥式DC-DC转换电路的开关电源。
本发明所述的控制方法,可对DC-DC转换电路和Boost电路进行双向同时控制。通过对DC-DC转换电路的电压、电流、功率进行监视,采用自动反馈控制方法(如PID控制法或零极点法)运算得出工作频率f,以此驱动Boost电路,并调节Boost输出电压Vdc,从而达到调节DC-DC转换电路的输出功率的作用。
对于不同的DC-DC转换电路,其输出电压Vout都是Boost输出电压Vdc和工作占空比Duty的函数,即Vout=f(Duty)。例如:
对于半桥DC-DC转换电路,Vout=Vdc×Ns/Np×Duty;
对于不对称半桥DC-DC转换电路,Vout=Vdc×Duty×(1-Duty)×(Ns1/Np+Ns2/Np);
对于BUCK类DC-DC转换电路,Vout=Vdc×Duty;
对于全桥DC-DC转换电路,Vout=2×Vdc×Ns/Np×Duty;
其中,Ns/Np为变压器次级对初级的匝数比;对于不对称半桥DC-DC转换电路,Ns1/Np和Ns2/Np分别为两个次级线圈对初级线圈的匝数比。
由此可见,DC-DC转换电路在工作占空比Duty预设的条件下,其输出电压Vout可以通过调节Boost输出电压Vdc来控制。
进一步,Boost输出功率Pout是工作频率f以及工作占空比Duty的函数,即Pout=f(f,Duty),具体为:
Pout=Vin×Vdc×Duty×(1-Duty)/(2×f×L);
其中,Vin为输入交流经整流后的瞬时电压;L为Boost电感,即图4中的L1。
由此可见,Boost电路在工作占空比Duty预设的条件下,其输出电压可以通过调节工作频率f来控制。
因此,通过DC-DC转换电路的反馈控制,运算得出工作频率f,与预设的工作占空比Duty结合组成脉冲频率和宽度调制的PFWM驱动信号,从而同时控制调整Boost电路和DC-DC转换电路的功率输出。如图8所示,即为通过调整工作频率f后达到改善输入电流的波形图。
本发明所述的控制方法,能够确保Boost电感在输入交流电压正弦波波动中,实现可靠磁复位。如图4所示,Boost电感L1的磁复位的关系是:
Vin×Duty=(Vdc-Vin)×(1-Duty);
进一步得到:
Duty=(Vdc-Vin)/Vdc;
通过控制电路对输入交流正弦波瞬时电压监视,并控制实现:
Duty(max)<(Vdc-Vin)/Vdc;
最终通过监视Vdc和Vin,运算得出Duty(Max)。
在保证Boost电感可靠复位的条件下,如果Boost电路工作在电流连续模式下,其第一开关元件Q2为硬开关模式,损耗较大。
本发明所述的控制方法,能够确保在Boost电感工作在电流不连续模式时,实现谐振软开关。根据Duty=(Vdc-Vin)/Vdc可以得出,当Vin>Vdc/2时,由于Duty(max)的限制,Boost电感正好磁复位。当Vin>Vdc/2时,Boost电感在半桥DC-DC转换电路中的第一开关元件Q2小于50%的工作占空比Duty的条件下,都能磁复位。
由公式Pout=Vin×Vdc×Duty×(1-Duty)/(2×f×L),可以得出,在工作占空比Duty被限定,且Boost输出功率Pout为一定值的情况下,可以通过降低DC-DC转换电路的工作频率f来使得Boost电感L1进入电流不连续模式。具体的,控制电路对输入交流正弦波瞬时电压进行监视,并且动态设定最大频率f(max),即可以设计电源进入电流不连续模式。
本发明所述的控制方法,可实现零电压软开关。如图9~图13所示,为利用被设计成电流不连续模式的Boost电感,实现第一开关元件Q2和第二开关元件Q3零电压软开关的工作原理。
如图9所示,处于工作状态1,此时第一开关元件Q2导通,第二开关元件Q3截止。Boost电容C1上是整流后输入交流正弦波(AC)的瞬间电压;储能电容C2上的储能电压即为Boost输出电压Vdc。
当第一开关元件Q2导通时,储能电容C2上的能量通过第一开关元件Q2,并依次经过谐振电感Lr1、谐振电容Cr1,流进主变压器T1的初级线圈Np,半桥DC-DC转换电路的能够通过主变压器T1,隔离传输到次级线圈Ns2,通过输出整流元件Ds2、平滑电容Cs1后,输出至负载。
同时,反映AC输入电压变化的Boost电容C1上的能量,通过第一开关元件Q2,流进Boost电感L1,回路及方向如虚线箭头所示,将Boost电路升压转换的能量储存在Boost电感L1内。
如图10所示,处于工作状态2,此时第一开关元件Q2截止,第二开关元件Q3截止。
当第一开关元件Q2截止时,停止对主变压器T1的驱动,由平滑电容Cs1上的储存能量,输出至负载。
同时,储存在Boost电感L1中的能量,在第一开关元件Q2截止后瞬间,产生感生电压,其与Boost电容C1上的电压叠加后,经过第二开关元件Q3的体二极管对储能电容C2充电,完成Boost升压转换。并且,第二开关元件Q3的寄生电容被反向放电,构成零电压,为下个工作状态3-1的ZVS导通做准备。
如图11所示,处于工作状态3-1,此时第一开关元件Q2维持截止,第二开关元件Q3导通。
Boost电感L1继续能量释放,与Boost电容C1上的电压叠加后对储能电容C2继续充电,直到能量释放完毕(电流不连续模式)。
当第一开关元件Q3导通时,谐振电容Cr1上的能量,经过谐振电感Lr1,通过第二开关元件Q3,流进主变压器T1的初级线圈Np,半桥DC-DC转换电路的能量通过主变压器T1,隔离传输到次级线圈Ns1,通过输出整流元件Ds1,平滑电容Cs1后,输出给负载。
如图12所示,处于工作状态3-2的谐振阶段,此时第一开关元件Q2维持截止,第二开关元件Q3导通。
Boost电感L1的能量已经释放完毕,储能电容C2上的能量,经过第二开关元件Q3,开始对Boost电容C1、Boost电感L1充电。其中C1和L1构成串联谐振。
如图13所示,处于工作状态4的ZVS准备阶段,此时第一开关元件Q2维持截止,第二开关元件Q3截止。
当第二开关元件Q3截止时,Boost电感L1上的谐振电流,经过第一开关元件Q2的体二极管,流进Boost电容C1,Q2中的寄生电容上的电压被谐振电流反向释放,形成零电压,为下一个循环工作状态1的Q2的ZVS导通做准备。
本发明所述的控制方法,可以通过在Boost电感L1不连续电流归零和DC-DC第二开关元件的驱动信号的死区时间进行控制,保证ZVS的发生。
本发明所述的控制方法,对于谐振半桥的DC-DC转换电路的工作原理,与传统不对称半桥(Asymmetrical half bridge)的DC-DC转换电路的工作原理是一致的(如图9~图13中的实线箭头回路所示),唯独其中的第一、第二开关元件Q2、Q3为零电压(ZVS)软开关模式,提高了电源的效率。进一步,ZVS由Boost电路完成,不再依赖于不对称半桥的DC-DC转换电路的谐振,也不依赖于负载大小,可以解决传统的轻载无法实现ZVS的问题。具体的工作波形如图14所示。
当输入电压Vin>Vdc/2时,通过设计动态设定的最大频率f(max),使Boost电感L1的电流有充分归零时间,进入电流不连续模式;同时,设计Vin×Duty<(Vdc-Vin)×0.5,利用Boost电感L1和Boost电容C1的谐振电流,可以确保具有第一、第二开关元件Q2和Q3截止导通之间的充分死区时间,实现ZVS。
当输入电压Vin<Vdc/2时,通过设计动态设定的最大频率f(max),进入电流不连续模式;同时,设计Boost电感L1和Boost电容C1的谐振频率fr<DC-DC转换电路的工作频率f,控制通过设定最低工作频率f(min),使Boost电感L1、Boost电容C1的谐振电流在在第一开关元件Q2的截止区充分形成而且不换向(即不进入谐振容性区),并在第一、第二开关元件Q2、Q3的死区时间内对第一开关元件Q2的寄生电容放电,实现ZVS。
实施例1
如图15所示,为本发明的实施例1中控制BUCK开关电源电路的示意图。其中所示的开关电源电路1A是采用本发明的PFWM控制方式,驱动含Boost升压电路和BUCK DC-DC转换电路的二合一组合。具体控制方法为:
对BUCK DC-DC转换电路的输出电压、或电流或功率进行监视,通过自动反馈控制方式,运算得出工作频率f;对输入瞬间电压和Boost输出电压进行监视,通过逻辑或数学运算得出能够确保Boost电感磁复位的最大占空比Duty(max);预设一个受限于最大占空比Duty(max)的工作占空比Duty;将所述的工作频率f和预设的工作占空比Duty结合,形成带有频率调制一定占空比的PFWM控制驱动信号,从而驱动Boost升压电路和BUCK DC-DC转换电路的开关元件的闭合(导通)和关断(截止),以实现开关电源升压再转换输出。
如图15所示,该实施例中,Boost升压电路和BUCK DC-DC转换电路的二合一组合的工作原理如下:
整流部分:1)输入整流元件(或电路)D1,对输入电压进行整流,其能量储存在储能电容C2中,当Boost电路工作后,在Boost电路的输出能量能够使储能电容C2上的电压大于输入电压时,输入电压不再对储能电容C2充电;在Boost电路的输出能量不足于使储能电容C2上的电压大于输入电压时,输入电压可以继续对储能电容C2充电。
2)输入整流元件(或电路)D1,与Boost电路的整流元件D3,构成另一个整流回路,对Boost电容C1进行充电。由于Boost电容C1的容量小,Boost电容C1上的电压基本接近输入电压的全波整流后的波形。在实际应用中,Boost电容C1的主要作用是滤除高频开关噪音,以减小EMI干扰(电磁干扰)。
Boost升压电路和BUCK DC-DC转换电路的二合一部分:储能电容C2,第一、第二开关元件Q2和Q3,滤波电感T1和平滑电容Cs1以及反馈控制电路,构成BUCK DC-DC转换电路;而第一开关元件Q2,Boost电感L1,Boost电容C1,以及储能电容C2,构成Boost升压电路。
该实施例的工作原理如下:
1)工作状态1,第一开关元件Q2导通,第二开关元件Q3截止;
当第一开关元件Q2导通,第二开关元件Q3截止时,储能电容C2上的能量,通过第一开关元件Q2,流进滤波电感T1,BUCK DC-DC转换电路的转换能量储存在滤波电感T1内;
同时,反映输入电压变化的Boost电容C1上的能量,经过第一开关元件Q2,流进Boost电感L1,Boost升压电路的转换能量储存在Boost电感L1内。
2)工作状态2,第一开关元件Q2截止,第二开关元件Q3保持截止;
储存在滤波电感T1内的能量,经输出二极管(图中未示),输出平滑电容Cs1,以及第二开关元件Q3的体二极管,输出至负载;如此完成了BUCK DC-DC转换电路的隔离能量转换和传输;
同时,储存在Boost电感L1中的能量,在第一开关元件Q2截止后瞬间,产生感生电压,其与Boost电容C1上的电压叠加后,经过第二开关元件Q3的体二极管,对储能电容C2充电,完成Boost升压电路的升压转换。
3)工作状态3,第一开关元件Q2保持截止,第二开关元件Q3导通;
滤波电感T1中的能量继续通过第二开关元件Q3,经平滑电容Cs1滤波,输出至负载;
Boost电感L1中的能量,继续释放给储能电容C2进行升压充电,直到能量释放完毕。
4)工作状态4,第一开关元件Q2保持截止,第二开关元件Q3截止;
滤波电感T1中的能量继续通过第二开关元件Q3的体二极管,经平滑电容Cs1滤波,输出至负载;
Boost电感L1中的能量,继续通过第二开关元件Q3的体二极管,输出至储能电容C2进行升压充电,直到Boost电感L1中的能量释放完毕。
上述工作状态1~工作状态4循环反复。
该实施例1的控制方法是对BUCK DC-DC转换电路的输出电压、或电流、或功率取样监视,通过自动反馈控制方法(如PID控制法,零极点法)运算得出工作频率f;同时对输入电压进行监视,运算得出最大占空比Duty(max);预设一个受限于最大占空比Duty(max)的工作占空比Duty;将工作频率f和工作占空比Duty组合形成驱动开关元件的PFWM互补驱动信号,从而驱动第一、第二开关元件Q2和Q3,同时实现Boost升压电路和BUCK DC-DC转换电路的升压及转换输出。
进一步,该实施例1中的控制方法,同样能够对半波、或全波交流输入电压进行功率因数校正(PFC),也可以对直流输入电压进行升压转换。
并且,该实施例1中的控制方法适用于Boost输出电压(即储能电容C2上的电压)>2倍输入电压Vin的情况,确保Boost电感可以可靠磁复位。
实施例2
如图16所示,为本发明的实施例2中控制BUCK开关电源电路的示意图。其中所示的开关电源电路1B与实施例1的区别在于,本实施例2是对交流输入的Boost升压电路和BUCKDC-DC转换电路的二合一组合的控制。具体控制方法为:
对输入电压和Boost输出电压进行监视,换算出防止Boost电感不能磁复位而饱和的最大占空比Duty(max);在输入电压Vin大于1/2×Vdc的时候,对PFWM信号进行占空比的限制,防止Boost电感饱和。如图17所示,为最大占空比相对于输入电压和Boost输出电压的关系图。
该实施例2中的控制方法,适合宽范围AC或DC输入的Boost升压电路和BUCK DC-DC转换电路的组合。
实施例3
如图18所示,为本发明的实施例3中控制半桥串联谐振开关电源电路的示意图。其中所述的开关电源电路1C与实施例2的区别在于:对Boost升压电路的输入交流的实时电压和Boost输出电压采样监视并通过控制运算,限制PFWM信号的最大频率f(max)和最小频率f(min)。并且,在与最大占空比Duty(max)的限制配合下,可以使Boost电感L1进入不连续电流模式,使第一、第二开关元件工作在谐振电流的软开关状态。
该实施例3的控制方法,利用PFWM信号的组合驱动,实现对Boost升压电路和半桥DC-DC转换电路的控制,又通过Duty(max)、f(max)、f(min)的限制,实现桥式DC-DC转换电路中的第一、第二开关元件的ZVS软开关。
由于DC-DC转换电路输出的反馈直接控制PFWM的工作频率f,Boost升压电路被最大占空比Duty(max)限制时,将不会引起DC-DC转换电路输出功率的不够;并且在工作占空比Duty的限制时段,根据Duty(max)<(Vdc-Vin)/Vdc,即根据不同的输入交流瞬时电压,来动态的调整Boost输出电压,该Boost输出电压的增大可以增大Duty(max),以减轻工作占空比Duty的限制,并且Boost输出电压Vdc和工作占空比Duty的同时增大,可以提高DC-DC转换电路的输出功率能力,具体请参见图19。
综上所述,本发明所提供的用于Boost与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法,通过使用同一种含频率调制和脉宽调制的PFWM驱号信号,同时实现Boost升压再转换输出,以及实现DC-DC转换电路的控制方法。其中,通过对PFWM驱动信号的最大占空比的控制,可防止Boost电感的饱和。并且,通过对最大工作频率和最小工作频率的控制,以及开关元件的死区控制,可实现Boost与桥式DC-DC转换电路的全谐振零电压导通的软开关。本发明具有成本低,体积小,效率高的优点。
尽管本发明的内容已经通过上述优选实施例作了详细介绍,但应当认识到上述的描述不应被认为是对本发明的限制。在本领域技术人员阅读了上述内容后,对于本发明的多种修改和替代都将是显而易见的。因此,本发明的保护范围应由所附的权利要求来限定。

Claims (9)

1.一种用于Boost与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法,其特征在于,包含:
S1、对DC-DC转换电路的输出参数,包括电压、或电流、或功率进行监视,并通过自动反馈控制方法运算得出驱动开关元件信号的PFM的工作频率;
S2、对Boost电路的参数,包括输入瞬时电压、Boost输出电压进行监视,并运算得出防止Boost电感不能磁复位而饱和的最大占空比;
S3、预设工作占空比,其受限于最大占空比;
S4、将所述的工作频率和预设的工作占空比组合,形成至少一对互补的PFWM驱动信号,并直接或间接或经修正后驱动Boost与桥式DC-DC转换电路的开关元件的导通和截止。
2.如权利要求1所述的用于Boost与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法,其特征在于,还包含对互补的PFWM驱动信号进行死区控制,以驱动DC-DC转换电路中的第一、第二开关元件。
3.如权利要求2所述的用于Boost与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法,其特征在于,还包含对Boost电感进行电流归零检测,控制电流归零与DC-DC转换电路中的第二开关元件的驱动信号截止之间的时间。
4.如权利要求1所述的用于Boost与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法,其特征在于,还包含对互补的PFWM驱动信号进行工作占空比的限制,确保Boost电感的磁复位。
5.如权利要求1所述的用于Boost与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法,其特征在于,还包含对输入交流瞬时电压的监视,根据不同的电压瞬时,设定最大工作频率。
6.如权利要求5所述的用于Boost与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法,其特征在于,还包含对输入交流瞬时电压的监视,根据不同的电压瞬间,设定最小工作频率。
7.如权利要求1所述的用于Boost与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法,其特征在于,具有多组互补的PFWM驱动信号,可同时驱动多个Boost与桥式DC-DC转换电路的开关电源。
8.如权利要求1所述的用于Boost与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法,其特征在于,还包含对输入交流瞬时电压的监视,根据不同的输入交流电压瞬时,动态调节Boost输出电压。
9.如权利要求1~8中任意一项所述的用于Boost与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法,其特征在于,具有多组含时序的互补的PFWM驱动信号,可交错、或移相、或同步驱动多个Boost与桥式DC-DC转换电路的开关电源。
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