CN108390555B - 用于Boost与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法 - Google Patents

用于Boost与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种用于Boost与桥式DC‑DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法，包含：对DC‑DC转换电路的输出电压、或电流、或功率监视，通过自动反馈控制方法得出驱动开关元件信号的PFM的工作频率；对Boost电路的输入瞬时电压、Boost输出电压监视，得出防止Boost电感不能磁复位而饱和的最大占空比；预设工作占空比，其受限于最大占空比；将所述的工作频率和预设的工作占空比组合，形成至少一对互补的PFWM驱动信号，并直接或间接或经修正后驱动Boost与桥式DC‑DC转换电路的开关元件的导通和截止。本发明通过使用PFWM驱号信号，同时实现Boost升压再转换输出，以及DC‑DC转换输出的控制方法。

Description

用于Boost与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制 方法
技术领域
本发明涉及一种开关电源电路的控制方法，具体是指针对Boost升压电路与桥式(包括半桥、全桥、BUCK)DC-DC转换电路的组合，使用一种同时含频率调制和脉宽调制的PFWM(Pulse Frequency And Width Modulation，脉冲频率和宽度调制)信号，可以驱动并实现Boost升压再转换控制输出，实现电源交流功率因数校正的功能，同时控制DC-DC的转换输出。
背景技术
电器设备连接于交流电网的AC-DC电源，需要满足IEC61000-3-2的对电流谐波的强制要求。针对不同的设备和应用，IEC61000-3-2提出了Class A，Class B，Class C，ClassD的电流谐波的限制标准。如图1A和图1B所示，即为其中的Class A和Class C的限制标准对交流输入谐波的要求。
为获得最佳的电流谐波抑制效果，当前的开关式稳压电源技术，主要采用主动式功率因数校正电路(Active Power Factor Correction，也称Active PFC)，即Boost升压电路来应对，具体如图2和图3所示。
该种Boost升压电路和DC-DC(直流-直流)转换电路的组合，性能优异。但是由于由两个独立的电路构成，有各自的功率开关元件，有各自的反馈控制和驱动回路，因此存在成本高，体积大，效率低的问题。
随着技术的更新，出现了新的Boost升压电路和桥式DC-DC转换电路二合一的双整流单级桥式PFC(功率因数校正，Power Factor Correction)转换电路的开关电源电路。其中所述的桥式DC-DC转换电路包含：半桥DC-DC转换电路、全桥DC-DC转换电路和BUCK DC-DC转换电路。如图4所示，其由半桥电路的第一开关元件Q2来同时驱动Boost和DC-DC的转换，既可以提高功率因数，减少电流谐波，又能提高效率，减少元件数量，减少成本，减小电源体积。
如图4所示的新Boost和半桥DC-DC的二合一组合电路，与如图3所示的传统的组合电路相比，具有以下优势：
1)节省了Boost开关元件Q1，Boost整流元件D2，以及独立的Boost控制驱动电路，因此既节约了成本，又减少了空间，简化了散热设计，同时减少了Boost整流元件的损耗，提高了电源的效率。
2)半桥DC-DC的第一开关元件，同时驱动Boost电路，利用Boost电流，可以把第一、第二开关元件设计成软开关模式，因此Boost升压电路和DC-DC转换电路都是谐振软开关模式，减少了开关元件的损耗，提高了电源效率。
3)输入浪涌抑制元件Rth1，只在电源启动时，有浪涌电流流过。而在Boost电路正常工作时，不参与Boost电路工作，是零损耗，故进一步提高了电源的效率。
如图4所示的Boost和半桥DC-DC的二合一组合电路，如果采用传统的DC-DC PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)控制方法来控制(如图5所示)，工作原理如下(即不对称半桥工作和Boost原理)：
DC-DC转换电路采用PWM控制，对DC-DC的输出参数，如电压、电流、功率等进行监视反馈，通过自动控制方法(如比例积分微分控制法PID或零极点法)运算出PWM的占空比Duty，在预设(一般通过控制芯片设定)的固定频率f下，形成PWM驱动波形，控制第一开关元件Q2的导通和截止。
当第一开关元件Q2导通且第二开关元件Q3截止时：储能电容C2、第一开关元件Q2、谐振电容Cr1、谐振电感Lr1、变压器T1构成串联谐振半桥DC-DC的初级侧半桥功率回路，变压器T1隔离传输能量到次级。同时，PFC电容C1、第一开关元件Q2、Boost电感L1构成Boost回路，Boost电感L1储存Boost的能量。
当第一开关元件Q2截止且第二开关元件Q3导通时：储能电容C2、第二开关元件Q3、谐振电容Cr1、谐振电感Lr1、变压器T1构成DC-DC的初级侧半桥功率回路，变压器T1反向传输能量到次级侧。Boost电感L1储存的能量感生电压，与Boost电容C1的输入整流电压叠加，形成升压，通过变压器T1的初级线圈Np，对储能电容C2充电，完成Boost升压。
然而，该种Boost和半桥DC-DC的二合一组合电路，由于只能控制Boost电路和DC-DC的共同开关元件，当采用传统的PWM控制方法时，会有以下缺陷：
1)Boost输出电压不可控；
利用DC-DC转换电路的PWM互补驱动的控制方式控制开关元件Q2和Q3，使DC-DC转换电路可以如传统方式一样工作，通过脉冲宽度占空比调节输出；而Boost部分则没有反馈控制的过程，其PWM驱动完全跟DC-DC一致。然而桥式DC-DC转换电路的PWM控制，都有最大占空比限制，一般为50％，如此，Boost电路的占空比也受到限制，不能达到传统Boost电路的100％，不能在交流输入的电压接近零附近，以100％的占空比实现能量转换，以致在储能电容C2上的电压，可能出现小于输入交流电压波峰的状态。这样，在输入电压的波峰时，出现经过整流元件D1直接对储能电容C2充电的尖峰电流，造成输入电流波形的不完美，谐波电流的抑制不足够的缺陷，这种缺陷一般发生在低输入交流的条件下，具体如图6所示。
2)Boost电感L1工作在高输入交流电压正弦波峰附近时，由于复位电压过低(Boost电感复位电压＝Vdc-Vin)而无法磁复位；
Vdc为储能电容C2上的电压，也是Boost电路的输出电压；Vin为Boost电容C1上的电压，其实时反映交流输入的电压；Duty为DC-DC的工作占空比；因此，Boost电感L1的磁复位的关系是：
Vin×Duty＝(Vdc-Vin)×(1-Duty)；
Duty(max)＝(Vdc-Vin)/Vdc；
当Vin在正弦波峰附近时，Vin接近Vdc，如此Duty(max)必须很小，才能达到电压时间的平衡，实现磁复位。如果DC-DC的工作Duty大于Duty(max)，则Boost电感L1饱和，造成第二开关元件Q2损坏。
3)如果Boost电感L1工作在电流连续模式下，且第一开关元件Q2为硬开关模式，则损耗大；
当Boost电感L1在电流连续模式下，其电流在第一开关元件Q2截止期始终是经过Boost电感L1、Boost电容C1，储能电容C2，第二开关元件Q3的回路，且不经过第一开关元件Q2，不能反向对第一开关元件Q2的寄生电容放电，所以，在接下来的第一开关元件Q2导通过程中，第一开关元件Q2的寄生电容上为高压，不能形成零电压(ZVS)软开关。
4)如果Boost电感L1在电流不连续模式下，Boost电感L1、Boost电容C1、第二开关元件Q3、储能电容C2构成谐振回路，造成环路损耗；
当Boost电感L1在电流不连续模式下，Boost电感L1的储能被释放完毕，此时第一开关元件Q2截止且第二开关元件Q3导通，储能电容C2上的电压对Boost电感L1和Boost电容C1构成的谐振电路，通过第二开关元件Q3施加激励，形成谐振回路，不受控的谐振电流，是一种能量损耗浪费。
基于上述，本发明提出一种PFWM(脉冲频率宽度调制，Pulse Frequency WidthModulation)二合一控制方法，以代替现有的PWM或PFM控制方法，解决以上现有技术中存在的问题和限制。
发明内容
本发明的目的是提供一种用于Boost与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法，通过使用PFWM驱号信号，同时实现Boost升压再转换输出，以及DC-DC转换输出的控制方法。
为实现上述目的，本发明提供一种用于Boost与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法，包含：
S1、对DC-DC转换电路的输出参数，包括电压、或电流、或功率进行监视，并通过自动反馈控制方法运算得出驱动开关元件信号的PFM的工作频率；
S2、对Boost电路的参数，包括输入瞬时电压、Boost输出电压进行监视，并运算得出防止Boost电感不能磁复位而饱和的最大占空比；
S3、预设工作占空比，其受限于最大占空比；
S4、将所述的工作频率和预设的工作占空比组合，形成至少一对互补的PFWM驱动信号，并直接或间接或经修正后驱动Boost与桥式DC-DC转换电路的开关元件的导通和截止。
其中，还包含对互补的PFWM驱动信号进行死区控制，以驱动DC-DC转换电路中的第一、第二开关元件。
其中，还包含对Boost电感进行电流归零检测，控制电流归零与DC-DC转换电路中的第二开关元件的驱动信号截止之间的时间。
其中，还包含对互补的PFWM驱动信号进行工作占空比的限制，确保Boost电感的磁复位。
其中，还包含对输入交流瞬时电压的监视，根据不同的电压瞬时，设定最大工作频率。
其中，还包含对输入交流瞬时电压的监视，根据不同的电压瞬间，设定最小工作频率。
其中，具有多组互补的PFWM驱动信号，可同时驱动多个Boost与桥式DC-DC转换电路的开关电源。
其中，还包含对输入交流瞬时电压的监视，根据不同的输入交流电压瞬时，动态调节Boost输出电压。
其中，具有多组含时序的互补的PFWM驱动信号，可交错、或移相、或同步驱动多个Boost与桥式DC-DC转换电路的开关电源。
综上所述，本发明所提供的用于Boost与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法，通过使用同一种含频率调制和脉宽调制的PFWM驱号信号，同时实现Boost升压再转换输出，以及实现DC-DC转换电路的控制方法，以解决避免Boost电路由于受限于DC-DC转换电路的PWM而不能实现充分受控调节输出的缺陷。其中，通过在不同的输入交流瞬时电压位，对PFWM驱动信号的最大占空比的控制，可防止Boost电感的饱和，使其安全复位。并且，通过对最大工作频率和最小工作频率的控制，以及开关元件的死区控制，可实现Boost与桥式DC-DC转换电路的全谐振零电压导通的软开关，提高开关电源的效率。
附图说明
图1A和图1B分别为现有技术中的IEC61000-3-2中Class A和Class C的限制标准对交流输入谐波的要求的示意图；
图2为现有技术中的含功率因数校正电路与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的示意图；
图3为现有技术中的含Boost电路与半桥DC-DC转换电路组合的开关电源的示意图；
图4为现有技术中的含Boost升压电路与半桥DC-DC转换电路二合一组合电路的开关电源的示意图；
图5为现有技术中的传统PWM反馈控制结构图；
图6为使用传统的PWM反馈控制的Boost和DC-DC二合一组合电路的输入电流波形图；
图7为本发明中的用于Boost与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法；
图8为通过调整工作频率达到改善输入电流的波形图；
图9为本发明中的PFWM控制的开关电源的工作状态1的示意图；
图10为本发明中的PFWM控制的开关电源的工作状态2的示意图；
图11为本发明中的PFWM控制的开关电源的工作状态3-1的示意图；
图12为本发明中的PFWM控制的开关电源的工作状态3-2的示意图；
图13为本发明中的PFWM控制的开关电源的工作状态4的示意图；
图14为本发明中的PFWM控制的开关电源的工作波形图；
图15为本发明中的实施例1的控制BUCK开关电源电路的示意图；
图16为本发明中的实施例2的控制BUCK开关电源电路的示意图；
图17为本发明中的实施例2的最大占空比相对于输入电压和Boost输出电压的关系图；
图18为本发明中的实施例3的控制半桥串联谐振开关电源电路的示意图；
图19为本发明中的实施例3的Boost输出电压根据不同的输入交流瞬时电压调节后的示意图。
具体实施方式
以下结合图1～图18，通过优选实施例对本发明的技术内容、构造特征、所达成目的及功效予以详细说明。
如图7所示，为本发明所提供的用于Boost与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法，包含：
S1、对DC-DC转换电路的输出参数，如电压、或电流、或功率进行监视，并通过自动反馈控制方法(如PID控制法或零极点法)运算得出驱动开关元件信号的PFM的工作频率f；
S2、对Boost电路的参数，如输入瞬时电压、Boost输出电压进行监视，并通过逻辑或数学运算得出防止Boost电感不能磁复位而饱和的最大占空比Duty(max)；
S3、预设工作占空比Duty，其受限于最大占空比Duty(max)，即必须小于最大占空比Duty(max)；且实际工作占空比为预设的工作占空比Duty和最大占空比Duty(max)的两者最小值；
S4、将所述的工作频率f和预设的工作占空比Duty组合，形成至少一对互补的PFWM驱动信号，并直接或间接或经修正后驱动Boost与桥式(包括半桥、全桥、BUCK)DC-DC转换电路的开关元件的闭合(导通)和关断(截止)。
其中，还包含对互补的PFWM驱动信号进行死区控制，以驱动DC-DC转换电路中的第一、第二开关元件。
其中，还包含对Boost电感进行电流归零检测，控制电流归零与DC-DC转换电路中的第二开关元件的驱动信号截止之间的时间。
其中，还包含对互补的PFWM驱动信号进行工作占空比的限制，确保Boost电感的磁复位。
其中，还包含对输入交流瞬时电压的监视，根据不同的电压瞬时，设定最大工作频率f(max)。
其中，还包含对输入交流瞬时电压的监视，根据不同的电压瞬间，设定最小工作频率f(min)。
其中，具有多组互补的PFWM驱动信号，可同时驱动多个Boost与桥式DC-DC转换电路的开关电源。
其中，还包含对输入交流瞬时电压的监视，根据不同的输入交流电压瞬时，动态调节Boost输出电压。
其中，具有多组含时序的互补的PFWM驱动信号，可交错、或移相、或同步驱动多个Boost与桥式DC-DC转换电路的开关电源。
本发明所述的控制方法，可对DC-DC转换电路和Boost电路进行双向同时控制。通过对DC-DC转换电路的电压、电流、功率进行监视，采用自动反馈控制方法(如PID控制法或零极点法)运算得出工作频率f，以此驱动Boost电路，并调节Boost输出电压Vdc，从而达到调节DC-DC转换电路的输出功率的作用。
对于不同的DC-DC转换电路，其输出电压Vout都是Boost输出电压Vdc和工作占空比Duty的函数，即Vout＝f(Duty)。例如：
对于半桥DC-DC转换电路，Vout＝Vdc×Ns/Np×Duty；
对于不对称半桥DC-DC转换电路，Vout＝Vdc×Duty×(1-Duty)×(Ns1/Np+Ns2/Np)；
对于BUCK类DC-DC转换电路，Vout＝Vdc×Duty；
对于全桥DC-DC转换电路，Vout＝2×Vdc×Ns/Np×Duty；
其中，Ns/Np为变压器次级对初级的匝数比；对于不对称半桥DC-DC转换电路，Ns1/Np和Ns2/Np分别为两个次级线圈对初级线圈的匝数比。
由此可见，DC-DC转换电路在工作占空比Duty预设的条件下，其输出电压Vout可以通过调节Boost输出电压Vdc来控制。
进一步，Boost输出功率Pout是工作频率f以及工作占空比Duty的函数，即Pout＝f(f，Duty)，具体为：
Pout＝Vin×Vdc×Duty×(1-Duty)/(2×f×L)；
其中，Vin为输入交流经整流后的瞬时电压；L为Boost电感，即图4中的L1。
由此可见，Boost电路在工作占空比Duty预设的条件下，其输出电压可以通过调节工作频率f来控制。
因此，通过DC-DC转换电路的反馈控制，运算得出工作频率f，与预设的工作占空比Duty结合组成脉冲频率和宽度调制的PFWM驱动信号，从而同时控制调整Boost电路和DC-DC转换电路的功率输出。如图8所示，即为通过调整工作频率f后达到改善输入电流的波形图。
本发明所述的控制方法，能够确保Boost电感在输入交流电压正弦波波动中，实现可靠磁复位。如图4所示，Boost电感L1的磁复位的关系是：
Vin×Duty＝(Vdc-Vin)×(1-Duty)；
进一步得到：
Duty＝(Vdc-Vin)/Vdc；
通过控制电路对输入交流正弦波瞬时电压监视，并控制实现：
Duty(max)<(Vdc-Vin)/Vdc；
最终通过监视Vdc和Vin，运算得出Duty(Max)。
在保证Boost电感可靠复位的条件下，如果Boost电路工作在电流连续模式下，其第一开关元件Q2为硬开关模式，损耗较大。
本发明所述的控制方法，能够确保在Boost电感工作在电流不连续模式时，实现谐振软开关。根据Duty＝(Vdc-Vin)/Vdc可以得出，当Vin>Vdc/2时，由于Duty(max)的限制，Boost电感正好磁复位。当Vin>Vdc/2时，Boost电感在半桥DC-DC转换电路中的第一开关元件Q2小于50％的工作占空比Duty的条件下，都能磁复位。
由公式Pout＝Vin×Vdc×Duty×(1-Duty)/(2×f×L)，可以得出，在工作占空比Duty被限定，且Boost输出功率Pout为一定值的情况下，可以通过降低DC-DC转换电路的工作频率f来使得Boost电感L1进入电流不连续模式。具体的，控制电路对输入交流正弦波瞬时电压进行监视，并且动态设定最大频率f(max)，即可以设计电源进入电流不连续模式。
本发明所述的控制方法，可实现零电压软开关。如图9～图13所示，为利用被设计成电流不连续模式的Boost电感，实现第一开关元件Q2和第二开关元件Q3零电压软开关的工作原理。
如图9所示，处于工作状态1，此时第一开关元件Q2导通，第二开关元件Q3截止。Boost电容C1上是整流后输入交流正弦波(AC)的瞬间电压；储能电容C2上的储能电压即为Boost输出电压Vdc。
当第一开关元件Q2导通时，储能电容C2上的能量通过第一开关元件Q2，并依次经过谐振电感Lr1、谐振电容Cr1，流进主变压器T1的初级线圈Np，半桥DC-DC转换电路的能够通过主变压器T1，隔离传输到次级线圈Ns2，通过输出整流元件Ds2、平滑电容Cs1后，输出至负载。
同时，反映AC输入电压变化的Boost电容C1上的能量，通过第一开关元件Q2，流进Boost电感L1，回路及方向如虚线箭头所示，将Boost电路升压转换的能量储存在Boost电感L1内。
如图10所示，处于工作状态2，此时第一开关元件Q2截止，第二开关元件Q3截止。
当第一开关元件Q2截止时，停止对主变压器T1的驱动，由平滑电容Cs1上的储存能量，输出至负载。
同时，储存在Boost电感L1中的能量，在第一开关元件Q2截止后瞬间，产生感生电压，其与Boost电容C1上的电压叠加后，经过第二开关元件Q3的体二极管对储能电容C2充电，完成Boost升压转换。并且，第二开关元件Q3的寄生电容被反向放电，构成零电压，为下个工作状态3-1的ZVS导通做准备。
如图11所示，处于工作状态3-1，此时第一开关元件Q2维持截止，第二开关元件Q3导通。
Boost电感L1继续能量释放，与Boost电容C1上的电压叠加后对储能电容C2继续充电，直到能量释放完毕(电流不连续模式)。
当第一开关元件Q3导通时，谐振电容Cr1上的能量，经过谐振电感Lr1，通过第二开关元件Q3，流进主变压器T1的初级线圈Np，半桥DC-DC转换电路的能量通过主变压器T1，隔离传输到次级线圈Ns1，通过输出整流元件Ds1，平滑电容Cs1后，输出给负载。
如图12所示，处于工作状态3-2的谐振阶段，此时第一开关元件Q2维持截止，第二开关元件Q3导通。
Boost电感L1的能量已经释放完毕，储能电容C2上的能量，经过第二开关元件Q3，开始对Boost电容C1、Boost电感L1充电。其中C1和L1构成串联谐振。
如图13所示，处于工作状态4的ZVS准备阶段，此时第一开关元件Q2维持截止，第二开关元件Q3截止。
当第二开关元件Q3截止时，Boost电感L1上的谐振电流，经过第一开关元件Q2的体二极管，流进Boost电容C1，Q2中的寄生电容上的电压被谐振电流反向释放，形成零电压，为下一个循环工作状态1的Q2的ZVS导通做准备。
本发明所述的控制方法，可以通过在Boost电感L1不连续电流归零和DC-DC第二开关元件的驱动信号的死区时间进行控制，保证ZVS的发生。
本发明所述的控制方法，对于谐振半桥的DC-DC转换电路的工作原理，与传统不对称半桥(Asymmetrical half bridge)的DC-DC转换电路的工作原理是一致的(如图9～图13中的实线箭头回路所示)，唯独其中的第一、第二开关元件Q2、Q3为零电压(ZVS)软开关模式，提高了电源的效率。进一步，ZVS由Boost电路完成，不再依赖于不对称半桥的DC-DC转换电路的谐振，也不依赖于负载大小，可以解决传统的轻载无法实现ZVS的问题。具体的工作波形如图14所示。
当输入电压Vin>Vdc/2时，通过设计动态设定的最大频率f(max)，使Boost电感L1的电流有充分归零时间，进入电流不连续模式；同时，设计Vin×Duty<(Vdc-Vin)×0.5，利用Boost电感L1和Boost电容C1的谐振电流，可以确保具有第一、第二开关元件Q2和Q3截止导通之间的充分死区时间，实现ZVS。
当输入电压Vin<Vdc/2时，通过设计动态设定的最大频率f(max)，进入电流不连续模式；同时，设计Boost电感L1和Boost电容C1的谐振频率fr<DC-DC转换电路的工作频率f，控制通过设定最低工作频率f(min)，使Boost电感L1、Boost电容C1的谐振电流在在第一开关元件Q2的截止区充分形成而且不换向(即不进入谐振容性区)，并在第一、第二开关元件Q2、Q3的死区时间内对第一开关元件Q2的寄生电容放电，实现ZVS。
实施例1
如图15所示，为本发明的实施例1中控制BUCK开关电源电路的示意图。其中所示的开关电源电路1A是采用本发明的PFWM控制方式，驱动含Boost升压电路和BUCK DC-DC转换电路的二合一组合。具体控制方法为：
对BUCK DC-DC转换电路的输出电压、或电流或功率进行监视，通过自动反馈控制方式，运算得出工作频率f；对输入瞬间电压和Boost输出电压进行监视，通过逻辑或数学运算得出能够确保Boost电感磁复位的最大占空比Duty(max)；预设一个受限于最大占空比Duty(max)的工作占空比Duty；将所述的工作频率f和预设的工作占空比Duty结合，形成带有频率调制一定占空比的PFWM控制驱动信号，从而驱动Boost升压电路和BUCK DC-DC转换电路的开关元件的闭合(导通)和关断(截止)，以实现开关电源升压再转换输出。
如图15所示，该实施例中，Boost升压电路和BUCK DC-DC转换电路的二合一组合的工作原理如下：
整流部分：1)输入整流元件(或电路)D1，对输入电压进行整流，其能量储存在储能电容C2中，当Boost电路工作后，在Boost电路的输出能量能够使储能电容C2上的电压大于输入电压时，输入电压不再对储能电容C2充电；在Boost电路的输出能量不足于使储能电容C2上的电压大于输入电压时，输入电压可以继续对储能电容C2充电。
2)输入整流元件(或电路)D1，与Boost电路的整流元件D3，构成另一个整流回路，对Boost电容C1进行充电。由于Boost电容C1的容量小，Boost电容C1上的电压基本接近输入电压的全波整流后的波形。在实际应用中，Boost电容C1的主要作用是滤除高频开关噪音，以减小EMI干扰(电磁干扰)。
Boost升压电路和BUCK DC-DC转换电路的二合一部分：储能电容C2，第一、第二开关元件Q2和Q3，滤波电感T1和平滑电容Cs1以及反馈控制电路，构成BUCK DC-DC转换电路；而第一开关元件Q2，Boost电感L1，Boost电容C1，以及储能电容C2，构成Boost升压电路。
该实施例的工作原理如下：
1)工作状态1，第一开关元件Q2导通，第二开关元件Q3截止；
当第一开关元件Q2导通，第二开关元件Q3截止时，储能电容C2上的能量，通过第一开关元件Q2，流进滤波电感T1，BUCK DC-DC转换电路的转换能量储存在滤波电感T1内；
同时，反映输入电压变化的Boost电容C1上的能量，经过第一开关元件Q2，流进Boost电感L1，Boost升压电路的转换能量储存在Boost电感L1内。
2)工作状态2，第一开关元件Q2截止，第二开关元件Q3保持截止；
储存在滤波电感T1内的能量，经输出二极管(图中未示)，输出平滑电容Cs1，以及第二开关元件Q3的体二极管，输出至负载；如此完成了BUCK DC-DC转换电路的隔离能量转换和传输；
同时，储存在Boost电感L1中的能量，在第一开关元件Q2截止后瞬间，产生感生电压，其与Boost电容C1上的电压叠加后，经过第二开关元件Q3的体二极管，对储能电容C2充电，完成Boost升压电路的升压转换。
3)工作状态3，第一开关元件Q2保持截止，第二开关元件Q3导通；
滤波电感T1中的能量继续通过第二开关元件Q3，经平滑电容Cs1滤波，输出至负载；
Boost电感L1中的能量，继续释放给储能电容C2进行升压充电，直到能量释放完毕。
4)工作状态4，第一开关元件Q2保持截止，第二开关元件Q3截止；
滤波电感T1中的能量继续通过第二开关元件Q3的体二极管，经平滑电容Cs1滤波，输出至负载；
Boost电感L1中的能量，继续通过第二开关元件Q3的体二极管，输出至储能电容C2进行升压充电，直到Boost电感L1中的能量释放完毕。
上述工作状态1～工作状态4循环反复。
该实施例1的控制方法是对BUCK DC-DC转换电路的输出电压、或电流、或功率取样监视，通过自动反馈控制方法(如PID控制法，零极点法)运算得出工作频率f；同时对输入电压进行监视，运算得出最大占空比Duty(max)；预设一个受限于最大占空比Duty(max)的工作占空比Duty；将工作频率f和工作占空比Duty组合形成驱动开关元件的PFWM互补驱动信号，从而驱动第一、第二开关元件Q2和Q3，同时实现Boost升压电路和BUCK DC-DC转换电路的升压及转换输出。
进一步，该实施例1中的控制方法，同样能够对半波、或全波交流输入电压进行功率因数校正(PFC)，也可以对直流输入电压进行升压转换。
并且，该实施例1中的控制方法适用于Boost输出电压(即储能电容C2上的电压)>2倍输入电压Vin的情况，确保Boost电感可以可靠磁复位。
实施例2
如图16所示，为本发明的实施例2中控制BUCK开关电源电路的示意图。其中所示的开关电源电路1B与实施例1的区别在于，本实施例2是对交流输入的Boost升压电路和BUCKDC-DC转换电路的二合一组合的控制。具体控制方法为：
对输入电压和Boost输出电压进行监视，换算出防止Boost电感不能磁复位而饱和的最大占空比Duty(max)；在输入电压Vin大于1/2×Vdc的时候，对PFWM信号进行占空比的限制，防止Boost电感饱和。如图17所示，为最大占空比相对于输入电压和Boost输出电压的关系图。
该实施例2中的控制方法，适合宽范围AC或DC输入的Boost升压电路和BUCK DC-DC转换电路的组合。
实施例3
如图18所示，为本发明的实施例3中控制半桥串联谐振开关电源电路的示意图。其中所述的开关电源电路1C与实施例2的区别在于：对Boost升压电路的输入交流的实时电压和Boost输出电压采样监视并通过控制运算，限制PFWM信号的最大频率f(max)和最小频率f(min)。并且，在与最大占空比Duty(max)的限制配合下，可以使Boost电感L1进入不连续电流模式，使第一、第二开关元件工作在谐振电流的软开关状态。
该实施例3的控制方法，利用PFWM信号的组合驱动，实现对Boost升压电路和半桥DC-DC转换电路的控制，又通过Duty(max)、f(max)、f(min)的限制，实现桥式DC-DC转换电路中的第一、第二开关元件的ZVS软开关。
由于DC-DC转换电路输出的反馈直接控制PFWM的工作频率f，Boost升压电路被最大占空比Duty(max)限制时，将不会引起DC-DC转换电路输出功率的不够；并且在工作占空比Duty的限制时段，根据Duty(max)<(Vdc-Vin)/Vdc，即根据不同的输入交流瞬时电压，来动态的调整Boost输出电压，该Boost输出电压的增大可以增大Duty(max)，以减轻工作占空比Duty的限制，并且Boost输出电压Vdc和工作占空比Duty的同时增大，可以提高DC-DC转换电路的输出功率能力，具体请参见图19。
综上所述，本发明所提供的用于Boost与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法，通过使用同一种含频率调制和脉宽调制的PFWM驱号信号，同时实现Boost升压再转换输出，以及实现DC-DC转换电路的控制方法。其中，通过对PFWM驱动信号的最大占空比的控制，可防止Boost电感的饱和。并且，通过对最大工作频率和最小工作频率的控制，以及开关元件的死区控制，可实现Boost与桥式DC-DC转换电路的全谐振零电压导通的软开关。本发明具有成本低，体积小，效率高的优点。
尽管本发明的内容已经通过上述优选实施例作了详细介绍，但应当认识到上述的描述不应被认为是对本发明的限制。在本领域技术人员阅读了上述内容后，对于本发明的多种修改和替代都将是显而易见的。因此，本发明的保护范围应由所附的权利要求来限定。

Claims (9)

1.一种用于Boost与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法，其特征在于，包含：
S1、对DC-DC转换电路的输出参数，包括电压、或电流、或功率进行监视，并通过自动反馈控制方法运算得出驱动开关元件信号的PFM的工作频率；
S2、对Boost电路的参数，包括输入瞬时电压、Boost输出电压进行监视，并运算得出防止Boost电感不能磁复位而饱和的最大占空比；
S3、预设工作占空比，其受限于最大占空比；
S4、将所述的工作频率和预设的工作占空比组合，形成至少一对互补的PFWM驱动信号，并直接或间接或经修正后驱动Boost与桥式DC-DC转换电路的开关元件的导通和截止。
2.如权利要求1所述的用于Boost与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法，其特征在于，还包含对互补的PFWM驱动信号进行死区控制，以驱动DC-DC转换电路中的第一、第二开关元件。
3.如权利要求2所述的用于Boost与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法，其特征在于，还包含对Boost电感进行电流归零检测，控制电流归零与DC-DC转换电路中的第二开关元件的驱动信号截止之间的时间。
4.如权利要求1所述的用于Boost与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法，其特征在于，还包含对互补的PFWM驱动信号进行工作占空比的限制，确保Boost电感的磁复位。
5.如权利要求1所述的用于Boost与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法，其特征在于，还包含对输入交流瞬时电压的监视，根据不同的电压瞬时，设定最大工作频率。
6.如权利要求5所述的用于Boost与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法，其特征在于，还包含对输入交流瞬时电压的监视，根据不同的电压瞬间，设定最小工作频率。
7.如权利要求1所述的用于Boost与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法，其特征在于，具有多组互补的PFWM驱动信号，可同时驱动多个Boost与桥式DC-DC转换电路的开关电源。
8.如权利要求1所述的用于Boost与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法，其特征在于，还包含对输入交流瞬时电压的监视，根据不同的输入交流电压瞬时，动态调节Boost输出电压。
9.如权利要求1~8中任意一项所述的用于Boost与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法，其特征在于，具有多组含时序的互补的PFWM驱动信号，可交错、或移相、或同步驱动多个Boost与桥式DC-DC转换电路的开关电源。
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