JP5627701B2 - 3相交流直流変換装置及び3相交流直流変換装置を用いた空気調和機 - Google Patents

3相交流直流変換装置及び3相交流直流変換装置を用いた空気調和機 Download PDF

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Description

この発明は、3相交流電源を直流に変換する3相交流直流変換装置に関するものであり、また、この交流直流変換装置を用いた空気調和機に関するものである。
一般に、家庭用に比べて規模の大きい業務用の空気調和機では、3相交流電源が用いられており、また、空気調和機に備えられたモータ等の負荷を駆動する際には、インバータにより駆動することが一般的に行われている。ここで、インバータへの入力は直流電圧でなければならないため、3相交流電源を直流電源に変換する必要がある。
この3相交流電源を直流電源に変換する装置として従来様々なものが提案されている。例えば、特許文献1には、3相交流電力を遮断可能な回路遮断器、相ラインのそれぞれを流れる相電流を検出する電流検出器、各相ラインに設けられた昇圧用インダクタ、スイッチング半導体素子を3相ブリッジ構成に接続してなる3相全波整流回路、平滑用コンデンサ、及び前記スイッチング半導体素子を予め決められたシーケンスで高周波スイッチングさせる制御回路を備えた昇圧形3相全波整流装置において、前記回路遮断器と前記各昇圧用インダクタとの間の前記相ラインを入力とし、前記3相全波整流回路の正、負の共通ラインを出力とする3相ブリッジ回路を構成するようダイオードを接続した昇圧形3相全波整流装置が開示されている。
特開平7−308069号公報([0009]段落、図1)
しかしながら、従来の3相交流直流変換装置では、電流センサを用いて検出される各相の電流値に基づいてスイッチング素子のターンオン/ターンオフを決めているため、電圧変化に対する追従性が悪く、また、周波数応答や温度ドリフトなどのセンサ特性の影響を受けやすいので、高調波の漏洩電流やノイズが発生してしまうという課題があった。また、電流センサとしては、貫通型の電流センサが用いられる場合が多く、この場合、測定対象の電流経路を電流センサ内に貫通させる必要があり、実装コストやセンサ自体のコストも高くなってしまっていた。
特に上記課題は、3相交流直流変換装置を、空気調和機等のインバータ負荷を有する機器に適用した場合に顕著となる。
図10は、3相交流直流変換装置に負荷を接続した回路構成図である。特に、負荷としてインバータ負荷101が接続されており、空気調和機に搭載された圧縮機のモータ102を駆動している回路構成図を示している。通常、圧縮機は空調室外機の金属筐体に取り付けられるため、圧縮機の筐体はアースに接続される。また、圧縮機を構成しているモータ102のコイルは、冷却のため循環している冷媒内に位置することから、モータのコイルと筐体(対地)間には、大きな浮遊容量Cmが形成される。従って、インバータの直流部の対地間電圧の変動が大きい場合、浮遊容量Cmを介して、対地に電流が流れるため、漏洩電流および雑音端子電圧が顕著となっていた。
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、高調波の漏洩電流やノイズを抑制することが可能な3相交流直流変換装置、およびこの3相交流直流変換装置を用いた空気調和機を得ることを目的とする。
本発明にかかる3相交流直流変換装置は、相交流電源に接続されるとともに、2本の直流母線の間に整流素子がブリッジ接続されて構成されている3相整流ブリッジ回路と、3相整流ブリッジ回路の出力側の直流母線間に、2つの直列接続されたスイッチング素子が3相分接続されるとともに、スイッチング素子のそれぞれに並列接続された逆阻止ダイオードから構成されている3相フルブリッジ回路と、各相の2つの直列接続されたスイッチング素子を構成するスイッチング素子同士の接続点と3相交流電源の対応する相とを接続するリアクトルと、3相フルブリッジ回路の出力側の直流母線間に接続された平滑用コンデンサと、直流母線間の出力電圧を検出する直流電圧検出手段と、3相交流電源の電源位相を検出する電源位相検出手段と、スイッチング素子を制御するPWM信号を出力するパルス幅変調手段と、を備え、パルス幅変調手段は、電源位相と出力電圧とに基づき、PWM信号を出力するものであって、3相交流電源の1相のみが正電圧のときと、3相交流電源の1相のみが負電圧のときと、の区分に分けてPWM信号を出力するようにしたものである。
本発明によれば、高調波の漏洩電流やノイズを抑制することが可能な3相交流直流変換装置、およびこの3相交流直流変換装置を用いた空気調和機を得ることができる。
実施の形態1に係る3相交流直流変換装置の回路構成図である。 実施の形態1に係る電源位相検出手段の1相分の回路構成図である。 実施の形態1に係る3相交流電圧と電源位相検出手段出力を示す波形図である。 実施の形態1に係る各相の電源電圧とPWM制御されるFET及び通電するリアクトルとの関係を示す図である。 実施の形態1に係る直流母線電圧を示す波形図である。 実施の形態1に係るR相とS相の通電経路を抜粋した回路構成図である。 実施の形態1に係る各相の基準信号と三角波及びこれらに基づいて生成されるPWM信号を示す波形図である。 実施の形態2に係る3相交流直流変換装置の回路構成図である。 実施の形態2に係る基準信号と三角波及びこれらに基づいて生成されるPWM信号を示す波形図である。 3相交流直流変換装置に負荷を接続した回路構成図である。
1 3相交流電源
2 3相整流ブリッジ回路
2a〜2f ダイオード
3 3相フルブリッジ回路
3a〜3f FET
4a〜4f 逆阻止ダイオード
5 リアクトル
6 平滑用コンデンサ
7 負荷
8 電源位相検出手段
9 直流電圧検出手段
10 パルス幅変調手段
11 入力側抵抗
12 発光ダイオード
13 ダイオード
14 定電圧電源
15 出力側抵抗
16 フォトトランジスタ
17 3相交流電源の電圧波形
18 フォトトランジスタのエミッタ電位波形
19 上側の直流母線電圧の波形
20 下側の直流母線電圧の波形
21 基準信号
22 三角波
23 PWM信号
101 インバータ負荷
102 モータ
実施の形態1.
図1は、実施の形態1に係る3相交流直流変換装置の回路構成図である。
図1において、3相交流電源1は、1相分の交流電源1R、1S、1TがY字結線され、その中性点が接地されているものと等価である。これらの交流電源1R〜1Tから出力される電圧の位相は互いに120度ずつずれており、それぞれの交流電源からは、R相電圧、S相電圧、T相電圧が出力されている。
3相整流ブリッジ回路2は、整流素子である6つのダイオード2a〜2fがブリッジ接続されて構成されている。ダイオード2aと2b、2cと2d、2eと2f、がそれぞれ直列に接続されており、そして、ダイオード2a、2c、2eのカソード側は上側の直流母線に接続されており、ダイオード2b、2d、2fのアノード側は下側の直流母線に接続されている。なお、上側の直流母線とは、直流母線のうち高電圧が出力される側の直流母線、下側の直流母線とは、直流母線のうち低電圧が出力される側の直流母線を指す。
また、ダイオード2aのアノード側(すなわち、ダイオード2bのカソード側)には、交流電源1Rからの出力が接続されている。同様に、ダイオード2cのアノード側(すなわち、ダイオード2dのカソード側)には、交流電源1Sからの出力が、ダイオード2eのアノード側(すなわち、ダイオード2fのカソード側)には、交流電源1Tからの出力が、それぞれ接続されている。
3相フルブリッジ回路3は、スイッチング素子である6つのFET3a〜3fがブリッジ接続されるとともに、それぞれのFETに並列に接続された逆阻止ダイオード4a〜4fから構成されている。FET3aと3b、3cと3d、3eと3f、はそれぞれ直列に接続されている。そして、FET3a、3c、3eのドレイン側は上側の直流母線に接続されており、FET3b、3d、3fのソース側は下側の直流母線に接続されている。(以下では、上側の直流母線に接続されているFETを上アーム側のFETと呼び、下側の直流母線に接続されているFETを下アーム側のFETと呼ぶ)また、FET3a〜3f及び逆阻止ダイオード4a〜4fにおいて、FETのソース側と逆阻止ダイオードのアノード側が接続され、FETのドレイン側と逆阻止ダイオードのカソード側が接続されている。なお、スイッチング素子FET3a〜3fとして、FET(電界効果トランジスタ)を図示したが、スイッチング素子にIGBT(絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)を用いても良い。
さらに、FET3aのソース側(すなわち、FET3bのドレイン側)には、リアクトル5aの一端が接続されており、リアクトル5aの他端は、ダイオード2aのアノード側、すなわち交流電源1Rに接続されている。同様に、FET3cのソース側(すなわち、FET3dのドレイン側)には、リアクトル5bの一端が接続されており、リアクトル5bの他端は、ダイオード2cのアノード側、すなわち交流電源1Sに接続されている。FET3eのソース側(すなわち、FET3fのドレイン側)には、リアクトル5cの一端が接続されており、リアクトル5cの他端は、ダイオード2eのアノード側、すなわち交流電源1Tに接続されている。なお、詳細には図示していないが、FET3a〜3fのゲート端子は、後述するパルス幅変調手段10に接続されている。FET3aと3bはR相の電流を制御、FET3cと3dはS相の電流を制御、FET3eと3fはT相の電流を制御する。
3相フルブリッジ回路3の出力側には、平滑用コンデンサ6が接続されており、平滑用コンデンサ6の出力側には負荷7が接続されている。なお、負荷7としては、一般には、インバータを介した交流負荷が接続されるが、詳細な図示は省略している。負荷7としては、例えば空気調和機においては、圧縮機や送風機等を駆動しているモータが接続される。
電源位相検出手段8は、交流電源1R・1S・1Tの出力側に接続されており、R相電圧・S相電圧・T相電圧の各相の位相を検出する。また、直流電圧検出手段9は、平滑用コンデンサ6の両端に接続され、平滑用コンデンサ6にかかる電圧を検出する。パルス幅変調手段10は、電源位相検出手段8と直流電圧検出手段9との検出結果に基づいて、FET3a〜3fに対して制御信号を送出することにより、FET3a〜3fを駆動している。
図2は、実施の形態1に係る電源位相検出手段8の1相分の回路構成図である。
図2において、交流電源1Rの出力は、入力側抵抗11の一端に接続され、入力側抵抗11の他端は、発光ダイオード12のアノード側に接続されている。発光ダイオード12のカソード側は接地されている。また、発光ダイオード12にはダイオード13が並列に接続されており、互いに逆の極性同士が接続されるように構成されている。
また、定電圧電源14は出力側抵抗15を介して、フォトトランジスタ16のエミッタ側に接続されている。また、フォトトランジスタ16のコレクタ側は接地されており、ベース側には、発光ダイオード12からの光が入力されるように配置されている。そして、フォトトランジスタ16のエミッタ側の電位が、パルス幅変調手段10に出力されている。すなわち、フォトトランジスタ16は発光ダイオード12からの光が入力されたときには導通して、パルス幅変調手段10に0Vを出力するとともに、発光ダイオード12からの光が入力されないときは、パルス幅変調手段10に定電圧電源14の電圧を出力する。
なお、図2では、R相について記載しているが、S相・T相についても同様の回路構成となっている。また、図1においては、電源位相検出手段8とパルス幅変調手段10との間は1つの線で接続されているが、実際には本実施の形態では3相分の信号が出力されている。
なお、3相交流電源は互いに120度位相がすれているので、1相分の出力に基づいて他の相の位相を算出する処理をパルス幅変調手段10にて行うようにしても良いし、別途専用の装置を設けて行っても良い。また、電源位相検出手段8内で、マイコンやデジタル回路等の公知の手段を用いて、各相の位相情報を多重化してパルス幅変調手段10に出力するように構成してもよい。
次に動作について説明する。
(1)電源位相検出手段8の動作
まず、図2及び図3に基づき、電源位相検出手段8の動作について説明する。
図2において、交流電源1Rの電圧が正のときは、発光ダイオード12が導通状態となり発光する。このとき、フォトトランジスタ16も導通状態となり、エミッタ側の電位は0V(以降、L状態、と記す。)となる。一方、交流電源1Rの電圧が負のときは、ダイオード13が導通状態となるが、発光ダイオード12は非導通となり発光しない。このとき、フォトトランジスタ16も非導通状態となり、エミッタ側の電位には定電圧電源の電位が現れる(以降、H状態、と記す)。従って、それぞれの交流電源が正のときには、エミッタ電位はL状態となり、逆に、それぞれの交流電源が負のときには、エミッタ電位はH状態となる動作をする。
図3は、実施の形態1に係る3相交流電圧と電源位相検出手段出力を示す波形図であり、3相交流電源1の各相の電圧17R・17S・17T(すなわち交流電源1R〜1Tの電圧)とフォトトランジスタ16のエミッタ側の電位18R・18S・18T(すなわちパルス幅変調手段10への各相の出力)との関係を示す波形図である。なお、図3において、横軸は位相、縦軸は電圧を示している。
R相電圧17Rが正のときは、R相エミッタ電位18RはL状態となっており、R相電圧17Rが負のときは、R相エミッタ電位18RはH状態となっている。他の相でも同様となっているが、前述したように、交流電源1R・1S・1Tの位相は120度ずつずれている(すなわち、S相電圧はR相電圧よりも120度遅れており、T相電圧はS相電圧よりも120度遅れている)から、エミッタ電位も120度ずつずれたものとなる。
そして、パルス幅変調手段10では、各相のエミッタ電位の状態変化に着目することにより、3相交流電源1の位相が、60度ごとに区切った区間のいずれかの区間であるか、を判別することができる。
例えば、R相エミッタ電位がH状態からL状態に変化(立下がり)したときは、位相が0度となり、位相が0度〜60度の区間に入ったことが分かる。また、T相エミッタ電位がL状態からH状態に変化(立上がり)したときは、位相が60度となり、位相が60度〜120度の区間に入ったことが分かる。以降、同様にして判別することができ、これを表に整理すると、表1のとおりとなる。
Figure 0005627701
なお、上記の判別は、エミッタ電位の状態変化ではなく、状態そのものでも判別することができる。例えば、S相エミッタ電位のみがH状態のときは、位相は0〜60度の区間1にあることが分かる。また、R相エミッタ電位のみがL状態のときは、位相は60度〜120度の区間2にあることが分かる。以降、同様にして判別することができ、これを表に整理すると、表2のとおりとなる。
Figure 0005627701
(2)3相交流直流変換回路全体の動作
3相交流直流変換回路全体の動作について説明する。
図4は、実施の形態1に係る各相の電源電圧とPWM制御されるFET及び通電するリアクトルとの関係を示す図である。図4において、区間1(位相が0度〜60度)の間は、パルス幅変調手段10により、FET3b及びFET3fのゲートに対してPWM信号が出力される。
区間1においては、S相電圧のみが負、R相電圧・T相電圧が正であるから、R相からS相へ、T相からS相へ、それぞれ電流が流れる。この時、FET3bないしFET3fのON/OFFに従い、以下のような経路で電流が流れる。
<FET3bがONのとき>
交流電源1R→リアクトル5a→FET3b→ダイオード2d→交流電源1S
<FET3bがOFFのとき>
交流電源1R→リアクトル5a→逆阻止ダイオード4a→平滑用コンデンサ6→ダイオード2d→交流電源1S
すなわち、FET3bがONのときは、リアクトル5aを介してR−S電源短絡することにより、リアクトル5aに電磁エネルギーが蓄積される。一方、FET3bがOFFのときには、リアクトル5aに蓄積された電磁エネルギーが放出されて、交流電圧に重畳され、この交流電圧により、平滑用コンデンサ6が充電される。なお、S相電圧は負であるから、ダイオード2dは導通している。このため、リアクトル5bには電流は流れない。
また、以下のとおり、T相とS相との間も同様であり、リアクトル5cへの電磁エネルギーの蓄積/放出を通じて平滑用コンデンサ6を充電することになる。
<FET3fがONのとき>
交流電源1T→リアクトル5c→FET3f→ダイオード2d→交流電源1S
<FET3fがOFFのとき>
交流電源1T→リアクトル5c→逆阻止ダイオード4e→平滑用コンデンサ6→ダイオード2d→交流電源1S
また、区間1を通じて、ダイオード2dが導通しているので、下側の直流母線には交流電圧1Sの電圧が表れることになる。
そして、区間2においては、R相電圧のみが正、S相電圧・T相電圧が負であるから、R相からS相へ、R相からT相へ、それぞれ電流が流れる。また、この時、FET3cないしFET3eのON/OFFに従い、上記と同様に、以下のような経路で電流が流れる。
<FET3cがONのとき>
交流電源1R→ダイオード2a→FET3c→リアクトル5b→交流電源1S
<FET3cがOFFのとき>
交流電源1R→ダイオード2a→平滑用コンデンサ6→逆阻止ダイオード4d→リアクトル5b→交流電源1S
<FET3eがONのとき>
交流電源1R→ダイオード2a→FET3e→リアクトル5c→交流電源1T
<FET3eがOFFのとき>
交流電源1R→ダイオード2a→平滑用コンデンサ6→逆阻止ダイオード4f→リアクトル5c→交流電源1T
また、区間2を通じて、ダイオード2aが導通しているので、上側の直流母線には交流電圧1Rの電圧が表れることになる。
なお、区間3以降も同様に動作する。このように本実施の形態では、3相の電圧のうち1相が負であれば、他の2相の下アーム側のFETをPWM制御し、3相の電圧のうち1相が正であれば、他の2相の上アーム側のFETをPWM制御することにより、昇圧された直流母線電圧を生成している。
上記したように、各区間において、パルス幅変調手段10の制御対象となるFETが切替わるが、電源電圧の変化に対して追従性の良い電源位相検出手段8の出力に基づいて制御を行っているので、高調波の漏洩電流やノイズが抑制される。
図5は、実施の形態1に係る直流母線電圧の時間変化を示す図である。図5に示すように、中性点を基準として、上側の直流母線電圧の波形19及び下側の直流母線電圧の波形20の電圧変化は、スイッチング動作によらず60度区間ごとの変動に抑えられている。なお、ここでは、3相交流電源は、Y結線の中点を設置した線間電圧200Vとし、直流電圧の制御目標を300V(線間電圧のピーク値である√2×200Vよりも昇圧した値)とした場合を示している。なお、S相接地や線間の中点接地(V結線)の場合でも対地変動が抑制されるという同様の効果を奏する。
(3)PWM信号の基準信号の生成方法
図6は、実施の形態1に係るR相とS相の通電経路を抜粋した回路構成図である。なお、図6においては、図1と同じ構成要素には同じ符号を付しているが、R相とS相との相間電圧を1つの等価な電源に置き換え、相間電圧1RSとして表している。いま、高調波電流を抑制するため、R相を流れる電流iが正弦波となるように、FETを制御することを考える。このとき、電流iの振幅をIとし、角周波数をω、時間をtとすると制御目標となる波形は[数1]のようになる。なお角周波数は、交流電源の周波数をfとすれば、ω=2πfより算出することができる。また、電源位相をθとすれば、θ=ωtの関係がある。
Figure 0005627701
また、R相・S相・T相の相電圧をそれぞれ、V・V・Vとし、それぞれの振幅をVとすると、それぞれの相電圧は互いに120度(2π/3[rad])ずつずれたものとなるから、[数2]のように表される。
Figure 0005627701
また、一般に、インダクタンスLにかかる電圧vと電流iの関係は、[数3]で表される。
Figure 0005627701
ここで、インダクタンスLにかかる電圧vは相間電圧であるが、各相間の位相の進み又は遅れにより、相間電圧の時間変化は異なる。例えば、R相の電流を制御する場合、区間1及び区間4において、インダクタンス5aにかかる相間電圧は、vRS=v−vであるが、S相の電圧はR相の電圧よりも120度遅れているから、これは、[数4]のように表すことができる。
Figure 0005627701
また、同じくR相の電流を制御する場合、区間3及び区間6において、インダクタンス5aにかかる相間電圧は、vRT=v−vであるが、T相の電圧はR相の電圧よりも120度進んでいるから、これは、[数5]のように表すことができる。
Figure 0005627701
従って、区間1及び4においては[数6]を、区間3及び6においては[数7]を満たすような係数αを基準信号としてPWM制御をすれば、R相の電流を正弦波に制御することができる。
Figure 0005627701
Figure 0005627701
[数6]及び[数7]に[数1][数4][数5]を代入し、微少時間ΔtにおいてはvRS及びvRTは一定であるとの近似を用いて、基準信号αを求めれば、[数8][数9]が得られる。
Figure 0005627701
Figure 0005627701
従って、制御対象となる相のリアクトルに対して、制御対象とする相と120度遅れている相との間での相間電圧が印加される区間1及び4においては、sinωt/sin(ωt+π/6)に比例する基準信号を用い、他方、制御対象となる相のリアクトルに対して、制御対象とする相と120度進んでいる相との間での相間電圧が印加される区間3及び6においては、sinωt/sin(ωt−π/6)に比例する基準信号を用いれば、R相の電流を略正弦波に制御することができる。なお、基準信号の振幅は、直流電圧検出手段9で検出された直流電圧と、直流電圧の目標値との差分が小さくなるように、既知の制御方法により決定すればよい。
なお、[数8][数9]において電源位相θ(すなわちωt)の変域は1周期0〜2π(0度〜360度)であるが、以下に示すように、電源位相θの変域を上述した60度ごとの区間とすれば、より簡易に基準信号を生成することができる。
すなわち、区間1については、[数8]と同じであるが、区間3は周期全体から見ると120度(2π/3)から始まるので、[数9]において、ωtをωt+2π/3と置き換えることにより、[数10]が得られる。
Figure 0005627701
また、[数8]及び[数9]において、sinα=−sin(α+π)であること、及び分母・分子の双方にsin関数が現れていることに着目すれば、[数8]及び[数9]は、周期πをもつ関数であることが分かる。よって、[数8]は区間1及び位相が180度ことなる区間4に対して適用可能であり、[数10]は区間3及び位相が180度ことなる区間6に対して適用可能である。
以上より、電源位相θの変域を上述した60度ごとの区間とした場合には、制御対象となる相のリアクトルに対して、制御対象とする相と120度遅れている相との間での相間電圧が印加される区間1及び4においては、sinωt/sin(ωt+π/6)に比例する基準信号を用い、他方、制御対象となる相のリアクトルに対して、制御対象とする相と120度進んでいる相との間での相間電圧が印加される区間3及び6においては、sin(ωt+2π/3)/sin(ωt+π/2)に比例する基準信号を用いれば、R相の電流を正弦波に制御することができる。なお、基準信号の振幅は、直流電圧検出手段9で検出された直流電圧と、直流電圧の目標値との差分が小さくなるように、既知の制御方法により決定すればよい。
図7は、実施の形態1に係る各相の基準信号21R〜21Tと三角波22R〜22T、及びこれらに基づいて生成されるPWM信号23R〜23Tを示す波形図である。パルス幅変調手段10では、図7に示すように、三角波よりも基準信号が大きい区間で、PWM信号をONにし、三角波よりも基準信号が小さい区間で、PWM信号をOFFにするようPWM信号を出力する。
実施の形態1によれば、位相検出手段により検出された位相に基づいて、PWM制御を行うことにより、電圧変化に対する追従性が良くなるので、高調波の漏洩電流やノイズを抑制することが可能な3相交流直流変換装置を得ることができるという効果がある。また、位相検出手段は、ダイオードとフォトカプラから構成されているので、簡単かつ安価な回路で電源位相検出が可能となる。また、フォトカプラのトランジスタは非飽和領域のアナログ動作でなく、飽和領域でのスイッチング動作で用いるため、素子特性のバラつきや経年変化の影響による伝達特性への影響も軽減することができる。
また、スイッチング制御が、入力電源位相と直流母線電圧値のみに基づく簡素な構成となるので、少ないセンサと安価なマイコンでの実現が可能となる。特に、入力電流が略正弦波になるようPWM制御を行う際の基準信号が、位相のみを変数とする簡単な式で表されるので、センサなどの付随回路が簡素化すると共にマイコンに実装するソフトウエアも簡素化し、安価な構成とすることができる。また、位相のみを変数とすることより、基準信号は安定な繰り返し出力となるため、電源変動や負荷変動などに対して細かい精度は得られない場合があるものの、電流をフィードバックするときのような過渡応答での過電流などに対する追加保護制御が不要であり、その点でも簡素・安価な方式である。
さらに、位相検出手段の追従性が良いため、FETのスイッチング動作をより高速に行うことができる。そして、FETのスイッチング動作がより高速に行えるため、目標電圧値の制御可能な範囲も、より広範なものとすることができる。また、FETのスイッチング動作がより高速に行えるようになると、リアクトルのインダクタンス値も小さくすることができるので、リアクトルの小型化も可能である。
しかし、本実施の形態に係る回路構成において、スイッチング素子を高速動作させた場合、スイッチング素子の発熱が大きくなってしまうという新たな課題が生ずる。従来の回路構成では、そもそも、スイッチング素子を高速動作させることができないので、このような課題は存在しない。
この場合、スイッチング素子としてSiC(炭化珪素)等のワイドバンドギャップ半導体を用いるようにしても良い。ワイドバンドギャップ半導体とは、Si素子と比較してバンドギャップが大きい素子を用いた半導体のことであり、例えば、SiC、GaN(窒化ガリウム)、ダイヤモンド素子等が該当する。
ワイドバンドギャップ半導体は、高速動作が可能であると共に、Si素子に比べて耐熱温度が高いので、本実施の形態にかかる回路構成のスイッチング素子に、ワイドバンドギャップ半導体を適用することにより、スイッチング素子の高速動作が可能になる。また、Si素子に比べてワイドバンドギャップ半導体の耐熱温度が高いので、放熱フィンの小型化や、放熱フィンレス構成とすることが可能となる。
なお、SiCなどのワイドバンドギャップ半導体を用いる場合、PWM信号を生成する三角波のキャリア周波数は、雑音端子電圧などEMCのエミッション規制(例えば、EN61000−6−3:2007、J55014−1(H20)、VCCI(2008.4)クラスA)の観点から、規制となる周波数に、キャリア周波数、および、その側帯波がかからない周波数にすることが良い。例えば、PWM信号を生成する三角波のキャリア周波数は、雑音端子電圧規制の下限周波数である150kHzに対して、キャリア周波数の整数倍の側帯波が150kHz弱となるように、150kHzの1/2未満の73kHz程度、150kHzの1/3未満の49kHz程度、150kHzの1/4未満の36kHz程度とするとよい。
なお、本実施の形態にかかる3相交流直流変換装置は、高調波の漏洩電流やノイズを抑制することができるため、空気調和機等のインバータ負荷を備えた電機機器に適用すれば、浮遊容量Cmを介して対地に流れる電流を抑制することができ、漏洩電流および雑音端子電圧を低減することができる。
なお、PWM信号を生成する際の三角波は、スイッチング動作する2相において、互いに逆位相となる三角波を用いてもよい。整流ブリッジ回路を流れる電流は、これら各相を流れる電流の和となるが、各相の位相が互いに逆位相であるので、電流リプルも逆位相となり、歪電流を抑制することができる。
なお、上記説明では、PWM制御は簡易な方式で説明したが、入力電流のフィードバックによる追従制御などを用いれば入力電源電圧の不平衡や歪に対しても対応でき、より高精度の制御が可能になる。この際、高価になることと複雑になることから負荷容量と規制値や周囲環境への影響に応じて費用対効果選択をすればよい。また、PWM制御信号を生成する際、基準信号と比較する三角波の周波数は、固定周波数でも良いが、周波数ジッタを持たすなど周波数を可変することで、主回路からの放射ノイズが特定周波数に集中することなく、周波数分散することができ、放射ノイズのピークを低減できる。
実施の形態2.
図8は、実施の形態2に係る3相交流直流変換装置の回路構成図である。
図8では、図1と同じ構成要素については同じ符号を付している。図1との差異は、3相フルブリッジ回路3において、更にFET3a’〜3f’を追加してブリッジ接続するとともに、追加されたそれぞれのFETに、並列に接続された逆阻止ダイオード4a’〜4f’が接続されている点と、これら追加されたFETがリアクトル5a’〜5c’を介して、3相整流ブリッジ回路と接続されている点である。
すなわち、FET3a’と3b’、FET3c’と3d’、FET3e’と3f’、がそれぞれ直列に接続されており、FET3a’、3c’、3e’のドレイン側は上側の直流母線に接続されており、FET3b’、3d’、3f’のソース側は下側の直流母線に接続されている。また、FET3a’〜3f’及び逆阻止ダイオード4a’〜4f’において、FETのソース側と逆阻止ダイオードのアノード側が接続され、FETのドレイン側と逆阻止ダイオードのカソード側が接続されている。
さらに、FET3a’のソース側(すなわち、FET3b’のドレイン側)には、リアクトル5a’の一端が接続されており、リアクトル5a’の他端は、ダイオード2aのアノード側に接続されている。同様に、FET3c’のソース側(すなわち、FET3d’のドレイン側)には、リアクトル5b’の一端が接続されており、リアクトル5b’の他端は、ダイオード2cのアノード側に接続されている。FET3e’のソース側(すなわち、FET3f’のドレイン側)には、リアクトル5c’の一端が接続されており、リアクトル5c’の他端は、ダイオード2eのアノード側に接続されている。なお、詳細には図示していないが、FET3a’〜3f’のゲート端子は、パルス幅変調手段10に接続されている。
動作としては、実施の形態1とほぼ同様であるが、差異としては、各相において並列に接続されたFETを制御するPWM信号を生成する際に、三角波の位相を逆位相としてPWM信号を生成する点である。なお、以降の説明ではR相を例として取り上げるが、他の相についても同様である。
図9は、実施の形態2に係るR相の基準信号21と三角波22及び22’、これらに基づいて生成されるPWM信号23及び23’を示す波形図である。三角波22と三角波22’とは、互いに逆位相となっている。パルス幅変調手段10では、図9に示すように、三角波よりも基準信号が大きい区間で、PWM信号をONにし、三角波よりも基準信号が小さい区間で、PWM信号をOFFにするようPWM信号を出力する。
そして、このように生成されたPWM信号のうち、PWM信号23はFET3a又は3bを制御し、PWM信号23’はFET3a’又は3b’を制御するように出力される。PWM信号を生成する際の三角波を互いに逆位相として、PWM信号を生成することにより、並列接続されたFETは、概ね交互にスイッチング動作を行うようになる。例えば、FET3aがON状態の間は、FET3a’がOFF状態となっており、逆に、FET3aがOFF状態の間は、FET3a’がON状態となっている。
なお、本実施の形態では、2つの並列接続されたFETの組により1相分の制御を行っているが、3つ以上の並列接続により1相分の制御を行うようにしても良い。その際には、並列接続されたFETの組を二分し、その一方を三角波22を用いて生成されたPWM信号23により制御し、他方を逆位相である三角波22’を用いて生成されたPWM信号23’により制御すればよい。
このように制御することにより、並列接続されたリアクトル5a及び5a’に流れる電流も互いに逆位相となるため、それらの合成として流れる3相交流電源の相電流のリプルは軽減され、雑音端子電圧の低減を図ることができる。また、これにより、入力フィルタ回路の小型化を図ることができる。また、ダイオード4a〜4f及びダイオード4a’〜4f’を並列接続した事により、ダイオードを流れる順方向電流も半減されるため、ダイオードが導通状態から非導通状態に遷移する場合に発生する逆導通電流によるリカバリ損失を低減できる。また、これにより放射ノイズの低減も可能となる。
本発明は、3相交流を直流に変換する機器に対して幅広く適用可能である。特に、空気調和機、冷蔵庫、冷凍機、ヒートポンプ給湯機などインバータ負荷を有する電機機器に対して、幅広く適用することができる。

Claims (11)

  1. 相交流電源に接続されるとともに、2本の直流母線の間に整流素子がブリッジ接続されて構成されている3相整流ブリッジ回路と、
    前記3相整流ブリッジ回路の出力側の前記直流母線間に、2つの直列接続されたスイッチング素子が3相分接続されるとともに、前記スイッチング素子のそれぞれに並列接続された逆阻止ダイオードから構成されている3相フルブリッジ回路と、
    各相の前記2つの直列接続されたスイッチング素子を構成する前記スイッチング素子同士の接続点と前記3相交流電源の対応する相とを接続するリアクトルと、
    前記3相フルブリッジ回路の出力側の直流母線間に接続された平滑用コンデンサと、
    前記直流母線間の出力電圧を検出する直流電圧検出手段と、
    前記3相交流電源の電源位相を検出する電源位相検出手段と、
    前記スイッチング素子を制御するPWM信号を出力するパルス幅変調手段と、
    を備え、
    前記パルス幅変調手段は、
    前記電源位相と前記出力電圧とに基づき、前記PWM信号を出力するものであって、
    前記3相交流電源の1相のみが正電圧のときと、前記3相交流電源の1相のみが負電圧のときと、の区分に分けて前記PWM信号を出力する3相交流直流変換装置。
  2. 前記電源位相検出手段は、
    前記3相交流電源に接続された発光ダイオードと、
    定電圧源と抵抗を介して接続されるとともに、前記発光ダイオードから発光される光によってスイッチング動作するフォトトランジスタと、
    を備えている請求項1に記載の3相交流直流変換装置。
  3. 前記パルス幅変調手段は、
    前記3相交流電源の1相のみが正電圧のときは、他の2相を制御する前記スイッチング素子であって上アーム側の前記スイッチング素子に前記PWM信号を出力し、
    前記3相交流電源の1相のみが負電圧のときは、他の2相を制御する前記スイッチング素子であって下アーム側の前記スイッチング素子に前記PWM信号を出力する請求項1又は2に記載の3相交流直流変換装置。
  4. 前記パルス幅変調手段は、
    前記電源位相のみを変数とする式に比例する基準信号を生成するとともに、前記基準信号と三角波との比較に基づき前記PWM信号を出力する請求項1乃至3のいずれかに記載の3相交流直流変換装置。
  5. 3相交流電源に接続されるとともに、2本の直流母線の間に整流素子がブリッジ接続されて構成されている3相整流ブリッジ回路と、
    前記3相整流ブリッジ回路の出力側の前記直流母線間に、2つの直列接続されたスイッチング素子が3相分接続されるとともに、前記スイッチング素子のそれぞれに並列接続された逆阻止ダイオードから構成されている3相フルブリッジ回路と、
    各相の前記2つの直列接続されたスイッチング素子を構成する前記スイッチング素子同士の接続点と前記3相交流電源の対応する相とを接続するリアクトルと、
    前記3相フルブリッジ回路の出力側の直流母線間に接続された平滑用コンデンサと、
    前記直流母線間の出力電圧を検出する直流電圧検出手段と、
    前記3相交流電源の電源位相を検出する電源位相検出手段と、
    前記スイッチング素子を制御するPWM信号を出力するパルス幅変調手段と、
    を備え、
    前記パルス幅変調手段は、
    前記電源位相と前記出力電圧とに基づき、前記PWM信号を出力し、
    前記パルス幅変調手段は、
    前記電源位相のみを変数とする式に比例する基準信号を生成するとともに、前記基準信号と三角波との比較に基づき前記PWM信号を出力する3相交流直流変換装置。
  6. 前記電源位相の1周期を60度ごとの区間に分け、該区間における前記電源位相をθと表したとき、
    制御対象となる相の前記リアクトルに、前記制御対象となる相と遅れている相との間の相間電圧が印加される場合は、前記基準信号は、sinθ/sin(θ+30°)に比例しており、
    制御対象となる相の前記リアクトルに、前記制御対象となる相と進んでいる相との間の相間電圧が印加される場合は、前記基準信号は、sin(120°+θ)/sin(90°+θ)に比例している請求項4又は5に記載の3相交流直流変換装置。
  7. 前記3相フルブリッジ回路は、前記2つの直列接続されたスイッチング素子が、前記直流母線間に複数並列接続されて1相分が構成されるとともに、
    各相の前記2つの直列接続されたスイッチング素子を構成する前記スイッチング素子同士の接続点と前記3相交流電源の対応する相とがそれぞれリアクトルにより接続されている請求項1乃至のいずれかに記載の3相交流直流変換装置。
  8. 前記パルス幅変調手段は、互いに逆位相である前記三角波を用いて2つの前記PWM信号を生成するとともに、
    一方の前記PWM信号が、1相分の前記2つの直列接続されたスイッチング素子の該半数を制御し、
    他方の前記PWM信号が、その余の1相分の前記2つの直列接続されたスイッチング素子を制御する請求項に記載の3相交流直流変換装置。
  9. 前記スイッチング素子がワイドバンドギャップ半導体で構成されている請求項1乃至のいずれかに記載の3相交流直流変換装置。
  10. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、窒化珪素、窒化ガリウム系材料、又はダイヤモンドである請求項に記載の3相交流直流変換装置。
  11. 請求項1乃至10のいずれかに記載の3相交流直流変換装置の負荷として圧縮機のモータを接続している空気調和機。
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