JP5627701B2 - ３相交流直流変換装置及び３相交流直流変換装置を用いた空気調和機 - Google Patents

Description

この発明は、３相交流電源を直流に変換する３相交流直流変換装置に関するものであり、また、この交流直流変換装置を用いた空気調和機に関するものである。

一般に、家庭用に比べて規模の大きい業務用の空気調和機では、３相交流電源が用いられており、また、空気調和機に備えられたモータ等の負荷を駆動する際には、インバータにより駆動することが一般的に行われている。ここで、インバータへの入力は直流電圧でなければならないため、３相交流電源を直流電源に変換する必要がある。

この３相交流電源を直流電源に変換する装置として従来様々なものが提案されている。例えば、特許文献１には、３相交流電力を遮断可能な回路遮断器、相ラインのそれぞれを流れる相電流を検出する電流検出器、各相ラインに設けられた昇圧用インダクタ、スイッチング半導体素子を３相ブリッジ構成に接続してなる３相全波整流回路、平滑用コンデンサ、及び前記スイッチング半導体素子を予め決められたシーケンスで高周波スイッチングさせる制御回路を備えた昇圧形３相全波整流装置において、前記回路遮断器と前記各昇圧用インダクタとの間の前記相ラインを入力とし、前記３相全波整流回路の正、負の共通ラインを出力とする３相ブリッジ回路を構成するようダイオードを接続した昇圧形３相全波整流装置が開示されている。

特開平７−３０８０６９号公報（［０００９］段落、図１）

しかしながら、従来の３相交流直流変換装置では、電流センサを用いて検出される各相の電流値に基づいてスイッチング素子のターンオン／ターンオフを決めているため、電圧変化に対する追従性が悪く、また、周波数応答や温度ドリフトなどのセンサ特性の影響を受けやすいので、高調波の漏洩電流やノイズが発生してしまうという課題があった。また、電流センサとしては、貫通型の電流センサが用いられる場合が多く、この場合、測定対象の電流経路を電流センサ内に貫通させる必要があり、実装コストやセンサ自体のコストも高くなってしまっていた。

特に上記課題は、３相交流直流変換装置を、空気調和機等のインバータ負荷を有する機器に適用した場合に顕著となる。

図１０は、３相交流直流変換装置に負荷を接続した回路構成図である。特に、負荷としてインバータ負荷１０１が接続されており、空気調和機に搭載された圧縮機のモータ１０２を駆動している回路構成図を示している。通常、圧縮機は空調室外機の金属筐体に取り付けられるため、圧縮機の筐体はアースに接続される。また、圧縮機を構成しているモータ１０２のコイルは、冷却のため循環している冷媒内に位置することから、モータのコイルと筐体（対地）間には、大きな浮遊容量Ｃｍが形成される。従って、インバータの直流部の対地間電圧の変動が大きい場合、浮遊容量Ｃｍを介して、対地に電流が流れるため、漏洩電流および雑音端子電圧が顕著となっていた。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、高調波の漏洩電流やノイズを抑制することが可能な３相交流直流変換装置、およびこの３相交流直流変換装置を用いた空気調和機を得ることを目的とする。

本発明にかかる３相交流直流変換装置は、３相交流電源に接続されるとともに、２本の直流母線の間に整流素子がブリッジ接続されて構成されている３相整流ブリッジ回路と、３相整流ブリッジ回路の出力側の直流母線間に、２つの直列接続されたスイッチング素子が３相分接続されるとともに、スイッチング素子のそれぞれに並列接続された逆阻止ダイオードから構成されている３相フルブリッジ回路と、各相の２つの直列接続されたスイッチング素子を構成するスイッチング素子同士の接続点と３相交流電源の対応する相とを接続するリアクトルと、３相フルブリッジ回路の出力側の直流母線間に接続された平滑用コンデンサと、直流母線間の出力電圧を検出する直流電圧検出手段と、３相交流電源の電源位相を検出する電源位相検出手段と、スイッチング素子を制御するＰＷＭ信号を出力するパルス幅変調手段と、を備え、パルス幅変調手段は、電源位相と出力電圧とに基づき、ＰＷＭ信号を出力するものであって、３相交流電源の１相のみが正電圧のときと、３相交流電源の１相のみが負電圧のときと、の区分に分けてＰＷＭ信号を出力するようにしたものである。

本発明によれば、高調波の漏洩電流やノイズを抑制することが可能な３相交流直流変換装置、およびこの３相交流直流変換装置を用いた空気調和機を得ることができる。

実施の形態１に係る３相交流直流変換装置の回路構成図である。 実施の形態１に係る電源位相検出手段の１相分の回路構成図である。 実施の形態１に係る３相交流電圧と電源位相検出手段出力を示す波形図である。 実施の形態１に係る各相の電源電圧とＰＷＭ制御されるＦＥＴ及び通電するリアクトルとの関係を示す図である。 実施の形態１に係る直流母線電圧を示す波形図である。 実施の形態１に係るＲ相とＳ相の通電経路を抜粋した回路構成図である。 実施の形態１に係る各相の基準信号と三角波及びこれらに基づいて生成されるＰＷＭ信号を示す波形図である。 実施の形態２に係る３相交流直流変換装置の回路構成図である。 実施の形態２に係る基準信号と三角波及びこれらに基づいて生成されるＰＷＭ信号を示す波形図である。 ３相交流直流変換装置に負荷を接続した回路構成図である。

１ ３相交流電源
２ ３相整流ブリッジ回路
２ａ〜２ｆ ダイオード
３ ３相フルブリッジ回路
３ａ〜３ｆ ＦＥＴ
４ａ〜４ｆ 逆阻止ダイオード
５ リアクトル
６ 平滑用コンデンサ
７ 負荷
８ 電源位相検出手段
９ 直流電圧検出手段
１０ パルス幅変調手段
１１ 入力側抵抗
１２ 発光ダイオード
１３ ダイオード
１４ 定電圧電源
１５ 出力側抵抗
１６ フォトトランジスタ
１７ ３相交流電源の電圧波形
１８ フォトトランジスタのエミッタ電位波形
１９ 上側の直流母線電圧の波形
２０ 下側の直流母線電圧の波形
２１ 基準信号
２２ 三角波
２３ ＰＷＭ信号
１０１ インバータ負荷
１０２ モータ

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る３相交流直流変換装置の回路構成図である。
図１において、３相交流電源１は、１相分の交流電源１Ｒ、１Ｓ、１ＴがＹ字結線され、その中性点が接地されているものと等価である。これらの交流電源１Ｒ〜１Ｔから出力される電圧の位相は互いに１２０度ずつずれており、それぞれの交流電源からは、Ｒ相電圧、Ｓ相電圧、Ｔ相電圧が出力されている。

３相整流ブリッジ回路２は、整流素子である６つのダイオード２ａ〜２ｆがブリッジ接続されて構成されている。ダイオード２ａと２ｂ、２ｃと２ｄ、２ｅと２ｆ、がそれぞれ直列に接続されており、そして、ダイオード２ａ、２ｃ、２ｅのカソード側は上側の直流母線に接続されており、ダイオード２ｂ、２ｄ、２ｆのアノード側は下側の直流母線に接続されている。なお、上側の直流母線とは、直流母線のうち高電圧が出力される側の直流母線、下側の直流母線とは、直流母線のうち低電圧が出力される側の直流母線を指す。

また、ダイオード２ａのアノード側（すなわち、ダイオード２ｂのカソード側）には、交流電源１Ｒからの出力が接続されている。同様に、ダイオード２ｃのアノード側（すなわち、ダイオード２ｄのカソード側）には、交流電源１Ｓからの出力が、ダイオード２ｅのアノード側（すなわち、ダイオード２ｆのカソード側）には、交流電源１Ｔからの出力が、それぞれ接続されている。

３相フルブリッジ回路３は、スイッチング素子である６つのＦＥＴ３ａ〜３ｆがブリッジ接続されるとともに、それぞれのＦＥＴに並列に接続された逆阻止ダイオード４ａ〜４ｆから構成されている。ＦＥＴ３ａと３ｂ、３ｃと３ｄ、３ｅと３ｆ、はそれぞれ直列に接続されている。そして、ＦＥＴ３ａ、３ｃ、３ｅのドレイン側は上側の直流母線に接続されており、ＦＥＴ３ｂ、３ｄ、３ｆのソース側は下側の直流母線に接続されている。（以下では、上側の直流母線に接続されているＦＥＴを上アーム側のＦＥＴと呼び、下側の直流母線に接続されているＦＥＴを下アーム側のＦＥＴと呼ぶ）また、ＦＥＴ３ａ〜３ｆ及び逆阻止ダイオード４ａ〜４ｆにおいて、ＦＥＴのソース側と逆阻止ダイオードのアノード側が接続され、ＦＥＴのドレイン側と逆阻止ダイオードのカソード側が接続されている。なお、スイッチング素子ＦＥＴ３ａ〜３ｆとして、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）を図示したが、スイッチング素子にＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を用いても良い。

さらに、ＦＥＴ３ａのソース側（すなわち、ＦＥＴ３ｂのドレイン側）には、リアクトル５ａの一端が接続されており、リアクトル５ａの他端は、ダイオード２ａのアノード側、すなわち交流電源１Ｒに接続されている。同様に、ＦＥＴ３ｃのソース側（すなわち、ＦＥＴ３ｄのドレイン側）には、リアクトル５ｂの一端が接続されており、リアクトル５ｂの他端は、ダイオード２ｃのアノード側、すなわち交流電源１Ｓに接続されている。ＦＥＴ３ｅのソース側（すなわち、ＦＥＴ３ｆのドレイン側）には、リアクトル５ｃの一端が接続されており、リアクトル５ｃの他端は、ダイオード２ｅのアノード側、すなわち交流電源１Ｔに接続されている。なお、詳細には図示していないが、ＦＥＴ３ａ〜３ｆのゲート端子は、後述するパルス幅変調手段１０に接続されている。ＦＥＴ３ａと３ｂはＲ相の電流を制御、ＦＥＴ３ｃと３ｄはＳ相の電流を制御、ＦＥＴ３ｅと３ｆはＴ相の電流を制御する。

３相フルブリッジ回路３の出力側には、平滑用コンデンサ６が接続されており、平滑用コンデンサ６の出力側には負荷７が接続されている。なお、負荷７としては、一般には、インバータを介した交流負荷が接続されるが、詳細な図示は省略している。負荷７としては、例えば空気調和機においては、圧縮機や送風機等を駆動しているモータが接続される。

電源位相検出手段８は、交流電源１Ｒ・１Ｓ・１Ｔの出力側に接続されており、Ｒ相電圧・Ｓ相電圧・Ｔ相電圧の各相の位相を検出する。また、直流電圧検出手段９は、平滑用コンデンサ６の両端に接続され、平滑用コンデンサ６にかかる電圧を検出する。パルス幅変調手段１０は、電源位相検出手段８と直流電圧検出手段９との検出結果に基づいて、ＦＥＴ３ａ〜３ｆに対して制御信号を送出することにより、ＦＥＴ３ａ〜３ｆを駆動している。

図２は、実施の形態１に係る電源位相検出手段８の１相分の回路構成図である。
図２において、交流電源１Ｒの出力は、入力側抵抗１１の一端に接続され、入力側抵抗１１の他端は、発光ダイオード１２のアノード側に接続されている。発光ダイオード１２のカソード側は接地されている。また、発光ダイオード１２にはダイオード１３が並列に接続されており、互いに逆の極性同士が接続されるように構成されている。

また、定電圧電源１４は出力側抵抗１５を介して、フォトトランジスタ１６のエミッタ側に接続されている。また、フォトトランジスタ１６のコレクタ側は接地されており、ベース側には、発光ダイオード１２からの光が入力されるように配置されている。そして、フォトトランジスタ１６のエミッタ側の電位が、パルス幅変調手段１０に出力されている。すなわち、フォトトランジスタ１６は発光ダイオード１２からの光が入力されたときには導通して、パルス幅変調手段１０に０Ｖを出力するとともに、発光ダイオード１２からの光が入力されないときは、パルス幅変調手段１０に定電圧電源１４の電圧を出力する。

なお、図２では、Ｒ相について記載しているが、Ｓ相・Ｔ相についても同様の回路構成となっている。また、図１においては、電源位相検出手段８とパルス幅変調手段１０との間は１つの線で接続されているが、実際には本実施の形態では３相分の信号が出力されている。

なお、３相交流電源は互いに１２０度位相がすれているので、１相分の出力に基づいて他の相の位相を算出する処理をパルス幅変調手段１０にて行うようにしても良いし、別途専用の装置を設けて行っても良い。また、電源位相検出手段８内で、マイコンやデジタル回路等の公知の手段を用いて、各相の位相情報を多重化してパルス幅変調手段１０に出力するように構成してもよい。

次に動作について説明する。
（１）電源位相検出手段８の動作
まず、図２及び図３に基づき、電源位相検出手段８の動作について説明する。
図２において、交流電源１Ｒの電圧が正のときは、発光ダイオード１２が導通状態となり発光する。このとき、フォトトランジスタ１６も導通状態となり、エミッタ側の電位は０Ｖ（以降、Ｌ状態、と記す。）となる。一方、交流電源１Ｒの電圧が負のときは、ダイオード１３が導通状態となるが、発光ダイオード１２は非導通となり発光しない。このとき、フォトトランジスタ１６も非導通状態となり、エミッタ側の電位には定電圧電源の電位が現れる（以降、Ｈ状態、と記す）。従って、それぞれの交流電源が正のときには、エミッタ電位はＬ状態となり、逆に、それぞれの交流電源が負のときには、エミッタ電位はＨ状態となる動作をする。

図３は、実施の形態１に係る３相交流電圧と電源位相検出手段出力を示す波形図であり、３相交流電源１の各相の電圧１７Ｒ・１７Ｓ・１７Ｔ（すなわち交流電源１Ｒ〜１Ｔの電圧）とフォトトランジスタ１６のエミッタ側の電位１８Ｒ・１８Ｓ・１８Ｔ（すなわちパルス幅変調手段１０への各相の出力）との関係を示す波形図である。なお、図３において、横軸は位相、縦軸は電圧を示している。

Ｒ相電圧１７Ｒが正のときは、Ｒ相エミッタ電位１８ＲはＬ状態となっており、Ｒ相電圧１７Ｒが負のときは、Ｒ相エミッタ電位１８ＲはＨ状態となっている。他の相でも同様となっているが、前述したように、交流電源１Ｒ・１Ｓ・１Ｔの位相は１２０度ずつずれている（すなわち、Ｓ相電圧はＲ相電圧よりも１２０度遅れており、Ｔ相電圧はＳ相電圧よりも１２０度遅れている）から、エミッタ電位も１２０度ずつずれたものとなる。

そして、パルス幅変調手段１０では、各相のエミッタ電位の状態変化に着目することにより、３相交流電源１の位相が、６０度ごとに区切った区間のいずれかの区間であるか、を判別することができる。

例えば、Ｒ相エミッタ電位がＨ状態からＬ状態に変化（立下がり）したときは、位相が０度となり、位相が０度〜６０度の区間に入ったことが分かる。また、Ｔ相エミッタ電位がＬ状態からＨ状態に変化（立上がり）したときは、位相が６０度となり、位相が６０度〜１２０度の区間に入ったことが分かる。以降、同様にして判別することができ、これを表に整理すると、表１のとおりとなる。

なお、上記の判別は、エミッタ電位の状態変化ではなく、状態そのものでも判別することができる。例えば、Ｓ相エミッタ電位のみがＨ状態のときは、位相は０〜６０度の区間１にあることが分かる。また、Ｒ相エミッタ電位のみがＬ状態のときは、位相は６０度〜１２０度の区間２にあることが分かる。以降、同様にして判別することができ、これを表に整理すると、表２のとおりとなる。

（２）３相交流直流変換回路全体の動作
３相交流直流変換回路全体の動作について説明する。
図４は、実施の形態１に係る各相の電源電圧とＰＷＭ制御されるＦＥＴ及び通電するリアクトルとの関係を示す図である。図４において、区間１（位相が０度〜６０度）の間は、パルス幅変調手段１０により、ＦＥＴ３ｂ及びＦＥＴ３ｆのゲートに対してＰＷＭ信号が出力される。

区間１においては、Ｓ相電圧のみが負、Ｒ相電圧・Ｔ相電圧が正であるから、Ｒ相からＳ相へ、Ｔ相からＳ相へ、それぞれ電流が流れる。この時、ＦＥＴ３ｂないしＦＥＴ３ｆのＯＮ／ＯＦＦに従い、以下のような経路で電流が流れる。

＜ＦＥＴ３ｂがＯＮのとき＞
交流電源１Ｒ→リアクトル５ａ→ＦＥＴ３ｂ→ダイオード２ｄ→交流電源１Ｓ
＜ＦＥＴ３ｂがＯＦＦのとき＞
交流電源１Ｒ→リアクトル５ａ→逆阻止ダイオード４ａ→平滑用コンデンサ６→ダイオード２ｄ→交流電源１Ｓ

すなわち、ＦＥＴ３ｂがＯＮのときは、リアクトル５ａを介してＲ−Ｓ電源短絡することにより、リアクトル５ａに電磁エネルギーが蓄積される。一方、ＦＥＴ３ｂがＯＦＦのときには、リアクトル５ａに蓄積された電磁エネルギーが放出されて、交流電圧に重畳され、この交流電圧により、平滑用コンデンサ６が充電される。なお、Ｓ相電圧は負であるから、ダイオード２ｄは導通している。このため、リアクトル５ｂには電流は流れない。

また、以下のとおり、Ｔ相とＳ相との間も同様であり、リアクトル５ｃへの電磁エネルギーの蓄積／放出を通じて平滑用コンデンサ６を充電することになる。

＜ＦＥＴ３ｆがＯＮのとき＞
交流電源１Ｔ→リアクトル５ｃ→ＦＥＴ３ｆ→ダイオード２ｄ→交流電源１Ｓ
＜ＦＥＴ３ｆがＯＦＦのとき＞
交流電源１Ｔ→リアクトル５ｃ→逆阻止ダイオード４ｅ→平滑用コンデンサ６→ダイオード２ｄ→交流電源１Ｓ

また、区間１を通じて、ダイオード２ｄが導通しているので、下側の直流母線には交流電圧１Ｓの電圧が表れることになる。

そして、区間２においては、Ｒ相電圧のみが正、Ｓ相電圧・Ｔ相電圧が負であるから、Ｒ相からＳ相へ、Ｒ相からＴ相へ、それぞれ電流が流れる。また、この時、ＦＥＴ３ｃないしＦＥＴ３ｅのＯＮ／ＯＦＦに従い、上記と同様に、以下のような経路で電流が流れる。

＜ＦＥＴ３ｃがＯＮのとき＞
交流電源１Ｒ→ダイオード２ａ→ＦＥＴ３ｃ→リアクトル５ｂ→交流電源１Ｓ
＜ＦＥＴ３ｃがＯＦＦのとき＞
交流電源１Ｒ→ダイオード２ａ→平滑用コンデンサ６→逆阻止ダイオード４ｄ→リアクトル５ｂ→交流電源１Ｓ

＜ＦＥＴ３ｅがＯＮのとき＞
交流電源１Ｒ→ダイオード２ａ→ＦＥＴ３ｅ→リアクトル５ｃ→交流電源１Ｔ
＜ＦＥＴ３ｅがＯＦＦのとき＞
交流電源１Ｒ→ダイオード２ａ→平滑用コンデンサ６→逆阻止ダイオード４ｆ→リアクトル５ｃ→交流電源１Ｔ

また、区間２を通じて、ダイオード２ａが導通しているので、上側の直流母線には交流電圧１Ｒの電圧が表れることになる。

なお、区間３以降も同様に動作する。このように本実施の形態では、３相の電圧のうち１相が負であれば、他の２相の下アーム側のＦＥＴをＰＷＭ制御し、３相の電圧のうち１相が正であれば、他の２相の上アーム側のＦＥＴをＰＷＭ制御することにより、昇圧された直流母線電圧を生成している。

上記したように、各区間において、パルス幅変調手段１０の制御対象となるＦＥＴが切替わるが、電源電圧の変化に対して追従性の良い電源位相検出手段８の出力に基づいて制御を行っているので、高調波の漏洩電流やノイズが抑制される。

図５は、実施の形態１に係る直流母線電圧の時間変化を示す図である。図５に示すように、中性点を基準として、上側の直流母線電圧の波形１９及び下側の直流母線電圧の波形２０の電圧変化は、スイッチング動作によらず６０度区間ごとの変動に抑えられている。なお、ここでは、３相交流電源は、Ｙ結線の中点を設置した線間電圧２００Ｖとし、直流電圧の制御目標を３００Ｖ（線間電圧のピーク値である√２×２００Ｖよりも昇圧した値）とした場合を示している。なお、S相接地や線間の中点接地（Ｖ結線）の場合でも対地変動が抑制されるという同様の効果を奏する。

（３）ＰＷＭ信号の基準信号の生成方法
図６は、実施の形態１に係るＲ相とＳ相の通電経路を抜粋した回路構成図である。なお、図６においては、図１と同じ構成要素には同じ符号を付しているが、Ｒ相とＳ相との相間電圧を１つの等価な電源に置き換え、相間電圧１ＲＳとして表している。いま、高調波電流を抑制するため、Ｒ相を流れる電流ｉ_Ｒが正弦波となるように、ＦＥＴを制御することを考える。このとき、電流ｉ_Ｒの振幅をＩとし、角周波数をω、時間をｔとすると制御目標となる波形は［数１］のようになる。なお角周波数は、交流電源の周波数をｆとすれば、ω＝２πｆより算出することができる。また、電源位相をθとすれば、θ＝ωｔの関係がある。

また、Ｒ相・Ｓ相・T相の相電圧をそれぞれ、Ｖ_Ｒ・Ｖ_Ｓ・Ｖ_Ｔとし、それぞれの振幅をＶとすると、それぞれの相電圧は互いに１２０度（２π／３［ｒａｄ］）ずつずれたものとなるから、［数２］のように表される。

また、一般に、インダクタンスＬにかかる電圧ｖと電流ｉの関係は、［数３］で表される。

ここで、インダクタンスＬにかかる電圧ｖは相間電圧であるが、各相間の位相の進み又は遅れにより、相間電圧の時間変化は異なる。例えば、Ｒ相の電流を制御する場合、区間１及び区間４において、インダクタンス５ａにかかる相間電圧は、ｖ_ＲＳ＝ｖ_Ｒ−ｖ_Ｓであるが、Ｓ相の電圧はＲ相の電圧よりも１２０度遅れているから、これは、［数４］のように表すことができる。

また、同じくＲ相の電流を制御する場合、区間３及び区間６において、インダクタンス５ａにかかる相間電圧は、ｖ_ＲＴ＝ｖ_Ｒ−ｖ_Ｔであるが、Ｔ相の電圧はＲ相の電圧よりも１２０度進んでいるから、これは、［数５］のように表すことができる。

従って、区間１及び４においては［数６］を、区間３及び６においては［数７］を満たすような係数αを基準信号としてＰＷＭ制御をすれば、Ｒ相の電流を正弦波に制御することができる。

［数６］及び［数７］に［数１］［数４］［数５］を代入し、微少時間Δｔにおいてはｖ_ＲＳ及びｖ_ＲＴは一定であるとの近似を用いて、基準信号αを求めれば、［数８］［数９］が得られる。

従って、制御対象となる相のリアクトルに対して、制御対象とする相と１２０度遅れている相との間での相間電圧が印加される区間１及び４においては、ｓｉｎωｔ／ｓｉｎ（ωｔ＋π／６）に比例する基準信号を用い、他方、制御対象となる相のリアクトルに対して、制御対象とする相と１２０度進んでいる相との間での相間電圧が印加される区間３及び６においては、ｓｉｎωｔ／ｓｉｎ（ωｔ−π／６）に比例する基準信号を用いれば、Ｒ相の電流を略正弦波に制御することができる。なお、基準信号の振幅は、直流電圧検出手段９で検出された直流電圧と、直流電圧の目標値との差分が小さくなるように、既知の制御方法により決定すればよい。

なお、［数８］［数９］において電源位相θ（すなわちωｔ）の変域は１周期０〜２π（０度〜３６０度）であるが、以下に示すように、電源位相θの変域を上述した６０度ごとの区間とすれば、より簡易に基準信号を生成することができる。

すなわち、区間１については、［数８］と同じであるが、区間３は周期全体から見ると１２０度（２π／３）から始まるので、［数９］において、ωｔをωｔ＋２π／３と置き換えることにより、［数１０］が得られる。

また、［数８］及び［数９］において、ｓｉｎα＝−ｓｉｎ（α＋π）であること、及び分母・分子の双方にｓｉｎ関数が現れていることに着目すれば、［数８］及び［数９］は、周期πをもつ関数であることが分かる。よって、［数８］は区間１及び位相が１８０度ことなる区間４に対して適用可能であり、［数１０］は区間３及び位相が１８０度ことなる区間６に対して適用可能である。

以上より、電源位相θの変域を上述した６０度ごとの区間とした場合には、制御対象となる相のリアクトルに対して、制御対象とする相と１２０度遅れている相との間での相間電圧が印加される区間１及び４においては、ｓｉｎωｔ／ｓｉｎ（ωｔ＋π／６）に比例する基準信号を用い、他方、制御対象となる相のリアクトルに対して、制御対象とする相と１２０度進んでいる相との間での相間電圧が印加される区間３及び６においては、ｓｉｎ（ωｔ＋２π／３）／ｓｉｎ（ωｔ＋π／２）に比例する基準信号を用いれば、Ｒ相の電流を正弦波に制御することができる。なお、基準信号の振幅は、直流電圧検出手段９で検出された直流電圧と、直流電圧の目標値との差分が小さくなるように、既知の制御方法により決定すればよい。

図７は、実施の形態１に係る各相の基準信号２１Ｒ〜２１Ｔと三角波２２Ｒ〜２２Ｔ、及びこれらに基づいて生成されるＰＷＭ信号２３Ｒ〜２３Ｔを示す波形図である。パルス幅変調手段１０では、図７に示すように、三角波よりも基準信号が大きい区間で、ＰＷＭ信号をＯＮにし、三角波よりも基準信号が小さい区間で、ＰＷＭ信号をＯＦＦにするようＰＷＭ信号を出力する。

実施の形態１によれば、位相検出手段により検出された位相に基づいて、ＰＷＭ制御を行うことにより、電圧変化に対する追従性が良くなるので、高調波の漏洩電流やノイズを抑制することが可能な３相交流直流変換装置を得ることができるという効果がある。また、位相検出手段は、ダイオードとフォトカプラから構成されているので、簡単かつ安価な回路で電源位相検出が可能となる。また、フォトカプラのトランジスタは非飽和領域のアナログ動作でなく、飽和領域でのスイッチング動作で用いるため、素子特性のバラつきや経年変化の影響による伝達特性への影響も軽減することができる。

また、スイッチング制御が、入力電源位相と直流母線電圧値のみに基づく簡素な構成となるので、少ないセンサと安価なマイコンでの実現が可能となる。特に、入力電流が略正弦波になるようPWM制御を行う際の基準信号が、位相のみを変数とする簡単な式で表されるので、センサなどの付随回路が簡素化すると共にマイコンに実装するソフトウエアも簡素化し、安価な構成とすることができる。また、位相のみを変数とすることより、基準信号は安定な繰り返し出力となるため、電源変動や負荷変動などに対して細かい精度は得られない場合があるものの、電流をフィードバックするときのような過渡応答での過電流などに対する追加保護制御が不要であり、その点でも簡素・安価な方式である。

さらに、位相検出手段の追従性が良いため、ＦＥＴのスイッチング動作をより高速に行うことができる。そして、ＦＥＴのスイッチング動作がより高速に行えるため、目標電圧値の制御可能な範囲も、より広範なものとすることができる。また、ＦＥＴのスイッチング動作がより高速に行えるようになると、リアクトルのインダクタンス値も小さくすることができるので、リアクトルの小型化も可能である。

しかし、本実施の形態に係る回路構成において、スイッチング素子を高速動作させた場合、スイッチング素子の発熱が大きくなってしまうという新たな課題が生ずる。従来の回路構成では、そもそも、スイッチング素子を高速動作させることができないので、このような課題は存在しない。

この場合、スイッチング素子としてＳｉＣ（炭化珪素）等のワイドバンドギャップ半導体を用いるようにしても良い。ワイドバンドギャップ半導体とは、Ｓｉ素子と比較してバンドギャップが大きい素子を用いた半導体のことであり、例えば、ＳｉＣ、ＧａＮ（窒化ガリウム）、ダイヤモンド素子等が該当する。

ワイドバンドギャップ半導体は、高速動作が可能であると共に、Ｓｉ素子に比べて耐熱温度が高いので、本実施の形態にかかる回路構成のスイッチング素子に、ワイドバンドギャップ半導体を適用することにより、スイッチング素子の高速動作が可能になる。また、Ｓｉ素子に比べてワイドバンドギャップ半導体の耐熱温度が高いので、放熱フィンの小型化や、放熱フィンレス構成とすることが可能となる。

なお、ＳｉＣなどのワイドバンドギャップ半導体を用いる場合、ＰＷＭ信号を生成する三角波のキャリア周波数は、雑音端子電圧などＥＭＣのエミッション規制（例えば、ＥＮ６１０００−６−３：２００７、Ｊ５５０１４−１（Ｈ２０）、ＶＣＣＩ（２００８．４）クラスＡ）の観点から、規制となる周波数に、キャリア周波数、および、その側帯波がかからない周波数にすることが良い。例えば、ＰＷＭ信号を生成する三角波のキャリア周波数は、雑音端子電圧規制の下限周波数である１５０ｋＨｚに対して、キャリア周波数の整数倍の側帯波が１５０ｋＨｚ弱となるように、１５０ｋＨｚの１／２未満の７３ｋＨｚ程度、１５０ｋＨｚの１／３未満の４９ｋＨｚ程度、１５０ｋＨｚの１／４未満の３６ｋＨｚ程度とするとよい。

なお、本実施の形態にかかる３相交流直流変換装置は、高調波の漏洩電流やノイズを抑制することができるため、空気調和機等のインバータ負荷を備えた電機機器に適用すれば、浮遊容量Ｃｍを介して対地に流れる電流を抑制することができ、漏洩電流および雑音端子電圧を低減することができる。

なお、ＰＷＭ信号を生成する際の三角波は、スイッチング動作する２相において、互いに逆位相となる三角波を用いてもよい。整流ブリッジ回路を流れる電流は、これら各相を流れる電流の和となるが、各相の位相が互いに逆位相であるので、電流リプルも逆位相となり、歪電流を抑制することができる。

なお、上記説明では、ＰＷＭ制御は簡易な方式で説明したが、入力電流のフィードバックによる追従制御などを用いれば入力電源電圧の不平衡や歪に対しても対応でき、より高精度の制御が可能になる。この際、高価になることと複雑になることから負荷容量と規制値や周囲環境への影響に応じて費用対効果選択をすればよい。また、ＰＷＭ制御信号を生成する際、基準信号と比較する三角波の周波数は、固定周波数でも良いが、周波数ジッタを持たすなど周波数を可変することで、主回路からの放射ノイズが特定周波数に集中することなく、周波数分散することができ、放射ノイズのピークを低減できる。

実施の形態２．
図８は、実施の形態２に係る３相交流直流変換装置の回路構成図である。
図８では、図１と同じ構成要素については同じ符号を付している。図１との差異は、３相フルブリッジ回路３において、更にＦＥＴ３ａ’〜３ｆ’を追加してブリッジ接続するとともに、追加されたそれぞれのＦＥＴに、並列に接続された逆阻止ダイオード４ａ’〜４ｆ’が接続されている点と、これら追加されたＦＥＴがリアクトル５ａ’〜５ｃ’を介して、３相整流ブリッジ回路と接続されている点である。

すなわち、ＦＥＴ３ａ’と３ｂ’、ＦＥＴ３ｃ’と３ｄ’、ＦＥＴ３ｅ’と３ｆ’、がそれぞれ直列に接続されており、ＦＥＴ３ａ’、３ｃ’、３ｅ’のドレイン側は上側の直流母線に接続されており、ＦＥＴ３ｂ’、３ｄ’、３ｆ’のソース側は下側の直流母線に接続されている。また、ＦＥＴ３ａ’〜３ｆ’及び逆阻止ダイオード４ａ’〜４ｆ’において、ＦＥＴのソース側と逆阻止ダイオードのアノード側が接続され、ＦＥＴのドレイン側と逆阻止ダイオードのカソード側が接続されている。

さらに、ＦＥＴ３ａ’のソース側（すなわち、ＦＥＴ３ｂ’のドレイン側）には、リアクトル５ａ’の一端が接続されており、リアクトル５ａ’の他端は、ダイオード２ａのアノード側に接続されている。同様に、ＦＥＴ３ｃ’のソース側（すなわち、ＦＥＴ３ｄ’のドレイン側）には、リアクトル５ｂ’の一端が接続されており、リアクトル５ｂ’の他端は、ダイオード２ｃのアノード側に接続されている。ＦＥＴ３ｅ’のソース側（すなわち、ＦＥＴ３ｆ’のドレイン側）には、リアクトル５ｃ’の一端が接続されており、リアクトル５ｃ’の他端は、ダイオード２ｅのアノード側に接続されている。なお、詳細には図示していないが、ＦＥＴ３ａ’〜３ｆ’のゲート端子は、パルス幅変調手段１０に接続されている。

動作としては、実施の形態１とほぼ同様であるが、差異としては、各相において並列に接続されたＦＥＴを制御するＰＷＭ信号を生成する際に、三角波の位相を逆位相としてＰＷＭ信号を生成する点である。なお、以降の説明ではＲ相を例として取り上げるが、他の相についても同様である。

図９は、実施の形態２に係るＲ相の基準信号２１と三角波２２及び２２’、これらに基づいて生成されるＰＷＭ信号２３及び２３’を示す波形図である。三角波２２と三角波２２’とは、互いに逆位相となっている。パルス幅変調手段１０では、図９に示すように、三角波よりも基準信号が大きい区間で、ＰＷＭ信号をＯＮにし、三角波よりも基準信号が小さい区間で、ＰＷＭ信号をＯＦＦにするようＰＷＭ信号を出力する。

そして、このように生成されたＰＷＭ信号のうち、ＰＷＭ信号２３はＦＥＴ３ａ又は３ｂを制御し、ＰＷＭ信号２３’はＦＥＴ３ａ’又は３ｂ’を制御するように出力される。ＰＷＭ信号を生成する際の三角波を互いに逆位相として、ＰＷＭ信号を生成することにより、並列接続されたＦＥＴは、概ね交互にスイッチング動作を行うようになる。例えば、ＦＥＴ３ａがＯＮ状態の間は、ＦＥＴ３ａ’がＯＦＦ状態となっており、逆に、ＦＥＴ３ａがＯＦＦ状態の間は、ＦＥＴ３ａ’がＯＮ状態となっている。

なお、本実施の形態では、２つの並列接続されたＦＥＴの組により１相分の制御を行っているが、３つ以上の並列接続により１相分の制御を行うようにしても良い。その際には、並列接続されたＦＥＴの組を二分し、その一方を三角波２２を用いて生成されたＰＷＭ信号２３により制御し、他方を逆位相である三角波２２’を用いて生成されたＰＷＭ信号２３’により制御すればよい。

このように制御することにより、並列接続されたリアクトル５ａ及び５ａ’に流れる電流も互いに逆位相となるため、それらの合成として流れる３相交流電源の相電流のリプルは軽減され、雑音端子電圧の低減を図ることができる。また、これにより、入力フィルタ回路の小型化を図ることができる。また、ダイオード４ａ〜４ｆ及びダイオード４ａ’〜４ｆ’を並列接続した事により、ダイオードを流れる順方向電流も半減されるため、ダイオードが導通状態から非導通状態に遷移する場合に発生する逆導通電流によるリカバリ損失を低減できる。また、これにより放射ノイズの低減も可能となる。

本発明は、３相交流を直流に変換する機器に対して幅広く適用可能である。特に、空気調和機、冷蔵庫、冷凍機、ヒートポンプ給湯機などインバータ負荷を有する電機機器に対して、幅広く適用することができる。

Claims (11)

1. ３相交流電源に接続されるとともに、２本の直流母線の間に整流素子がブリッジ接続されて構成されている３相整流ブリッジ回路と、
   前記３相整流ブリッジ回路の出力側の前記直流母線間に、２つの直列接続されたスイッチング素子が３相分接続されるとともに、前記スイッチング素子のそれぞれに並列接続された逆阻止ダイオードから構成されている３相フルブリッジ回路と、
   各相の前記２つの直列接続されたスイッチング素子を構成する前記スイッチング素子同士の接続点と前記３相交流電源の対応する相とを接続するリアクトルと、
   前記３相フルブリッジ回路の出力側の直流母線間に接続された平滑用コンデンサと、
   前記直流母線間の出力電圧を検出する直流電圧検出手段と、
   前記３相交流電源の電源位相を検出する電源位相検出手段と、
   前記スイッチング素子を制御するＰＷＭ信号を出力するパルス幅変調手段と、
   を備え、
   前記パルス幅変調手段は、
   前記電源位相と前記出力電圧とに基づき、前記ＰＷＭ信号を出力するものであって、
   前記３相交流電源の１相のみが正電圧のときと、前記３相交流電源の１相のみが負電圧のときと、の区分に分けて前記ＰＷＭ信号を出力する３相交流直流変換装置。
2. 前記電源位相検出手段は、
   前記３相交流電源に接続された発光ダイオードと、
   定電圧源と抵抗を介して接続されるとともに、前記発光ダイオードから発光される光によってスイッチング動作するフォトトランジスタと、
   を備えている請求項１に記載の３相交流直流変換装置。
3. 前記パルス幅変調手段は、
   前記３相交流電源の１相のみが正電圧のときは、他の２相を制御する前記スイッチング素子であって上アーム側の前記スイッチング素子に前記ＰＷＭ信号を出力し、
   前記３相交流電源の１相のみが負電圧のときは、他の２相を制御する前記スイッチング素子であって下アーム側の前記スイッチング素子に前記ＰＷＭ信号を出力する請求項１又は２に記載の３相交流直流変換装置。
4. 前記パルス幅変調手段は、
   前記電源位相のみを変数とする式に比例する基準信号を生成するとともに、前記基準信号と三角波との比較に基づき前記ＰＷＭ信号を出力する請求項１乃至３のいずれかに記載の３相交流直流変換装置。
5. ３相交流電源に接続されるとともに、２本の直流母線の間に整流素子がブリッジ接続されて構成されている３相整流ブリッジ回路と、
   前記３相整流ブリッジ回路の出力側の前記直流母線間に、２つの直列接続されたスイッチング素子が３相分接続されるとともに、前記スイッチング素子のそれぞれに並列接続された逆阻止ダイオードから構成されている３相フルブリッジ回路と、
   各相の前記２つの直列接続されたスイッチング素子を構成する前記スイッチング素子同士の接続点と前記３相交流電源の対応する相とを接続するリアクトルと、
   前記３相フルブリッジ回路の出力側の直流母線間に接続された平滑用コンデンサと、
   前記直流母線間の出力電圧を検出する直流電圧検出手段と、
   前記３相交流電源の電源位相を検出する電源位相検出手段と、
   前記スイッチング素子を制御するＰＷＭ信号を出力するパルス幅変調手段と、
   を備え、
   前記パルス幅変調手段は、
   前記電源位相と前記出力電圧とに基づき、前記ＰＷＭ信号を出力し、
   前記パルス幅変調手段は、
   前記電源位相のみを変数とする式に比例する基準信号を生成するとともに、前記基準信号と三角波との比較に基づき前記ＰＷＭ信号を出力する３相交流直流変換装置。
6. 前記電源位相の１周期を６０度ごとの区間に分け、該区間における前記電源位相をθと表したとき、
   制御対象となる相の前記リアクトルに、前記制御対象となる相と遅れている相との間の相間電圧が印加される場合は、前記基準信号は、ｓｉｎθ／ｓｉｎ（θ＋３０°）に比例しており、
   制御対象となる相の前記リアクトルに、前記制御対象となる相と進んでいる相との間の相間電圧が印加される場合は、前記基準信号は、ｓｉｎ（１２０°＋θ）／ｓｉｎ（９０°＋θ）に比例している請求項４又は５に記載の３相交流直流変換装置。
7. 前記３相フルブリッジ回路は、前記２つの直列接続されたスイッチング素子が、前記直流母線間に複数並列接続されて１相分が構成されるとともに、
   各相の前記２つの直列接続されたスイッチング素子を構成する前記スイッチング素子同士の接続点と前記３相交流電源の対応する相とがそれぞれリアクトルにより接続されている請求項１乃至６のいずれかに記載の３相交流直流変換装置。
8. 前記パルス幅変調手段は、互いに逆位相である前記三角波を用いて２つの前記ＰＷＭ信号を生成するとともに、
   一方の前記ＰＷＭ信号が、１相分の前記２つの直列接続されたスイッチング素子の該半数を制御し、
   他方の前記ＰＷＭ信号が、その余の１相分の前記２つの直列接続されたスイッチング素子を制御する請求項７に記載の３相交流直流変換装置。
9. 前記スイッチング素子がワイドバンドギャップ半導体で構成されている請求項１乃至８のいずれかに記載の３相交流直流変換装置。
10. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、窒化珪素、窒化ガリウム系材料、又はダイヤモンドである請求項９に記載の３相交流直流変換装置。
11. 請求項１乃至１０のいずれかに記載の３相交流直流変換装置の負荷として圧縮機のモータを接続している空気調和機。

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