JP2014079150A - 電磁機器駆動システム及びモータ駆動車両 - Google Patents

Abstract

【課題】コモンモードノイズの発生を一層抑制する。
【解決手段】モータ駆動システムは、モータ、主駆動装置及び補助駆動装置を備えている。モータは、対をなし、互いに逆位相の電流が通電されることにより、ロータが所定方向に回転するように巻かれたｎ相（ただし、ｎは２以上の整数）のステータ巻線を有する。主駆動装置は、ステータ巻線のそれぞれに接続され、対をなすステータ巻線に対して逆位相となる電流を通電する。補助駆動装置は、各主駆動装置と並列に設けられ、ステータ巻線への通電時に生じる短絡電流を抑制する。
【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、電磁機器駆動システム及びそれを用いたモータ駆動車両に関する。

例えば、３相のモータを駆動するための電力変換装置は、正負の直流電源線間にハーフブリッジ回路が３相分並列接続された構成となっている。ハーフブリッジ回路は、直流電源線間に直列に接続された一対の半導体スイッチング素子と、それら半導体スイッチング素子のそれぞれに逆並列接続された還流ダイオードとからなる。上記構成の電力変換装置においては、各半導体スイッチング素子の駆動がＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御される。これにより、直流電源線から与えられる直流電力が３相の交流電力に変換され、モータの巻線に正弦波状の電流が通電される。このような構成において、制御性の向上、ＰＷＭ変調による通電音（可聴域の音）の低減、周辺部品の小型化などを図るべく、ＰＷＭ周波数を高めることが期待されている。

ＰＷＭ制御では、一対の半導体スイッチング素子を双方ともにオフ状態とする期間（いわゆるデッドタイム）を設け、ハーフブリッジ回路を通じて直流電源線間が短絡することを防止している。ＰＷＭ周波数を高めると、それに伴い、ＰＷＭの１周期において同時オフ期間が占有する時間が増加する。そのため、十分なオン時間を確保するべく、半導体スイッチング素子のターンオン時間（立ち上がり時間）を短くして高速化する必要がある。

このようなことから、上記電力変換装置を用いたモータ駆動システムでは、例えば巻線の中性点における電圧の急峻な変化がノイズ源となり、アースに流れるコモンモード電流が増大するという問題が生じている。モータには、巻線、ステータ、ロータ、筐体、回転軸など、あらゆる所に存在する寄生の容量成分である浮遊容量が存在する。モータが電気自動車などの車載システムに用いられる場合、上記浮遊容量は、金属製のシャーシに容量結合される。そのため、結合された容量成分を介してコモンモード電流がシャーシ全体に流れ、コモンモード電流によるノイズ（コモンモードノイズ）が増大する。

コモンモードノイズの発生を抑制する典型的な手法として、大型部品であるコモンモードトランスや、コモンモード電流防止回路などの専用付加回路を設けるといったものが挙げられる。ただし、上記手法では、回路構成が複雑になる上、装置全体の大型化及び装置の製造コスト高を招く。また、コモンモードノイズを低減するための手法は、上記典型的な手法以外にも種々考案されている。しかし、何れの手法でも、デッドタイムの終盤に直流電源線間に流れる短絡電流により発生するサージ電圧の高周波電圧変動に起因したコモンモードノイズへの対策は難しい。尚、上記短絡電流は、デッドタイムに還流電流が流れた還流ダイオードが逆回復する際、残留キャリアの移動に伴って還流ダイオードに逆向きの電流（リカバリ電流）が流れるために生じる。

特開２０００−３２４８９２号公報

そこで、コモンモードノイズの発生を一層抑制することができる電磁機器駆動システム及びそれを用いたモータ駆動車両を提供する。

本実施形態の電磁機器駆動システムは、電磁機器、主駆動装置及び補助駆動装置を備えている。電磁機器は、対をなし、互いに逆位相の電流が通電されることにより、所定方向に励磁するように巻かれたｎ相の巻線を有する。主駆動装置は、巻線のそれぞれに接続され、対をなす巻線に対して逆位相となる電流を通電する。補助駆動装置は、各主駆動装置と並列に設けられ、巻線への通電切換え時に各主駆動装置において生じる短絡電流を抑制する。

第１実施形態を示すもので、モータ駆動システムの概略的な構成図 モータの構成を概略的に示す一部断面図 ステータ巻線の結線を概略的に示す図 ステータ巻線の端子電圧及び中性点電圧を示す図 モータ駆動システムを電気自動車に適用した場合の一構成例を示す図 モータ駆動システムをハイブリッド自動車に適用した場合の図５相当図 駆動装置側からモータ側に向けて電流が流れる場合の駆動信号及び各部の電流波形を示すタイミング図 駆動装置のうちＵ相の第１巻線に対する通電を行う部分を示す図 モータ側から駆動装置側に向けて電流が流れる場合の図７相当図 図８相当図 短絡電流の発生を抑制しない場合における中性点電圧及びコモンモード電流を示す図 短絡電流の発生を抑制した場合における図１１相当図 変形例を示す図３相当図 第２実施形態を示す図１相当図 制御信号Ｘｐ，Ｘｎに基づき、各駆動信号Ｇmxp，Ｇmxn，Ｇsxp，Ｇsxnを生成するロジックの一例を示す図 図７相当図 中性点Ｎ１，Ｎ２間の電圧を計測した波形図

（第１実施形態）
以下、電磁機器たるモータを駆動するシステムの第１実施形態について図１から図１３を参照して説明する。図１に示すモータ駆動システム１は、モータ２及びモータ２を駆動する駆動装置３を備えている。モータ２は、例えば３相のブラシレスＤＣモータであり、対をなす３相（ｎ＝３）のステータ巻線である第１巻線及び第２巻線，つまり、第１巻線４ｕ、４ｖ、４ｗと第２巻線４ｕ’、４ｖ’、４ｗ’とを備えている。詳細は後述するが、モータ２は、第１巻線４ｕ〜４ｗ及び第２巻線４ｕ’〜４ｗ’に対して互いに逆位相となる３相電流が通電されることで、ロータが所定方向に回転する巻線構造となっている。ここでは、上記の構造からなるモータ２を「３相のモータ」と称する。

駆動装置３は、第１電力変換装置５及び第２電力変換装置６を並列に備えている。第１電力変換装置５及び第２電力変換装置６は、何れも、直流電源７から一対の直流電源線８、９を通じて与えられる直流電力（直流電圧）を３相の交流電力（交流電圧）に変換するＤＣ−ＡＣインバータである。直流電源７は、例えばリチウムイオンバッテリである。尚、直流電源７は、例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータや、交流電源から与えられる交流電力を直流電力に変換するＡＣ−ＤＣコンバータなどに置き換えることも可能である。直流電源線８、９間には、平滑用のコンデンサ１０が接続されている。これにより、第１電力変換装置５及び第２電力変換装置６の動作（スイッチング動作）による直流電源線８、９間の電圧変動などが抑えられる。

第１電力変換装置５は、６つの主スイッチング素子Ｓmup、Ｓmun、Ｓmvp、Ｓmvn、Ｓmwp、Ｓmwn、６つの主還流ダイオードＤmup、Ｄmun、Ｄmvp、Ｄmvn、Ｄmwp、Ｄmwn、６つの補助スイッチング素子Ｓsup、Ｓsun、Ｓsvp、Ｓsvn、Ｓswp、Ｓswn、６つの補助還流ダイオードＤsup、Ｄsun、Ｄsvp、Ｄsvn、Ｄswp、Ｄswn及び３つの補助インダクタＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗを備えている。これら各素子のうち、主スイッチング素子Ｓmup〜Ｓmwn及び主還流ダイオードＤmup〜Ｄmwnにより、第１主駆動装置が構成される。また、補助スイッチング素子Ｓsup〜Ｓswn、補助還流ダイオードＤsup〜Ｄswn及び補助インダクタＬｕ〜Ｌｗにより、第１補助駆動装置が構成されている。

主スイッチング素子Ｓmup〜Ｓmwnは、例えばＮチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴである。主還流ダイオードＤmup〜Ｄmwnは、主スイッチング素子Ｓmup〜Ｓmwnのそれぞれに対し、逆並列に接続されている。主還流ダイオードＤmup〜Ｄmwnは、パワーＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード（ボディダイオード）でもよい。ただし、一般に、寄生ダイオードは逆回復時間が長いため、別途リカバリ特性の良いダイオードを設けることが好ましい。

Ｕ相の主ハーフブリッジ回路１１ｕは、直流電源線８、９間に直列に接続された主スイッチング素子Ｓmup及びＳmunと主還流ダイオードＤmup及びＤmunとで構成される。同様に、Ｖ相の主ハーフブリッジ回路１１ｖは、主スイッチング素子Ｓmvp及びＳmvnと主還流ダイオードＤmvp及びＤmvnとで構成され、Ｗ相の主ハーフブリッジ回路１１ｗは、主スイッチング素子Ｓmwp及びＳmwnと主還流ダイオードＤmwp及びＤmwnとで構成される。主スイッチング素子Ｓmup〜Ｓmwnの各ゲートには、制御装置１２から出力される駆動信号Ｇmup、Ｇmun、Ｇmvp、Ｇmvn、Ｇmwp、Ｇmwnがそれぞれ与えられている。

補助スイッチング素子Ｓsup〜Ｓswnは、例えばＮチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴである。補助還流ダイオードＤsup〜Ｄswnは、補助スイッチング素子Ｓsup〜Ｓswnのそれぞれに逆並列で接続されている。補助還流ダイオードＤsup〜Ｄswnは、パワーＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードでもよいし、別途設けたダイオードでもよい。補助スイッチング素子Ｓsup〜Ｓswnは、主スイッチング素子Ｓmup〜Ｓmwnに比べ、サイズが小さい（オン抵抗が大きい）ものが用いられており、ドレイン電流の定格値が小さい。補助還流ダイオードＤsup〜Ｄswnは、主還流ダイオードＤmup〜Ｄmwnに比べ、サイズが小さいものが用いられており、順電流の定格値が小さい。

Ｕ相の補助ハーフブリッジ回路１３ｕは、直流電源線８、９間に直列に接続された補助スイッチング素子Ｓsup及びＳsunと、補助還流ダイオードＤsup及びＤsunとで構成される。同様に、Ｖ相の補助ハーフブリッジ回路１３ｖは、補助スイッチング素子Ｓsvp及びＳsvnと、補助還流ダイオードＤsvp及びＤsvnとで構成され、Ｗ相の補助ハーフブリッジ回路１３ｗは、補助スイッチング素子Ｓswp及びＳswnと、補助還流ダイオードＤswp及びＤswnとで構成される。補助スイッチング素子Ｓsup〜Ｓswnの各ゲートには、制御装置１２から出力される駆動信号Ｇsup、Ｇsun、Ｇsvp、Ｇsvn、Ｇswp、Ｇswnがそれぞれ与えられている。

補助インダクタＬｕは、主ハーフブリッジ回路１１ｕの中点Ｎｍｕ（主スイッチング素子Ｓmup、Ｓmunの相互接続点）と補助ハーフブリッジ回路１３ｕの中点Ｎｓｕ（補助スイッチング素子Ｓsup、Ｓsunの相互接続点）との間に接続されている。補助インダクタＬｖは、主ハーフブリッジ回路１１ｖの中点Ｎｍｖと補助ハーフブリッジ回路１３ｖの中点Ｎｓｖとの間に接続されている。補助インダクタＬｗは、主ハーフブリッジ回路１１ｗの中点Ｎｍｗと補助ハーフブリッジ回路１３ｗの中点Ｎｓｗとの間に接続されている。

上記構成において、主ハーフブリッジ回路１１ｕ及び補助ハーフブリッジ回路１３ｕ，主ハーフブリッジ回路１１ｖ及び補助ハーフブリッジ回路１３ｖ，主ハーフブリッジ回路１１ｗ及び補助ハーフブリッジ回路１３ｗがそれぞれ組をなしている。

主ハーフブリッジ回路１１ｕ、１１ｖ、１１ｗの各中点Ｎｍｕ、Ｎｍｖ、Ｎｍｗは、第１電力変換装置５の出力端子となる。中点Ｎｍｕは電線を介してモータ２の第１巻線４ｕの一方の端子に接続され、中点Ｎｍｖは電線を介してモータ２の第１巻線４ｖの一方の端子に接続され、中点Ｎｍｗは電線を介してモータ２の第１巻線４ｗの一方の端子に接続される。３相の第１巻線４ｕ〜４ｗの各他方の端子は共通接続されており、その共通接続点が中性点Ｎ１となることで、３相の第１巻線４ｕ〜４ｗはスター結線されている。尚、３相の第１巻線４ｕ〜４ｗは、デルタ結線など他の結線がなされていてもよい。

第２電力変換装置６は、第１電力変換装置５と同様の構成であり、６つの主スイッチング素子Ｓmup’、Ｓmun’、Ｓmvp’、Ｓmvn’、Ｓmwp’、Ｓmwn’、６つの主還流ダイオードＤmup’、Ｄmun’、Ｄmvp’、Ｄmvn’、Ｄmwp’、Ｄmwn’、６つの補助スイッチング素子Ｓsup’、Ｓsun’、Ｓsvp’、Ｓsvn’、Ｓswp’、Ｓswn’、６つの補助還流ダイオードＤsup’、Ｄsun’、Ｄsvp’、Ｄsvn’、Ｄswp’、Ｄswn’及び３つの補助インダクタＬｕ’、Ｌｖ’、Ｌｗ’を備えている。これら各素子のうち、主スイッチング素子Ｓmup’〜Ｓmwn’及び主還流ダイオードＤmup’〜Ｄmwn’により、第２主駆動装置が構成される。また、補助スイッチング素子Ｓsup’〜Ｓswn’、補助還流ダイオードＤsup’〜Ｄswn’及び補助インダクタＬｕ’〜Ｌｗ’により、第２補助駆動装置が構成されている。

Ｕ’相の主ハーフブリッジ回路１４ｕは、主スイッチング素子Ｓmup’ 及びＳmun’と、主還流ダイオードＤmup’及びＤmun’とで構成される。Ｖ’相の主ハーフブリッジ回路１４ｖは、主スイッチング素子Ｓmvp’及びＳmvn’と、主還流ダイオードＤmvp’及びＤmvn’とで成される。Ｗ’相の主ハーフブリッジ回路１４ｗは、主スイッチング素子Ｓmwp’及びＳmwn’と主還流ダイオードＤmwp’及びＤmwn’とで構成される。主スイッチング素子Ｓmup’〜Ｓmwn’の各ゲートには、制御装置１２から出力される駆動信号Ｇmup’、Ｇmun’、Ｇmvp’、Ｇmvn’、Ｇmwp’、Ｇmwn’がそれぞれ与えられている。

Ｕ’相の補助ハーフブリッジ回路１５ｕは、補助スイッチング素子Ｓsup’及びＳsun’と、補助還流ダイオードＤsup’及びＤsun’とで構成される。Ｖ’相の補助ハーフブリッジ回路１５ｖは、補助スイッチング素子Ｓsvp’及びＳsvn’と、補助還流ダイオードＤsvp’及びＤsvn’とで構成される。Ｗ’相の補助ハーフブリッジ回路１５ｗは、補助スイッチング素子Ｓswp’及びＳswn’と、補助還流ダイオードＤswp’、Ｄswn’とで構成される。補助スイッチング素子Ｓsup’〜Ｓswn’の各ゲートには、制御装置１２から出力される駆動信号Ｇsup’、Ｇsun’、Ｇsvp’、Ｇsvn’、Ｇswp’、Ｇswn’がそれぞれ与えられている。

補助インダクタＬｕ’、Ｌｖ’、Ｌｗ’は、主ハーフブリッジ回路１４ｕ、１４ｖ、１４ｗの各中点Ｎｍｕ’、Ｎｍｖ’、Ｎｍｗ’と、補助ハーフブリッジ回路１５ｕ、１５ｖ、１５ｗの各中点Ｎｓｕ’、Ｎｓｖ’、Ｎｓｗ’との間にそれぞれ接続されている。上記構成において、主ハーフブリッジ回路１４ｕ及び補助ハーフブリッジ回路１５ｕ，主ハーフブリッジ回路１４ｖ及び補助ハーフブリッジ回路１５ｖ，主ハーフブリッジ回路１４ｗ及び補助ハーフブリッジ回路１５ｗがそれぞれ組をなしている。

主ハーフブリッジ回路１４ｕ、１４ｖ、１４ｗの各中点Ｎｍｕ’、Ｎｍｖ’、Ｎｍｗ’は、第２電力変換装置６の出力端子となる。中点Ｎｍｕ’は、電線を介してモータ２の第２巻線４ｕ’の一方の端子に接続され、中点Ｎｍｖ’は、電線を介してモータ２のＶ’相の第２巻線４ｖ’の一方の端子に接続され、中点Ｎｍｗ’は、電線を介してモータ２のＷ’相の第２巻線４ｗ’の一方の端子に接続される。３相の第２巻線４ｕ’〜４ｗ’の各他方の端子は共通接続されており、その共通接続点が中性点Ｎ２となり、３相の第２巻線４ｕ’〜４ｗ’はスター結線されている。尚、３相の第２巻線４ｕ’〜４ｗ’は、デルタ結線など他の結線がなされていてもよい。

本実施形態では、上記した第１駆動装置、第２主駆動装置、第１巻線４ｕ〜４ｗ及び第２巻線４ｕ’〜４ｗ’により、コモンモードノイズを抑制するコモンモード電流抑制手段が構成されている。また、上記した第１駆動装置及び第２駆動装置により、スイッチング時の短絡電流による放射及びコモンモードノイズを抑制するスイッチング短絡電流抑制手段が構成されている。

制御装置１２は、駆動信号Ｇmup〜Ｇmwn、Ｇmup’〜Ｇmwn’を出力し、第１電力変換装置５及び第２電力変換装置６の動作を制御する。具体的には、制御装置１２は、３相の第１巻線４ｕ〜４ｗに対して３相の正弦波状の電流を通電するべく、主ハーフブリッジ回路１１ｕ〜１１ｗを構成する主スイッチング素子Ｓmup〜Ｓmwnの駆動（オンオフ動作）をＰＷＭ制御する。また、制御装置１２は、３相の第２巻線４ｕ’〜４ｗ’に対して第１巻線４ｕ〜４ｗとは逆位相の正弦波状の電流を通電するべく、主ハーフブリッジ回路１４ｕ〜１４ｗを構成する主スイッチング素子Ｓmup’〜Ｓmwn’の駆動をＰＷＭ制御する。

また、詳細は後述するが、制御装置１２は、駆動信号Ｇsup〜Ｇswn及びＧsup’〜Ｇswn’を出力し、後述する同時オフ期間における短絡電流の発生を抑制するべく、補助ハーフブリッジ回路１３ｕ〜１３ｗを構成する補助スイッチング素子Ｓsup〜Ｓswnの駆動及び補助ハーフブリッジ回路１５ｕ〜１５ｗを構成する補助スイッチング素子Ｓsup’〜Ｓswn’の駆動を制御する。尚、本実施形態では、補助インダクタＬｕ〜Ｌｗ及びＬｕ’〜Ｌｗ’のインダクタンス値は、補助インダクタＬｕ〜Ｌｗ及びＬｕ’〜Ｌｗ’による時定数が、上記ＰＷＭ周期よりも小さくなるような値に設定されている。

続いて、本実施形態のモータの詳細な構成について図２及び図３も参照して説明する。
図２に示すように、モータ２は、アウタロータ型（外転型）である。モータ２のロータ２１は、ロータコア２２、永久磁石２３〜３０などから構成される。永久磁石２３〜３０は、ロータコア２２に形成された８つの磁石取付部にそれぞれ取り付けられている。モータ２のステータ３１は、ステータコア３２、第１巻線４ｕ〜４ｗ、第２巻線４ｕ’〜４ｗ’などから構成される。ステータコア３２（鉄心に相当）は、６つのティース３３ｕ、３３ｖ、３３ｗ、３３ｕ’、３３ｖ’、３３ｗ’を有している。第１巻線４ｕ〜４ｗ及び第２巻線４ｕ’〜４ｗ’は、図示しない絶縁部材を介してそれぞれティース３３ｕ〜３３ｗ及びティース３３ｕ’〜３３ｗ’に巻装される。

さて、従来の３相６ティースのモータの場合、各相の巻線が２つのティースに順次巻装されると共に、各相の巻線の最終端が１点（中性点）に接続される、といった巻線構造が採用される。これに対し、本実施形態では次のような巻線構造が採用されている。すなわち、従来の巻線に比べて半分の線径の巻線である第１巻線４ｕ〜４ｗは、それぞれ対応する各相のティース３３ｕ〜３３ｗに巻かれる。そして、それと並列に、第１巻線４ｕ〜４ｗと同じ線径の第２巻線４ｕ’〜４ｗ’は、それぞれ対応する各相のティース３３ｕ’〜３３ｗ’に巻かれる。それら第１巻線４ｕ〜４ｗの最終端及び第２巻線４ｕ’〜４ｗ’の最終端は、それぞれ１点に接続されて中性点Ｎ１、Ｎ２とされる。

具体的には、第１巻線４ｕはティース３３ｕに巻装され、第２巻線４ｕ’はティース３３ｕと対向する位置のティース３３ｕ’に巻装される。また、第１巻線４ｖは、ティース３３ｖに巻相され、第２巻線４ｖ’はティース３３ｖと対向する位置のティース３３ｖ’に巻装される。また、第１巻線４ｗはティース３３ｗに巻装され、第２巻線４ｗ’はティース３３ｗと対向する位置のティース３３ｗ’に巻装される。このように構成されるモータ２のステータ巻線の体積は、従来の３相６ティースのモータのステータ巻線の体積と同等となる。また、図３に示すように、第１巻線４ｕ〜４ｗ及び第２巻線４ｕ’〜４ｗ’は、何れもスター結線されている。

前述したように、上記構成のモータ２が駆動される際、第１巻線４ｕ〜４ｗ及び第２巻線４ｕ’〜４ｗ’に対して互いに逆位相の３相正弦波電流が通電される。すなわち、第１巻線４ｕ及び第２巻線４ｕ’に通電される電流の位相は互いに１８０度異なる（反転している）。同様に、第１巻線４ｖ及び第２巻線４ｖ’に通電される電流の位相，並びに第１巻線４ｗ及び第２巻線４ｗ’に通電される電流の位相も互いに１８０度異なる。

また、Ｕ相の第１巻線４ｕ及びＶ相の第１巻線４ｖに通電される電流の位相は互いに１２０度異なる。同様に、Ｖ相の第１巻線４ｖ及びＷ相の第１巻線４ｗに通電される電流の位相，並びにＷ相の第１巻線４ｗ及びＵ相の第１巻線４ｕに通電される電流の位相も互いに１２０度異なる。このように通電を行うことを前提として、ステータ３１の第１巻線４ｕ〜４ｗ及び第２巻線４ｕ’〜４ｗ’は、ロータ２１を同一方向に回転させる磁界を発生するように（所定方向に励磁するように）ステータコア３２に巻装されている。

このような構成において、例えば第１巻線４ｕ〜４ｗの各一方の端子電圧を図４（ａ）〜（ｃ）に示すように変化させると、第１巻線４ｕ〜４ｗの中性点Ｎ１の電圧は図４（ｄ）に示すように変化する。ただし、各相の線間抵抗が互いに等しいと仮定している。また、第１電力変換装置５への入力電圧である直流電源線８の電圧をＶｉｎ＋，直流電源線９の電圧をＶｉｎ−としている。

図４（ａ）〜（ｃ）に示すパターンでは、Ｕ相のデューティが７５％，Ｖ相のデューティが５０％，Ｗ相のデューティが２５％となっている。これにより、電圧が発生しない期間（０），Ｕ相電圧のみ発生する期間（１），Ｕ相電圧及びＶ相電圧が発生する期間（２），ＵＶＷ全ての相電圧が発生する期間（３）がある。したがって中性点Ｎ１の電圧は、期間（０）ではＶｉｎ−、期間（１）ではＶｉｎ＋の１／３倍、期間（２）ではＶｉｎ＋の２／３倍、期間（２）ではＶｉｎ＋となる。

一方、図４（ｅ）〜（ｈ）に示すように、第２巻線４ｕ’〜４ｗ’の各一方の端子電圧及び中性点Ｎ２の電圧は、第１巻線４ｕ〜４ｗの各一方の端子電圧及び中性点Ｎ１の電圧に対し、位相が反転したものとなる。ただし、第１電力変換装置５及び第２電力変換装置６への各入力電圧が互いに等しいと仮定している。これにより、第１巻線４ｕ〜４ｗの中性点Ｎ１の電圧と、第２巻線４ｕ’〜４ｗ’の中性点Ｎ２の電圧との総和は、スイッチングのタイミングに関係なくＶｉｎ＋（＝Ｖｉｎ＋・３／３）となる。以上のように、中性点Ｎ１，Ｎ２間の電圧が変化しなくなることで、コモンモードノイズが低減される。尚、コモンモードノイズは中性点電圧の変化のみに基づき生じるものではないが、図４はノイズ抑圧の作用を示す一例として挙げている。

図５及び図６は、本実施形態のモータ駆動システム１を車載用途に用いた一例であり、図５は電気自動車（Electric Vehicle；ＥＶ）に適用した場合を示す。モータ２からシャフト４１、４２などを通じて車輪４３〜４６が回転駆動される。モータ２の筐体は、シャーシフレーム４７（金属製の容器状部材に相当）に接続される。インバータ４８は駆動装置３に相当し、その筐体はシャーシフレーム４７に電気的に接続される。また、補助バッテリ４９は、直流電源７に相当するものである。補助バッテリ４９の筐体は、高電圧系のシステムの場合にはシャーシフレーム４７に接続されないが、低電圧系のシステムの場合は接続されることもある。

また図６は、モータ駆動システム１を電気自動車の一形態であるハイブリッド自動車（Hybrid Electric Vehicle；ＨＥＶ）に適用した場合を示す。モータ２又はエンジン５０からシャフト４１、４２などを通じて車輪４３〜４６が回転駆動される。エンジン５０の筐体は、シャーシフレーム４７に電気的に接続される。尚、モータ２、インバータ４８及び補助バッテリ４９の各筐体とシャーシフレーム４７との電気的接続については、図５の場合と同様である。

次に、上記構成による同時オフ期間及びその前後の動作について図７〜図１０も参照して説明する。尚、ここで言う同時オフ期間とは、所定相の主ハーフブリッジ回路を構成する一対の主スイッチング素子の双方がオフとなる期間である。これは、一般的な構成のハーフブリッジ回路やインバータ回路については、いわゆる「デッドタイム」と称される期間である。しかし本実施形態では、後述するように補助ハーフブリッジ回路を設けていることから、主スイッチング素子の双方がオフとなる期間は従来と同じ意味で「デッドタイム」と言うことができないので、その代わりに「同時オフ期間」と定義する。

本実施形態では、制御装置１２は、その同時オフ期間の終了後にオンされる主スイッチング素子と異なる側の主還流ダイオードを通じて電流が還流される同時オフ期間の後半に、対応する補助ハーフブリッジ回路において、当該同時オフ期間の終了後にオンされる主スイッチング素子と同じ側の補助スイッチング素子をオンする制御を行う。
第１電力変換装置５及び第２電力変換装置６においては、第１巻線４ｕ〜４ｗ及び第２巻線４ｕ’〜４ｗ’に対して互いに逆極性の３相交流電圧が印加され、互いに逆極性のスイッチング動作が行われる。そのため、ここでは第１電力変換装置５のＵ相に関する動作を例にとって説明する。

図７及び図８において、（ａ）〜（ｄ）はそれぞれ駆動信号Ｇsup、Ｇmup、Ｇsun、Ｇmun、（ｅ）はＵ相の第１巻線４ｕに流れる電流Ｉｕ、（ｆ）は上アーム側の補助スイッチング素子及び補助還流ダイオードの双方又は一方に流れる電流Ｉsup、（ｇ）は上アーム側の主スイッチング素子及び主還流ダイオードの双方又は一方に流れる電流Ｉmup、（ｈ）は下アーム側の補助スイッチング素子及び補助還流ダイオードの双方又は一方に流れる電流Ｉsun、（ｉ）は下アーム側の主スイッチング素子及び主還流ダイオードの双方又は一方に流れる電流Ｉmunを示す。

［１］駆動装置３側からモータ２側に向けて電流が流れる場合（Ｉｕ＞０）
Ｕ相の主ハーフブリッジ回路１１ｕの下アーム側の主スイッチング素子Ｓmunがオフに転じる時点（図７，時刻ｔａ）から、上アーム側の主スイッチング素子Ｓmupがオンに転じる時点（図７，時刻ｔｃ）までの期間Ｔｄ１は、主スイッチング素子Ｓmup、Ｓmunの双方がオフする同時オフ期間である。期間Ｔｄ１及びその前後の動作は次の通りである。

主スイッチング素子Ｓmunがオンされる期間（図７の時刻ｔｆ〜時刻ｔａの期間）は、以下の経路で電流Ｉmunが流れる。
直流電源線９→主スイッチング素子Ｓmun→第１巻線４ｕ
主スイッチング素子Ｓmunがオフに転じると（図７，時刻ｔａ）、以下の経路で電流Ｉmunが流れる。
直流電源線９→主還流ダイオードＤmun→第１巻線４ｕ
このとき、以下の経路において、
直流電源線９→補助還流ダイオードＤsun→第１巻線４ｕ
電流Ｉsunは殆ど流れない（図７（ｈ）参照）。これは、補助還流ダイオードＤsunのサイズが主還流ダイオードＤmunに比べて小さく、さらに上記経路に補助インダクタＬｕが存在するからである。

その後、主スイッチング素子Ｓmupがオンに転じる時刻ｔｃより所定時間だけ前の時点（図７の時刻ｔｂ）において、上アーム側の補助スイッチング素子Ｓsupがオンに転じる。これにより、図８に破線で示す以下の経路で電流Ｉsupが流れる。
直流電源線８→補助スイッチング素子Ｓsup→補助インダクタＬｕ→
主還流ダイオードＤmun→直流電源線９
電流Ｉsupは、直流電源線８，９間を短絡する電流となるが、補助インダクタＬｕにより急激な上昇が抑制されるため、過大な電流とはならない（図７（ｆ）参照）。

上記のように、電流Ｉsupが主還流ダイオードＤmunを逆向きに流れることで、主還流ダイオードＤmunの逆阻止性が回復する（逆回復する）。またこの際、
直流電源線８→補助スイッチング素子Ｓsup→
補助還流ダイオードＤsun→直流電源線９
を経路とする短絡電流は殆ど流れない。何故なら、時刻ｔｂ以前において補助還流ダイオードＤsunを通じた電流が殆ど流れておらず、補助還流ダイオードＤsunにおける残留キャリアの移動が殆ど無く、逆回復時間がほぼゼロとなるからである。

その後、主スイッチング素子Ｓmupがオンに転じると（図７の時刻ｔｃの時点）、以下の経路で電流Ｉmupが流れ始める。
直流電源線８→主スイッチング素子Ｓmup→第１巻線４ｕ
主スイッチング素子Ｓmupを通じて流れる電流Ｉmupが増加するに従い、補助スイッチング素子Ｓsupを通じて流れる電流Ｉsupは減少する。上アーム側の主スイッチング素子Ｓmupがオンに転じた時刻ｔｃより所定時間だけ後の時点（図７の時刻ｔｄ）において、補助スイッチング素子Ｓsupがオフに転じる。これにより、補助スイッチング素子Ｓsupを通じて流れる電流はゼロとなる。

主ハーフブリッジ回路１１ｕの上アーム側の主スイッチング素子Ｓmupがオフに転じる時点（図７の時刻ｔｅ）から、下アーム側の主スイッチング素子Ｓmunがオンに転じる時点（図７の時刻ｔｆ）までの期間Ｔｄ２も、主スイッチング素子Ｓmup、Ｓmunの双方がオフする同時オフ期間である。期間Ｔｄ２及びその前後では、補助ハーフブリッジ回路１３ｕを構成する補助スイッチング素子Ｓsup、Ｓsunを、何れもオフ状態に維持してもよい。つまり、補助ハーフブリッジ回路がない従来構成と同じ動作としても良く、その理由は、次の通りである。

期間Ｔｄ２では、その後にオンされる下アーム側の主スイッチング素子Ｓmunに並列の主還流ダイオードＤmunを通じて電流が還流されている。従って、期間Ｔｄ２及びその前後では、そもそも主還流ダイオードＤmunのリカバリに伴う短絡電流の問題が発生しない。そのため、短絡電流を抑制する作用は必要なく、従来と同様の動作を行うことが可能となる。

［２］モータ２側から駆動装置３側に向けて電流が流れる場合（Ｉｕ＜０）
Ｕ相の主ハーフブリッジ回路１１ｕの上アーム側の主スイッチング素子Ｓmupがオフに転じる時点（図９の時刻ｔａ）から、下アーム側の主スイッチング素子Ｓmunがオンに転じる時点（図９の時刻ｔｃ）までの期間Ｔｄ１は、主スイッチング素子Ｓmup、Ｓmunの双方がオフする同時オフ期間である。期間Ｔｄ１及びその前後の動作は次のとおりである。すなわち、主スイッチング素子Ｓmupがオンされる期間（図９の時刻ｔｆ〜時刻ｔａの期間）は、以下の経路で電流Ｉmupが流れる。
第１巻線４ｕ→主スイッチング素子Ｓmup→直流電源線８
主スイッチング素子Ｓmupがオフに転じると（図９，時刻ｔａ）、以下の経路で電流Ｉmupが流れる。
第１巻線４ｕ→主還流ダイオードＤmup→直流電源線８
このとき、以下の経路において、
第１巻線４ｕ→補助還流ダイオードＤsup→直流電源線８
電流Ｉsupは、殆ど流れない（図９（ｆ）参照）。これは、補助還流ダイオードＤsupが主還流ダイオードＤmupに比べてサイズが小さく、さらに上記経路に補助インダクタＬｕが存在するためである。

その後、主スイッチング素子Ｓmunがオンに転じる時刻ｔｃより所定時間だけ前の時点（図９の時刻ｔｂの時点）において、下アーム側の補助スイッチング素子Ｓsunがオンに転じる。これにより、図１０に破線で示すように、以下の経路で電流Ｉsunが流れる。
直流電源線８→主還流ダイオードＤmup→補助インダクタＬｕ
→補助スイッチング素子Ｓsun→直流電源線９
電流Ｉsunは、直流電源線８，９間を短絡する電流となるが、補助インダクタＬｕにより急激な上昇が抑制されるため、過大な電流とはならない（図９（ｈ）参照）。

上記のように、電流Ｉsunが主還流ダイオードＤmupを逆向きに流れることで、主還流ダイオードＤmupの逆阻止性が回復する。またこの際、
直流電源線８→補助還流ダイオードＤsup→
補助スイッチング素子Ｓsun→直流電源線９
を経路とする短絡電流は殆ど流れない。なぜなら、時刻ｔｂ以前において補助還流ダイオードＤsupを通じた電流が殆ど流れておらず、補助還流ダイオードＤsupにおける残留キャリアの移動が殆ど無く、逆回復時間がほぼゼロとなるからである。

その後、主スイッチング素子Ｓmunがオンに転じると（図９の時刻ｔｃの時点）、
第１巻線４ｕ→主スイッチング素子Ｓmun→直流電源線９
の経路で電流が流れ始める。主スイッチング素子Ｓmunを通じて流れる電流Ｉmunが増加するに従い、補助スイッチング素子Ｓsunを通じて流れる電流Ｉsunは減少する。下アーム側の主スイッチング素子Ｓmunがオンに転じた時刻ｔｃより所定時間だけ後の時点（図９，時刻ｔｄ）において、補助スイッチング素子Ｓsunがオフに転じる。これにより、補助スイッチング素子Ｓsunを通じて流れる電流はゼロとなる。

主ハーフブリッジ回路１１ｕの下アーム側の主スイッチング素子Ｓmunがオフに転じる時点（図９の時刻ｔｅ）から、上アーム側の主スイッチング素子Ｓmupがオンに転じる時点（図９の時刻ｔｆ）までの期間Ｔｄ２も、主スイッチング素子Ｓmup、Ｓmunの双方がオフする同時オフ期間である。期間Ｔｄ２及びその前後では、補助ハーフブリッジ回路１３ｕを構成する補助スイッチング素子Ｓsup、Ｓsunを、何れもオフした状態に維持してもよい。その理由は、［１］で述べたものと同様に次の通りである。
期間Ｔｄ２では、その後にオンされる上アーム側の主スイッチング素子Ｓmupと並列の主還流ダイオードＤmupを通じて電流が還流されている。従って、期間Ｔｄ２及びその前後では、そもそも主還流ダイオードＤmupのリカバリに伴う短絡電流の問題が発生しないので、短絡電流を抑制する作用は必要がない。

尚、補助スイッチング素子を介してモータ２の巻線４に通電される電流の値は主スイッチング素子を介して流れる電流と同じであるが、図７及び図９に示すように、補助スイッチング素子のオン時間は主スイッチング素子のオン時間に比較して短くなっている。したがって前述のように、補助スイッチング素子については、主スイッチング素子よりもサイズが小さいものが使用できる。

以上説明した本実施形態によれば、次のような効果が得られる。
モータ２は、ステータ３１の第１巻線４ｕ〜４ｗ及び第２巻線４ｕ’〜４ｗ’に対して互いに逆位相の３相の電流が通電されることにより、ロータ２１が所定方向に回転する巻線構造となっている。そして、制御装置１２は、第１電力変換装置５及び第２電力変換装置６の動作を制御し、第１巻線４ｕ〜４ｗ及び第２巻線４ｕ’〜４ｗ ’に対し、互いに逆位相の正弦波状の電流を通電する。

このようにすれば、第１巻線４ｕ〜４ｗの中性点Ｎ１及び第２巻線４ｕ’〜４ｗ’の中性点Ｎ２には、互いに逆位相の（正負反転した）電圧変動が生じる。中性点Ｎ１、Ｎ２における電圧変動に起因するコモンモード電流は、互いに正負反転した電流になり、互いに打ち消し合うことが可能となる。ただし、上述した構成及び制御を行うだけでは、短絡電流により発生するサージ電圧の高周波電圧変動の影響により、中性点Ｎ１、Ｎ２の電圧が正負反転した電圧にならない可能性が高い（図１１（ａ）参照）。この場合、図１１（ｂ）に示すように、コモンモード電流を十分に抑制することができない。

そこで、本実施形態では、同時オフ期間及びその前後において、補助ハーフブリッジ回路１３ｕ〜１３ｗを構成する補助スイッチング素子Ｓsup〜Ｓswn及び補助ハーフブリッジ回路１５ｕ〜１５ｗを構成する補助スイッチング素子Ｓsup’〜Ｓswn’の駆動を前述したように制御することで上記短絡電流の発生を抑制している。また、ＰＷＭ制御におけるキャリア周波数が高くなるほど短絡電流の発生頻度が増えるので、それに伴い短絡電流の抑制効果の有効性も相対的に高まることになる。

これにより、図１２（ａ）に示すように、中性点Ｎ１、Ｎ２には、確実に、正負反転した電圧変動が生じることになる。従って、本実施形態によれば、図１２（ｂ）に示すように、変動に起因するコモンモード電流は、確実に正負反転した電流となり互いに打ち消し合うことになる。つまり、本実施形態によれば、コモンモードノイズの発生を一層確実に抑制することができる。

モータ駆動システム１がＥＶやＨＥＶなどの電気自動車に適用される場合、モータ２の筐体はシャーシフレーム４７に電気的に接続されることになる。そのため、コモンモード電流に対する対策が不十分である場合、コモンモードノイズの問題が特に顕著に表れてしまう。本実施形態のモータ駆動システム１は、このような車載用途など、モータ２が金属製の容器状部材の内部に配置される構成において、一層有益なものとなる。

補助スイッチング素子Ｓsup〜Ｓswn、Ｓsup’〜Ｓswn’がオンされる期間（例えば図７の時刻ｔｂ〜ｔｄ、図９の時刻ｔｂ〜ｔｄなど）に補助インダクタＬｕ〜Ｌｗ、Ｌｕ’〜Ｌｗ’に蓄えられるエネルギーは、補助スイッチング素子Ｓsup〜Ｓswn、Ｓsup’〜Ｓswn’がオフされる期間中に、モータ２などの負荷に出力されて電力として利用される。そのため、短絡電流を抑制するための補助ハーフブリッジ回路１３ｕ〜１３ｗ、１５ｕ〜１５ｗの動作による効率低下を最小限に抑えることができる。

また、補助インダクタＬｕ〜Ｌｗ、Ｌｕ’〜Ｌｗ’のインダクタンス値を、補助インダクタＬｕ〜Ｌｗ、Ｌｕ’〜Ｌｗ’による時定数がＰＷＭ周期よりも小さくなる値に設定した。これにより、補助スイッチング素子Ｓsup〜Ｓswn、Ｓsup’〜Ｓswn’のオン／オフ切り替え時、補助インダクタＬｕ〜Ｌｗ、Ｌｕ’〜Ｌｗ’への通電電流がゼロ電流となり、短絡電流を低減することができる。

（第２実施形態）
図１４から図１７は第２実施形態であり、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。第２実施形態のトランス駆動システム５０を構成する駆動装置５１は、第１及び第２電力変換装置５及び６に加えて、第３電力変換装置５２を備えている。第３電力変換装置５２はＤＣ−ＤＣコンバータであり、直流電源線８，９間に接続される主ハーフブリッジ回路５３及び補助ハーフブリッジ回路５４を有する。

主ハーフブリッジ回路５３は、主スイッチング素子Ｓmxp及びＳmxnの直列回路で構成され、補助ハーフブリッジ回路５４は、補助スイッチング素子Ｓsxp及びＳsxnの直列回路で構成される。主スイッチング素子Ｓmxp，Ｓmxnには、それぞれ主還流ダイオードＤmxp、Ｄmxnが逆並列に接続され、補助スイッチング素子Ｓsxp，Ｓsxnには、それぞれ補助還流ダイオードＤsxp，Ｄsxnが逆並列に接続されている。
また、直流電源７と、主スイッチング素子Ｓmxp及びＳmxnの中点との間には、リアクトル（主インダクタ）５５が接続されており、前記中点と補助スイッチング素子Ｓsxp及びＳsxnの中点との間には、補助インダクタＬｘが接続されている。リアクトル５５は、鉄心５６に巻回されている。

主スイッチング素子Ｓmxp及びＳmxnのオンオフ制御，並びに補助スイッチング素子Ｓsxp及びＳsxnのオンオフ制御は、制御装置５７が出力する駆動信号Ｇmxp，Ｇmxn，Ｇsxp，Ｇsxnによって行われる。以上が第３電力変換装置５２を構成している。第３電力変換装置５２は、制御装置５７が出力電圧を参照しながら（図示せず）主ハーフブリッジ回路５３の主スイッチング素子Ｓmxp及びＳmxnをＰＷＭ制御することで、入力される直流電源７の電圧を変圧する。そして、駆動装置５１は、モータ２に替えて３相トランス５８（電磁機器）を駆動制御対象とする。

３相トランス５８は、対をなす３相（ｎ＝３）の巻線である第１巻線及び第２巻線を備えるもので、第１巻線５９ｕ、５９ｖ、５９ｗと第２巻線５９ｕ’、５９ｖ’、５９ｗ’とを備えている。巻線５９ｕ及び５９ｕ’は、巻回方向が互いに逆となるようにＵ相鉄心６０Ｕに巻装されている。巻線５９ｖ及び５９ｖ’，巻線５９ｗ及び５９ｗ’も同様にして、それぞれＶ相鉄心６０Ｖ，Ｗ相鉄心６０Ｗに巻装されている。

３相トランス５８の２次側は、例えば３相の商用交流電源線に接続されている。そして、例えば直流電源７が太陽電池や二次電池等である場合、それらより供給される直流電力の電圧を第３電力変換装置５２で変圧すると、第１及び第２電力変換装置５及び６により商用交流電源に一致する周波数の交流電力に変換し、更に３相トランス５８を介して変圧し、商用交流電源線に供給する。

図１５は、制御装置５７を構成するマイコン５７Ｍが出力する制御信号Ｘｐ，Ｘｎに基づいて、各駆動信号Ｇmxp，Ｇmxn，Ｇsxp，Ｇsxnを生成するロジックの一例を示す。このロジックは、４つの遅延回路６１ｐ，６１ｎ，６２ｐ，６２ｎと、４つのＡＮＤゲート６３ｐ,６３ｎ，６４ｐ，６４ｎとからなり、正側と負側とが対称に構成されている。上記の制御信号Ｘｐは、ＡＮＤゲート６３ｐ，６４ｐの一方の入力端子に与えられると共に、遅延回路６１ｐを介してＡＮＤゲート６４ｐの他方の入力端子に与えられている。

更に制御信号Ｘｐは、遅延回路６１ｐと直列に接続されている遅延回路６２ｐを介してＡＮＤゲート６３ｐの負論理入力端子に与えられている。そして、制御信号Ｘｎについては、遅延回路６１及び６２，並びにＡＮＤゲート６３及び６４の添え字を「ｎ」に変更したものが同様の接続関係となっている。尚、遅延回路６１及び６２によって付与される遅延時間は何れもＴαである。

次に、第２実施形態の作用について図１６を参照して説明する。尚、第１及び第２電力変換装置５及び６による３相トランス５８の制御については第１実施形態と同様であるから、制御装置５７による第３電力変換装置５１の制御について述べる。マイコン５７Ｍは、制御信号Ｘｐ，Ｘｎを、間にデッドタイムＴｄ０を挟みながら交互にハイレベルに変化させる。

例えば、制御信号Ｘｎが立ち上ると、その立ち上がりとほぼ同時にＡＮＤゲート６３ｎの出力信号である駆動信号Ｇsxnがハイレベルになる。そこから遅延時間Ｔαが経過すると、ＡＮＤゲート６４ｎの出力信号である駆動信号Ｇmxnがハイレベルになる。更にそこから遅延時間Ｔαが経過すると、ＡＮＤゲート６３ｎの出力信号である駆動信号Ｇsxnがローレベルになる。

ここで、第１実施形態において「同時オフ期間」と称していた期間は、制御信号Ｘｐが立ち下がった時点から駆動信号Ｇmxnがハイレベルになるまで（Ｔｄ０＋Ｔα）となる。すなわち、本実施形態では、主ハーフブリッジ回路５３に対して補助ハーフブリッジ回路５４を設け、同時オフ期間内に補助スイッチング素子Ｓsxp，Ｓsxnをオンさせる期間が存在し、その期間には僅かながら短絡電流が流れる。したがって、本実施形態の場合、従来のデッドタイムに相当する期間は、マイコン５７Ｍが制御信号Ｘｐ，Ｘｎを同時にローレベルにする期間に対応する。
尚、第１実施形態で説明した、図７，図９に示す各信号のパターンも、図１５に示すロジックにより同様に生成できる。例えば、制御装置１２内のマイコンが、Ｕ相についての制御信号Ｕｐ，Ｕｘを、デッドタイムを挟んで交互にハイレベルとするように出力すれば良い。

また、図１７は、３相トランス５８について、中性点Ｎ１，Ｎ２間に現われるコモンモード電圧を測定した波形である。本実施形態のトランス駆動システム５０を適用することで、従来構成の３相トランスを３相インバータで駆動した場合に比較してノイズレベルは１０ｄＢ程度（約１／１０）低下している（第１実施形態の図１１，図１２に示す波形はシミュレーション結果である）。

以上のように第２実施形態によれば、３相トランス５８を、第１実施形態と同様に第１及び第２電力変換装置５及び６により駆動すると共に、これらに入力する直流電源を、ＤＣ−ＤＣコンバータである第３電力変換装置５２を介して供給する。そして、第３電力変換装置５２を、直流電源線８，９間に互いに並列に接続された主ハーフブリッジ回路５３及補助ハーフブリッジ回路５４と、直流電源７と主ハーフブリッジ回路５３の中点との間に接続されるリアクトル５５と、主ハーフブリッジ回路５３と補助ハーフブリッジ回路５４との中点間に接続される補助インダクタＬｘと、主スイッチング素子のオンオフ動作をＰＷＭ制御する制御装置５７とを備えて構成する。

主ハーフブリッジ回路５３は、一対の主スイッチング素子Ｓxmp，Ｓxmnと、主還流ダイオードＤxmp，Ｄxmnとを備え、補助ハーフブリッジ回路５４は、一対の補助スイッチング素子Ｓxsp，Ｓxsnを備え、制御装置５７は、主スイッチング素子Ｓxmp，Ｓxmnが何れもオフされる同時オフ期間において、当該同時オフ期間の終了後にオンされる主スイッチング素子Ｓxmと異なる側の主還流ダイオードＤxmに還流電流が流れる期間に、前記主スイッチング素子Ｓxmと同じ側の補助スイッチング素子Ｓxsをオンするように制御する。したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータを動作させる場合についても、短絡電流の抑制を図ることができる。

（その他の実施形態）
以上、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これら実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。

スイッチング素子は、パワーＭＯＳＦＥＴに限らず、例えばバイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）など種々の自己消弧型の半導体スイッチング素子を用いることができる。また、近年開発されている高速スイッチング素子であるＳｉＣ（炭化ケイ素）やＧａＮ（窒化ガリウム）等のユニポーラ素子は、スイッチング特性にばらつきが少なくゲート信号依存率が高いので、本実施形態のような逆相スイッチング制御によるノイズキャンセルが有効となる。

同時オフ期間の後半の期間にオンされる補助スイッチング素子Ｓsup〜Ｓswn、Ｓsup’〜Ｓswnのオン動作の開始時点は、図７及び図９に示すようなタイミングに限らず、当該同時オフ期間の終了後にオンされる主スイッチング素子Ｓmup〜Ｓmwn、Ｓmup’〜Ｓmwn’のオン動作に先行した時点であればよい。

また、同時オフ期間の後半の期間にオンされる補助スイッチング素子Ｓsup〜Ｓswn、Ｓsup’〜Ｓswn’のオフ動作の開始時点は、図７及び図９に示すタイミングに限らず、適宜変更可能である。例えば、当該同時オフ期間の終了後にオンされる主スイッチング素子Ｓmup〜Ｓmwn、Ｓmup’〜Ｓmwn’のオン動作の直後に開始してもよい。ただし、電力消費の抑制やＰＷＭ制御の高速化などを図るためには、補助スイッチング素子Ｓsup〜Ｓswn、Ｓsup’〜Ｓswn’のオン期間は極力短くするほうが好ましい。

同時オフ期間の終了後にオンされる主スイッチング素子と同じ側の主還流ダイオードを通じて電流が還流される同時オフ期間の後半の期間（例えば、図７及び図９の期間Ｔｄ２）に、対応する補助スイッチング素子をオンしてもよい。このようにすれば、制御装置１２は、同時オフ期間の後半の期間における補助スイッチング素子の制御を、電流の還流状態に応じて切り替える必要がなくなるため、その制御内容を簡単化することができる。

制御装置１２による第１電力変換装置５及び第２電力変換装置６の制御としては、第１巻線４ｕ〜４ｗ及び第２巻線４ｕ’〜４ｗ’に対して正弦波状の電流を通電するためのＰＷＭ制御に限らずともよく、例えば矩形波制御であってもよい。

モータ駆動システム１は、ＥＶやＨＥＶなどの電気自動車に限らず、電車などモータにより駆動するモータ駆動車両全般に用いることができる。また、モータ駆動システム１は、例えば家電機器、ＯＡ機器、産業機器など種々の用途に用いることが可能である。尚、その際、モータ２が金属製の容器状部材の内部に配置される用途であれば、コモンモードノイズ低減の効果が一層顕著に得られることになる。

モータ２としては、アウタロータ型（外転型）に限らず、インナーロータ型（内転型）でもよい。
モータ２の相数は、例えば２相など他の相数であってもよい。その場合、駆動装置３を、直流電圧をｎ（ただし、ｎは２以上の整数）相の交流電圧に変換する第１電力変換装置及び第２電力変換装置を備えた構成に変更し、モータ２を、ｎ相の第１巻線及びｎ相の第２巻線を備えた構成に変更すればよい。

モータ２の巻線構造は、図２及び図３に示したものに限らずともよく、対をなすｎ相（ただし、ｎは２以上の整数）のステータ巻線に対して互いに逆位相の電流が通電されることにより、ロータが所定方向に回転する巻線構造であれば、適宜変更可能である。例えば、図１３に示すように、第１巻線４ｕ〜４ｗ及び第２巻線４ｕ’〜４ｗ’をそれぞれ２つのコイルから構成してもよい。この場合、１２個のティースを持つステータコアを用い、各巻線を構成するコイルは、それぞれに対応するティースに巻装される。尚、各巻線を構成するコイルの数は、３以上であってもよい。また、上記実施形態において、モータ２の巻線は集中巻きで説明したが、この巻き方に限らずともよく、例えば分布巻きであってもよい。

第２実施形態において、制御装置１２及び５７を、１つの制御装置として構成しても良い。
また、第２実施形態において、第３電力変換装置５２及び制御装置５７については、必要に応じて設ければ良い。
これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

図面中、１はモータ駆動システム、２はモータ（電磁機器）、３は駆動装置、４ｕ〜４ｗは第１巻線、４ｕ’〜４ｗ’は第２巻線、５は第１電力変換装置、６は第２電力変換装置、８、９は直流電源線、１２は制御装置、１１ｕ〜１１ｗ、１４ｕ〜１４ｗ主ハーフブリッジ回路、１３ｕ〜１３ｗ、１５ｕ〜１５ｗは補助ハーフブリッジ回路、２１はロータ、３２はステータコア（鉄心）、４３〜４６は車輪、４７はシャーシフレーム（金属製の容器状部材）、５０はトランス駆動システム、５１は駆動装置、５２は第３電力変換装置（ＤＣ−ＤＣコンバータ）、５３は主ハーフブリッジ回路、５４は補助ハーフブリッジ回路、５５はリアクトル（主インダクタ）、５７は制御装置、５８はトランス（電磁機器）、Ｄmup〜Ｄmwn、Ｄmup’〜Ｄmwn’, Ｄxmp，Ｄxmnは主還流ダイオード、Ｌｕ〜Ｌｗ、Ｌｕ’〜Ｌｗ’，Ｌｘは補助インダクタ、Ｓmup〜Ｓmwn、Ｓmup’〜Ｓmwn’,Ｓxmp，Ｓxmnは主スイッチング素子、Ｓsup〜Ｓswn、Ｓsup’〜Ｓswn’,Ｓxsp，Ｓxsnは補助スイッチング素子を示す。

Claims (10)

1. 対をなし、互いに逆位相の電流が通電されることにより、所定方向に励磁するように巻かれたｎ相（ただし、ｎは２以上の自然数）の巻線を有する電磁機器と、
   前記巻線のそれぞれに接続され、対をなす巻線に対して逆位相となる電流を通電する主駆動装置と、
   前記各主駆動装置と並列に設けられ、前記巻線への通電切換え時に前記各主駆動装置において生じる短絡電流を抑制する補助駆動装置とを備えていることを特徴とする電磁機器駆動システム。
2. 前記主駆動装置は、直流電力をｎ相の交流電力に変換するインバータであることを特徴とする請求項１に記載の電磁機器駆動システム。
3. 前記補助駆動装置は、前記インバータを構成する各相の主ハーフブリッジ回路とそれぞれ並列に接続される各相の補助ハーフブリッジ回路と、
   前記主ハーフブリッジ回路の中点と、前記補助ハーフブリッジ回路の中点との間に接続される補助インダクタとで構成されることを特徴とする請求項２に記載の電磁機器駆動システム。
4. 電磁機器と、この電磁機器を駆動する駆動装置とを備えた電磁機器駆動システムであって、
   前記駆動装置は、一対の直流電源線より入力される直流電圧をｎ相（ただし、ｎは２以上の自然数）の交流電圧に変換する第１電力変換装置と、前記直流電圧をｎ相の交流電圧に変換する第２電力変換装置と、前記第１及び第２電力変換装置の動作を制御する制御装置とを備え、
   前記第１及び第２電力変換装置は、前記一対の直流電源線間に互いに並列に接続されたｎ相の主ハーフブリッジ回路及びｎ相の補助ハーフブリッジ回路と、各相の主ハーフブリッジ回路と補助ハーフブリッジ回路との中点間に介在するｎ個の補助インダクタとを備え、
   前記主ハーフブリッジ回路は、一対の主スイッチング素子と、各主スイッチングに逆並列接続された主還流ダイオードとを備え、
   前記補助ハーフブリッジ回路は、一対の補助スイッチング素子を備え、
   前記電磁機器は、前記第１及び第２電力変換装置の各相の主ハーフブリッジ回路の中点にそれぞれ接続される各ｎ相の第１及び第２巻線と、前記第１及び第２巻線が共通に巻回されている鉄心と、を備え、前記ｎ相の第１及び第２巻線に対して互いに逆相となるｎ相電流が流れることで前記鉄心を所定方向に励磁するように構成され、
   前記制御装置は、前記ｎ相の第１及び第２巻線に前記ｎ相の交流電圧が印加されるように前記第１及び第２電力変換装置を制御するもので、
   前記各相の一対の主スイッチング素子が何れもオフされる同時オフ期間において、当該同時オフ期間の終了後にオンされる主スイッチング素子と異なる側の主還流ダイオードに還流電流が流れる期間に、前記主スイッチング素子と同じ側の補助スイッチング素子をオンすることを特徴とする電磁機器駆動システム。
5. 前記制御装置は、前記主スイッチング素子のオンオフ動作をＰＷＭ制御し、
   前記補助インダクタのインダクタンス値は、前記補助インダクタを含む時定数が前記ＰＷＭ制御の周期よりも小さくなるように設定されていることを特徴とする請求項４に記載の電磁機器駆動システム。
6. 前記制御装置は、前記同時オフ期間内にオンした前記補助スイッチング素子を、対応する主スイッチング素子を前記期間の終了後にオンした直後にオフすることを特徴とする請求項４又は５に記載の電磁機器駆動システム。
7. 直流電源と、前記第１及び第２電力変換装置との間に接続されるＤＣ−ＤＣコンバータを備え、
   前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記一対の直流電源線間に互いに並列に接続された主ハーフブリッジ回路及補助ハーフブリッジ回路と、前記直流電源と前記主ハーフブリッジ回路の中点との間に接続される主インダクタと、前記主ハーフブリッジ回路と前記補助ハーフブリッジ回路との中点間に介在する補助インダクタと、前記主スイッチング素子及び前記補助スイッチング素子のオンオフ動作をＰＷＭ制御する制御装置とを備え、
   前記主ハーフブリッジ回路は、一対の主スイッチング素子と、各主スイッチングに逆並列接続された主還流ダイオードとを備え、
   前記補助ハーフブリッジ回路は、一対の補助スイッチング素子を備え、
   前記制御装置は、前記一対の主スイッチング素子が何れもオフされる同時オフ期間において、当該同時オフ期間の終了後にオンされる主スイッチング素子と異なる側の主還流ダイオードに還流電流が流れる期間に、前記主スイッチング素子と同じ側の補助スイッチング素子をオンするように制御することを特徴とする請求項４から６の何れか一項に記載の電磁機器駆動システム。
8. 前記電磁機器は、モータであることを特徴とする請求項１から７の何れか一項に記載の電磁機器駆動システム。
9. 前記モータは、金属製の容器状部材の内部に配置されていることを特徴とする請求項８に記載の電磁機器駆動システム。
10. 請求項８又は９に記載の電磁機器駆動システムと、
    前記モータにより駆動される車輪とを備えていることを特徴とするモータ駆動車両。

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