CN103684124A - 电磁设备驱动系统以及电动机驱动车辆 - Google Patents

Abstract

实施方式的电磁设备驱动系统具备电磁设备、主驱动装置以及辅助驱动装置。电磁设备具有n相的绕组，该n相的绕组是成对的，且被卷绕安装成通过被通电彼此相位相反的电流而在同一方向上励磁。主驱动装置使成对的绕组分别流过彼此相位相反的电流。辅助驱动装置与各主驱动装置并列设置，并抑制对绕组进行通电切换时在各主驱动装置所产生的短路电流。

Description

电磁设备驱动系统以及电动机驱动车辆

技术领域

本发明的实施方式涉及电磁设备驱动系统以及使用该电磁设备驱动系统的电动机驱动车辆。

背景技术

例如，用于驱动3相电动机的电力变换装置的构成是3相的半桥电路并联于正负的直流电源线间。半桥电路由串联于直流电源线间的一对半导体开关元件和分别反向并联于这些半导体开关元件的续流（日文原文：還流）二极管构成。在上述构成的电力变换装置中，对各半导体开关元件的驱动进行PWM（Pulse Width Modulation，脉宽调制）控制。由此，直流电源线所赋予的直流电力被变换为3相交流电力，正弦波状的电流流过电动机的绕组。在这样的构成中，通过提高PWM频率，谋求控制性的提高、通过PWM调制所产生的通电音（可听区域的音）的减少、周边部件的小型化等备受期待。

在PWM控制中设置使一对半导体开关元件双方均成为断开（OFF）状态的期间（所谓死区时间（dead time）），并通过半桥电路来防止直流电源线间短路。若提高PWM频率，则与此相伴，在PWM的一个周期内，同时断开期间所占有的时间增加。因此，需要缩短半导体开关元件的开启时间（turn-on time，上升时间）来进行高速化，并确保足够的接通（ON）时间。

起因于这样的情况，在使用了上述电力变换装置的电动机驱动系统中，例如绕组中性点的电压的急剧变化成为噪声源，并产生流向接地的共模电流增大的问题。在电动机中，作为寄生电容成分的浮动电容存在于绕组、定子、转子、箱体、旋转轴等所有位置。在电动机被用于电动汽车等的车载系统的情况下，上述浮动电容与金属制的底盘（chassis）电容耦合。因此，共模电流介由被耦合的电容成分流向整个底盘，共模噪声增大。

作为抑制共模噪声的产生的典型手法，包括设置作为大型零部件的共模变压器或共模电流防止电路等的专用附加电路。但是，在上述手法中，电路构成变得复杂，而且会导致整个装置的大型化以及装置的高制造成本。此外，除了上述典型的手法以外，还提出了各种用于减少共模噪声的手法。但是，在死区时间结束时，使用任何手法，都很难应对起因于由在直流电源线间流动的短路电流所产生的冲击电压的高频变动的共模噪声。再者，上述短路电流是由于在死区时间内流过了续流电流的续流二极管反向恢复时，伴随着残余载流子的移动而流过反向电流（还原电流）所产生的（现有技术文献：日本特开2000－324892号公报）。

发明内容

因此，提供一种能够进一步抑制共模噪声的发生的电磁设备驱动系统以及使用该电磁设备驱动系统的电动机驱动车辆。

实施方式的电磁设备驱动系统具备：电磁设备、主驱动装置以及辅助驱动装置。电磁设备具有n相的绕组，该n相的绕组是成对的，并被卷绕成流过彼此相位相反的电流而在同一方向上励磁。主驱动装置使成对的各绕组流过彼此相位相反的电流。辅助驱动装置与各主驱动装置并列设置，并抑制向绕组的通电切换时在各主驱动装置所产生的短路电流。

附图说明

图1表示第1实施方式，其为电动机驱动系统的示意构成图。

图2为示意地表示电动机的构成的部分剖视图。

图3为示意地表示定子绕组的接线（日文原文：結線）的图。

图4为表示定子绕组的端子电压以及中性点电压的图。

图5为表示将电动机驱动系统适用于电动汽车的情况的一个构成例。

图6为将电动机驱动系统适用于混合动力汽车的情况的与图5相当的图。

图7为表示电流从驱动装置侧流向电动机侧的情况下的驱动信号以及各部分的电流波形的时间图。

图8为电流从驱动装置侧流向U相的第1绕组的情况的说明图。

图9为电流从电动机侧流向驱动装置侧的情况的与图7相当的图。

图10为电流从U相的第1绕组流向驱动装置侧的情况的与图8相当的图。

图11为表示不抑制短路电流的发生的情况下的中性点电压以及共模电流的图。

图12为抑制了短路电流的发生的情况下的与图11相当的图。

图13为表示变形例的与图3相当的图。

图14为表示第2实施方式的与图1相当的图。

图15为表示基于控制信号Xp、Xn生成各驱动信号Gmxp、Gmxn、Gsxp、Gsxn的逻辑电路的一例的图。

图16为第2实施方式的与图7相当的图。

图17为测量了中性点N1、N2间的电压的波形图。

具体实施方式

（第1实施方式）

以下，参照图1至图12，对驱动作为电磁设备的电动机的系统的第1实施方式加以说明。图1所示的电动机驱动系统1具备电动机2以及驱动电动机2的驱动装置3。电动机2例如为3相的无刷DC电动机，具备作为成对的3相（n＝3）定子绕组的第1绕组4u、4v、4w和第2绕组4u’、4v’、4w’。详细内容将在后面记述，电动机2的绕组构造为若使第1绕组4u～4w以及第2绕组4u’～4w’流过彼此相位相反的3相电流，则转子沿同一方向旋转。在此，将由上述构造所构成的电动机2称为“3相电动机”。

驱动装置3并列地具备第1电力变换装置5以及第2电力变换装置6。第1电力变换装置5以及第2电力变换装置6均为将通过一对直流电源线8、9从直流电源7所供给的直流电力（直流电压）变换为3相的交流电力（交流电压）的DC－AC逆变器。直流电源7例如为锂离子电池，此外，例如，也可以置换为DC－DC转换器或将从交流电源所供给的交流电力变换为直流电力的AC－DC转换器等。滤波电容器10被连接于直流电源线8、9间，对由第1电力变换装置5以及第2电力变换装置6的开关动作所产生的直流电源线8、9间的电压变动等进行滤波。

第1电力变换装置5具备：6个主开关元件Smup、Smun、Smvp、Smvn、Smwp、Smwn；6个主续流二极管Dmup、Dmun、Dmvp、Dmvn、Dmwp、Dmwn；6个辅助开关元件Ssup、Ssun、Ssvp、Ssvn、Sswp、Sswn；6个辅助续流二极管Dsup、Dsun、Dsvp、Dsvn、Dswp、Dswn以及3个辅助电感器Lu、Lv、Lw。第1主驱动装置5M由主开关元件Smup～Smwn以及主续流二极管Dmup～Dmwn构成。此外，第1辅助驱动装置5S由辅助开关元件Ssup～Sswn、辅助续流二极管Dsup～Dswn以及辅助电感器Lu～Lw构成。

主开关元件Smup～Smwn例如为N沟道增强型MOSFET。主续流二极管Dmup～Dmwn相对于各主开关元件Smup～Smwn反向并联。主续流二极管Dmup～Dmwn也可以是增强型MOSFET的寄生二极管（体二极管）。但是，一般来说，由于寄生二极管的反向恢复时间长，因此，优选另外设置还原（recovery）特性好的二极管。

U相的主半桥电路11u由串联于直流电源线8、9间的主开关元件Smup以及Smun和主续流二极管Dmup以及Dmun构成。同样地，V相的主半桥电路11v由主开关元件Smvp以及Smvn和主续流二极管Dmvp以及Dmvn构成，W相的主半桥电路11w由主开关元件Smwp以及Smwn和主续流二极管Dmwp以及Dmwn构成。主开关元件Smup～Smwn的各栅极分别被赋予从控制装置12输出的驱动信号Gmup、Gmun、Gmvp、Gmvn、Gmwp、Gmwn。

辅助开关元件Ssup～Sswn例如为N沟道增强型MOSFET。辅助续流二极管Dsup～Dswn反向并联于各辅助开关元件Ssup～Sswn。辅助续流二极管Dsup～Dswn可以是增强型MOSFET的寄生二极管，也可以是另外设置的二极管。使用尺寸比主开关元件Smup～Smwn小（导通电阻大）的辅助开关元件Ssup～Sswn，漏极电流的额定值小。使用尺寸比主续流二极管Dmup～Dmwn小的辅助续流二极管Dsup～Dswn，正向电流的额定值小。

U相的辅助半桥电路13u由串联于直流电源线8、9间的辅助开关元件Ssup以及Ssun和辅助续流二极管Dsup以及Dsun构成。同样地，V相的辅助半桥电路13v由辅助开关元件Ssvp以及Ssvn和辅助续流二极管Dsvp以及Dsvn构成，W相的辅助半桥电路13w由辅助开关元件Sswp以及Sswn和辅助续流二极管Dswp以及Dswn构成。在辅助开关元件Ssup～Sswn的各栅极，分别被赋予从控制装置12输出的驱动信号Gsup、Gsun、Gsvp、Gsvn、Gswp、Gswn。

辅助电感器Lu连接于主半桥电路11u的中点Nmu（主开关元件Smup、Smun的彼此连接点）与辅助半桥电路13u的中点Nsu（辅助开关元件Ssup、Ssun的彼此连接点）之间。辅助电感器Lv连接于主半桥电路11v的中点Nmv与辅助半桥电路13v的中点Nsv之间。辅助电感器Lw连接于主半桥电路11w的中点Nmw与辅助半桥电路13w的中点Nsw之间。

在上述构成中，主半桥电路11u以及辅助半桥电路13u、主半桥电路11v以及辅助半桥电路13v、主半桥电路11w以及辅助半桥电路13w分别形成组。

主半桥电路11u、11v、11w的各中点Nmu、Nmv、Nmw成为第1电力变换装置5的输出端子。中点Nmu介由电线连接于电动机2的第1绕组4u的一方的端子，中点Nmv介由电线连接于电动机2的第1绕组4v的一方的端子，中点Nmw介由电线连接于电动机2的第1绕组4w的一方的端子。3相的第1绕组4u～4w的各另一方的端子被共同连接在一起，通过使上述共同连接点成为中性点N1，3相的第1绕组4u～4w被星形联结（日文原文：スター結線）。再者，3相的第1绕组4u～4w也可以进行三角形联结（日文原文：デルタ結線）等其他的接线。

第2电力变换装置6的构成与第1电力变换装置5相同，具备6个主开关元件Smup’、Smun’、Smvp’、Smvn’、Smwp’、Smwn’；6个主续流二极管Dmup’、Dmun’、Dmvp’、Dmvn’、Dmwp’、Dmwn’；6个辅助开关元件Ssup’、Ssun’、Ssvp’、Ssvn’、Sswp’、Sswn’；6个辅助续流二极管Dsup’、Dsun’、Dsvp’、Dsvn’、Dswp’、Dswn’以及3个辅助电感器Lu’、Lv’、Lw’。第2主驱动装置由主开关元件Smup’～Smwn’以及主续流二极管Dmup’～Dmwn’构成。此外，第2辅助驱动装置由辅助开关元件Ssup’～Sswn’、辅助续流二极管Dsup’～Dswn’以及辅助电感器Lu’～Lw’构成。

U’相的主半桥电路14u由主开关元件Smup’以及Smun’和主续流二极管Dmup’以及Dmun’构成。V’相的主半桥电路14v由主开关元件Smvp’以及Smvn’和主续流二极管Dmvp’以及Dmvn’构成。W’相的主半桥电路14w由主开关元件Smwp’以及Smwn’和主续流二极管Dmwp’以及Dmwn’构成。在主开关元件Smup’～Smwn’的各栅极，分别被赋予从控制装置12输出的驱动信号Gmup’、Gmun’、Gmvp’、Gmvn’、Gmwp’、Gmwn’。

U’相的辅助半桥电路15u由辅助开关元件Ssup’以及Ssun’和辅助续流二极管Dsup’以及Dsun’构成。V’相的辅助半桥电路15v由辅助开关元件Ssvp’以及Ssvn’和辅助续流二极管Dsvp’以及Dsvn’构成。W’相的辅助半桥电路15w由辅助开关元件Sswp’以及Sswn’和辅助续流二极管Dswp’、Dswn’构成。在辅助开关元件Ssup’～Sswn’的各栅极，分别被赋予从控制装置12输出的驱动信号Gsup’、Gsun’、Gsvp’、Gsvn’、Gswp’、Gswn’。

辅助电感器Lu’、Lv’、Lw’分别被连接于主半桥电路14u、14v、14w的各中点Nmu’、Nmv’、Nmw’与辅助半桥电路15u、15v、15w的各中点Nsu’、Nsv’、Nsw’之间。在上述构成中，主半桥电路14u以及辅助半桥电路15u、主半桥电路14v以及辅助半桥电路15v、主半桥电路14w以及辅助半桥电路15w分别形成组，并形成各相。

主半桥电路14u、14v、14w的各中点Nmu’、Nmv’、Nmw’成为第2电力变换装置6的输出端子。中点Nmu’介由电线连接于电动机2的第2绕组4u’的一方的端子，中点Nmv’介由电线连接于电动机2的V’相的第2绕组4v’的一方的端子，中点Nmw’介由电线连接于电动机2的W’相的第2绕组4w’的一方的端子。3相的第2绕组4u’～4w’的各另一方的端子被共同连接在一起，此共同连接点成为中性点N2，3相的第2绕组4u’～4w’被星形联结。再者，3相的第2绕组4u’～4w’也可以进行三角形联结等其他的接线。

在本实施方式中，抑制共模噪声的共模电流抑制机构由上述第1主驱动装置5M、第2主驱动装置6M、第1绕组4u～4w以及第2绕组4u’～4w’构成。此外，抑制由开关时的短路电流所产生的放射以及共模噪声的开关短路电流抑制机构由上述第1主驱动装置5M以及第2主驱动装置6M构成。

控制装置12输出驱动信号Gmup～Gmwn、Gmup’～Gmwn’，并控制第1电力变换装置5以及第2电力变换装置6的动作。具体地讲，为了使3相的第1绕组4u～4w流过3相的正弦波状的电流，控制装置12对构成主半桥电路11u～11w的主开关元件Smup～Smwn的驱动（接通断开动作）进行PWM控制。此外，为了使3相的第2绕组4u’～4w’流过与第1绕组4u～4w相位相反的正弦波状的电流，控制装置12对构成主半桥电路14u～14w的主开关元件Smup’～Smwn’的驱动进行PWM控制。

此外，详细内容将在后面进行记述，控制装置12输出驱动信号Gsup～Gswn以及Gsup’～Gswn’，并且为了抑制后述的同时断开期间内的短路电流的产生，对构成辅助半桥电路13u～13w的辅助开关元件Ssup～Sswn的驱动以及构成辅助半桥电路15u～15w的辅助开关元件Ssup’～Sswn’的驱动进行控制。再者，在本实施方式中，辅助电感器Lu～Lw以及Lu’～Lw’的电感值被设定为使得基于辅助电感器Lu～Lw以及Lu’～Lw’的时间常数成为比上述PWM周期小的值。

接着，再参照图2以及图3对本实施方式的电动机的详细构成加以说明。

如图2所示，电动机2是外转子型（外转型）的，其转子21由转子铁心22、永久磁铁23～30等构成。永久磁铁23～30分别被安装在形成于转子铁心22的8个磁铁安装部。电动机2的定子31由定子铁心32、第1绕组4u～4w、第2绕组4u’～4w’等构成。定子铁心32（相当于铁心）具有6个齿33u、33v、33w、33u’、33v’、33w’。第1绕组4u～4w以及第2绕组4u’～4w’介由未作图示的绝缘部件分别被卷绕安装于齿33u～33w以及齿33u’～33w’。

在以往的3相6齿的电动机的情况下，采用如下的绕组构造，即，各相绕组依次被卷绕安装于2个齿，并且各相绕组的最终端连接于1点（中性点）。与此相对，在本实施方式中，采用以下的绕组构造。即，作为与以往的绕组相比线径约为70％的第1绕组4u～4w被卷绕安装于各对应的各相的齿33u～33w。与其并列地，与第1绕组4u～4w相同线径的第2绕组4u’～4w’被卷绕安装于分别对应的各相的齿33u’～33w’。这些第1绕组4u～4w的最终端以及第2绕组4u’～4w’的最终端分别连接于1点并形成中性点N1、N2。

具体地讲，第1绕组4u被卷绕安装于齿33u，第2绕组4u’被卷绕安装于与齿33u对置的位置的齿33u’。此外，第1绕组4v被卷绕安装于齿33v，第2绕组4v’被卷绕安装于与齿33v对置的位置的齿33v’。此外，第1绕组4w被卷绕安装于齿33w，第2绕组4w’被卷绕安装于与33w对置的位置的齿33w’。像这样构成的电动机2的定子绕组的体积与以往的3相6齿的电动机的定子绕组的体积相同。此外，如图3所示，第1绕组4u～4w以及第2绕组4u’～4w’均被星形联结。

如上所述，在上述构成的电动机2被驱动时，彼此相位相反的3相正弦波电流流过第1绕组4u～4w以及第2绕组4u’～4w’。即，在第1绕组4u以及第2绕组4u’中流过的电流的相位彼此相差180度（反转）。同样地，在第1绕组4v以及第2绕组4v’中流过的电流的相位以及在第1绕组4w以及第2绕组4w’中流过的电流的相位也彼此相差180度。

此外，在U相的第1绕组4u以及V相的第1绕组4v中流过的电流的相位彼此相差120度。同样地，在V相的第1绕组4v以及W相的第1绕组4w中流过的的电流的相位以及在W相的第1绕组4w以及U相的第1绕组4u中流过的电流的相位也彼此相差120度。像这样以进行通电为前提，定子31的第1绕组4u～4w以及第2绕组4u’～4w’以使转子21沿同一方向旋转的方式（在同一方向上励磁的方式）被卷绕安装于定子铁心32。

在这样的构成中，例如若使第1绕组4u～4w的各一方的端子电压如图4（a）～图4（c）所示地变化，则第1绕组4u～4w的中性点N1的电压如图4（d）所示地变化。但是，假设各相的线间电阻彼此相等。此外，将作为向第1电力变换装置5的输入电压的直流电源线8的电压设为Vin＋，将直流电源线9的电压设为Vin－，将这些直流电源线的中点设为零电位。

在图4（a）～图4（c）所示的图案中，U相的占空比为75％，V相的占空比为50％，W相的占空比为25％。由此，存在各相的电压全部为Vin－的期间（0）、仅U相电压为Vin＋的期间（1）、U相电压以及V相电压为Vin＋的期间（2）、UVW所有的相电压为Vin＋的期间（3）。因此，中性点N1的电压在期间（0）内为Vin－、在期间（1）内为Vin＋的－1／3倍、在期间（2）内为Vin＋的1／3倍、在期间（3）内为Vin＋。

另一方面，如图4（e）～图4（h）所示，相对于第1绕组4u～4w的各一方的端子电压以及中性点N1的电压来说，第2绕组4u’～4w’的各一方的端子电压以及中性点N2的电压的相位是反转的。但是，假定向第1电力变换装置5以及第2电力变换装置6的各输入电压彼此相等。由此，第1绕组4u～4w的中性点N1的电压与第2绕组4u’～4w’的中性点N2的电压的总和为0，且与开关的定时无关。像以上那样，中性点N1、N2的电压彼此反相，由此，两者的共模电流被抵消，共模噪声减少。再者，共模噪声并不是仅基于中性点电压的变化而产生的，图4举出表示噪声抑压的作用的一例。

图5以及图6为将本实施方式的电动机驱动系统1用于车载用途的一例，图5表示适用于电动汽车（Electric Vehicle；EV）的情况。车轮43～46从电动机2通过轴41、42等而被旋转驱动。电动机2的箱体连接于底盘框架47（相当于金属制的容器状部件）。逆变器48相当于驱动装置3，其箱体电连接于底盘框架47。此外，辅助电池49相当于直流电源7。辅助电池49的箱体在高电压类的系统的情况下并不连接于底盘框架47，在低电压类的系统的情况下有时也连接于底盘框架47。

图6表示将电动机驱动系统1适用于作为电动汽车的一个形态的混合动力汽车（Hybrid Electric Vehicle；HEV）的情况。从电动机2或引擎50通过轴41、42等对车轮43～46进行旋转驱动。引擎50的箱体电连接于底盘框架47。再者，电动机2、逆变器48以及辅助电池49的各箱体与底盘框架47之间的电连接与图5的情况相同。

接下来，再参照图7～图10对基于上述构成的同时断开期间以及其前后的动作加以说明。再者，这里所说的“同时断开期间”为构成规定相的主半桥电路的正负一对的主开关元件的双方为断开的期间。对于一般构成的半桥电路或逆变器电路，这是被称为所谓“死区时间”的期间。但是，在本实施方式中，如后所述地设有辅助半桥电路，所以，不能以与以往相同的意义将正负一对的主开关元件的双方为断开的期间称为“死区时间”，因此，取而代之地，将其定义为“同时断开期间”。

本实施方式中，控制装置12如下进行控制，使得在电流流过与此同时断开期间结束后被接通的主开关元件成对的（不同极性）一侧的主续流二极管而被续流的同时断开期间的后半段，在对应的辅助半桥电路中，接通与该同时断开期间结束后被接通的主开关元件同极性侧的辅助开关元件。

在第1电力变换装置5以及第2电力变换装置6中，彼此极性相反的3相交流电压被施加于第1绕组4u～4w以及第2绕组4u’～4w’，并进行彼此极性相反的开关动作。在此，以与第1电力变换装置5的U相相关的动作为例加以说明。

在图7以及图8中，（a）～（d）分别表示驱动信号Gsup、Gmup、Gsun、Gmun，（e）表示流过第1绕组4u的电流Iu，（f）表示流过上臂（Upper Arm）侧的辅助开关元件以及辅助续流二极管的双方或一方的电流Isup，（g）表示流过上臂侧的主开关元件以及主续流二极管的双方或一方的电流Imup，（h）表示流过下臂侧（Lower Arm）的辅助开关元件以及辅助续流二极管的双方或一方的电流Isun，（i）表示通过下臂侧的主开关元件以及主续流二极管的双方或一方的电流Imun。

［1］电流从驱动装置3侧流向电动机2侧的情况（Iu＞0）

期间Td1为从主半桥电路11u的下臂侧的主开关元件Smun转至断开的时间点（图7，时刻ta）至上臂侧的主开关元件Smup转至接通的时间点（图7，时刻tc）的期间，并为主开关元件Smup、Smun的双方断开的同时断开期间。期间Td1以及其前后的动作如下。

主开关元件Smun被接通的期间（图7的时刻tf～时刻ta的期间），电流Imun以如下的路线流动。

直流电源线9→主开关元件Smun→第1绕组4u

若主开关元件Smun转至断开（图7，时刻ta），则电流Imun以如下的路线流动。

直流电源线9→主续流二极管Dmun→第1绕组4u

此时，在以下的路线中，电流Isun几乎不流动（参照图7（h））。

直流电源线9→辅助续流二极管Dsun→第1绕组4u

这是因为：辅助续流二极管Dsun的尺寸比主续流二极管Dmun小，并且在上述路线存在辅助电感器Lu。

其后，在比主开关元件Smup转至接通的时刻tc提前规定时间的时间点（图7的时刻tb），上臂侧的辅助开关元件Ssup转至接通。由此，电流Isup以图8中虚线所示的以下的路线流动。

直流电源线8→辅助开关元件Ssup→辅助电感器Lu→

主续流二极管Dmun→直流电源线9

电流Isup为使直流电源线8、9间短路的电流，而通过辅助电感器Lu，急剧的上升得到抑制，所以不会形成过大的电流（参照图7（f））。

如上所述，电流Isup反向流过主续流二极管Dmun，由此，主续流二极管Dmun的反向阻断性恢复（反向恢复）。此外，此时，

几乎不会流过以“直流电源线8→辅助开关元件Ssup→辅助续流二极管Dsun→直流电源线9”为路线的短路电流。

这是因为：在时刻tb以前，几乎没有电流流过辅助续流二极管Dsun，辅助续流二极管Dsun中的残余载流子的移动几乎不存在，反向恢复时间几乎为零。

其后，若主开关元件Smup转至接通（图7的时刻tc的时间点），电流Imup开始以如下的路线流动。

直流电源线8→主开关元件Smup→第1绕组4u

随着流过主开关元件Smup的电流Imup增加，流过辅助开关元件Ssup的电流Isup减少。在比上臂侧的主开关元件Smup转至接通的时刻tc晚规定时间之后的时间点（图7的时刻td），辅助开关元件Ssup转至断开。由此，流过辅助开关元件Ssup的电流变为零。

期间Td2为从主半桥电路11u的上臂侧的主开关元件Smup转至断开的时间点（图7的时刻te）至下臂侧的主开关元件Smun转至接通的时间点（图7的时刻tf）的期间，并为主开关元件Smup、Smun的双方断开的同时断开期间。在期间Td2以及其前后，也可以将构成辅助半桥电路13u的辅助开关元件Ssup、Ssun均维持在断开状态。即，也可以采用与不存在辅助半桥电路的以往构成相同的动作。其理由如下。

在期间Td2中，电流流过并联于其后被接通的下臂侧的主开关元件Smun的主续流二极管Dmun而被续流。因此，在期间Td2以及其前后，本来就不会发生伴随着主续流二极管Dmun的还原的短路电流的问题。因此，不需要抑制短路电流的作用，并能够进行与以往相同的动作。

［2］电流从电动机2侧流向驱动装置3侧的情况（Iu＜0）

该情况的期间Td1为从主半桥电路11u的上臂侧的主开关元件Smup转至断开的时间点（图9的时刻ta）至下臂侧的主开关元件Smun转至接通的时间点（图9的时刻tc）的期间，并为主开关元件Smup、Smun的双方断开的同时断开期间。期间Td1以及其前后的动作如下。即，主开关元件Smup被接通的期间（图9的时刻tf～时刻ta的期间），电流以如下的路线流动。

第1绕组4u→主开关元件Smup→直流电源线8

若主开关元件Smup转至断开（图9，时刻ta），则电流Imup以如下的路线流动。

第1绕组4u→主续流二极管Dmup→直流电源线8

此时，在以下的路线中，几乎不流过电流Isup（参照图9（f））。

第1绕组4u→辅助续流二极管Dsup→直流电源线8

这是因为：辅助续流二极管Dsup比主续流二极管Dmup尺寸小，并且在上述路线中存在辅助电感器Lu。

其后，在比主开关元件Smun转至接通的时刻tc提前规定时间的时间点（图9的时刻tb的时间点），下臂侧的辅助开关元件Ssun转至接通。由此，如图10中虚线所示，电流Isun以如下的路线流动。

直流电源线8→主续流二极管Dmup→辅助电感器Lu

→辅助开关元件Ssun→直流电源线9

电流Isun为使直流电源线8、9间短路的电流，而通过辅助电感器Lu，急剧的上升得到抑制，所以不会形成过大的电流（参照图9（h））。

如上所述，电流Isun反向流过主续流二极管Dmup，由此，主续流二极管Dmup的反向阻断性恢复。此外，此时，

几乎不会流过以“直流电源线8→辅助续流二极管Dsup→辅助开关元件Ssun→直流电源线9”为路线的短路电流。

这是因为：在时刻tb以前，几乎没有电流流过辅助续流二极管Dsup，辅助续流二极管Dsup中的残余载流子的移动几乎不存在，反向恢复时间几乎为零。

其后，若主开关元件Smun转至接通（图9的时刻tc的时间点），则电流开始以如下的路线流动。

第1绕组4u→主开关元件Smun→直流电源线9

随着流过主开关元件Smun的电流Imun增加，流过辅助开关元件Ssun的电流Isun减少。在比下臂侧的主开关元件Smun转至接通的时刻tc晚规定时间之后的时间点（图9，时刻td），辅助开关元件Ssun转至断开。由此，流过辅助开关元件Ssun的电流变为零。

该情况的期间Td2为从主半桥电路11u的下臂侧的主开关元件Smun转至断开的时间点（图9的时刻te）至上臂侧的主开关元件Smup转至接通的时间点（图9的时刻tf）的期间，并为主开关元件Smup、Smun的双方断开的同时断开期间。在期间Td2以及其前后，也可以将构成辅助半桥电路13u的辅助开关元件Ssup、Ssun均维持在断开状态。与在［1］中所述的同样，其理由如下。

在期间Td2中，电流流过并联于其后被接通的上臂侧的主开关元件Smup的主续流二极管Dmup而被续流。因此，在期间Td2以及其前后，本来就不会发生伴随着主续流二极管Dmup的还原的短路电流的问题，因此，不需要抑制短路电流的作用。

再者，介由辅助开关元件而流过电动机2的绕组4的电流值与介由主开关元件而流动的电流相同，但如图7以及图9所示，辅助开关元件的接通时间变得比主开关元件的接通时间短。因此，如上所述，可以使用比主开关元件尺寸小的辅助开关元件。

根据以上说明的本实施方式，能够获得如下的效果。

电动机2使定子31的第1绕组4u～4w以及第2绕组4u’～4w’流过彼此相位相反的3相的电流，由此，形成转子21在同一方向上旋转的绕组构造。而且，控制装置12控制第1电力变换装置5以及第2电力变换装置6的动作，使第1绕组4u～4w以及第2绕组4u’～4w’流过彼此相位相反的正弦波状的电流。

这样一来，在第1绕组4u～4w的中性点N1以及第2绕组4u’～4w’的中性点N2产生彼此相位相反的（正负反转）电压变动。起因于中性点N1、N2的电压变动的共模电流成为彼此正负反转的电流，并彼此抵消。但是，若仅通过上述构成以及控制，由于因短路电流所产生的冲击电压的高频率电压变动的影响，中性点N1、N2的电压不变成正负反转的电压的可能性很高（参照图11（a））。该情况下，如图11（b）所示，不能充分地抑制共模电流。

因此，本实施方式中，在同时断开期间以及其前后，如上所述地控制构成辅助半桥电路13u～13w的辅助开关元件Ssup～Sswn以及构成辅助半桥电路15u～15w的辅助开关元件Ssup’～Sswn’的驱动，由此来抑制上述短路电流的产生。此外，PWM控制中的载波频率越高，短路电流的产生频度越增加，因此，与其相伴，短路电流的抑制效果的有效性也相对提高。

由此，如图12（a）所示，在中性点N1、N2可靠地产生正负反转的电压变动。因此，根据本实施方式，如图12（b）所示，起因于电压变动的共模电流可靠地成为正负反转的电流，并彼此抵消。即，根据本实施方式，能够进一步可靠地抑制共模噪声的产生。

在电动机驱动系统1被适用于EV或HEV等的电动汽车的情况下，电动机2的箱体电连接于底盘框架47。因此，在针对共模电流的对策不充分的情况下，共模噪声的问题表现得特别明显。在这样的车载用途等，且电动机2被配置于金属制的容器状部件的内部的构成中，本实施方式的电动机驱动系统1变得更加有益。

在辅助开关元件Ssup～Sswn、Ssup’～Sswn’被接通的期间（例如图7的时刻tb～td、图9的时刻tb～td等）蓄积于辅助电感器Lu～Lw、Lu’～Lw’的能量，在辅助开关元件Ssup～Sswn、Ssup’～Sswn’被断开的期间内被输出至电动机2等的负载并作为电力加以利用。因此，能够最小限度地抑制由用于抑制短路电流的辅助半桥电路13u～13w、15u～15w的动作所产生的效率低下。

此外，将辅助电感器Lu～Lw、Lu’～Lw’的电感值设定为使得基于辅助电感器Lu～Lw、Lu’～Lw’的时间常数比PWM周期小的值。由此，在辅助开关元件Ssup～Sswn、Ssup’～Sswn’的断开／接通切换时，向辅助电感器Lu～Lw、Lu’～Lw’的通电电流变为零电流，能够减少短路电流。

（第2实施方式）

图14至图17为说明第2实施方式的图，对与第1实施方式相同的部分赋予相同的符号并省略说明，对以下不同的部分加以说明。构成第2实施方式的变压器驱动系统50的驱动装置51除了具备第1及第2电力变换装置5以及6以外，还具备第3电力变换装置52。第3电力变换装置52为DC－DC转换器，具有连接于直流电源线8、9间的主半桥电路53以及辅助半桥电路54。

主半桥电路53由主开关元件Smxp以及Smxn的串联电路构成，辅助半桥电路54由辅助开关元件Ssxp以及Ssxn的串联电路构成。在主开关元件Smxp、Smxn分别反向并联有主续流二极管Dmxp、Dmxn，在辅助开关元件Ssxp、Ssxn分别反向并联有辅助续流二极管Dsxp、Dsxn。

此外，电抗器（主电感器）55连接于直流电源7与主开关元件Smxp以及Smxn的中点之间，辅助电感器Lx连接于上述中点与辅助开关元件Ssxp以及Ssxn的中点之间。电抗器55被卷绕于铁心56。

主开关元件Smxp以及Smxn的开关控制及辅助开关元件Ssxp以及Ssxn的开关控制通过控制装置57所输出的驱动信号Gmxp、Gmxn、Gsxp、Gsxn来进行。以上为第3电力变换装置52的构成。控制装置57一边参照输出电压（未作图示）一边对主半桥电路53的主开关元件Smxp以及Smxn进行PWM控制，由此，第3电力变换装置52对所输入的直流电源7的电压进行变压。然后，取代电动机2，驱动装置51将3相变压器58（电磁设备）作为驱动控制对象。

3相变压器58具备作为成对的3相（n＝3）的绕组的第1绕组59u、59v、59w和第2绕组59u’、59v’、59w’。绕组59u以及59u’以卷绕方向彼此相反的方式被卷绕安装于U相铁心60U。绕组59v以及59v’、绕组59w以及59w’也同样地分别被卷绕安装于V相铁心60V、W相铁心60W。

3相变压器58的2次侧例如连接于3相的商用交流电源线。而且，例如在直流电源7为太阳能电池或二次电池等的情况下，若通过第3电力变换装置52对由这些电源供给的直流电的电压进行变压，则通过第1及第2电力变换装置5以及6变换为与商用交流电源一致的频率的交流电力，进一步介由3相变压器58进行变压，供给至商用交流电源线。

图15表示基于构成控制装置57的微型计算机57M所输出的控制信号Xp、Xn，生成各驱动信号Gmxp、Gmxn、Gsxp、Gsxn的逻辑电路的一例。该逻辑电路由4个延迟电路61p、61n、62p、62n和4个AND栅极63p、63n、64p、64n构成，并被构成为正侧与负侧对称。上述的控制信号Xp被供给至AND栅极63p、64p的一方的输入端子，并且介由延迟电路61p被供给至AND栅极64p的另一方的输入端子。

并且，控制信号Xp介由与延迟电路61p串联的延迟电路62p被供给至AND栅极63p的负逻辑输入端子。而且，对于控制信号Xn，延迟电路61以及62及AND栅极63以及64的下标变更为“n”的部件形成相同的连接关系。再者，通过延迟电路61以及62所赋予的延迟时间均为Tα。

接下来，参照图16，对第2实施方式的作用加以说明。再者，通过第1及第2电力变换装置5以及6进行的3相变压器58的控制与第1实施方式相同，因此，对通过控制装置57进行的第3电力变换装置51的控制加以记述。微型计算机57M隔着死区时间Td0地使控制信号Xp、Xn交替地变为高电平。

例如，若控制信号Xn上升，则作为AND栅极63n的输出信号的驱动信号Gsxn与此上升几乎同时地变成高电平。若从此经过延迟时间Tα，则作为AND栅极64n的输出信号的驱动信号Gmxn变为高电平。若从此进一步经过延迟时间Tα，则作为AND栅极63n的输出信号的驱动信号Gsxn变为低电平。

在此，第1实施方式中称为“同时断开期间”的期间为从控制信号Xp下降的时间点至驱动信号Gmxn变为高电平的（Td0＋Tα）。即，在本实施方式中，在主半桥电路53中设置辅助半桥电路54，在同时断开期间内存在使辅助开关元件Ssxp、Ssxn接通的期间，在此期间内仅流过少量的短路电流。因此，在本实施方式的情况下，与以往的死区时间相当的期间对应于微型计算机57M使控制信号Xp、Xn同时变为低电平的期间。

再者，在第1实施方式中说明的、图7、图9所示的各信号的图形也同样能够通过图15所示的逻辑电路生成。例如，控制装置12内的微型计算机以隔着死区时间使U相的控制信号Up、Ux交替地成为高电平的方式进行输出即可。

此外，图17为测定了在3相变压器58的中性点N1、N2间所出现的共模电压的波形。通过适用本实施方式的变压器驱动系统50，与通过3相逆变器驱动以往构成的3相变压器的情况相比，噪声水平降低10dB左右（约1／10）（第1实施方式的图11、图12所示的波形为模拟结果）。

根据如上的第2实施方式，与第1实施方式同样地通过第1及第2电力变换装置5以及6来驱动3相变压器58，并介由作为DC－DC转换器的第3电力变换装置52来供给向这些变压器输入的直流电源。并且，第3电力变换装置52被构成为具备：彼此并联于直流电源线8、9间的主半桥电路53及辅助半桥电路54；连接于直流电源7与主半桥电路53的中点之间的电抗器55；连接于主半桥电路53与辅助半桥电路54的中点之间的辅助电感器Lx；对主开关元件的接通断开动作进行PWM控制的控制装置57。

主半桥电路53具备：一对主开关元件Sxmp、Sxmn；主续流二极管Dxmp、Dxmn，辅助半桥电路54具备一对辅助开关元件Sxsp、Sxsn，控制装置57进行控制，以便在主开关元件Sxmp、Sxmn均被断开的同时断开期间中，在续流电流流向与该同时断开期间结束后被接通的主开关元件Sxm成对的一侧的主续流二极管Dxm的期间，接通与上述主开关元件Sxm同极侧的辅助开关元件Sxs。因此，即使对于使DC－DC转换器动作的情况，也能够谋求短路电流的抑制。

（其他实施方式）

以上，对本发明的几个实施方式进行了说明，但这些实施方式是作为例子公开的，其意图并不在于限制发明的范围。这些新颖的实施方式可以通过其他各种形态进行实施，在不脱离发明的主旨的范围内，可以进行各种省略、置换、变更。

开关元件并不限于增强型MOSFET，例如可以使用双极晶体管、IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor）等各种自消弧型的半导体开关元件。此外，近年开发出的作为高速开关元件的SiC（碳化硅）和GaN（氮化镓）等的单极元件在开关特性上偏差小且栅极信号依存率高，因此，通过本实施方式这样的反相开关控制进行的噪声消除是有效的。

在同时断开期间的后半段的期间内被接通的辅助开关元件Ssup～Sswn、Ssup’～Sswn的接通动作的开始时间点并不限于图7以及图9所示这样的定时，只要是先于该同时断开期间结束后被接通的主开关元件Smup～Smwn、Smup’～Smwn’的接通动作的时间点即可。

此外，在同时断开期间的后半段的期间内被接通的辅助开关元件Ssup～Sswn、Ssup’～Sswn’的断开动作的开始时间点并不限于图7以及图9所示的定时，可以适当变更。例如，也可以在该同时断开期间结束后被接通的主开关元件Smup～Smwn、Smup’～Smwn’的接通动作紧之后开始。但是，为了谋求电力消耗的抑制和PWM控制的高速化等，优选使辅助开关元件Ssup～Sswn、Ssup’～Sswn’的接通期间极短。

也可以在电流流过与同时断开期间结束后被接通的主开关元件同极侧的主续流二极管被续流的同时断开期间的后半段的期间（例如，图7以及图9的期间Td2）内，接通对应的辅助开关元件。这样一来，控制装置12无需根据电流的续流状态来切换同时断开期间的后半段的期间内的辅助开关元件的控制，因此，能够使其控制内容简单化。

作为通过控制装置12进行的第1电力变换装置5以及第2电力变换装置6的控制，也可以并不限于用于使第1绕组4u～4w以及第2绕组4u’～4w’流过正弦波状的电流的PWM控制，例如也可以是矩形波控制。

电动机驱动系统1并不限于EV或HEV等的电动汽车，可以用于电车等所有通过电动机驱动的电动机驱动车辆。此外，电动机驱动系统1例如可以用作家电设备、OA设备、工业设备等各种用途。再者，此时，只要是电动机2被配置于金属制的容器状部件的内部的用途，都将进一步显著地获得共模噪声减少的效果。

作为电动机2，并不限于外转子型（外转型），也可以是内转子型（内转型）。

电动机2的相数例如也可以是2相等其他的相数。此情况下，将驱动装置3变更为具备将直流电压变换为n（但是，n为2以上的整数）相的交流电压的第1电力变换装置以及第2电力变换装置的构成，并将电动机2变更为具备n相的第1绕组以及n相的第2绕组的构成即可。

电动机2的绕组构造并不限于图2以及图3所示的构造，只要是通过使成对的n相（但是，n为2以上的整数）的定子绕组流过彼此相位相反的电流，使转子在同一方向上旋转的绕组构造，则可以适当地进行变更。例如，如图13所示，也可以分别通过两个线圈构成第1绕组4u～4w以及第2绕组4u’～4w’。该情况下，使用具有12个齿的定子铁心来构成各绕组的线圈被卷绕安装于各自对应的齿。再者，构成各绕组的线圈的数量也可以为3以上。此外，在上述实施方式中，以集中卷绕的方法对电动机2的绕组进行了说明，但并不限于该卷绕方法，例如也可以是分布卷绕。

在第2实施方式中，也可以将控制装置12以及57构成为1个控制装置。

此外，在第2实施方式中，根据需要来设置第3电力变换装置52以及控制装置57即可。

这些实施方式及其变形包含于发明的范围和主旨内，并包含于权利要求书所记载的发明及其等同的范围内。

Claims (17)

1.一种电磁设备驱动系统，其特征在于，具备：

电磁设备，具有n相的绕组，该n相的绕组是成对的，并且被卷绕成通过被通电彼此相位相反的电流而在同一方向上励磁，其中，n为2以上的自然数；

主驱动装置，对上述成对的绕组分别通电彼此相位相反的电流；以及

辅助驱动装置，与上述各主驱动装置并列设置，抑制对上述绕组进行通电切换时在上述各主驱动装置中所产生的短路电流。

2.根据权利要求1所述的电磁设备驱动系统，其中，

上述主驱动装置为将直流电力变换为n相的交流电力的逆变器。

3.根据权利要求2所述的电磁设备驱动系统，其中，

上述辅助驱动装置的构成包括：

各相的主半桥电路，构成上述逆变器；

辅助半桥电路，分别与上述各相的主半桥电路并联连接；以及

n个辅助电感器，介于上述各相的主半桥电路和辅助半桥电路的中点之间。

4.一种电磁设备驱动系统，其特征在于，具备：

电磁设备，具有n相的绕组，该n相的绕组是成对的，并且被卷绕成通过被通电彼此相位相反的电流而在同一方向上励磁，其中，n为2以上的自然数；以及

驱动装置，驱动上述电磁设备；

上述驱动装置具备：

第1电力变换装置，将从一对直流电源线输入的直流电压变换为n相的交流电压，其中，n为2以上的自然数；

第2电力变换装置，将上述直流电压变换为n相的交流电压；以及

控制装置，控制上述第1及第2电力变换装置的动作，

上述第1及第2电力变换装置具备：

n相的主半桥电路以及n相的辅助半桥电路，在上述一对直流电源线之间彼此并联连接；以及

n个辅助电感器，介于上述各相的主半桥电路与辅助半桥电路的中点之间，

上述主半桥电路具备：

一对主开关元件；以及

主续流二极管，与各主开关反向并联连接，

上述辅助半桥电路具备一对辅助开关元件，

上述电磁设备具备：各n相的第1及第2绕组，分别与上述第1及第2电力变换装置的各相的主半桥电路的中点连接；以及铁心，公共地卷绕有上述第1及第2绕组，该电磁设备构成为通过对上述n相的第1及第2绕组流过彼此相位相反的n相电流，使上述铁心在同一方向上励磁，

上述控制装置以在上述n相的第1及第2绕组上施加上述n相的交流电压的方式来控制上述第1及第2电力变换装置，

上述控制装置在上述各相的一对主开关元件均被断开的同时断开期间中，在续流电流流过与该同时断开期间结束后被接通的主开关元件成对的一侧的主续流二极管的期间，接通与上述主开关元件同极侧的辅助开关元件。

5.根据权利要求4所述的电磁设备驱动系统，其中，

上述控制装置对上述主开关元件的接通断开动作进行PWM控制，

上述辅助电感器的电感值被设定为使得包含上述辅助电感器的时间常数比上述PWM控制的周期小。

6.根据权利要求4所述的电磁设备驱动系统，其中，

对于上述同时断开期间内已接通的上述辅助开关元件，上述控制装置在上述同时断开期间结束后接通了对应的主开关元件紧之后，断开该辅助开关元件。

7.根据权利要求5所述的电磁设备驱动系统，其中，

对于上述同时断开期间内已接通的上述辅助开关元件，上述控制装置在上述同时断开期间结束后接通了对应的主开关元件紧之后，断开该辅助开关元件。

8.根据权利要求4所述的电磁设备驱动系统，其中，

具备DC－DC转换器，该DC－DC转换器连接于直流电源与上述第1及第2电力变换装置之间，

上述DC－DC转换器具备：

主半桥电路以及辅助半桥电路，彼此并联连接于上述一对直流电源线之间；

主电感器，连接于上述直流电源与上述主半桥电路的中点之间；

辅助电感器，介于上述主半桥电路与上述辅助半桥电路的中点之间；以及

控制装置，对上述主开关元件以及上述辅助开关元件的接通断开动作进行PWM控制，

上述主半桥电路具备：

一对主开关元件；以及

主续流二极管，与各主开关反向并联连接，

上述辅助半桥电路具备一对辅助开关元件，

上述控制装置进行控制，使得在上述一对主开关元件均被断开的同时断开期间中，在续流电流流过与该同时断开期间结束后被接通的主开关元件成对的一侧的主续流二极管的期间，接通与上述主开关元件同极侧的辅助开关元件。

9.根据权利要求5所述的电磁设备驱动系统，其中，

具备DC－DC转换器，该DC－DC转换器连接于直流电源与上述第1及第2电力变换装置之间，

上述DC－DC转换器具备：

主半桥电路及辅助半桥电路，彼此并联连接于上述一对直流电源线之间；

主电感器，连接于上述直流电源与上述主半桥电路的中点之间；

辅助电感器，介于上述主半桥电路与上述辅助半桥电路的中点之间；以及

控制装置，对上述主开关元件以及上述辅助开关元件的接通断开动作进行PWM控制，

上述主半桥电路具备：

一对主开关元件；以及

主续流二极管，与各主开关反向并联连接，

上述辅助半桥电路具备一对辅助开关元件，

上述控制装置进行控制，使得在上述一对主开关元件均被断开的同时断开期间中，在续流电流流过与该同时断开期间结束后被接通的主开关元件成对的一侧的主续流二极管的期间，接通与上述主开关元件同极侧的辅助开关元件。

10.根据权利要求6所述的电磁设备驱动系统，其中，

具备DC－DC转换器，该DC－DC转换器连接于直流电源与上述第1及第2电力变换装置之间，

上述DC－DC转换器具备：

主半桥电路以及辅助半桥电路，彼此并联连接于上述一对直流电源线之间；

主电感器，连接于上述直流电源与上述主半桥电路的中点之间；

辅助电感器，介于上述主半桥电路与上述辅助半桥电路的中点之间；以及

控制装置，对上述主开关元件以及上述辅助开关元件的接通断开动作进行PWM控制，

上述主半桥电路具备：

一对主开关元件；以及

主续流二极管，与各主开关反向并联连接，

上述辅助半桥电路具备一对辅助开关元件，

上述控制装置进行控制，使得在上述一对主开关元件均被断开的同时断开期间中，在续流电流流过与该同时断开期间结束后被接通的主开关元件成对的一侧的主续流二极管的期间，接通与上述主开关元件同极侧的辅助开关元件。

11.根据权利要求7所述的电磁设备驱动系统，其中，

具备DC－DC转换器，该DC－DC转换器连接于直流电源与上述第1及第2电力变换装置之间，

上述DC－DC转换器具备：

主半桥电路及辅助半桥电路，彼此并联连接于上述一对直流电源线之间；

主电感器，连接于上述直流电源与上述主半桥电路的中点之间；

辅助电感器，介于上述主半桥电路与上述辅助半桥电路的中点之间；以及

控制装置，对上述主开关元件以及上述辅助开关元件的接通断开动作进行PWM控制，

上述主半桥电路具备：

一对主开关元件；以及

主续流二极管，与各主开关反向并联连接，

上述辅助半桥电路具备一对辅助开关元件，

上述控制装置进行控制，使得在上述一对主开关元件均被断开的同时断开期间中，在续流电流流过与该同时断开期间结束后被接通的主开关元件成对的一侧的主续流二极管的期间，接通与上述主开关元件同极侧的辅助开关元件。

12.根据权利要求1所述的电磁设备驱动系统，其中，

上述电磁设备为电动机。

13.根据权利要求12所述的电磁设备驱动系统，其中，

上述电动机被配置于金属制的容器状部件的内部。

14.一种电动机驱动车辆，其特征在于，具备：

电动机，具有n相的绕组，该n相的绕组是成对的，并且被卷绕成通过被通电彼此相位相反的电流而在同一方向上励磁，其中，n为2以上的自然数；

车轮，通过上述电动机来驱动；

主驱动装置，对上述成对的各绕组通电彼此相位相反的电流；以及

辅助驱动装置，与上述各主驱动装置并列设置，抑制对上述绕组进行通电切换时在上述各主驱动装置中所产生的短路电流。

15.一种电动机驱动车辆，其特征在于，具备：

电动机，具有n相的绕组，该n相的绕组是成对的，并且被卷绕成通过被通电彼此相位相反的电流而在同一方向上励磁，其中，n为2以上的自然数；

车轮，通过上述电动机来驱动；以及

驱动装置，驱动上述电动机，

上述驱动装置具备：

第1电力变换装置，将从一对直流电源线输入的直流电压变换为n相的交流电压，其中，n为2以上的自然数；

第2电力变换装置，将上述直流电压变换为n相的交流电压；以及

控制装置，对上述第1及第2电力变换装置的动作进行控制，

上述第1及第2电力变换装置具备：

n相的主半桥电路以及n相的辅助半桥电路，彼此并联连接于上述一对直流电源线之间；以及

n个辅助电感器，介于上述各相的主半桥电路与辅助半桥电路的中点之间，

上述主半桥电路具备：

一对主开关元件；以及

主续流二极管，与各主开关反向并联连接，

上述辅助半桥电路具备一对辅助开关元件，

上述电动机具备：各n相的第1及第2绕组，分别与上述第1及第2电力变换装置的各相的主半桥电路的中点连接；以及铁心，公共地卷绕有上述第1及第2绕组，该电动机构成为通过使上述n相的第1及第2绕组流过彼此相位相反的n相电流，使上述铁心在同一方向上励磁，

上述控制装置以在上述n相的第1及第2绕组上施加上述n相的交流电压的方式来控制上述第1及第2电力变换装置，

上述控制装置在上述各相的一对主开关元件均被断开的同时断开期间中，在续流电流流过与该同时断开期间结束后被接通的主开关元件成对的一侧的主续流二极管的期间，接通与上述主开关元件同极侧的辅助开关元件。

16.根据权利要求14所述的电动机驱动车辆，其中，

上述电动机被配置于金属制的容器状部件的内部。

17.根据权利要求15所述的电动机驱动车辆，其中，

上述电动机被配置于金属制的容器状部件的内部。

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