JP7407247B1 - バッテリ保護回路 - Google Patents

Abstract

【課題】リチウムイオン電池のようなバッテリのデンドライトを電気的に除去するバッテリ保護動作及び/又は低温のバッテリを加熱する加熱動作を行うバッテリ保護回路を提供する。【解決手段】バッテリ保護回路は、バッテリ６を充放電する充放電回路８を備える。充放電回路８は、放電期間と充電期間とを交互に繰り返す。短い放電期間にバッテリ６を流れる放電電流は、長い充電期間にバッテリ６を流れる充電電流に比べて高い電流レートを有する。【選択図】図１

Description

本発明は、低温のバッテリを電気的に加熱するためのバッテリ保護回路に関する。

リチウムイオン電池のような二次電池（バッテリ）は、低温条件下においてバッテリの性能が低下するという難しい問題をもつ。このため、低温バッテリを暖める外部電気ヒータがしばしば採用されている。しかし、この外部電気ヒータの電力消費は深刻な問題となっている。

特許文献１は、バッテリを加熱する昇圧チョッパ回路を提案している。充電電流が昇圧チョッパを通じて平滑キャパシタからバッテリに供給される。放電電流が昇圧チョッパを通じてバッテリから平滑キャパシタに供給される。さらに、本出願人により出願された特許文献２は、バッテリに単相交流電流を供給する３相インバータを提案している。３相同期モータは単相交流電流によって駆動されない。

特許文献１は、トラクションモータを駆動するインバータ回路に昇圧チョッパを追加することを要求する。さらに、冷たいバッテリへの充電電流の供給は負極表面へのデンドライトの成長を促進する。

特許文献２は、冷たいバッテリを加熱するために３相インバータにより形成された単相交流電流を使用する。しかし、単相交流電流は、バッテリを放電する半波成分と、バッテリを充電する半波成分をもつ。たとえばバッテリが冷たい時、バッテリを充電する半波成分は負極上にデンドライトを発生する可能性をもつ。さらに、３相インバータが３相モータに単相交流電流を供給しなければならないため、電気自動車の停止が期待される。一般的に、電気自動車の始動は単相交流電流によるバッテリの加熱のために遅延される。

特開２０１３－７７４５２号公報 WO２０１９/２４４６８０号公報

本発明の一つの目的は、低温のバッテリを電気的に急速加熱可能なバッテリ保護回路を提供することである。
しかし、低温のバッテリの充電はデンドライトが負極表面に析出する問題をもつ。
本発明のもう一つの目的は、バッテリの負極表面に析出したデンドライトを良好に低減可能なバッテリ保護回路を提供することである。

本発明の第１の様相によれば、放電動作及び充電動作を交互に繰り返すバッテリ保護動作が実施される。放電動作はバッテリを高電流レートで短時間放電する。充電動作はバッテリを低電流レートで長時間充電する。このバッテリ保護動作は、負極リフレッシュ動作及び／又はバッテリ加熱動作を含む。高電流レート充電は、低電流レート充電と比べて負極表面へのデンドライト析出量を増加させる。逆に、高電流レート放電は、低電流レート放電と比べて負極表面からのデンドライト溶出量を増加させる。

さらに、高電流レート放電は、全動作時間中の充電期間の割合を増加させる。このため、低電流レートでの充電時間を相対的に延長することができる。したがって、デンドライト析出が抑制される。この効果は特に冷えたバッテリを急速に加熱する電池加熱動作において重要である。

言い換えると、高電流レートの充電電流及び放電電流は、デンドライトへの電流集中によりデンドライトの析出及び溶解を促進する。他方、低電流レートによる充電はデンドライトへの電流集中を抑制することにより、デンドライトの成長を抑制する。結局、バッテリの負極上におけるデンドライト成長を防止することは難しい問題であることが理解される。上記充電及び放電を繰り返すこの提案技術は、負極上に成長したデンドライトをたとえば定期的又は所定タイミングにて低減する。これにより、負極及び正極の短絡事故が良好に防止される。この提案技術のもう一つのメリットは、バッテリ内部を加熱できることである。このため、低温バッテリに実施されるこの提案技術は、バッテリ温度を上昇させる。その結果、その後の充電動作においてデンドライトの成長が低減される。

好適態様において、バッテリ保護動作を実施する充放電回路は、バッテリの放電電流を蓄積するエネルギー蓄積部品を有する。このエネルギー蓄積部品は、インダクタンス又はキャパシタンスをもつ。バッテリの放電により)エネルギー蓄積部品に蓄積された電力エネルギーは、次のバッテリの充電動作において使用される。これにより、バッテリの蓄電電力エネルギーがバッテリ保護動作により消費されることを抑制することができる。

好適な態様において、放電動作によりエネルギー蓄積部品に蓄積されるエネルギー量は、充電動作によりエネルギー蓄積部品からバッテリに放出されるエネルギー量にほぼ等しい。言い換えれば、短時間の高電流レートの放電と長時間の低電流レートの充電は、バッテリの蓄電エネルギーの低下を抑制する。したがって、バッテリ保護動作において、放電動作と充電動作を交互に繰り返すことができる。さらに、この繰り返される充放電は、小型のエネルギー蓄積部品の使用を可能とする。

好適態様において、充放電回路は、バッテリと並列に接続された複数の放電ユニットと、バッテリと並列に接続された充電ユニットとを有する。各放電ユニットはそれぞれ、上アームスイッチ及び下アームスイッチによりサンドイッチされるインダクタを有する。充電ユニットは、各インダクタをインダクタ接続ダイオードを介して互いに直列接続してなるインダクタ直列接続回路を有する。インダクタ直列接続回路の一端は、負極側ダイオードを通じてバッテリの負極端子に接続される。インダクタ直列接続回路の他端は、正極側ダイオードを通じてバッテリの正極端子に接続される。

これにより、低い電力損失と簡素な回路構成とをもつ充放電回路により、バッテリ保護動作を実施することができる。なお、これらのダイオードと並列にトランジスタを接続することにより、ダイオード損失を低減することは可能である。

好適な態様において、各放電ユニットの上アームスイッチ及び下アームスイッチは同じタイミングでスイッチングされる。これにより、制御が容易となり、電力損失を低減することができる。

好適な態様において、各放電ユニットの各インダクタは、共通の軟磁性コアに巻かれる。さらに、各インダクタを流れる電流は、コア内に同方向の磁束を形成する。これにより、各インダクタのインダクタンスを増大することができる。

好適な態様において、充放電回路は、エネルギー蓄積部品としての３相モータの３つの相巻線に別々に接続された３つのHブリッジを有する。この３つのHブリッジからなる３相インバータはデュアルインバータと呼ばれる。３つのHブリッジは、バッテリの放電時に各相巻線に並列に電流を供給し、バッテリの充電時に各相巻線のフリーホィーリング電流を順番にバッテリに回生する。これにより、回路コストを低減することができる。

好適な態様において、充放電回路は、エネルギー蓄積部品としてのキャパシタと、このキャパシタとバッテリとを接続するチョッパ回路とを有する。チョッパ回路に内蔵されたスイッチング素子のテ゛ューティは、バッテリ保護動作を実施するために制御される。これにより、バッテリ保護動作を簡素な回路で実現することができる。

好適な態様において、充放電回路は、３相モータ駆動用の３相インバータを駆動するために、バッテリの電圧を昇圧して平滑キャパシタに印加する昇圧チョッパを有する。これにより、回路コストを低減することができる。

既述された充電動作及び放電動作を繰り返すバッテリ保護回路は、バッテリが外部負荷に放電していない環境において実施されることが好適である。しかし、たとえば低温のバッテリが走行中のEVに給電する環境において、バッテリは急速に加熱されることが好ましい。たとえば、EVの制動により冷たいバッテリが充電される時、負極上にデンドライトが析出するという問題が生まれる。この問題を解決するために、下記の２つのバッテリ保護回路が提案される。これらの提案技術は一緒に実施されることができる。

本発明の第２の様相によれば、バッテリ温度が所定値よりも低い時、回転中の３相同期モータに供給される３相同期電流は、要求トルク値に発生可能な最小の電流振幅値である最小電流振幅値の１５０％を超える拡大電流振幅値をもつ。この運転モードは、振幅増大法と呼ばれる。この振幅増大法は、冷えたバッテリの急速加熱が必要である時に実施される。

一般に、３相同期モータのモータトルクは、３相同期電流の電流振幅と負荷角の両方により制御可能であることが知られている。負荷角は、本質的にステータの回転磁界の磁極軸とロータの磁極軸との角度差を意味する。３相同期電流の３つの相電流の各位相角をシフトすることにより、この３相同期電流により形成される回転磁界の磁極軸はシフトされる。さらに、３つの相電流の各位相角は、３相同期モータに印加される３つの相電圧の各位相角をシフトすることによりシフトされる。

この振幅増大法によれば、３相同期電流の３つの相電流の各位相角を調整することにより、この電流振幅増加によるモータトルク値の増大はキャンセルされる。この位相角は簡単に負荷角と呼ばれることもできる。したがって、３相同期電流の電流振幅値がバッテリの急速加熱のために増加される時、モータトルクは、３相同期電流の負荷角の補正故に要求トルク値からシフトされない。

この振幅拡大法がさらに説明される。所定の要求トルク値に等しいモータトルクを発生することができる数多くの電流振幅値及び位相角値のペアが存在する。この振幅拡大法によれば、最大トルク制御法の最小電流振幅値よりも大きい電流振幅値と要求トルク値とから必要な負荷角値が選択される。これにより、３相同期電流の電流振幅値を増加するにもかかわらず、要求トルク値に一致するモータトルクを発生することができる。さらに、バッテリは、３相同期電流の電流振幅値の増加により、急速に加熱されることができる。

好適な態様において、バッテリの温度が所定のしきい値より高い時に、３相同期電流は、要求トルク値を発生可能な最小電流振幅値をもつ。その結果、バッテリの温度が所定のしきい値より高い時に、バッテリの発熱を減らすことができる。

本発明の第３の様相によれば、３相モータに供給する３相電流は、３つのHブリッジからなるデュアルインバータにより形成される。PWM制御される３つのHブリッジは、３相モータの３つの相巻線に別々に３つの相電流を供給する。PWM制御により、各相電流はパルス電流となる。バッテリが低温である場合に、３つの相電流は互いオーバーラップされる。これにより、バッテリ内の発熱が増加し、バッテリの低温状態は速やかに解消される。

好適な態様において、バッテリが低温ではない時、パルス電流からなる３つの相電流は、可能であれば順番に３つの相巻線に供給される。これにより、バッテリが低温でない時、バッテリの発熱を減らすことができる。

図１は、第１実施例のバッテリ保護回路を示す配線図である。 図２は、第１実施例のバッテリ保護動作を示すタイミングチャートである。 図３は、共通コアに巻かれたインダクタを示す模式平面図である。 図４は、第２実施例のバッテリ保護回路を示す配線図である。 図５は、第２実施例のバッテリ保護動作を示すタイミングチャートである。 図６は、第３実施例のバッテリ保護回路を示す配線図である。 図７は、Hブリッジが相巻線に磁気エネルギーを蓄積する放電動作を示す模式図である。 図８は、Hブリッジが相巻線の磁気エネルギーを維持するフリーホィーリング動作を示す模式図である。 図９は、Hブリッジが相巻線の磁気エネルギーをバッテリに回生する充電動作を示す模式図である。 図１０は、第３実施例のバッテリ保護動作を示すタイミングチャートである。 図１１は、第４実施例のバッテリ保護回路を示す配線図である。 図１２は、第４実施例のバッテリ保護回路の急速加熱動作を示すタイミングチャートである。 図１３は、第５実施例のバッテリ急速加熱動作を示すタイミングチャートである。 図１４は、第５実施例のバッテリ発熱低減動作を示すタイミングチャートである。

第１実施例
第１の好適なバッテリ保護回路が図１を参照して説明される。このバッテリ保護回路はバッテリ保護動作を実行する。制御回路７はバッテリ６に接続された充放電回路８を制御する。制御回路７及び充放電回路８はバッテリ保護回路を構成している。

充放電回路８は、それぞれバッテリ６と並列接続された８個の放電ユニット８１－８８、及び後述の充電ユニットを有する。放電ユニット８１は、インダクタ５１を挟んで直列接続される上アームスイッチ２１及び下アームスイッチ３１を有する。放電ユニット８２は、インダクタ５２を挟んで直列接続される上アームスイッチ２２及び下アームスイッチ３２を有する。

放電ユニット８３は、インダクタ５３を挟んで直列接続される上アームスイッチ２３及び下アームスイッチ３３を有する。放電ユニット８４は、インダクタ５４を挟んで直列接続される上アームスイッチ２４及び下アームスイッチ３４を有する。

放電ユニット８５は、インダクタ５５を挟んで直列接続される上アームスイッチ２５及び下アームスイッチ３５を有する。放電ユニット８６は、インダクタ５６を挟んで直列接続される上アームスイッチ２６及び下アームスイッチ３６を有する。

放電ユニット８７は、インダクタ５７を挟んで直列接続される上アームスイッチ２７及び下アームスイッチ３７を有する。放電ユニット８８は、インダクタ５８を挟んで直列接続される上アームスイッチ２８及び下アームスイッチ３８を有する。

この実施例によれば、上アームスイッチ２１－２８及び下アームスイッチ３１－３８はMOSFETを採用している。上アームスイッチ２１－２８は、インダクタ５１－５８とバッテリ６の正極端子６１とを別々に接続している。下アームスイッチ３１－３８は、インダクタ５１－５８とバッテリ６の負極端子６２とを別々に接続している。したがって、放電ユニット８１－８８はそれぞれ、バッテリ６と並列に接続されている。

充電ユニットは、インダクタ５１－５８、負極側ダイオード４０、インダクタ接続ダイオード４１－４７、及び正極側ダイオード４８を直列接続してなるインダクタ直列接続回路からなる。

負極側ダイオード４０は、バッテリ６の負極端子６２とインダクタ５１の高電位端子とを接続する。インダクタ接続ダイオード４１は、インダクタ５１の低電位端子とインダクタ５２の高電位端子とを接続する。インダクタ接続ダイオード４２は、インダクタ５２の低電位端子とインダクタ５３の高電位端子とを接続する。

インダクタ接続ダイオード４３は、インダクタ５３の低電位端子とインダクタ５４の高電位端子とを接続する。インダクタ接続ダイオード４４は、インダクタ５４の低電位端子とインダクタ５５の高電位端子とを接続する。

インダクタ接続ダイオード４５は、インダクタ５５の低電位端子とインダクタ５６の高電位端子とを接続する。インダクタ接続ダイオード４６は、インダクタ５６の低電位端子とインダクタ５７の高電位端子とを接続する。

インダクタ接続ダイオード４７は、インダクタ５７の低電位端子とインダクタ５８の高電位端子とを接続する。正極側ダイオード４８は、バッテリ６の正極端子６１とインダクタ５８の低電位端子とを接続する。ダイオード４０－４８は、直列接続されたインダクタ５１－５８がバッテリ６へ充電電流を流す方向に接続されている。

制御回路７は、単純なパルス制御回路でもよく、マイクロコンピュータを使用する回路でもよい。制御回路７は、バッテリ６のバッテリ保護動作において上アームスイッチ２１－２８及び下アームスイッチ３１－３８を同時にオンし、同時にオフする。

充放電回路８によるバッテリ６の放電動作が図１及び図２を参照して説明される。図２において、時点ｔ１から時点ｔ２までの期間は放電期間である。

上アームスイッチ２１－２８及び下アームスイッチ３１－３８のゲート電極に印加される制御信号Sは放電期間（ｔ１－ｔ２）においてハイレベルとなり、スイッチ２１－２８及び３１－３８がオンされる。したがって、バッテリ６の電池電圧がこの放電期間にインダクタ５１－５８に別々に印加される。

その結果、インダクタ５１－５８に別々に流れる放電電流Iｄは、その最低電流値から徐々に増え、放電期間が終了する時点ｔ３において最高電流値に達する。結局、放電電流Idはこの放電期間に８個のインダクタ５１－５８それぞれに並列に流れるため、バッテリ６は放電電流Idの８倍のトータル放電電流を流す。

充放電回路８によるバッテリ６の充電動作が説明される。図２において、時点ｔ２から時点ｔ１までの期間が充電期間である。時点ｔ２において、スイッチ２１－２８及び３１－３８がオフされる。その結果、インダクタ５１－５８にそれぞれ蓄積された磁気エネルギーは、インダクタ５１－５８を別々に流れる電流Iｄを維持しようとする。

その結果、いわゆるフリーホィーリング電流である充電電流Icが、ダイオード４０－４８及びインダクタ５１－５８からなるインダクタ直列接続回路を流れ、バッテリ６は充電電流Iｃにより充電される。

この充電期間において、インダクタ５１－５８はそれぞれ、磁気エネルギーの低い消費レートをもつ。その結果、放電期間の約８倍の充電期間が終了する時、インダクタ５１－５８を流れる充電電流Icは放電電流Iｄの上記最低電流値に達する。

充電期間及び放電期間が交互に繰り返されるバッテリ保護動作により、バッテリ６の負極のデンドライトが除去され、かつ、バッテリが加熱される。このバッテリ保護動作は、たとえばEVの停車期間のようにバッテリ６の充放電が休止されている期間に実行されることが好適である。

インダクタ５１－５８の好適な実施態様が図３を参照して説明される。図３によれば、インダクタ５１－５８は共通の四角枠形状の軟磁性コア９に巻かれている。さらに、インダクタ５１－５８のそれぞれによりコア９内に形成される各磁束は互いに同じ流れ方向をもつ。したがって、充電期間において、直列接続された８個のインダクタ５１－５８は、８個のインダクタ５１－５８それぞれと比べて８倍の巻数をもつ一つのインタ゛クタと見指されることができる。

したがって、充電期間において直列接続されたインダクタ５１－５８は、インダクタ５１－５８のそれぞれと比べて６４倍のインダクタンスをもつ。その結果、放電期間において、インダクタ５１－５８はそれぞれ、互いに磁気的に独立するインダクタ５１－５８のそれぞれと比べて８倍のインダクタンスをもつ。結局、図３に示される共通コア形式のインダクタ５１－５８は、相対的に大きな磁気エネルギーを蓄積することができる。

図３において、インダクタ５１は端子１１a、１１bをもち、インダクタ５２は端子１２a、１２bをもつ。インダクタ５３は端子１３a、１３bをもち、インダクタ５４は端子１４a、１４bをもつ。インダクタ５５は端子１５a、１５bをもち、インダクタ５６は端子１６a、１６bをもつ。インダクタ５７は端子１７a、１７bをもち、インダクタ５８は端子１８a、１８bをもつ。

この実施例のバッテリ保護動作は、定期的に実行されることができ、負極析出に関する情報やバッテリ温度に関する情報に基づいて起動されることもできる。

第２実施例
第２の好適なバッテリ保護回路が図４を参照して説明される。このバッテリ保護回路は、制御回路７及び双方向昇圧チョッパ回路１１０からなる。制御回路７は充放電回路としての双方向昇圧チョッパ回路１１０を制御する。昇圧チョッパ回路１１０は３相インバータ１０５とバッテリ６とを接続する。３相インバータ１０５は電気自動車の３相モータ１０６にU相電圧Vu、V相電圧Vv及びW相電圧Vwを印加する。

昇圧チョッパ回路１１０は、インダクタ１０１、下アームスイッチ１０２、及び上アームスイッチ１０３からなる。インダクタ１０１は、下アームスイッチ１０２と上アームスイッチ１０３との接続点をバッテリ６の正極端子６１に接続する。昇圧チョッパ回路１１０は、バッテリ６の電圧を昇圧して３相インバータ１０５及び平滑キャパシタ１０４に並列に印加する。

昇圧チョッパ回路１１０により実行されるバッテリ６の放電動作が説明される。下アームスイッチ１０２がオンされると、バッテリ６はインダクタ１０１及び下アームスイッチ１０２を通じて放電する。放電電流はインダクタ１０１に磁気エネルギーを蓄積する。下アームスイッチ１０２がオフされると、バッテリ６及びインダクタ１０１は、上アームスイッチ１０３を通じて平滑キャパシタ１０４に昇圧電圧を印加する。

上アームスイッチ１０３及び下アームスイッチ１０２は相補的にスイッチングされることができる。平滑キャパシタ１０４が上アームスイッチ１０３のアンチパラレルダイオードを通じて充電されることも可能である。下アームスイッチ１０２のスイッチングは所定のキャリヤ周波数で繰り返される。下アームスイッチ１０２が高いＰＷＭテ゛ューティ比をもつ時、バッテリ６の放電電流が増加する。下アームスイッチ１０２が低いＰＷＭテ゛ューティ比をもつ時、バッテリ６の放電電流が減少する。

昇圧チョッパ回路１１０により実行されるバッテリ６の充電動作が説明される。平滑キャハ゜シタ１０４はバッテリ６よりも高い電圧をもつ。上アームスイッチ１０３がオンされると、平滑キャパシタ１０４は上アームスイッチ１０３及びインダクタ１０１を通じてバッテリ６を充電する。充電電流はインダクタ１０１に磁気エネルギーを蓄積する。上アームスイッチ１０３がオフされると、インダクタ１０１の磁気エネルギーは、下アームスイッチ１０２及びインダクタ１０１を通じてバッテリ６に回生される。

これにより、平滑キャパシタ１０４が放電され、バッテリ６が充電される。上アームスイッチ１０３及び下アームスイッチ１０２は相補的にスイッチングされることができる。インダクタ１０１は下アームスイッチ１０２のアンチパラレルダイオードを通じてバッテリ６を充電することができる。上アームスイッチ１０３のスイッチングは所定のキャリヤ周波数で繰り返される。上アームスイッチ１０３が高いＰＷＭテ゛ューティ比をもつ時、バッテリ６の充電電流が増加する。上アームスイッチ１０３が低いＰＷＭテ゛ューティ比をもつ時、バッテリ６の充電電流が減少する。

図５は、双方向昇圧チョッパ回路１１０の動作を示すタイミングチャートである。昇圧チョッパ回路１１０がバッテリ６を放電する放電期間Tdと、昇圧チョッパ回路１１０がバッテリ６を充電する充電期間Tcとが交互に繰り返される。放電期間TdはDperiodと呼ばれることができ、充電期間TｃはCperiodと呼ばれることができる。

放電期間Tdが終了した後、充電期間Tcが開始される前に、下アームスイッチ１０２がオフされるインダクタ減衰期間Tbが配置される。インダクタ１０１を流れる電流はこの期間Tｂにおいて減衰される。同様に、充電期間Tｃが終了した後、放電期間Tｄが開始される前に、上アームスイッチ１０３がオフされるインダクタ減衰期間Taが配置される。インダクタ１０１を流れる電流はこの期間Taにおいて減衰される。

第２実施例によれば、電気自動車のトラクションモータを駆動する３相インバータに昇圧電圧を印加する昇圧チョッパ回路がバッテリ保護動作を実施する。したがって、回路コストが低減される。

第３実施例
第３の好適な保護回路が説明される。図６はバッテリ保護動作を実行するバッテリ保護回路を示す。このバッテリ保護回路は、充放電回路としての３相インバータ２１０と、３相インバータ２１０を制御する制御回路７とをもつ。３相インバータ２１０は、３相モータのU相巻線２U、V相巻線２V、及びW相巻線２Wを駆動する。３相インバータ２１０は、３つのHブリッジ６０１－６０３からなるデュアルインバータと、バッテリ６と並列接続された平滑キャパシタ６３をもつ。

Hブリッジ６０１はU相巻線２Uの両端に別々に接続されるレグ２０８及び２０９をもつ。Hブリッジ６０２はV相巻線２Vの両端に別々に接続されるレグ２０８及び２０９をもつ。Hブリッジ６０３はW相巻線２Wの両端に別々に接続されるレグ２０８及び２０９をもつ。各レグ２０８はそれぞれ、互いに直列接続された上アームスイッチ２０４及び下アームスイッチ２０５からなる。各レグ２０９はそれぞれ、互いに直列接続された上アームスイッチ２０６及び下アームスイッチ２０７からなる。

U相Hブリッジ６０１の動作が図７－図９を参照して説明される。V相Hブリッジ６０２及びW相Hブリッジ６０３の動作は、Hブリッジ６０１の動作と本質的に同じである。図７はバッテリ６の放電動作を示す。上アームスイッチ２０４及び下アームスイッチ２０７がオンされる。これにより、相巻線２Uを流れる放電電流Idが次第に増加し、相巻線２Uの磁気エネルギーが増加する。

図８はフリーホィーリング動作を示す。上アームスイッチ２０４及び２０６がオンされる。フリーホィーリング電流Ifが上アームスイッチ２０６のアンチパラレルダイオードを流れる時、上アームスイッチ２０６をオフするしてもよい。フリーホィーリング電流Iｆは相巻線２U、上アームスイッチ２０６、及び上アームスイッチ２０４を経由して循環する。これにより、フリーホィーリング電流Ifの減衰が抑制される。

図９はバッテリ６の充電動作を示す。下アームスイッチ２０５及び上アームスイッチ２０６がオンされ、上アームスイッチ２０４及び下アームスイッチ２０７がオフされる。これにより、相巻線２Uの磁気エネルギーはバッテリ６に充電電流Iｃを供給する。バッテリ６は充電され、相巻線２Uの磁気エネルギーは減る。充電電流Icが下アームスイッチ２０５及び上アームスイッチ２０６のアンチパラレルダイオードを通じて流れる時、下アームスイッチ２０５及び上アームスイッチ２０６はオフされることができる。

制御回路７は、Hブリッジ２０１－２０３をＰＷＭ制御することにより、放電電流Iｄ及び充電電流Icの電流値を調整することができる。たとえば、図７に示される放電動作と、図８に示されるフリーホィーリング動作とを交互に実施するPWM制御は、バッテリ６の放電電流の電流値を制御する。これら２つの動作期間の比率に相当するPWMテ゛ューティを制御することにより、放電電流の平均電流値は制御される。平滑キャパシタ６３はバッテリ６を流れる放電電流の高周波成分を除去する。

同様に、図９に示される充電動作と図８に示されるフリーホィーリング動作とを交互に実施するPWM制御は、バッテリ６の充電電流を制御する。これら２つの動作期間の比率に相当するPWMテ゛ューティを制御することにより、充電電流の平均電流値は制御される。平滑キャパシタ６３はバッテリ６を流れる充電電流の高周波成分を除去する。

図１０は、バッテリ保護動作を示すタイミングチャートである。タイミングチャート４０１はU相Hブリッジ２０１の動作を示す。タイミングチャート４０２はV相Hブリッジ２０２の動作を示す。タイミングチャート４０３はW相Hブリッジ２０３の動作を示す。

時点ｔ１から時点ｔ２までの放電期間（Dperiod）において、バッテリ６は３つのHブリッジ２０１－２０３に放電電流を並列に供給する。放電電流の電流値は、既述されたPWMテ゛ューティ制御により調整されることができる。なお、３相モータ内の３つの相磁束の干渉を排除するために、たとえば、Hブリッジ２０１、２０２とHブリッジ２０３とは逆向きに放電電流を流すことが好適である。

時点ｔ２から時点ｔ３までの第１充電期間において、U相Hブリッジ２０１がバッテリ６に充電電流を供給し、他の２つのHブリッジ２０２、２０３は図８に示されるフリーホィーリング期間（F)を維持する。時点ｔ３から時点ｔ４までの第２充電期間において、V相Hブリッジ２０２がバッテリ６に充電電流を供給し、他の２つのHブリッジ２０１、２０３は図８に示されるフリーホィーリング期間（F)を維持する。時点ｔ４から時点ｔ１までの第３充電期間において、W相Hブリッジ２０３がバッテリ６に充電電流を供給し、他の２つのHブリッジ２０１、２０２は図８に示されるフリーホィーリング期間（F)を維持する。結局、図１０において、各相の充電期間（Rperiod）は順番に実行される。これにより、低い電流レートをもつ充電電流がバッテリ６に長時間流れる。

結局、時点ｔ２から時点ｔ１までの充電期間において、３つの相巻線２U、２V、及び２Wの磁気エネルギーはバッテリ６を順番に充電する。なお、図１０において、３つのHブリッジ２０１－２０３はそれぞれ、時点ｔ２から時点ｔ１までの充電期間において１回の充電期間（Rperiod)をもつ。しかし、３つのHブリッジ２０１－２０３はそれぞれ、時点ｔ２から時点ｔ１までの充電期間において複数の充電期間（Rperiod)をもつことができる。ただし、各充電期間（Rperiod)は重ならないことが重要である。これにより、バッテリ６を流れる充電電流の振幅を低減することができる。

さらに、各充電期間（Rperiod)においてバッテリ６を流れる充電電流の電流値は既述されたPWM制御により制御されることができる。同様に、各放電期間（Dperiod)においてバッテリ６を流れる放電電流の電流値もPWM制御により制御されることができる。

バッテリ６から３つのHブリッジへ放電電流が同時並列に流れ、かつ、３つのHブリッジからバッテリ６へ充電電流が順番に流れる。その結果、バッテリ６の負極は、高い電流レートの放電電流によりリフレッシュされる。さらに、この充電電流及び放電電流は冷たいバッテリを急速に暖めることができる。冷たいバッテリへの充電電流の供給にもかかわらず、充電電流の電流値の低減は、負極上へのデンドライトの成長を抑制する。

さらに、放電電流及び充電電流の平均電流値はPWM制御により調整される。たとえば、充電電流の平均電流値はPWM制御により低減される。第３実施例によれば、電気自動車のトラクションモータ又はエアコンモータを駆動する３相インバータを使用してバッテリ保護動作を実施することができるため、回路コストは低減されることができる。

上記において説明された高電流レートでの短時間の充電と、低電流レートでの長時間の放電とを含むバッテリの充放電動作は、冷たいバッテリを急速加熱し、さらに、デンドライトの成長を低減する。第１－第３実施例はそれぞれ、バッテリが外部の負荷へ放電していない期間に実施されることが好適である。

第４実施例
第４の好適なバッテリ保護回路が図１１を参照して説明される。このバッテリ保護回路は、低温バッテリの急速加熱動作を実行する。電気ビークルのパワーシステムは、トラクションモータである３相同期モータ１と、３相同期モータ１に３相同期電流を供給する３相インバータ２と、３相インバータ２に接続されたバッテリ３と、３相インバータ２を制御するコントローラ４と、バッテリ３と並列接続された平滑キャパシタ５とを備える。

３相同期モータ１は、U相コイル１U、V相コイル１V及びW相コイル１Wからなる星形接続３相コイルをもつ永久磁石モータである。相コイル１U、１V及び１Wの各相電流やロータの回転角などはセンサ６によりコントローラ４に伝送される。バッテリ３の電流や温度はセンサ７によりコントローラ４に伝送される。

３相インバータ２は、U相レグ２U、V相レグ２V、及びW相レグ２Wからなる。３つのレグはそれぞれ、直列接続された上アームスイッチ８及び下アームスイッチ９からなる。上アームスイッチ８及び下アームスイッチ９はそれぞれ、MOSトランジスタ及び逆並列ダイオードとからなる。U相レグ２UはU相コイル１Uに接続され、V相レグ２VはV相コイル１Vに接続され、W相レグ２WはW相コイル１Wに接続されている。バッテリ３は、３つのレグ２U、２V、及び２Wにバッテリ電圧Vbを印加している。

コントローラ４は要求トルク値と呼ばれるトルク指令値を受け取る。さらに、コントローラ４はセンサ６及び７から発信された検出信号を受け取る。コントローラ４は、これらの検出信号及び要求トルク値に基づいてアームスイッチ８及び９をPWM制御する。これにより、３相インバータ２から３相同期モータ１へ印加される３相同期電圧が要求トルク値に等しいモータトルクを発生するために制御される。３相同期電圧をなす３つの相電圧Vu、Vv及びVwはロータ速度により決定される同期周波数値をもつ正弦波波形をもつ。相電圧Vu、Vv及びVwの電圧振幅値及び位相角値は、要求トルク値に等しいモータトルク値を発生するために制御される。

３つの相電圧Vu、Vv及びVwが相コイル１U、１V、及び１Wに印加される時、U相電流IuがU相コイル１Uに供給され、V相電流IvがV相コイル１Vに供給され、W相電流IwがW相コイル１Wに供給される。３相同期電流は、互いに１２０度離れた位相差をもつU相電流Iu、V相電流Iv及びW相電流Iwからなる。３相同期電流は、ロータ回転数とロータ磁極数とにより決定される同期周波数を基本周波数とする交流電流である。

３相同期モータのトルク値と３相同期電流との関係が説明される。３相同期モータのトルク値は、供給される３相同期電流の電流振幅と負荷角（トルク角とも呼ばれる)とにしたがって変化する。たとえば、U相電流IuはIm・sin(ωｔ+X)で示され、V相電流IvはIm・sin(ωｔ+X+（２/３）π）で示され、W相電流IｗはIm・sin(ωｔ+X+（４/３）π）で示される。

回転磁界の角速度ωはロータの角速度に一致する。Xは負荷角に実質的に等しい角度値であり、簡単に負荷角と呼ばれることができる。負荷角Xは、ロータの磁極軸と回転磁界の磁極軸との角度差と見なすことができる。３相同期モータ１の発生トルク値は、３相同期電流の電流振幅値Imと負荷角Xとにより決定される。それぞれ電流振幅値と負荷角とからなる数多くのペアが要求トルク値に等しいモータトルクを発生可能である。

コントローラ４は、電流振幅値と負荷角値と要求トルク値との関係を決定する表をもつ。この表は、要求トルク値と電流振幅値と負荷角値とからなる多数のセットを記憶する。コントローラ４は、要求トルク値に等しいモータトルクを発生するために、要求トルク値を含む一つのセットを選択する。この選択されたセットの電流振幅値Im及び負荷角Xのペアが３相同期電流に与えられる時、要求トルク値に等しいモータトルクが実現される。

３相同期電流の電流振幅値Im及び負荷角Xからなるペアの選択は、３相同期電圧の電圧振幅値Vmと位相角Yとのペアを選択することと本質的に等しい。言い換えれば、３相同期電圧の電圧振幅値Vmと位相角Yとを制御することにより、３相同期電流の電流振幅値Im及び負荷角Xは制御されることができる。

３相同期電圧はU相電圧Vu、V相電圧Vv、及びW相電圧Vwからなる。たとえば、U相電圧VuはVm・sin(ωｔ+Y)で示され、V相電圧VvはVm・sin(ωｔ+Y+（２/３）π）で示され、W相電圧VｗはVm・sin(ωｔ+Y+（４/３）π）で代表されることができる。

電圧振幅値Vmは電流振幅値Imの関数値であり、位相角Yは負荷角Xの関数値である。電圧振幅値Vmの制御により電流振幅値Imを変更することができる。位相角Yを変更することにより負荷角Xを変更することができる。結局、３相同期モータ１のモータトルクは、電圧振幅値Vm及び位相角Yを制御することにより変更されることができる。

次に、３相同期モータを制御するための公知の最大トルク制御法が説明される。３相同期モータは、他の形式のモータと比べて高い効率をもつ。最大トルク制御法は、パワーシステムの更なる効率改善により電気ビークルの走行距離の延長を実現する。この最大トルク制御法は、要求トルク値を実現可能な電流振幅値と負荷角値とのペアのうち、最小電流振幅値を含むペアを選択する。

一般に、最小電流振幅値を含むペアを選択するために、最小電圧振幅値Vminを含むペアが、電圧振幅値Vmと位相角値Yとのペア群から選択される。これらペア群の各ペアは、要求トルク値を発生可能である。これにより、トラクションモータとしての３相同期モータをもつ電気ビークルはパワーシステムの損失を低減することができる。

次に、冷たいバッテリを急速加熱するために実施される振幅拡大法が説明される。この振幅拡大法によれば、３相同期電流の電流振幅値は、最大トルク制御法の最小電流振幅値の１５０％を超える。この電流振幅値は拡大電流振幅値と呼ばれる。

さらに、要求トルク値に等しいモータトルクを発生するために、この拡大電流振幅値と要求トルク値とから負荷角値が選択される。これにより、３相同期モータは要求トルク値に等しいモータトルクを発生することができる。バッテリ３の発熱は、最大振幅法の最小電流振幅値の１．５倍を超える拡大電流振幅値により増加する。したがって、冷えたバッテリ３は急速に加熱される。

振幅拡大法の実際の制御によれば、拡大電流振幅値に対応する拡大電圧振幅値をもつ３相同期電圧が３相インバータ２から３相同期モータ１に印加される。３相同期電圧の位相角値は、拡大電圧振幅値とペアとなる負荷角値に応じてシフトされる。これにより、モータトルク値が要求トルク値から逸脱するのが防止される。この実施例によれば、冬期の冷えた朝において電気ビークルの走行を素早く開始する場合でも、速やかにバッテリを加温することができる。

この振幅拡大法を用いるバッテリ加熱動作が図１２を参照してさらに説明される。まず、トラクションモータである３相同期モータ１が回転中か否かが判定される（S100)。３相同期モータ１が回転中でない場合、バッテリ３の急速加熱は終了される。３相同期モータ１が回転中であるということは、電気ビークルが走行中であることを意味する。次に、３相同期モータ１が回転中であれば、バッテリ３の温度Tｂが所定のしきい値Tthよりも低いか否かが判定される（S102）。

バッテリ３の温度Tｂが所定のしきい値Tth以上であれば、３相同期モータ１は最大トルク制御法により制御される（S108)。これにより、３相同期電流は最小電流振幅値を選択し、パワーシステムの電力損失が低減され、EVの最長走行距離が延長される。バッテリ３の温度Tｂが所定のしきい値Tth未満であれば、バッテリ３は振幅拡大法により急速加熱される（S104)。

この振幅拡大法によれば、選択された拡大電圧振幅値及び選択された位相角値をもつ３相同期電圧が決定される。これにより、この３相同期電圧の各相電圧Vu、Vv、及びVwが決定される。

次に、決定された相電圧Vu、Vv、及びVwに相当するPWM制御信号が決定され、３相インバータ２は、このPWM制御信号により制御される（S106)。これにより、３相同期モータ１は拡大振幅法により制御される。その結果、トラクションモータの発生トルクを要求トルク値に一致させつつバッテリ３を急速加熱することができる。

変形態様が説明される。図１１に示される３つのレグからなるシングル３相インバータの代わりに、３つのHブリッジからなるデュアル３相インバータを採用することができる。３つのHブリッジは、互いに独立する３つのタ゛フ゛ルエンテ゛ット゛相コイルに個別に接続される。

振幅拡大法で形成される３相同期電流の各相電流は台形波のような非正弦波波形をもつことができる。一般に、３相同期電流の最大電流振幅値は３相インバータ２により制限される。バッテリ急速加熱のための振幅拡大法が使用されない運転条件下において、最大トルク制御法が採用されることが好適である。

第５実施例
第５実施例の好適なバッテリ保護回路が図６を参照して説明される。このバッテリ保護回路は、３つのHブリッジ２０１－２０３からなるデュアルインバータ２１０と、デュアルインバータ２１０を制御する制御回路７からなる。デュアルインバータ２１０の構造及びその基本的な動作は第３実施例により既に説明されている。この実施例のバッテリ保護回路のバッテリ保護動作が図１３及び図１４を参照して説明される。図１３は、冷たいバッテリの急速加熱動作を示すタイミングチャートである。図１４は、冷たくないバッテリの熱削減動作を示すタイミングチャートである。図１３及び図１４において、縦軸は電流値を示す。

この実施例によれば、PWM制御される３つのHブリッジ２０１－２０３はそれぞれ、共通のPWMサイクル期間Tcをもつ。各PWMサイクル期間Tcはキャリヤ周波数により決定される長さをもつ。PWMサイクル期間Tcは電流供給期間とフリーホィーリング期間とに分割される。U相Hブリッジ２０１は電流供給期間TUをもち、V相Hブリッジ２０２は電流供給期間TVをもち、W相Hブリッジ２０３は電流供給期間TWをもつ。

U相Hブリッジ２０１はPWMテ゛ューティ比（TU／Tc）をもち、V相Hブリッジ２０２はPWMテ゛ューティ比（TV／Tc）をもち、W相Hブリッジ２０３はPWMテ゛ューティ比（TW／Tc）をもつ。３つのHブリッジ２０１－２０３のPWM制御において、各電流供給期間TU、TV、及びTWはそれぞれ、PWMサイクル期間Tc内に自由に配置されることができる。

バッテリ６は、電流供給期間TUにおいてU相巻線２UにU相電流IUを供給し、電流供給期間TVにおいてV相巻線２VにV相電流IVを供給し、電流供給期間TWにおいてW相巻線２WにW相電流IWを供給する。各相電流の電流値はほぼPWMテ゛ューティ比に比例する。結局、バッテリ６は、パルス電流IUをU相巻線２Uに供給し、パルス電流IVをV相巻線２Vに供給し、パルス電流IWをW相巻線２Wに供給する。

図１３において、３つの電流供給期間TU、TV、及びTWは互いに重なっている。言い換えれば、相対的に短い電流供給期間TV及びTWは、相対的に長い電流供給期間TU内に配置される。したがって、バッテリ６は３つの相電流（IU、IV、及びIW）の合計を放電し、バッテリ６の内部発熱が増加する。バッテリ６を温めるこの急速加熱動作は冬期において好適である。

図１４において、３つの電流供給期間TU、TV、及びTWはPWMサイクル期間Tc内に順番に配置されている。言い換えれば、３つの電流供給期間TU、TV、及びTWはできるだけ重ならないようにPWMサイクル期間Tc内に配置される。３つの電流供給期間TU、TV、及びTWの合計がPWMサイクル期間Tcよりも長くなる時、各電流供給期間TU、TV、及びTWの重なりはできるだけ回避される。これにより、バッテリ６の内部発熱が削減され、バッテリ６の温度上昇が抑制される。バッテリ発熱を減らすこの熱削減動作は夏期において好適である。

図１３に示される急速加熱動作は、図１４に示される発熱削減動作と比べて、バッテリ６の発熱を大幅に増やす。たとえば、相電流IV及びIWがそれぞれ、相電流IUの半分の電流値をもつケースが説明される。図１３に示される急速加熱動作は、図１４に示される発熱削減動作と比べて、８／３倍の熱をバッテリ６内に発生する。たとえば、相電流IUがゼロであり、相電流IVが相電流IWと等しい電流値をもつケースがケースが説明される。図１３に示される急速加熱動作は、図１４に示される発熱削減動作と比べて２倍の熱をバッテリ６内に発生する。

Claims (6)

1. バッテリを大電流レートで短時間放電する放電動作、及び、前記バッテリを小電流レートで長時間充電する充電動作を行う充放電回路と、
   前記充放電回路を制御することにより前記放電動作及び前記充電動作を交互に繰り返す制御回路と、
   を備え、
   前記充放電回路は、前記放電動作により前記バッテリから放電されたエネルギーを一時的に蓄積した後、次の前記充電動作により前記エネルギーを再び前記バッテリに戻すエネルギー蓄積部品を有することを特徴とするバッテリ保護回路。
2. 前記充放電回路は、前記バッテリと並列に接続された複数の放電ユニット及び充電ユニットとを有し、
   前記放電ユニットはそれぞれ、上アームスイッチ及び下アームスイッチによりサンドイッチされるインダクタを有し、
   前記充電ユニットは、交互に直列接続されたインダクタ接続ダイオード及び前記インダクタからなるインダクタ直列接続回路を有し、
   前記充電ユニットはさらに、前記インダクタ直列接続回路の一端を前記バッテリの負極端子に接続する負極側ダイオードと、前記インダクタ直列接続回路の他端を前記バッテリの正極端子に接続する正極側ダイオードとを有する請求項１記載のバッテリ保護回路。
3. 前記制御回路は、前記複数の放電ユニットの前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチを同じタイミングでスイッチングする請求項２記載のバッテリ保護回路。
4. 前記各インダクタは、共通の軟磁性コアに巻かれている請求項２記載のバッテリ保護回路。
5. バッテリを大電流レートで短時間放電する放電動作、及び、前記バッテリを小電流レートで長時間充電する充電動作を行う充放電回路と、
   前記充放電回路を制御することにより前記放電動作及び前記充電動作を交互に繰り返す制御回路と、
   を備え、
   前記充放電回路は、３相モータの３つの相巻線に別々に接続された３つのHブリッジを有する３相インバータからなり、
   前記バッテリは、前記３つの相巻線へ同時に放電し、
   前記３つの相巻線は、前記バッテリを順番に充電することを特徴とするバッテリ保護回路。
6. バッテリを大電流レートで短時間放電する放電動作、及び、前記バッテリを小電流レートで長時間充電する充電動作を行う充放電回路と、
   前記充放電回路を制御することにより前記放電動作及び前記充電動作を交互に繰り返す制御回路と、
   を備え、
   前記充放電回路は、キャパシタと、前記キャパシタと前記バッテリとを接続するチョッパ回路とを有し、
   前記制御回路は、前記バッテリの負極上のデンドライトを低減するために前記チョッパ回路に内蔵されたスイッチング素子のPWMテ゛ューティ比を制御することを特徴とするバッテリ保護回路。

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