JP3651352B2 - Ｓｒモータの制御方法及びｓｒモータ - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＳＲモータ（スイッチド・リラクタンス・モータ）の改良技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
磁石を用いないタイプのモータとしてＳＲモータが知られている。ＳＲモータは、筒状のヨークに複数の内向きに突出する突極を一体形成してなるステータ（固定子）と、外向きに突出する複数の突極を有するロータ（回転子）とを同軸上に配置し、ステータの突極に巻線コイルを装着して構成される。
【０００３】
ロータの突極とステータの突極の数は、相互に倍数関係になっていない偶数個に設定される。例えば、ロータの突極の数が４に対してステータの突極の数が６、ロータの突極の数が６に対してステータの突極の数が８、ロータの突極の数が８に対してステータの突極の数が１２、という如くである。
【０００４】
ステータの一対の対向する巻線コイル（場合によりさらに複数の巻線コイル）に電流を流して、ステータの突極からロータの突極へ向かう磁束を発生させ、ロータの突極をステータの突極に引き付けることで、トルクを発生させる。このとき、ステータとロータのある突極同士が対向すると、他の突極同士にずれが生じており、逐次ずれた突極を選んでその巻線コイルに通電すればロータの突極が連続的に引き付けられ、ロータを軸回りに回転させることができる。
【０００５】
このようなＳＲモータは、発電機として機能させることも可能である。図１４（ａ）及び（ｂ）はＳＲモータを発電電動機として用いる場合の従来の駆動回路を示す回路図である。この駆動回路は、ステータの突極に装着された巻線コイルのうち、同一の相を構成する複数の巻線（巻線組）についてそれぞれ設けられている。例えば、ステータの突極の数が６でロータの突極の数が４の３相モータの場合には、各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）はそれぞれ互いに対向する一対の巻線コイルにより構成され、これらの一対の巻線コイルはそれぞれ直列に接続されて巻線組とされ、これらの巻線組のそれぞれについて該駆動回路が設けられる。なお、本願明細書中においては、巻線コイル又は巻線とは、単一の巻線コイルのみならず、同一の相を構成する複数の巻線コイル（巻線組）をもいうものとする。
【０００６】
同図に示されているように、巻線コイルＣの始端Ｔ１を、スイッチ素子（パワートランジスタ）ＳＷ１を含むパワー素子を介して電源Ｅに接続するとともに、ダイオードＤ１を介して接地する。当該巻線コイルＣの終端Ｔ２をダイオードＤ２を介して電源Ｅに接続するとともに、スイッチ素子ＳＷ２を含む同様なパワー素子を介して接地する。
【０００７】
図１５はスイッチ素子ＳＷ１及びＳＷ２の作動の制御内容を説明するための図であり、（ａ）はロータの回転角（横軸）とインダクタンスＬ（縦軸）の関係を、（ｂ）は同じくロータの回転角（横軸）と巻線印可電圧（縦軸）の関係を、（ｃ）は同じくロータの回転角（横軸）と巻線電流（縦軸）の関係を示している。
【０００８】
インダクタンスＬが低下している時期において、ロータの回転角が所定の角度（θｏｎ）になったときに、スイッチ素子ＳＷ１及びＳＷ２を同時にオンして巻線コイルＣに電圧を印可すると、図１４（ａ）に示されているように、電流はスイッチ素子ＳＷ１、巻線コイルＣ、スイッチ素子ＳＷ２の経路で流れ、この間、電源Ｅからエネルギが供給されトルクが発生する。
【０００９】
次に、インダクタンスＬが低下している時期において、ロータの回転角が他の所定の角度（θｏｆｆ）になったときに、スイッチ素子ＳＷ１及びＳＷ２を同時にオフすると、図１４（ｂ）に示されているように、巻線コイルＣに生じる起電力によって、ダイオードＤ１、巻線コイルＣ、ダイオードＤ２の経路で電流が流れ、電源Ｅにエネルギが回生される。このようにスイッチ素子ＳＷ１及びＳＷ２の作動を制御することにより、供給エネルギよりも回生エネルギを大きくすることができ、これにより発電機として機能させることができる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の制御方法では、特に低回転域では起電力が小さく、大電流が流れてしまうため、スイッチ素子を含むパワー素子として電流容量の大きいものを採用する必要があり、コストが高いという問題があった。また、巻線銅損が大きくなってしまい効率的でないという問題があった。さらに、これに伴い、トルクリプルも大きいという問題もあった。
【００１１】
本発明は、このような従来技術の問題点に鑑みてなされたものであり、コストの低減、高効率的で性能の向上を図ることができるＳＲモータの制御方法及びＳＲモータを提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
（１）上記目的を達成するため、本発明のＳＲモータの制御方法は、偶数個の突極を有するステータと、該ステータの突極の個数に対して倍数関係にない偶数個の突極を有するロータと、該ステータに巻回された巻線とを備えたＳＲモータの制御方法において、前記巻線に電力を供給する供給モードを行った後、前記巻線のインダクタンスが前記ロータの回転に伴い低下する期間中に、前記巻線を流れる電流を検出し、該検出電流が第１電流値に達したならば前記巻線に生じる起電力を回収する回生モードを行い、該検出電流値が該第１電流値よりも低い第２電流値に達したならば前記巻線の両端を同電位とする還流モードを行い、両者を交互に繰り返す繰り返しモードを行うとともに、前記第１電流値と前記第２電流値の差である電流振幅Δｉを前記ロータの回転角変化に応じて変化させたことを特徴とする。
【００１３】
本発明のＳＲモータの制御方法によると、供給モードと回生モードに加えて還流モードを新設し、供給モードを行った後に回生モードと還流モードを交互に繰り返すようにしている。供給モードの実行後に回生モードを実行すると、巻線に流れる電流は減少するが、還流モードを実行すると、電流が再び増大するから、回生モードと還流モードとを交互に実行することにより、電流ピークを低く抑えつつ高出力を実現することができる。
【００１４】
また、前記巻線のインダクタンスが前記ロータの回転に伴い低下する期間中に、前記繰り返しモードを行うようにしたので、低電流で大きな出力を得ることができる。
【００１５】
さらに、前記巻線を流れる電流を検出し、該検出電流が第１電流値に達したならば前記回生モードを行い、該検出電流が該第１電流値よりも低い第２電流値に達したならば前記還流モードを行うようにしたので、巻線を流れる電流をある範囲にコントロールすることができる。
【００１６】
本発明のＳＲモータの制御方法において、前記繰り返しモードにおける前記回生モードと前記還流モードとを切換えるスイッチング周期を一定とし、スイッチング一周期の中で前記回生モードとする時間と前記還流モードとする時間との比率を変化させて巻線を流れる電流値を制御するようにできる。
【００１７】
本発明のＳＲモータの制御方法において、前記巻線の抵抗をＲ、前記巻線のインダクタンスの変化率を（ｄＬ／ｄθ）として、前記ロータの単位時間あたりの回転数が、−Ｒ／（ｄＬ／ｄθ）よりも大きい場合にのみ、前記回生モード及び前記還流モードを行うことが望ましい。かかる回転数よりも低回転域においては、還流モードを実行しても電流が上昇しないので、電流ピークは低くできても、出力が低下してしまうからである。
【００１８】
本発明のＳＲモータの制御方法において、前記ロータの単位時間あたりの回転数をω、前記電源の電圧をＥとして、前記第１電流値を、−Ｅ／（Ｒ＋（ｄＬ／ｄθ）・ω）よりも小さい値に設定することが望ましい。かかる電流値よりも大きくなると、回生モードの実行中に電流が増え続けるため、上記のような制御を行うことができなくなるからである。
【００１９】
（２）本発明のＳＲモータの制御方法において、前記繰り返しモードを行う繰り返し期間における電流変化の周期をΔｔ、前記巻線に接続されたモード切換用のスイッチ手段の最小スイッチング周期をΔｔ_０ として、前記第１電流値と前記第２電流値の差である電流振幅Δｉを、Δｔ≧Δｔ_０ となるように設定することが望ましい。このときの前記電流振幅Δｉは、前記巻線の抵抗をＲ、前記ロータの単位時間あたりの回転数をω、前記電源の電圧をＥ、前記第１電流値をｉ_ｍ 、前記巻線の瞬時インダクタンスをＬ_ｍ 、前記巻線のインダクタンスの変化率を（ｄＬ／ｄθ）として、下式により決定することができる。
【００２０】
Δｔ＝Δｉ・ＥＬ_ｍ ／（α（Ｅ−α）） …［１］
但し、α＝−（Ｒ＋ω（ｄＬ／ｄθ））ｉ_ｍ
【００２１】
このＳＲモータの制御方法によれば、電流振幅Δｉを、繰り返し期間中における電流変化の周期（互いに連続する二つのモード（回生モード、還流モード）のそれぞれの実行時間の和に相当する時間）Δｔが、モード切換用のスイッチ手段の最小スイッチング周期（オン−オフ−オン又はオフ−オン−オフに要する最小時間）Δｔ_０ 以上となるように設定したので、スイッチ手段に破損を生じさせない範囲で、電流振幅Δｉを小さくすることができる。従って、発電量を多くでき、発電量のバラツキを低減でき、さらに電流リプルも低減されるので、電源や該電源に付属する部品（例えば、電源に並列接続されるコンデンサ等）の負荷が軽減される。
【００２２】
（３）上記目的を達成するため、本発明のＳＲモータの制御方法は、偶数個の突極を有するステータと、該ステータの突極の個数に対して倍数関係にない偶数個の突極を有するロータと、該ステータに巻回された巻線とを備えたＳＲモータの制御方法において、前記巻線に電力を供給する第１供給モードを行った後に、前記巻線に生じる起電力を回収する回生モードと前記巻線に電力を供給する第２供給モードとを交互に繰り返す繰り返しモードを行うことを特徴とする。この場合において、前記巻線のインダクタンスが前記ロータの回転に伴い低下する期間中に、前記繰り返しモードを行うことができる。
【００２３】
このＳＲモータの制御方法によると、供給モードを行った後に、回生モードと還流モードを交互に繰り返すのではなく、回生モードと供給モード（第２供給モード）を交互に繰り返すようにしている。供給モードの実行後に回生モードを実行すると、巻線に流れる電流は減少するが、供給モードを実行すると、電流が再び増大するから、回生モードと供給モードとを交互に実行することにより、電流ピークを低く抑えつつ高出力を実現することができる。特に、低回転域においては、還流モードにおける電流の増加は緩やかなため、その分回生モードの実行時間が短くなって発電量が少なくなるが、供給モードにおける電流の増加は還流モードと比較して大きく、速やかに第１電流値に達することになるので、その分回生モードの実行時間を長くすることができる。また、ロータの回転数が極めて低い場合には回生モードを実施しても電流が上昇しないことは上述した通りであるが、本請求項のように、還流モードに代えて供給モードを実施するようにすれば、極低回転域においても電流を上昇させることができ、したがって、極低回転域においても発電することが可能となる。
【００２４】
上記目的を達成するため、本発明のＳＲモータの制御方法は、偶数個の突極を有するステータと、該ステータの突極の個数に対して倍数関係にない偶数個の突極を有するロータと、該ステータに巻回された巻線とを備えたＳＲモータの制御方法において、前記巻線に電力を供給する第１供給モードを行った後、前記巻線のインダクタンスが前記ロータの回転に伴い低下する期間中に、前記巻線に生じる起電力を回収する回生モードと前記巻線に電力を供給する第２供給モードとを交互に繰り返す第１繰り返しモード、及び前記回生モードと前記巻線の両端を同電位とする還流モードとを交互に繰り返す第２繰り返しモードを混在的に行うことを特徴とする。
【００２５】
このＳＲモータの制御方法によると、供給モード（第１供給モード）後の繰り返し期間において、回生モードを行った後、電力を消費することなく巻線に流れる電流を上昇させる還流モード、又は電力は消費するが巻線に流れる電流を速やかに上昇させる供給モード（第２供給モード）を、適宜に選択して混在的に実施することにより、両者のメリットを享受することができ、電流ピークを低く抑えつつ高出力を実現することができる。
【００２６】
この場合において、前記第１繰り返しモード及び前記第２繰り返しモードをこの順に行うようにできる。インダクタンスが低下する期間においては、インダクタンスが比較的に大きい時期では還流モードの実行による電流の上昇は緩やかなため、回生モードの実行時間が短縮されてエネルギの回生量は小さくなるが、このとき還流モードに代えて供給モードを実行することにより電流が速やかに上昇するから、それだけ回生モードの実行時間が増加し、エネルギの回生量が多くなる。一方、インダクタンスが比較的に小さい時期では還流モードの実行による電流の上昇はインダクタンスが比較的に大きい時期よりも速やかなので、供給モードによるまでもなく、この時期には還流モードの実行により電力を消費することなく電流を上昇させることにより、全体として発電量を多くすることができる。
【００２７】
本発明のＳＲモータの制御方法において、前記巻線を流れる電流を検出し、該検出電流が第１電流値に達したならば前記回生モードを行い、該検出電流が該第１電流値よりも低い第２電流値に達したならば前記第２供給モード又は前記還流モードを行うようにできる。このＳＲモータの制御方法によれば、巻線を流れる電流をある範囲にコントロールすることができる。
【００２８】
本発明のＳＲモータの制御方法において、前記繰り返しモードにおける前記回生モードと前記還流モードとを切換えるスイッチング周期を一定とし、スイッチング一周期の中で前記回生モードとする時間と前記還流モード又は第２供給モードとする時間との比率を変化させて巻線を流れる電流値を制御するようにできる。
【００２９】
（４）本発明のＳＲモータの制御方法において、前記繰り返しモードを行う繰り返し期間における電流変化の周期をΔｔ、前記巻線に接続されたモード切換用のスイッチ手段の最小スイッチング周期をΔｔ_０ として、前記第１電流値と前記第２電流値の差である電流振幅Δｉを、Δｔ≧Δｔ_０ となるように設定することができる。このときの電流振幅Δｉは、前記巻線の抵抗をＲ、前記ロータの単位時間あたりの回転数をω、前記電源の電圧をＥ、前記第１電流値をｉ_ｍ 、前記巻線の瞬時インダクタンスをＬ_ｍ 、前記巻線のインダクタンスの変化率を（ｄＬ／ｄθ）として、下式により決定することができる。
【００３０】
Δｔ＝Δｉ・２ＥＬ_ｍ ／（Ｅ^２ −α^２ ） …［２］
但し、α＝−（Ｒ＋ω（ｄＬ／ｄθ））ｉ_ｍ
【００３１】
このＳＲモータの制御方法によれば、電流振幅Δｉを、繰り返し期間中における電流変化の周期（互いに連続する二つのモード（回生モード及び供給モード又は還流モード）のそれぞれの実行時間の和に相当する時間）Δｔが、モード切換用のスイッチ手段の最小スイッチング周期（オン−オフ−オン又はオフ−オン−オフに要する最小時間）Δｔ_０ 以上となるように設定したので、スイッチ手段に破損を生じさせない範囲で、電流振幅Δｉを小さくすることができる。従って、発電量を多くでき、発電量のバラツキを低減でき、さらに電流リプルも低減されるので、電源や該電源に付属する部品（例えば、電源に並列接続されるコンデンサ等）の負荷が軽減される。
【００３２】
（５）本発明のＳＲモータの制御方法において、前記繰り返し期間の全体に渡って前記電流振幅Δｉを一定となるように制御することができる。このように、電流振幅Δｉを一定にすると、発生するトルクが回転角に対してほぼ一定となり、トルクリプル（トルク脈動）が低減される。
【００３３】
このように電流振幅Δｉを一定とする場合には、前記電流振幅Δｉを求めるための数式である［１］式又は［２］式における前記瞬時インダクタンスＬ_ｍ として、前記巻線の最小インダクタンスを用い、請求項１９記載のように前記繰り返し期間の終了時点における前記巻線のインダクタンスを用い、あるいは前記繰り返し期間の終了時点における前記ロータの回転角をθ_ｏｆｆ として、前記ロータの回転角がθ_ｏｆｆ −（Δｔ／２）・ωにおける前記巻線のインダクタンスを用いることができる。
【００３４】
また、本発明のＳＲモータの制御方法において、前記電流振幅Δｉを、前記繰り返し期間内における電流変化の周期が一定となるように、前記ロータの回転角に応じて変化させることができる。この場合において、請求項２２記載のように、前記電流振幅Δｉを求めるための数式である［１］式又は[２]式における前記瞬時インダクタンスＬ_ｍ として、前記巻線の電流が最初に前記第１電流値に到達した時点での前記ロータの回転角θ_ｍ におけるインダクタンスを用いて演算した電流振幅をΔｉ_１ 、前記繰り返し期間の終了時点での前記ロータの回転角θ_ｏｆｆ におけるインダクタンスを用いて演算した電流振幅をΔｉ_０ としたときに、前記ロータの回転角がθ_ｍ からθ_ｏｆｆ まで変化するのに応じて前記電流振幅ΔｉをΔｉ_１ からΔｉ_０ まで直線的に変化させるように制御することができる。
【００３５】
このＳＲモータの制御方法によれば、繰り返し期間の開始から終了に至る全期間において、スイッチ手段の実際のスイッチング動作を最小スイッチング周期あるいはそれに近い周期で実施することができるので、発電量をさらに多くすることができる。
【００３６】
（６）本発明のＳＲモータの制御方法において、前記供給モード又は前記第１供給モードを、前記巻線のインダクタンスが前記ロータの回転に伴い低下する期間中に前記巻線を流れる電流が前記第１電流値に達するような角度であって、該インダクタンスが低下する期間が始まる角度よりも前の角度で開始するようにできる。この場合において、前記インダクタンスが低下する期間が始まる角度として、前記ステータの突極と前記ロータの突極とが完全に相対した時点での前記ロータの角度を０（ゼロ）、前記ロータの突極の円弧角をθ_Ｒ 、前記ステータの突極の円弧角をθ_Ｓ として、（θ_Ｒ −θ_Ｓ ）／２で表される角度を用いることができる。さらにこの場合において、前記供給モードの開始角度θ_ｏｎを、前記巻線の最大インダクタンスをＬ_１ 、前記巻線の最小インダクタンスをＬ_０ 、前記巻線抵抗をＲ、電源電圧をＥ、前記第１電流値をｉ_ｍ 、前記ロータの回転速度をω、前記巻線のインダクタンスが低下する期間が始まる角度を０（ゼロ）、該期間が終わる角度をθ_１ として、下式で表される範囲内で設定するようにできる。
【００３７】
【数３】

但し、Ｋ_Ｌ ＝（Ｌ_１ −Ｌ_０ ）／θ_１ 、Ａ＝Ｋ_Ｌ ・ω／Ｒである。
【００３８】
上記のように供給モード（又は第１供給モード）を開始する時期を設定することにより、ロータの回転に伴い巻線のインダクタンスが低下する期間におけるより早い時期から繰り返しモードを実行することができるようになるので、それだけ回生モードの実行時間を長くすることが可能であり、従って、発電量を多くすることができる。
【００３９】
また、本発明のＳＲモータの制御方法において、前記繰り返しモードの終了と同時に行う最後の回生モードを、前記巻線のインダクタンスが前記ロータの回転に伴い低下する期間の経過後に前記巻線を流れる電流がゼロに達するような角度であって、該インダクタンスが低下する期間が終わる角度よりも前の角度で開始するようにできる。この場合において、前記インダクタンスが低下する期間が終わる角度として、前記ステータの突極と前記ロータの突極とが完全に相対した時点での前記ロータの角度を０（ゼロ）、前記ロータの突極の先端の回転方向両端のなす角度をθ_Ｒ 、前記ステータの突極の先端の回転方向両端のなす角度をθ_Ｓ として、θ_０ ＋（θ_Ｒ ＋θ_Ｓ ）／２で表される角度を用いることができる。さらにこの場合において、前記最後の回生モードの開始角度θ_ｏｆｆ を、前記巻線の最大インダクタンスをＬ_１ 、前記巻線の最小インダクタンスをＬ_０ 、前記巻線抵抗をＲ、電源電圧をＥ、前記第１電流値をｉ_ｍ 、前記ロータの回転速度をω、前記巻線のインダクタンスが低下する期間が始まる角度を０（ゼロ）、該期間が終わる角度をθ_１ として、下式で表される範囲内で設定するようにできる。
【００４０】
【数４】

但し、Ｋ_Ｌ ＝（Ｌ_１ −Ｌ_０ ）／θ_１ 、Ａ＝Ｋ_Ｌ ・ω／Ｒである。
【００４１】
上記のように最後の回生モードを開始する時期を設定することにより、ロータの回転に伴い巻線のインダクタンスが低下する期間におけるより遅い時期まで繰り返しモードを実行することが可能となるので、それだけ回生モードの実行時間を長くすることができ、従って、発電量を多くすることができる。
【００４２】
さらに、本発明のＳＲモータの制御方法において、前記電源電圧Ｅとして、電圧計測手段を用いて計測した値を用い、あるいは前記巻線抵抗Ｒとして、基準温度での前記巻線の抵抗値を温度計測手段を用いて計測した温度に基づいて補正した値を用いるようにできる。運転中における実際の状態における電圧値又は実際の状態により近い状態における巻線の抵抗値を用いて上述の演算を行うことにより、演算結果の信頼性、正確性をより向上することができる。
【００４３】
なお、「ステータの突極とロータの突極とが完全に相対した時点」とは、ステータの突極の先端のロータ回転方向の両端の中点と、ロータの突極の先端のロータ回転方向の両端の中点とが相対した時点をいう。また、「ロータの突極の円弧角（θ_Ｒ ）」とは、ロータの回転軸に直交する平面において、ロータの突極の先端のロータ回転方向の両端とロータの回転中心とをそれぞれ結んだ線のなす角度をいい、「ステータの突極の円弧角（θ_Ｓ ）」とは、ロータの回転軸に直交する平面において、ステータの突極の先端のロータ回転方向の両端とロータの回転中心とをそれぞれ結んだ線のなす角度をいう。
【００４４】
（７）上記目的を達成するため、本発明のＳＲモータは、偶数個の突極を有するステータと、該ステータの突極の個数に対して倍数関係にない偶数個の突極を有するロータと、該ステータに巻回された巻線とを備えたＳＲモータにおいて、前記巻線の始端と電源の一方の極とを選択的に接続する第１スイッチ手段と、前記巻線の終端と電源の他方の極とを選択的に接続する第２スイッチ手段と、前記巻線の始端と前記電源の他方の極との間に介装された該始端へ向かう方向にのみ電流を流す第１ダイオード手段と、前記巻線の終端と前記電源の一方の極との間に介装された該電源の一方の極へ向かう方向にのみ電流を流す第２ダイオード手段と、前記第１及び第２スイッチ手段を同時に接続する供給モードを行った後、前記巻線のインダクタンスが前記ロータの回転に伴い低下する期間中に、前記巻線を流れる電流を検出し、該検出電流が第１電流値に達したならば前記第１及び第２スイッチ手段を同時に切断する回生モードを行い、該検出電流値が該第１電流値よりも低い第２電流値に達したならば前記第１及び第２スイッチ手段の一方を接続し他方を切断する還流モードを行い、両者を交互に繰り返し行うよう制御するとともに、前記第１電流値と前記第２電流値の差である電流振幅Δｉを前記ロータの回転角変化に応じて変化させるよう制御する制御手段とを備えたことを特徴とする。
【００４５】
また、本発明のＳＲモータは、偶数個の突極を有するステータと、該ステータの突極の個数に対して倍数関係にない偶数個の突極を有するロータと、該ステータに巻回された巻線とを備えたＳＲモータにおいて、前記巻線の始端と電源の一方の極とを選択的に接続する第１スイッチ手段と、前記巻線の終端と電源の他方の極とを選択的に接続する第２スイッチ手段と、前記巻線の始端と前記電源の他方の極との間に介装された該始端へ向かう方向にのみ電流を流す第１ダイオード手段と、前記巻線の終端と前記電源の一方の極との間に介装された該電源の一方の極へ向かう方向にのみ電流を流す第２ダイオード手段と、前記第１及び第２スイッチ手段を同時に接続する第１供給モードを行った後、前記第１及び第２スイッチ手段を同時に切断する回生モードと前記第１及び第２スイッチ手段を同時に接続する第２供給モードとを交互に繰り返し行うよう制御する制御手段とを備えたことを特徴とする。
【００４６】
さらに、本発明のＳＲモータは、偶数個の突極を有するステータと、該ステータの突極の個数に対して倍数関係にない偶数個の突極を有するロータと、該ステータに巻回された巻線とを備えたＳＲモータにおいて、前記巻線の始端と電源の一方の極とを選択的に接続する第１スイッチ手段と、前記巻線の終端と電源の他方の極とを選択的に接続する第２スイッチ手段と、前記巻線の始端と前記電源の他方の極との間に介装された該始端へ向かう方向にのみ電流を流す第１ダイオード手段と、前記巻線の終端と前記電源の一方の極との間に介装された該電源の一方の極へ向かう方向にのみ電流を流す第２ダイオード手段と、前記第１及び第２スイッチ手段を同時に接続する第１供給モードを行った後、前記第１及び第２スイッチ手段を同時に切断する回生モードと前記第１及び第２スイッチ手段を同時に接続する第２供給モードとを交互に繰り返す第１繰り返しモードを行い、次いで、前記第１及び第２スイッチ手段を同時に切断する回生モードと前記第１及び第２スイッチ手段の一方を接続し他方を切断する還流モードとを交互に繰り返す第２繰り返しモードを行うよう制御する制御手段とを備えたことを特徴とする。
【００４７】
本発明のＳＲモータにおいて、前記巻線を流れる電流を検出する電流検出手段をさらに備え、前記制御手段は、前記電流検出手段により検出された検出電流が第１電流値に達したならば前記回生モードを行い、該検出電流が該第１電流値よりも低い第２電流値に達したならば前記第２供給モード又は前記還流モードを行うよう制御するようにできる。
【００４８】
このＳＲモータによると、供給モード（第１供給モード）の実行後に、回生モードと還流モードを交互に実行し、回生モードと供給モード（第２供給モード）を交互に実行し、あるいは回生モードと供給モード（第２供給モード）及び回生モードと還流モードを適宜に実行するようにしている。供給モードの実行後に回生モードを実行すると、巻線に流れる電流は減少するが、供給モード又は還流モードを実行すると、電流が再び増大するから、これらを交互に実行することにより、電流ピークを低く抑えつつ高出力を実現することができる。
【００４９】
本発明のＳＲモータにおいて、前記制御手段は、前記回生モード及び前記第２供給モード又は前記還流モードを繰り返す繰り返し期間における電流変化の周期をΔｔ、前記第１及び第２スイッチ手段の最小スイッチング周期をΔｔ_０ として、前記第１電流値と前記第２電流値の差である電流振幅Δｉを、Δｔ≧Δｔ_０ となるように設定することができる。
【００５０】
この場合における前記電流振幅Δｉは、前記繰り返し期間の全体に渡って一定とし、あるいは前記繰り返し期間内における電流変化の周期が一定となるように、前記ロータの回転角に応じて変化させるように制御することができる。
【００５１】
本発明のＳＲモータによれば、電流振幅Δｉを、繰り返し期間中における電流変化の周期（互いに連続する二つのモード（回生モード及び供給モード又は還流モード）のそれぞれの実行時間の和に相当する時間）Δｔが、モード切換用のスイッチ手段の最小スイッチング周期（オン−オフ−オン又はオフ−オン−オフに要する最小時間）Δｔ_０ 以上となるように設定したので、スイッチ手段に破損を生じさせない範囲で、電流振幅Δｉを小さくすることができる。従って、発電量を多くでき、発電量のバラツキを低減でき、さらに電流リプルも低減されるので、電源や該電源に付属する部品（例えば、電源に並列接続されるコンデンサ等）の負荷が軽減される。
【００５２】
本発明のＳＲモータにおいて、前記供給モード又は前記第１供給モードを、前記巻線のインダクタンスが前記ロータの回転に伴い低下する期間中に前記巻線を流れる電流が前記第１電流値に達するような角度であって、該インダクタンスが低下する期間が始まる角度よりも前の角度で開始するようにできる。また、本発明のＳＲモータにおいて、前記繰り返しモードの終了と同時に行う最後の回生モードを、前記巻線のインダクタンスが前記ロータの回転に伴い低下する期間の経過後に前記巻線を流れる電流がゼロに達するような角度であって、該インダクタンスが低下する期間が終わる角度よりも前の角度で開始するようにできる。
【００５３】
本発明のＳＲモータによれば、繰り返しモードを実行する時間をより長くすることが可能であるから、発電量を多くすることでき、高効率的な発電を行うことができる。
【００５４】
【発明の効果】
（１）本発明によれば、電流ピークを低く抑えつつ高出力を実現することができ、従って、スイッチ素子等の駆動回路部品として低容量の部品を採用することができるから、ＳＲモータの低コスト化を実現することができる。また、巻線銅損、トルクリプルや音振等が小さくなり、ＳＲモータの性能を向上することができる。特に、スイッチング一周期の中で前記回生モードとする時間と前記還流モードとする時間との比率を変化させる制御を実施するための構成として、汎用的なＰＷＭ制御回路部品を採用することが可能であるために、ＳＲモータの制御回路を汎用部品を用いて簡易に実現でき、製造コストを低減できると言う効果も得られる。また、本発明によれば、高効率的で安定した制御を行うことができる。
【００５５】
（２）本発明によれば、スイッチ手段（スイッチ素子等）を破壊しない範囲で、発電量を増大するとともに、発電量のバラツキを低減することができ、さらに電源等を構成する回路部品の負荷を軽減することができる。
【００５６】
（３）本発明によれば、電流ピークを低く抑えつつ高出力を実現することができ、従って、スイッチ素子等の駆動回路部品として低容量の部品を採用することができるから、ＳＲモータの低コスト化を実現することができる。また、巻線銅損、トルクリプルや音振等が小さくなり、ＳＲモータの性能を向上することができる。加えて、極めて低回転域においても、発電やトルク制御が可能になる。特に、スイッチング一周期の中で前記回生モードとする時間と前記還流モードとする時間との比率を変化させる制御を実施するための構成として、汎用的なＰＷＭ制御回路部品を採用することが可能であるために、ＳＲモータの制御回路を汎用部品を用いて簡易に実現でき、製造コストを低減できると言う効果も得られる。
【００５７】
（４）本発明によれば、スイッチ手段（スイッチ素子等）を破壊しない範囲で、発電量を増大するとともに、発電量のバラツキを低減することができ、さらに電源等を構成する回路部品の負荷を軽減できる。
【００５８】
（５）本発明によれば、発電量をさらに増大することができる。
【００５９】
（６）本発明によれば、繰り返しモードを実行する時間をより長くすることが可能であるから、発電量を多くすることでき、高効率的な発電を行うことができる。
【００６０】
（７）本発明によれば、電流ピークを低く抑えつつ高出力を実現することができ、従って、スイッチ素子等の駆動回路部品として低容量の部品を採用することができるから、低コストなＳＲモータが提供される。また、巻線銅損、トルクリプルや音振等が小さくなり、高性能なＳＲモータが提供される。
【００６１】
【発明の実施の形態】
第１実施形態
以下、本発明の第１実施形態を図面を参照して説明する。図１は本発明の第１実施形態のＳＲモータ（スイッチド・リラクタンス・モータ）の構成を示す平面図である。図２は同じく駆動回路の構成を示す回路図であり、（ａ）は供給モード、（ｂ）は回生モード、（ｃ）は還流モードを示している。この実施形態のＳＲモータ１は、ステータの突極の数を６、ロータの突極の数を４とした３相モータであり、例えば、車両のエンジンに直結されて使用される発電機としても機能する発電電動機である。
【００６２】
まず、図１を参照する。ＳＲモータ１は、回転子としてのロータ２、固定子としてのステータ３及びこれらを収容する図示しないモータハウジングなどを備えて構成される。
【００６３】
ロータ２は複数（この実施形態では４個）の突極２ａを有するロータコア４の中心に形成された貫通穴に出力軸（シャフト）５を挿入して一体的に固定して構成され、この出力軸５はモータハウジングにベアリングを介して支持されている。ロータコア４は、この実施形態では、プレス装置により打ち抜き加工された複数の磁性鋼板を積層して一体化することにより構成されている。出力軸５の単位時間あたりの回転数（ｒｐｍ）は図示しない回転数検出装置により計数される。
【００６４】
ステータ３はステータコア６及び複数の巻線コイル７を備えて構成される。ステータコア６は略円筒状のヨーク部の内側に半径方向に突出する複数（この実施形態では６個）の突極３ａを一体的に設けて構成されている。ステータコア６は、この実施形態では、プレス装置により打ち抜き加工された複数の磁性鋼板を積層して一体化することにより構成されている。ステータ３はモータハウジングの内側に固定される。
【００６５】
巻線コイル７はステータコア６の６個の突極にそれぞれ設けられており、互いに対向する一対の巻線コイル７は直列に接続されて巻線組とされ、これらの３つの巻線組により、各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）が構成される。巻線コイル７はステータコア６の突極３ａに直接的に巻回され、あるいは樹脂等からなるボビンに巻回されて装着される。ロータ２はステータ３の突極３ａとの間に所定のギャップをもつように、同軸上に挿入配置される。
【００６６】
巻線コイル７に電流を流して、ステータ３の突極３ａからロータ２の突極２ａへ向かう磁束を発生させ、その近傍に存在するロータ２の突極２ａを引き付けることで、トルクを発生させる。ステータ３とロータ２のある突極２ａ，３ａ同士が対向すると、他の突極２ａ，３ａ同士にずれが生じており、逐次ずれた突極を選んでその巻線コイルに通電することにより、即ち、Ｕ相を構成する巻線コイル、Ｖ相を構成する巻線コイル、Ｗ相を構成する巻線コイルに逐次通電することにより、ロータ２の突極２ａが連続的に引き付けられ、ロータ２を軸回りに回転させることができる。
【００６７】
このＳＲモータの駆動回路は、図２に示されているように構成されている。なお、以下の説明では、Ｕ相を構成する巻線組についての駆動回路を説明するが、他のＶ相、Ｗ相についての駆動回路も同じ構成である。
【００６８】
Ｕ相を構成する一対の巻線コイル７からなる巻線組Ｃの始端Ｔ１は、スイッチ素子（パワートランジスタ）ＳＷ１を含むパワー素子を介して電源Ｅ（例えば、車両のバッテリの＋極）に接続されているとともに、ダイオードＤ１を介して接地（バッテリの−極に接続）されている。この巻線組Ｃの終端Ｔ２は、ダイオードＤ２を介して電源Ｅに接続されているとともに、スイッチ素子ＳＷ２を含む同様なパワー素子を介して接地されている。
【００６９】
巻線組Ｃの終端Ｔ２には図示は省略するが、電流検出器が設けられている。各スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２の作動は、電流検出器の検出電流等に基づいて、図示しない制御装置により制御される。
【００７０】
この実施形態の制御装置は、３つの制御モード、即ち、供給モード、回生モード及び還流モードを適宜に行う。供給モードは、巻線組Ｃに電力を供給するモードであり、図２（ａ）に示されているように、スイッチ素子ＳＷ１及びＳＷ２を同時にオン（ＯＮ）するモードである。この供給モードを行うことにより、電流はスイッチ素子ＳＷ１、巻線組Ｃ、スイッチ素子ＳＷ２の経路で流れ、この間、電源Ｅからエネルギが供給されトルクが発生する。
【００７１】
回生モードは、巻線組Ｃに生じる起電力を回収するモードであり、図２（ｂ）に示されているように、スイッチ素子ＳＷ１及びＳＷ２を同時にオフ（ＯＦＦ）するモードである。この回生モードを行うことにより、電流はダイオードＤ１、巻線組Ｃ、ダイオードＤ２の経路で流れ、この間、電源Ｅにエネルギが回生される。スイッチ素子ＳＷ１及びＳＷ２のオン及びオフのタイミングを適宜に設定して、即ち、供給モードと回生モードを適宜に実行して、供給エネルギよりも回生エネルギを大きくすることにより、このＳＲモータを発電機として機能させることができる。
【００７２】
還流モードは、本発明により新たに設けられたモードで、巻線組Ｃの両端を同電位に設定する、即ち、図２（ｃ）に示されているように、スイッチ素子ＳＷ２をオン（ＯＮ）にし、スイッチ素子ＳＷ１をオフ（ＯＦＦ）に設定するモードである。同図の場合、この還流モードを行うことにより、電流はダイオードＤ１、巻線組Ｃ、スイッチ素子ＳＷ２の経路で流れ、この間、エネルギ収支は無く、電流は還流する。なお、還流モードは、スイッチ素子ＳＷ１をオン（ＯＮ）にし、スイッチ素子ＳＷ２をオフ（ＯＦＦ）に設定することにより実現してもよい。
【００７３】
図３は、各モードの実行タイミングを説明するための図であり、（ａ）はロータの回転角（横軸）とインダクタンスＬ（縦軸）の関係を、（ｂ）は同じくロータの回転角（横軸）と巻線印可電圧（縦軸）の関係を、（ｃ）は同じくロータの回転角（横軸）と巻線電流（縦軸）の関係を示している。
【００７４】
これらの図に示されているように、この実施形態では、インダクタンスＬの上昇後期で、ロータが所定の回転角θ_ｏｎにあるときに、スイッチ素子ＳＷ１及びＳＷ２を同時にオンして、供給モードを開始する。これにより、巻線組Ｃに流れる電流が上昇する。次いで、インダクタンスＬが下降に転じた時点あるいはその後の下降期間中において、上述の電流検出器により検出された巻線電流（検出電流）が予め決められた所定の上限値ｉ_ｍ となった場合に、スイッチ素子ＳＷ１及びＳＷ２を同時にオフして回生モードを実行する。これにより、巻線電流は下降する。次いで、上述の電流検出器により検出された検出電流が予め決められた所定の下限値となった場合に、スイッチ素子ＳＷ１はオフのままで、スイッチ素子ＳＷ２をオンすることにより、還流モードを実行する。これにより、巻線電流は再び上昇する。
【００７５】
以下、同様にして、検出電流が所定の上限値となった場合に還流モードを、所定の下限値になった場合に回生モードを交互に繰り返し行い、ロータが所定の回転角θ_ｏｆｆ となったときに（インダクタンスＬが下降から横ばいに転じる時点よりも前の時点で）、この回生モードと還流モードの繰り返し制御を終了し、その後電流が零になるまで回生モードを実行する。
【００７６】
この実施形態によると、供給モードを行った後、巻線電流が所定の上限値及び下限値の範囲内となるように、回生モードと還流モードを交互に繰り返すようにしているので、ロータの回転数が低回転域にある場合であっても、巻線電流が突出的に大きくなることが防止され、所定値以下に保たれる。従って、スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２をそれぞれ含むパワー素子やダイオードＤ１，Ｄ２、その他の駆動回路を構成する部品として、その電流容量が小さいものを採用することができ、そのような部品は容量が大きいものと比較して一般に安価であるので、ＳＲモータの低コスト化を図ることができる。
【００７７】
また、回生モードの実行により巻線電流は低下するが、還流モードの実行により当該巻線電流は上昇（回復）するので、巻線電流を所定の範囲（上限値と下限値の範囲）内にある状態で持続でき、電流ピークを低く抑えても出力が減少せず、ないしは出力をさらに高くすることも可能である。
【００７８】
さらに、上述の実施形態では、供給モードを巻線のインダクタンスＬの上昇後期に行い、回生モードと還流モードを、巻線のインダクタンスＬが下降期間中において継続的に行うようにしているので、発電効率が高い。
【００７９】
ここで、供給モードにおける回路方程式は、巻線端子間電圧をＶ、巻線抵抗をＲ、巻線電流をｉ、その変化率を（ｄｉ／ｄｔ）、ロータの単位時間あたりの回転数をω、巻線のインダクタンスをＬ、その変化率を（ｄＬ／ｄθ）とすると、
Ｌ（ｄｉ／ｄｔ）＝Ｖ−Ｒｉ−（ｄＬ／ｄθ）ｉω …［３］
である。
【００８０】
還流モードにおいては、巻線端にかかる電圧は０Ｖなので、［３］式にＶ＝０を代入して、
Ｌ（ｄｉ／ｄｔ）＝−（Ｒ＋（ｄＬ／ｄθ）ω）ｉ
であり、このとき、
−（Ｒ＋（ｄＬ／ｄθ）ω）ｉ＞０ …［４］
ならば、電流は増加する。ｉは構造的に正の値しかとらず、還流モードは巻線のインダクタンスの下降期間に行われるので、（ｄＬ／ｄθ）は負である。
【００８１】
従って、［４］式は、
ω＞−Ｒ／（ｄＬ／ｄθ） …［５］
となり、この［５］式が還流モードにおいて電流が増加するための最低回転数条件となる。
【００８２】
参考として、ごく一般的な値である、Ｒ＝０．２Ω、（ｄＬ／ｄθ）＝−（１０ｍＨ−１ｍＨ）／３０°を代入すると、ω＞５５ｒｐｍと、非常に低回転から使用することができる。
【００８３】
次に、回生モードにおいて、巻線端にかかる電圧は逆バイアスであり、従って、［３］式にＶ＝−Ｅ（Ｅは電源電圧）を代入して、
Ｌ（ｄｉ／ｄｔ）＝−Ｅ−（Ｒ＋（ｄＬ／ｄθ）ω）ｉ
となり、ここで、
−Ｅ−（Ｒ＋（ｄＬ／ｄθ）ω）ｉ＜０ …［６］
ならば、電流は減少する。即ち、［６］式の左辺が正であると、電流は増え続け、制御ができなくなる。
【００８４】
ここで、［４］式の条件は満たしていると仮定すると、
ｉ＜−Ｅ／（Ｒ＋（ｄＬ／ｄθ）ω） …［７］
であり、この［７］式が回生モードにおいて電流が減少するための最大電流条件となる。参考として、ごく一般的な値である、Ｅ＝１００Ｖ、ω＝１０００ｒｐｍを代入すると、ｉ＜５８Ａとなる。
【００８５】
図４はこの実施形態の構成を採用した場合のシミュレーション結果を示す図であり、図１６はこれと対比するための従来構成を採用した場合のシミュレーション結果を示す図であり、これらの図において、（ａ）はロータの回転角（横軸）とインダクタンスＬ（縦軸）の関係を、（ｂ）は同じくロータの回転角（横軸）と巻線印可電圧（縦軸）の関係を、（ｃ）は同じくロータの回転角（横軸）と巻線電流（縦軸）の関係を、（ｄ）は同じくロータの回転角（横軸）とトルクの関係を示している。
【００８６】
これらはいずれも７００ｒｐｍ・１ｋＷ出力時のシミュレーション結果であり、同一の出力を実現するのに、電流ピークは従来の５４０Ａに対して３００Ａと大幅に低減することができた。これに伴い、トルクのピークも減少して一定化され、トルクリプルも小さくなることが理解される。
【００８７】
次に、回生モードと還流モードを繰り返す繰り返し期間において、モード切り換えのタイミングを制御するための電流値である上限値ｉ_ｍ 及び下限値について説明する。なお、本願明細書中においては、該上限値と該下限値の差に相当する値を電流振幅Δｉという。
【００８８】
電流振幅Δｉは、小さいほどＳＲモータにとって有利であるといえる。回生モードと還流モードを繰り返した後、ロータの回転角がθ_ｏｆｆ となった時点で該繰り返し制御を終了して、その後は電流が零になるまで回生モードが実行されるが、このθ_ｏｆｆ の瞬間における電流値のとり得る範囲は、電流振幅Δｉが小さいほど当然に小さく、したががって、θ_ｏｆｆ を経過後の回生モードにおける発電量のバラツキは小さくなるからである。また、電流振幅Δｉが小さいと、トルク脈動も低減され、さらには平均電流が高くなるので、その分だけ発電量も増大するからである。
【００８９】
しかし、一方において、電流振幅Δｉを小さくすると、スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２のスイッチング周波数が高くなることが問題となる。通常、スイッチ素子にはその仕様上許容されるスイッチング周波数の最大値が決められており、それ以上で動作させた場合には、適正な動作が保証されず、最悪の場合には破損に至る場合もある。
【００９０】
したがって、理想的には、回生モードと還流モードを繰り返す繰り返し期間における電流変化の周期、つまり回生モードとこれに続く還流モードのそれぞれの実行時間の和に相当する時間Δｔを、スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２の最小スイッチング周期（最大スイッチング周波数の逆数）Δｔ_０ に一致させることが望ましい。
【００９１】
電流振幅Δｉと繰り返し期間における電流変化の周期Δｔとの関係は、以下のように求めることができる。
【００９２】
即ち、ＳＲモータの回路方程式は、巻線端子間電圧をＶ、巻線抵抗をＲ、巻線電流をｉ、その変化率を（ｄｉ／ｄｔ）、ロータの単位時間あたりの回転数をω、ロータの回転角θにおける巻線のインダクタンスをＬ（θ）、その変化率を（ｄＬ／ｄθ）とすると、
ｄｉ／ｄｔ＝｛Ｖ−[Ｒ＋ω（ｄＬ／ｄθ）]ｉ｝／Ｌ（θ） …［８］
である。
【００９３】
［８］式において、電流振幅Δｉは十分に小さいものとしてｉはｉ_ｍ （一定）、ここでは低速回転を議論するのでＬ（θ）はＬ_ｍ （一定）とすると、電流の時間に対する変化率（ｄｉ／ｄｔ）は、回転数、電圧が決まれば一定となる。即ち、回生モード（添え字として１を付す）においては、Ｖ＝−Ｅ（Ｅは電源電圧）を代入して、
ｄｉ_１ ／ｄｔ_１ ＝｛−Ｅ−[Ｒ＋ω（ｄＬ／ｄθ）]ｉ_ｍ ｝／Ｌ_ｍ …［９］
である。
【００９４】
還流モード（添え字として２を付す）においては、Ｖ＝０を代入して、
ｄｉ_２ ／ｄｔ_２ ＝−[Ｒ＋ω（ｄＬ／ｄθ）]ｉ_ｍ ／Ｌ_ｍ …［１０］
である。
【００９５】
このときの電流振幅Δｉはそれぞれのモードで等しいので、
ｄｉ_１ ＝−Δｉ， ｄｉ_２ ＝Δｉ …［１１］
となる。また、繰り返し期間における電流変化の周期（回生モードとこれに続く還流モードの実行時間の和に相当する時間）Δｔは、
Δｔ＝ｄｔ_１ ＋ｄｔ_２ …［１２］
である。
【００９６】
したがって、［９］式〜［１２］式より、
Δｔ＝Δｉ・ＥＬ_ｍ ／（α（Ｅ−α）） …［１３］
但し、α＝−（Ｒ＋ω（ｄＬ／ｄθ））ｉ_ｍ である。
【００９７】
この［１３］式のΔｔが、スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２の最小スイッチング周期（最大スイッチング周波数の逆数）Δｔ_０ に対して、
Δｔ≧Δｔ_０ …［１４］
となる電流振幅Δｉを求め、これに基づき繰り返し制御用の電流の上限値及び下限値を設定することにより、スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２のスイッチング動作が限界を超えてしまうことがなく、破損などの問題が生じることがない。
【００９８】
ここで、［１４］式の等号が成り立つようにΔｉを設定するのが最も望ましい。スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２に破損を生じることなく、最も発電量のバラツキを少なくし、かつ最も発電量を多くすることができるからである。
【００９９】
次に、前記［１３］式におけるインダクタンス（瞬時インダクタンス）Ｌ_ｍ の決め方について説明する。図３に示されているように、回生モードと還流モードの繰り返し期間における電流振幅Δｉを上述したように一定にすると、巻線のインダクタンスＬが回転に伴って低下する期間において、時間経過に伴ってスイッチング周波数は高くなる。即ち、繰り返し期間における電流変化の最後の１周期（図３（ｃ）Ａ部参照）において、スイッチング周波数が最大となる。これはインダクタンスＬが小さくなって電流応答が速くなるためである。したがって、当該最後の１周期のスイッチング周波数がスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２の最大スイッチング周波数を超えないように、電流振幅Δｉを設定すれば、繰り返し期間の全期間に渡ってスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２の実際のスイッチング周波数が最大スイッチング周波数を超えることがない。
【０１００】
この場合、［１３］式の瞬時インダクタンスＬ_ｍ に最小インダクタンスＬ_０ を代入して、電流振幅Δｉを算出することができる。巻線の実際のインダクタンスは最小インダクタンスＬ_０ よりも小さくなることはないので、かかる最小インダクタンスＬ_０ を用いて演算することにより、繰り返し期間の全期間においてスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２の実際のスイッチング周波数が最大スイッチング周波数を超えることがないからである。
【０１０１】
但し、回生モードと還流モードの繰り返し期間はロータが所定の回転角θ_ｏｆｆ で終了されるが、このθ_ｏｆｆ は、図５にも示されているように、巻線のインダクタンスＬが回転に伴って低下している期間内、つまり、最小インダクタンスＬ_０ を迎えるより前の角度に設定される場合があり、この場合には、最小インダクタンスＬ_０ を用いて求められた電流振幅Δｉでは、スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２のスイッチング能力を余すことになる。
【０１０２】
この場合には、［１３］式のインダクタンスＬ_ｍ にθ_ｏｆｆ 時のインダクタンスＬ_２ を代入して、電流振幅Δｉを算出するようにすれば、最小インダクタンスＬ_０ を用いた場合よりも、繰り返し期間での電流変化の最後の１周期における実際のスイッチング周波数がスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２の最大スイッチング周波数に接近するので、発電量を多くすることができる。なお、このようにθoff 時のインダクタンスＬ_２ を用いて制御する場合には、θ_ｏｆｆ は各種の条件によってある範囲で変化するので、マイクロコンピュータ等からなるコントローラの記憶装置に、使用するθ_ｏｆｆ の範囲における該θoff とインダクタンス値の関係を予め記憶保持しておき、逐次［１３］式を用いて演算して電流振幅Δｉを求める必要がある。
【０１０３】
また、θ_ｏｆｆ 時のインダクタンスＬ_２ を用いて電流振幅Δｉを求めた場合であっても、当該θ_ｏｆｆ 時のインダクタンスＬ_２ は繰り返し期間の最後の１周期が終了した後におけるインダクタンスであるので、［１３］式を用いて演算される周期Δｔ（ｄｔ_１ ＋ｄｔ_２ ）は最小スイッチング周期Δｔ_０ よりも僅かではあるが大きい。したがって、さらに電流振幅Δｉを小さくしたい場合には、［１３］式のインダクタンスＬ_ｍ にロータの回転角が（θ_ｏｆｆ −（Δｔ／２）・ω）であるときのインダクタンス（θ_ｏｆｆ 半周期前インダクタンス）Ｌ_３ を代入して、電流振幅Δｉを算出するとよい。このθ_ｏｆｆ 半周期前インダクタンスＬ_３ は、図５に示されているように、繰り返し期間の最後の１周期のほぼ中間の時点におけるインダクタンスであり、該最後の１周期についての平均インダクタンスと仮定することができる。したがって、このときの周期ΔｔはΔｔ_０ に極めて近い値になると予測され、発電量を最大限まで大きくすることができると考えられる。
【０１０４】
第２実施形態
以下、本発明の第２実施形態を図面を参照して説明する。上述した第１実施形態では、回生モードと還流モードの繰り返し制御のための電流の上限値ｉ_ｍ 及び電流振幅Δｉは、回生モードと還流モードの繰り返し期間の全体において、一定としたが、この第２実施形態では、時間の経過（ロータの回転角）に伴って電流振幅Δｉを積極的に変化させるようにしている。なお、ＳＲモータの全体構成や駆動回路の構成は上述した第１実施形態と同様なので、その説明は省略することにする。
【０１０５】
上述した第１実施形態では、繰り返し期間における電流変化の最後の１周期に係るスイッチング周期Δｔがスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２の最小スイッチング周期Δｔ_０ を超えないようにΔｉを設定したが、この電流振幅Δｉが一定となるようにスイッチング周期を制御した場合、繰り返し期間の前期（図３（ｃ）のＢ部参照）においては、実際のスイッチング周期は、最小スイッチング周期よりも長いものとなり、スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２のスイッチング能力を余すことになる。したがって、この時期における電流振幅Δｉを当該最後の１周期における電流振幅Δｉよりも小さく設定することにより、さらに発電量を多くすることが可能である。
【０１０６】
これを図６を参照して説明する。まず、インダクタンスＬの上昇後期で、ロータが所定の回転角θ_ｏｎにあるときに、スイッチ素子ＳＷ１及びＳＷ２を同時にオンして、供給モードを開始すると、電流が増加し、電流についての所定の上限値ｉ_ｍ に到達するが、その時点でのロータの回転角をθ_ｍ を検出する。この角度θ_ｍ の時点におけるインダクタンス（初回ｉ_ｍ 到達時インダクタンス）Ｌ_４ は予めコントローラの記憶装置に記憶保持されているものとし、第１実施形態における［１３］式のインダクタンスＬ_ｍ にこの初回ｉ_ｍ 到達時インダクタンスＬ_４ を代入してこのときの電流振幅Δｉを演算する（この値をΔｉ_１ とする）。なお、θ_ｏｆｆ 時の電流振幅Δｉは［１３］式にθ_ｏｆｆ 時インダクタンスＬ_２ が代入されて演算済みである（この値をΔｉ_２ とする）。
【０１０７】
そして、ロータの回転角θがθ_ｍ からθ_ｏｆｆ まで変化するのに対して、電流振幅ΔｉをΔｉ_１ からΔｉ_２ まで直線的に変化させる。これにより、図７に示されているように、回生モードと還流モードを繰り返す期間の全域において、実際のスイッチング周期Δｔがほぼ一定となり、しかも最小スイッチング周期Δｔ_０ とほぼ一致することになり、発電量を最大とすることが可能である。ここで、図７は、第２実施形態における各モードの実行タイミングを説明するための図であり、（ａ）はロータの回転角（横軸）とインダクタンスＬ（縦軸）の関係を、（ｂ）は同じくロータの回転角（横軸）と巻線印可電圧（縦軸）の関係を、（ｃ）は同じくロータの回転角（横軸）と巻線電流（縦軸）の関係を示している。
【０１０８】
また、スイッチング周期Δｔを一定にするには、ＰＷＭ電流制御を用いる方法もある。ＰＷＭ電流制御では、電流指令値ｉ_ｍ と検出電流値の差分を取り、この差分値と予め設定した周期の三角波とを比較し、オンデューティとオフデューティを生成する。このことを示すのが図１７の回路図である。この図の構成によれば、前記差分値と予め設定した周期の三角波との比較値（コンパレータ出力）が正の場合、スイッチ素子ＳＷ２がオンされ還流モードとなり、一方負の場合、スイッチ素子ＳＷ２がオフされ回生モードとなる。このように、ＰＷＭ電流制御によれば、前記予め設定した周期で回生モードと還流モードが繰り返される。この繰返し周期は電流振幅を小さくする点で、極力小さく設定することが望まれ、スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２の最小スイッチング周期に応じて決められる。図１８は以上のようなＰＷＭ電流制御を適用した際の電流波形であり、周波数一定の回生モードと還流モードの繰返し波形となる。なお、前記三角波は鋸波によっても代用可能である。
【０１０９】
第３実施形態
以下、本発明の第３実施形態を図面を参照して説明する。上述した第１及び第２実施形態は、供給モードを実施した後、回生モードと還流モードを繰り返し実施するものであるが、この第３実施形態は、供給モード（第１供給モード）を実施した後、回生モードと供給モード（第２供給モード）を繰り返し実施するようにしたものである。
【０１１０】
図８は、本発明の第３実施形態における各モードの実行タイミングを説明するための図であり、（ａ）はロータの回転角（横軸）とインダクタンスＬ（縦軸）の関係を、（ｂ）は同じくロータの回転角（横軸）と巻線印可電圧（縦軸）の関係を、（ｃ）は同じくロータの回転角（横軸）と巻線電流（縦軸）の関係を示している。
【０１１１】
これらの図に示されているように、この実施形態では、インダクタンスＬの上昇後期で、ロータが所定の回転角θ_ｏｎにあるときに、スイッチ素子ＳＷ１及びＳＷ２を同時にオンして、供給モード（第１供給モード）を開始する。これにより、巻線に流れる電流が上昇する。次いで、インダクタンスＬが下降に転じた時点あるいはその後の下降期間中において、巻線電流（検出電流）が予め決められた所定の上限値ｉ_ｍ となった場合に、スイッチ素子ＳＷ１及びＳＷ２を同時にオフして回生モードを実行する。これにより、巻線電流は下降する。次いで、当該上限値から所定の電流振幅Δｉだけ降下して、所定の下限値となったならば、スイッチ素子ＳＷ１及びＳＷ２を同時にオンすることにより、供給モード（第２供給モード）を実行する。これにより、巻線電流は再び上昇する。
【０１１２】
以下、同様にして、検出電流が所定の上限値となった場合に回生モードを、所定の下限値になった場合に供給モードを交互に繰り返し行い、ロータが所定の回転角θoff となったときに（インダクタンスＬが下降から横ばいに転じる時点よりも前の時点で）、この回生モードと供給モードの繰り返し制御を終了し、その後電流が零になるまで回生モードを実行する。
【０１１３】
上述した第１実施形態のように、回生モードと還流モードを繰り返す制御方法では、低回転域で使用する場合には、還流モードにおける電流の増加は緩やかなため、その分回生モードの実行時間が短くなって発電量が少なくなるが、供給モードにおける電流の増加は還流モードと比較して大きく、速やかに上限値に達することになるので、その分回生モードの実行時間を長くすることができ、発電量を多くすることができる。また、ロータの回転数がさらに低い極低回転域においては、還流モードを実施しても電流が上昇しないことは上述した通りであるが、この第３実施形態では、還流モードに代えて供給モードを行うようにしたので、極低回転域においても問題なく使用することができるようになる。
【０１１４】
この第３実施形態においても、上述した第１実施形態と同様に、回生モードと供給モードを繰り返す繰り返し期間において、モード切り換えのタイミングを制御するための電流値である上限値及び電流振幅Δｉを用いており、該電流振幅Δｉは、小さいほどＳＲモータにとって有利であることは上述した第１実施形態と同じである。したがって、そのための制御もほぼ同じであるから、その説明は省略する。
【０１１５】
但し、還流モードに代えて供給モードを実施するようにしてるため、電流振幅Δｉに関する上述の［１０］式を変更して、下記の［１５］式を用いる必要がある。即ち、供給モードにおいては、Ｖ＝Ｅであるから、［８］式にこれを代入して、
ｄｉ_２ ／ｄｔ_２ ＝｛Ｅ−[Ｒ＋ω（ｄＬ／ｄθ）]ｉ_ｍ ｝／Ｌ_ｍ …［１５］
となる。
【０１１６】
したがって、［９］，［１１］，［１２］，［１５］式より、
Δｔ＝Δｉ・２ＥＬ_ｍ ／（Ｅ^２ −α^２ ） …［１６］
となる。但し、α＝−（Ｒ＋ω（ｄＬ／ｄθ））ｉ_ｍ である。
【０１１７】
この［１６］式のΔｔが、スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２の最小スイッチング周期（最大スイッチング周波数の逆数）Δｔ_０ に対して、上述の［１４］式となる電流振幅Δｉを求め、これに基づき繰り返し制御用の電流の上限値及び下限値を設定することになる。
【０１１８】
回生モードと供給モードの繰り返し制御のための電流振幅Δｉは、回生モードと供給モードの繰り返し期間の全体において、ほぼ一定とできることは、上述した第１実施形態と同じであり、前記［１６］式におけるインダクタンス（瞬時インダクタンス）Ｌ_ｍ の決め方についても、上述した第１実施形態と同じである。 また、該電流振幅Δｉは、回生モードと供給モードの繰り返し期間において、時間の経過（ロータの回転角）に伴って電流振幅Δｉを積極的に変化させるようにできることは、上述した第２実施形態と同じである。
【０１１９】
第４実施形態
以下、本発明の第４実施形態を図面を参照して説明する。上述した第１実施形態は、供給モードを実施した後、回生モードと還流モードを繰り返し実施するものであり、上述した第３実施形態は、供給モード（第１供給モード）を実施した後、回生モードと供給モード（第２供給モード）を繰り返し実施するものであるが、この第４実施形態は、これらを混在させるようにしたものである。
【０１２０】
図９は、本発明の第４施形態における各モードの実行タイミングを説明するための図であり、（ａ）はロータの回転角（横軸）とインダクタンスＬ（縦軸）の関係を、（ｂ）は同じくロータの回転角（横軸）と巻線印可電圧（縦軸）の関係を、（ｃ）は同じくロータの回転角（横軸）と巻線電流（縦軸）の関係を示している。
【０１２１】
これらの図に示されているように、この実施形態では、インダクタンスＬの上昇後期で、ロータが所定の回転角θ_ｏｎにあるときに、スイッチ素子ＳＷ１及びＳＷ２を同時にオンして、供給モード（第１供給モード）を開始する。これにより、巻線に流れる電流が上昇する。次いで、インダクタンスＬが下降に転じた時点あるいはその後の下降期間中において、巻線電流（検出電流）が予め決められた所定の上限値ｉ_ｍ となった場合に、スイッチ素子ＳＷ１及びＳＷ２を同時にオフして回生モードを実行する。これにより、巻線電流は下降する。次いで、当該上限値から所定の電流振幅Δｉだけ降下して、所定の下限値となったならば、スイッチ素子ＳＷ１及びＳＷ２を同時にオンすることにより、供給モード（第２供給モード）を実行する。これにより、巻線電流は再び上昇する。
【０１２２】
以下、同様にして、検出電流が所定の上限値となった場合に回生モードを、所定の下限値になった場合に供給モードを交互に繰り返し行い（第１繰り返しモード）、ロータの回転角が所定の角度に達した時点で、若しくは所定の数周期を実施した時点で、回生モードと還流モードを繰り返し実施する（第２繰り返しモード）。即ち、回生モードを実行して、巻線電流が当該上限値から所定の電流振幅Δｉだけ降下して、所定の下限値となったならば、スイッチ素子ＳＷ１をオフしてスイッチ素子ＳＷ２をにオンすることにより、還流モードを実行することを繰り返す。
【０１２３】
その後、ロータが所定の回転角θ_ｏｆｆ となったときに（インダクタンスＬが下降から横ばいに転じる時点よりも前の時点で）、この回生モードと供給モードの繰り返し制御を終了し、その後電流が零になるまで回生モードを実行する。
【０１２４】
上述した第１実施形態のように、インダクタンスが低下する期間に回生モードと還流モードを繰り返し実行した場合、繰り返し期間の比較的前期（即ち、インダクタンスが比較的に大きい時期）では還流モードの実行による電流の上昇は緩やかなため、回生モードの実行時間が短縮されてエネルギの回生量が小さくなってしまう。この第４実施形態は、このときの還流モードに代えて供給モードを実行することにより電流が速やかに上昇するから、それだけ回生モードの実行時間が増加し、エネルギの回生量を多くすることができる。一方、繰り返し期間の比較的後期（即ち、インダクタンスが比較的に小さい時期）では還流モードの実行による電流の上昇はインダクタンスが比較的に大きい時期よりも速やかなので、供給モードによるまでもなく、この時期には還流モードの実行により電力を消費することなく電流を上昇させることにより、全体として発電量を多くすることができる。
【０１２５】
この第４実施形態においても、上述した第１実施形態と同様に、回生モードと供給モードを繰り返す繰り返し期間において、モード切り換えのタイミングを制御するための電流値である上限値及び電流振幅Δｉを用いており、該電流振幅Δｉは、小さいほどＳＲモータにとって有利であることは上述した第１実施形態と同じである。したがって、そのための制御もほぼ同じであるから、その説明は省略する。このときの電流振幅Δｉに関する上述の各式については、回生モードと供給モードを繰り返し行う第１繰り返しモードでは、上述した第３実施形態で説明したものを、回生モードと還流モードを繰り返し行う第２繰り返しモードでは、上述した第１実施形態で説明したものを用いることになる。
【０１２６】
繰り返し制御のための電流振幅Δｉは、回生モードと供給モード又は還流モードの繰り返し期間の全体において、ほぼ一定とできることは、上述した第１実施形態と同じであり、また、該電流振幅Δｉは、回生モードと供給モードの繰り返し期間において、時間の経過（ロータの回転角）に伴って電流振幅Δｉを積極的に変化させるようにできることは、上述した第２実施形態と同じである。
【０１２７】
第５実施形態
以下、本発明の第５実施形態を図面を参照して説明する。この第５実施形態は、上述した第１〜第４実施形態における、繰り返しモードの開始と同時に終了される供給モード又は第１供給モード（以下、最初の供給モードともいう）の開始時期、及び該繰り返しモードの終了と同時に開始される回生モード（以下、最後の回生モードともいう）の開始時期について、発電量を増大する観点から最適化を図るものである。
【０１２８】
図１０は、本発明の第５施形態における最初の供給モードの開始時期について説明するための図であり、（ａ）はロータの回転角（横軸）とインダクタンスＬ（縦軸）の関係を、（ｂ）はロータの回転角（横軸）と巻線電流（縦軸）の関係を示している。図１１は第１電流値を種々に設定した場合における供給モードの開始時期と発電量との関係を示す図である。図１２は、本発明の第５施形態における最後の回生モードの開始時期について説明するための図であり、（ａ）はロータの回転角（横軸）とインダクタンスＬ（縦軸）の関係を、（ｂ）はロータの回転角（横軸）と巻線電流（縦軸）の関係を示している。
【０１２９】
まず、図１０を参照する。ロータがある角度θ_ｏｎに達した時点で最初の供給モードが開始され、巻線を流れる電流が上昇し、所定の上限値ｉ_ｍ に達した時点で、該最初の供給モードが終了され、これと同時に繰り返しモードが開始される。繰り返しモードでは、回生モードと還流モード又は供給モード（第２供給モード）が繰り返され、ロータがある角度θ_ｏｆｆ に達した時点で該繰り返しモードが終了され、これと同時に最後の回生モードが開始され、巻線を流れる電流は減少し、ついにはゼロに達し、本制御方法の１周期が終了する。ここで、発電量は回生モードにおける全回生電力と供給モードにおける供給電力の差分として得られる。
【０１３０】
従って、電流の所定上限値ｉ_ｍ が決められたとき、最初の供給モードが開始されるタイミングθ_ｏｎは、発電量に影響を及ぼす重要なファクターである。この最初の供給モードの開始角度θ_ｏｎを０＜θ_ｏｎ＜θ_１ の間に設定すればインダクタンスが減少する期間であるので電流の立ち上りは速く供給電力を少なくできる。ここで、巻線のインダクタンスがロータの回転に伴って低下する期間が開始された時点、即ち巻線のインダクタンスが最大インダクタンスＬ_１ に達した時点におけるロータの回転角度を０（ゼロ）とし、巻線のインダクタンスがロータの回転に伴って低下する期間が終了した時点、即ち、最小インダクタンスＬ_０ に達した時点におけるロータの回転角度をθ_１ としている。
【０１３１】
しかし、θ_ｏｎをこのような範囲に設定すると、回生・還流（又は供給）を繰り返す期間が最初の供給モードを行う分だけ短くなるので回生電力も少なくなり、結果として発電量が小さくなる。そこでθ_ｏｎ＜０の方向に進角すると、回生・還流を繰り返す期間が多くなり回生電力を増すことができる。但し、進角し過ぎるとインダクタンスが増加する期間であるので電流の立ち上りが遅く供給電力が増えてしまうことから、やはり結果として発電量が小さくなる。これらのことから、θ_ｏｎに応じて供給電力と回生電力のバランスが変化し、θ_ｏｎについて発電量を最大とする最適値が存在することが理解できる。
【０１３２】
その最適値範囲は、図１０（ｂ）に示すように、θ_ｏｎ１ ≦θ_ｏｎ≦θ_ｏｎ２ である。θ_ｏｎ２ は巻線のインダクタンスが回転にともなって低下し始める角度であり、図１０では０と一致している。また、θ_ｏｎ１ はθ＝θ_ｏｎ２ （＝０）において電流が所定上限値ｉ_ｍ に到達するためのオンタイミングを与える角度である。
【０１３３】
図１１はオンタイミングθ_ｏｎを変化させた際の発電量をシミュレーションにより求めた図であり、電流上限値ｉ_ｍ をそれぞれ６，７，８Ａとした場合を示している。同図において、横軸はロータの回転角θ（ｄｅｇ）であり、縦軸は１相あたりの発電量（Ｗ）である。ロータの回転角θ＝０は、ステータの突極とロータの突極とが完全に向かい合っている状態、即ち、ステータの突極の先端のロータ回転方向の両端の中点と、ロータの突極の先端のロータ回転方向の両端の中点とが相対した時点である。このθ＝０を基準として、同図中、両方向矢印で示す他方（左側）の位置における角度がθ＝０において巻線電流が上限値ｉ_ｍ に到達するためのオンタイミングである。同図から明らかなように、各電流上限値ｉ_ｍ について、発電量を最大とするためのθ_ｏｎは、図１１中、両方向矢印で示した範囲内に入っていることが確認でき、この範囲（θ_ｏｎ１ からθ_ｏｎ２ 範囲）内で最初の供給モードを開始（スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２を同時にオン）することにより、高効率的な発電を行うことができることが理解される。
【０１３４】
次に、このような最初の供給モードの開始時期（θ_ｏｎ）と同様に、最後の回生モードが開始されるタイミングθ_ｏｆｆ も、発電量に影響を及ぼす重要なファクターである。θ_ｏｆｆ をθ_１ よりも遅角すれば、回生電力は多くできるが、インダクタンスが一定の期間であるので電流の立ち下がりが速く最後の回生モードにおける回生電力が少なくなり、結果として発電量が小さくなる。
【０１３５】
一方、θ_ｏｆｆ をθ_１ よりも進角すれば、インダクタンスが減少する期間であるので電流の立ち下がりが遅く最後の回生モードにおける回生電力は増えるが、進角し過ぎると回生・還流（又は供給）を繰り返す期間が短くなってしまうため、やはり結果として発電量が小さくなる。これらのことから、θ_ｏｆｆ についても発電量を最大とする最適値が存在することが理解できる。
【０１３６】
その最適値範囲は、図１２に示すように、θ_ｏｆｆ１≦θ_ｏｆｆ ≦θ_ｏｆｆ２である。θ_ｏｆｆ２はロータの回転にともなって巻線のインダクタンスが最小値になり始める角度であり、図ではθ_１ に一致している。θ_ｏｆｆ１は、ロータの回転角θ＝θ_ｏｆｆ２（＝θ_１ ）において電流が０に到達するためのオフタイミングを与える角度である。このθ_ｏｆｆ１からθ_ｏｆｆ２の範囲内で最後の回生モードを開始（スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２を同時にオフ）することにより、高効率的な発電を行うことができることが理解される。
【０１３７】
以上説明してきたように、最初の供給モードの開始時期（角度）θ_ｏｎ及び最後の回生モードの開始時期（角度）θ_ｏｆｆ を、それぞれの最適値範囲に制御することによって、発電量を最大にすることが可能となる。
【０１３８】
なお、実機におけるインダクタンス波形はこれまで図示したような角のある三角波形とはならない（角が滑らかな曲線になる）ので、インダクタンスが減少し始める角度θ_ｏｎ２ 及びインダクタンスが最小値になり始める角度θ_ｏｆｆ２を正確に規定できないが、インダクタンス波形は理想的にはモータの形状から求めることが可能であり、それらの角度は次式で得ることができる。
【０１３９】
θ_ｏｎ２ ＝｛（ロータ突極円弧角θ_Ｒ ）−（ステータ突極円弧角θ_Ｓ ）｝／２
θ_ｏｆｆ２＝｛（ロータ突極円弧角θ_Ｒ ）＋（ステータ突極円弧角θ_Ｓ ）｝／２
【０１４０】
また、この式によれば、インダクタンス波形が、例えば、図１３に示すような台形波となるモータにおいても、それらの角度を規定することが可能である。
【０１４１】
このように、ロータのインダクタンスがロータの回転に伴い低下する期間が開始される角度θ_ｏｎ２ 及びロータのインダクタンスがロータの回転に伴い低下する期間が終了される角度θ_ｏｆｆ２は計算で求めることができた。
【０１４２】
次に、ロータの角度θ＝０で巻線電流が上限値ｉ_ｍ に達するための供給モードの開始角度θ_ｏｎ１ 及びロータの角度θ＝θ_１ で巻線電流がゼロに達するための最後の回生モードの開始角度θ_ｏｆｆ１を、電源電圧、モータ定数、回転速度及び電流の所定上限値ｉ_ｍ から計算で求める方法を説明する。
【０１４３】
まず、θ_ｏｎ１ を求める。巻線のインダクタンスが回転にともなって増加する期間において、最初の供給モードを開始する場合、インダクタンスを図１０（ａ）に示した三角波で近似とすると、ある角度θにおける電流値は回路方程式から次式で与えられる。
【０１４４】
【数５】

但し、Ｋ_Ｌ ＝（Ｌ_１ −Ｌ_０ ）／θ_１、Ａ＝Ｋ_Ｌ・ω／Ｒである。
【０１４５】
ここで、Ｌ_１ は巻線の最大インダクタンス、Ｌ_０ は巻線の最少インダクタンス、Ｒは巻線の抵抗、Ｅは電源電圧、ｉ_ｍ は電流の所定上限値、ωは回転速度である。また、インダクタンスがＬ_１ となるロータ角度、もしくはステータ突極とロータ突極とが完全に向かい合うロータ角度をθ＝０として、θ_１ はロータの回転に伴って巻線のインダクタンスが最小値になり始める角度、もしくは、｛（ロータ突極円弧角θ_Ｒ ）＋（ステータ突極円弧角θ_Ｓ ）｝／２で計算される角度である。
【０１４６】
［１７］式にθ_ｏｎ１ の条件、即ちロータ角度θ＝０にて巻線電流ｉ＝ｉ_ｍ を代入し、θ_ｏｎについて解けばθ_ｏｎ１ が求まる。
【０１４７】
【数６】

【０１４８】
従って、電源電圧Ｅ、モータ定数、回転速度ωおよび電流の所定上限値ｉ_ｍ が与えられたとき、θ_ｏｎを次式の範囲に制御することによって、任意のθ_ｏｆｆ に対して発電量を最大にすることが可能である。
【０１４９】
【数７】

【０１５０】
次に、θ_ｏｆｆ１を求める。巻線のインダクタンスが回転にともなって減少する期間において、最後の回生モードを開始する場合、インダクタンスを図１０（ａ）に示した三角波で近似し、電流振幅Δｉは所定上限値ｉ_ｍ に対して十分小さいと仮定すると、ある角度θにおける電流値は回路方程式から次式で与えられる。
【０１５１】
【数８】

但し、Ｋ_Ｌ ＝ （Ｌ_１ −Ｌ_０ ）／θ_１、Ａ＝Ｋ_Ｌ・ω／Ｒである。
【０１５２】
ここで、Ｌ_１ は巻線の最大インダクタンス、Ｌ_０ は巻線の最少インダクタンス、Ｒは巻線の抵抗、Ｅは電源電圧、ｉ_ｍ は電流の所定上限値、ωは回転速度である。また、インダクタンスがＬ_１ となるロータ角度、もしくはステータ突極とロータ突極とが完全に向かい合うロータ角度をθ＝０として、θ_１ はロータの回転に伴って巻線のインダクタンスが最小値になり始める角度、もしくは、｛（ロータ突極円弧角θ_Ｒ ）＋（ステータ突極円弧角θ_Ｓ ）｝／２で計算される角度である。
【０１５３】
[２０]式にθ_ｏｆｆ１の条件、即ちロータ角度θ＝θ_１ にて巻線電流ｉ＝０を代入し、θ_ｏｆｆ について解けばθ_ｏｆｆ１が求まる。
【０１５４】
【数９】

【０１５５】
従って、電源電圧Ｅ、モータ定数、回転速度ω及び電流の所定上限値ｉ_ｍ が与えられたとき、θ_ｏｆｆ を次式の範囲に制御することによって、任意のθ_ｏｎに対して発電量を最大にすることが可能である。
【０１５６】
【数１０】

なお、以上説明した実施形態は、本発明の理解を容易にするために記載されたものであって、本発明を限定するために記載されたものではない。したがって、上記の実施形態に開示された各要素は、本発明の技術的範囲に属する全ての設計変更や均等物をも含む趣旨である。
【０１５７】
例えば、ステータ及びロータの突極の数や相数は上述の実施形態に限定されることはなく、他のものであっても同様に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１実施形態のＳＲモータの構成を示す平面図である。
【図２】 本発明の第１実施形態のＳＲモータの駆動回路の構成を示す回路図であり、（ａ）は供給モードを、（ｂ）は回生モードを、（ｃ）は還流モードを示している。
【図３】 本発明の第１実施形態のＳＲモータの各モードの実行タイミングを説明するための図であり、（ａ）はロータ回転角とインダクタンスの関係を、（ｂ）はロータ回転角と巻線電圧の関係を、（ｃ）はロータ回転角と巻線電流の関係を示している。
【図４】 本発明の第１実施形態のＳＲモータのシミュレーション結果を示す図であり、（ａ）はロータ回転角とインダクタンスの関係を、（ｂ）はロータ回転角と巻線電圧の関係を、（ｃ）はロータ回転角と巻線電流の関係を、（ｄ）はロータ回転角とトルクの関係を示している。
【図５】 本発明の第１実施形態のＳＲモータの電流振幅の算出に用いるインダクタンスを説明するための図である。
【図６】 本発明の第２実施形態のＳＲモータの電流振幅の算出に用いるインダクタンスを説明するための図である。
【図７】 本発明の第２実施形態のＳＲモータの各モードの実行タイミングを説明するための図であり、（ａ）はロータ回転角とインダクタンスの関係を、（ｂ）はロータ回転角と巻線電圧の関係を、（ｃ）はロータ回転角と巻線電流の関係を示している。
【図８】 本発明の第３実施形態のＳＲモータの各モードの実行タイミングを説明するための図であり、（ａ）はロータ回転角とインダクタンスの関係を、（ｂ）はロータ回転角と巻線電圧の関係を、（ｃ）はロータ回転角と巻線電流の関係を示している。
【図９】 本発明の第４実施形態のＳＲモータの各モードの実行タイミングを説明するための図であり、（ａ）はロータ回転角とインダクタンスの関係を、（ｂ）はロータ回転角と巻線電圧の関係を、（ｃ）はロータ回転角と巻線電流の関係を示している。
【図１０】 本発明の第５施形態における最初の供給モードの開始時期について説明するための図であり、（ａ）はロータの回転角（横軸）とインダクタンスＬ（縦軸）の関係を、（ｂ）はロータの回転角（横軸）と巻線電流（縦軸）の関係を示している。
【図１１】 本発明の第５実施形態の第１電流値を種々に設定した場合における供給モードの開始時期と発電量との関係を示す図である。
【図１２】 本発明の第５施形態における最後の回生モードの開始時期について説明するための図であり、（ａ）はロータの回転角（横軸）とインダクタンスＬ（縦軸）の関係を、（ｂ）はロータの回転角（横軸）と巻線電流（縦軸）の関係を示している。
【図１３】 本発明の第５実施形態におけるインダクタンス波形が異なるＳＲモータの当該波形を示す図である。
【図１４】 従来のＳＲモータの駆動回路の構成を示す図であり、（ａ）は供給モードを、（ｂ）は回生モードを示している。
【図１５】 従来のＳＲモータの各モードの実行タイミングを説明するための図であり、（ａ）はロータ回転角とインダクタンスの関係を、（ｂ）はロータ回転角と巻線電圧の関係を、（ｃ）はロータ回転角と巻線電流の関係を示している。
【図１６】 従来のＳＲモータのシミュレーション結果を示す図であり、（ａ）はロータ回転角とインダクタンスの関係を、（ｂ）はロータ回転角と巻線電圧の関係を、（ｃ）はロータ回転角と巻線電流の関係を、（ｄ）はロータ回転角とトルクの関係を示している。
【図１７】 本発明の第２実施形態でＰＷＭ電流制御を行う場合の回路図である。
【図１８】 本発明の第２実施形態でＰＷＭ電流制御を行う場合を説明するための図であり、（ａ）はロータ回転角とインダクタンスの関係を、（ｂ）はロータ回転角と巻線電圧の関係を、（ｃ）はロータ回転角と巻線電流の関係を示している。
【符号の説明】
１…ＳＲモータ
２…ロータ
２ａ…突極
３…ステータ
３ａ…突極
４…ロータコア
５…出力軸
６…ステータコア
Ｅ…電源
Ｃ…巻線組（巻線）
ＳＷ１，ＳＷ２…スイッチ素子
Ｄ１，Ｄ２…ダイオード
Ｔ１…巻線始端
Ｔ２…巻線終端

Claims (30)

1. 偶数個の突極を有するステータと、該ステータの突極の個数に対して倍数関係にない偶数個の突極を有するロータと、該ステータに巻回された巻線とを備えたＳＲモータの制御方法において、
   前記巻線に電力を供給する供給モードを行った後、前記巻線のインダクタンスが前記ロータの回転に伴い低下する期間中に、前記巻線を流れる電流を検出し、該検出電流が第１電流値に達したならば前記巻線に生じる起電力を回収する回生モードを行い、該検出電流値が該第１電流値よりも低い第２電流値に達したならば前記巻線の両端を同電位とする還流モードを行い、両者を交互に繰り返す繰り返しモードを行うとともに、
   前記第１電流値と前記第２電流値の差である電流振幅Δｉを前記ロータの回転角変化に応じて変化させたことを特徴とするＳＲモータの制御方法。
2. 前記繰り返しモードを行う繰り返し期間における電流変化の周期をΔｔ、前記巻線に接続されたモード切換用のスイッチ手段の最小スイッチング周期をΔｔ_０ として、前記第１電流値と前記第２電流値の差である電流振幅Δｉを、Δｔ≧Δｔ_０ となるように設定したことを特徴とする請求項１記載のＳＲモータの制御方法。
3. 前記巻線の抵抗をＲ、前記ロータの単位時間あたりの回転数をω、電源電圧をＥ、前記第１電流値をｉ_ｍ 、前記巻線の瞬時インダクタンスをＬ_ｍ 、前記巻線のインダクタンスの変化率を（ｄＬ／ｄθ）として、前記電流振幅Δｉは、
   Δｔ＝Δｉ・ＥＬ_ｍ ／（α（Ｅ−α））
   但し、α＝−（Ｒ＋ω（ｄＬ／ｄθ））ｉ_ｍ
   により決定されることを特徴とする請求項２記載のＳＲモータの制御方法。
4. 偶数個の突極を有するステータと、該ステータの突極の個数に対して倍数関係にない偶数個の突極を有するロータと、該ステータに巻回された巻線とを備えたＳＲモータの制御方法において、
   前記巻線に電力を供給する第１供給モードを行った後、前記巻線のインダクタンスが前記ロータの回転に伴い低下する期間中に、前記巻線に生じる起電力を回収する回生モードと前記巻線に電力を供給する第２供給モードとを交互に繰り返す第１繰り返しモード、及び前記回生モードと前記巻線の両端を同電位とする還流モードとを交互に繰り返す第２繰り返しモードを混在的に行うことを特徴とするＳＲモータの制御方法。
5. 前記第１繰り返しモード及び前記第２繰り返しモードをこの順に行うことを特徴とする請求項４記載のＳＲモータの制御方法。
6. 前記繰り返しモードにおける前記回生モードと前記還流モードとを切換えるスイッチング周期を一定とし、スイッチング一周期の中で前記回生モードとする時間と前記還流モード又は第２供給モードとする時間との比率を変化させて巻線を流れる電流値を制御することを特徴とする請求項４又は５記載のＳＲモータの制御方法。
7. 前記繰り返しモードを行う繰り返し期間における電流変化の周期をΔｔ、前記巻線に接続されたモード切換用のスイッチ手段の最小スイッチング周期をΔｔ_０ として、前記第１電流値と前記第２電流値の差である電流振幅Δｉを、Δｔ≧Δｔ_０ となるように設定したことを特徴とする請求項４又は５記載のＳＲモータの制御方法。
8. 前記巻線の抵抗をＲ、前記ロータの単位時間あたりの回転数をω、電源電圧をＥ、前記第１電流値をｉ_ｍ 、前記巻線の瞬時インダクタンスをＬ_ｍ 、前記巻線のインダクタンスの変化率を（ｄＬ／ｄθ）として、前記電流振幅Δｉは、
   Δｔ＝Δｉ・２ＥＬ_ｍ ／（Ｅ^２ −α^２ ）
   但し、α＝−（Ｒ＋ω（ｄＬ／ｄθ））ｉ_ｍ
   により決定されることを特徴とする請求項７記載のＳＲモータの制御方法。
9. 前記繰り返し期間の全体に渡って前記電流振幅Δｉを一定としたことを特徴とする請求項７又は８記載のＳＲモータの制御方法。
10. 前記電流振幅Δｉを求めるための数式における前記瞬時インダクタンスＬ_ｍ として、前記巻線の最小インダクタンスを用いることを特徴とする請求項９記載のＳＲモータの制御方法。
11. 前記電流振幅Δｉを求めるための数式における前記瞬時インダクタンスＬ_ｍ として、前記繰り返し期間の終了時点における前記巻線のインダクタンスを用いることを特徴とする請求項９記載のＳＲモータの制御方法。
12. 前記電流振幅Δｉを求めるための数式における前記瞬時インダクタンスＬ_ｍ として、前記繰り返し期間の終了時点における前記ロータの回転角をθ_ｏｆｆ として、前記ロータの回転角がθ_ｏｆｆ −（Δｔ／２）・ωにおける前記巻線のインダクタンスを用いることを特徴とする請求項９記載のＳＲモータの制御方法。
13. 前記電流振幅Δｉを、前記繰り返し期間内における電流変化の周期が一定となるように、前記ロータの回転角に応じて変化させることを特徴とする請求項２，３，７又は８記載のＳＲモータの制御方法。
14. 前記電流振幅Δｉを求めるための数式における前記瞬時インダクタンスＬ_ｍ として、前記巻線の電流が最初に前記第１電流値に到達した時点での前記ロータの回転角θ_ｍ におけるインダクタンスを用いて演算した電流振幅をΔｉ_１ 、前記繰り返し期間の終了時点での前記ロータの回転角θ_ｏｆｆ におけるインダクタンスを用いて演算した電流振幅をΔｉ_０ としたときに、前記ロータの回転角がθ_ｍ からθ_ｏｆｆ まで変化するのに応じて前記電流振幅ΔｉをΔｉ_１ からΔｉ_０ まで直線的に変化させることを特徴とする請求項１３記載のＳＲモータの制御方法。
15. 前記供給モード又は前記第１供給モードを、前記巻線のインダクタンスが前記ロータの回転に伴い低下する期間中に前記巻線を流れる電流が前記第１電流値に達するような角度であって、該インダクタンスが低下する期間が始まる角度よりも前の角度で開始することを特徴とする請求項１，４又は５記載のＳＲモータの制御方法。
16. 前記インダクタンスが低下する期間が始まる角度として、前記ステータの突極と前記ロータの突極とが完全に相対した時点での前記ロータの角度を０、前記ロータの突極の円弧角をθ_Ｒ 、前記ステータの突極の円弧角をθ_Ｓ として、（θ_Ｒ −θ_Ｓ ）／２で表される角度を用いることを特徴とする請求項１５記載のＳＲモータの制御方法。
17. 前記供給モード又は前記第１供給モードの開始角度θ_ｏｎを、前記巻線の最大インダクタンスをＬ_１ 、前記巻線の最小インダクタンスをＬ_０ 、前記巻線抵抗をＲ、電源電圧をＥ、前記第１電流値をｉ_ｍ 、前記ロータの回転速度をω、前記巻線のインダクタンスが低下する期間が始まる角度を０、該期間が終わる角度をθ_１として、
    

    

    但し、Ｋ_Ｌ ＝（Ｌ_１ −Ｌ_０ ）／θ_１ 、Ａ＝Ｋ_Ｌ ・ω／Ｒ
    で表される範囲内で設定したことを特徴とする請求項１６記載のＳＲモータの制御方法。
18. 前記繰り返しモードの終了と同時に行う最後の回生モードを、前記巻線のインダクタンスが前記ロータの回転に伴い低下する期間の経過後に前記巻線を流れる電流がゼロに達するような角度であって、該インダクタンスが低下する期間が終わる角度よりも前の角度で開始することを特徴とする請求項１，４又は５記載のＳＲモータの制御方法。
19. 前記インダクタンスが低下する期間が終わる角度として、前記ステータの突極と前記ロータの突極とが完全に相対した時点での前記ロータの角度を０、前記ロータの突極の先端の回転方向両端のなす角度をθ_Ｒ 、前記ステータの突極の先端の回転方向両端のなす角度をθ_Ｓ として、（θ_Ｒ ＋θ_Ｓ ）／２で表される角度を用いることを特徴とする請求項１８に記載のＳＲモータの制御方法。
20. 前記最後の回生モードの開始角度θ_ｏｆｆ を、前記巻線の最大インダクタンスをＬ_１ 、前記巻線の最小インダクタンスをＬ_０ 、前記巻線抵抗をＲ、電源電圧をＥ、前記第１電流値をｉ_ｍ 、前記ロータの回転速度をω、前記巻線のインダクタンスが低下する期間が始まる角度を０、該期間が終わる角度をθ_１ として、
    

    

    但し、Ｋ_Ｌ ＝（Ｌ_１ −Ｌ_０ ）／θ_１ 、Ａ＝Ｋ_Ｌ ・ω／Ｒ
    で表される範囲内で設定したことを特徴とする請求項１９記載のＳＲモータの制御方法。
21. 前記電源電圧Ｅとして、電圧計測手段を用いて計測した値を用いることを特徴とする請求項１７又は２０記載のＳＲモータの制御方法。
22. 前記巻線抵抗Ｒとして、基準温度での前記巻線の抵抗値を温度計測手段を用いて計測した温度に基づいて補正した値を用いることを特徴とする請求項１７又は２０記載のＳＲモータの制御方法。
23. 偶数個の突極を有するステータと、該ステータの突極の個数に対して倍数関係にない偶数個の突極を有するロータと、該ステータに巻回された巻線とを備えたＳＲモータにおいて、
    前記巻線の始端と電源の一方の極とを選択的に接続する第１スイッチ手段と、
    前記巻線の終端と電源の他方の極とを選択的に接続する第２スイッチ手段と、
    前記巻線の始端と前記電源の他方の極との間に介装された該始端へ向かう方向にのみ電流を流す第１ダイオード手段と、
    前記巻線の終端と前記電源の一方の極との間に介装された該電源の一方の極へ向かう方向にのみ電流を流す第２ダイオード手段と、
    前記第１及び第２スイッチ手段を同時に接続する供給モードを行った後、前記巻線のインダクタンスが前記ロータの回転に伴い低下する期間中に、前記巻線を流れる電流を検出し、該検出電流が第１電流値に達したならば前記第１及び第２スイッチ手段を同時に切断する回生モードを行い、該検出電流値が該第１電流値よりも低い第２電流値に達したならば前記第１及び第２スイッチ手段の一方を接続し他方を切断する還流モードを行い、両者を交互に繰り返し行うよう制御するとともに、前記第１電流値と前記第２電流値の差である電流振幅Δｉを前記ロータの回転角変化に応じて変化させるよう制御する制御手段とを備えたことを特徴とするＳＲモータ。
24. 偶数個の突極を有するステータと、該ステータの突極の個数に対して倍数関係にない偶数個の突極を有するロータと、該ステータに巻回された巻線とを備えたＳＲモータにおいて、
    前記巻線の始端と電源の一方の極とを選択的に接続する第１スイッチ手段と、
    前記巻線の終端と電源の他方の極とを選択的に接続する第２スイッチ手段と、
    前記巻線の始端と前記電源の他方の極との間に介装された該始端へ向かう方向にのみ電流を流す第１ダイオード手段と、
    前記巻線の終端と前記電源の一方の極との間に介装された該電源の一方の極へ向かう方向にのみ電流を流す第２ダイオード手段と、
    前記第１及び第２スイッチ手段を同時に接続する第１供給モードを行った後、前記第１及び第２スイッチ手段を同時に切断する回生モードと前記第１及び第２スイッチ手段を同時に接続する第２供給モードとを交互に繰り返す第１繰り返しモードを行い、次いで、前記第１及び第２スイッチ手段を同時に切断する回生モードと前記第１及び第２スイッチ手段の一方を接続し他方を切断する還流モードとを交互に繰り返す第２繰り返しモードを行うよう制御する制御手段とを備えたことを特徴とするＳＲモータ。
25. 前記巻線を流れる電流を検出する電流検出手段をさらに備え、
    前記制御手段は、前記電流検出手段により検出された検出電流が第１電流値に達したならば前記回生モードを行い、該検出電流が該第１電流値よりも低い第２電流値に達したならば前記第２供給モード又は前記還流モードを行うよう制御することを特徴とする請求項２４記載のＳＲモータ。
26. 前記制御手段は、前記回生モード及び前記第２供給モード又は前記還流モードを繰り返す繰り返し期間における電流変化の周期をΔｔ、前記第１及び第２スイッチ手段の最小スイッチング周期をΔｔ_０ として、前記第１電流値と前記第２電流値の差である電流振幅Δｉを、Δｔ≧Δｔ_０ となるように設定したことを特徴とする請求項２３又は２５記載のＳＲモータ。
27. 前記電流振幅Δｉを、前記繰り返し期間の全体に渡って一定とすることを特徴とする請求項２５記載のＳＲモータ。
28. 前記電流振幅Δｉを、前記繰り返し期間内における電流変化の周期が一定となるように、前記ロータの回転角に応じて変化させることを特徴とする請求項２３又は２５記載のＳＲモータ。
29. 前記供給モード又は前記第１供給モードを、前記巻線のインダクタンスが前記ロータの回転に伴い低下する期間中に前記巻線を流れる電流が前記第１電流値に達するような角度であって、該インダクタンスが低下する期間が始まる角度よりも前の角度で開始することを特徴とする請求項２３又は２５記載のＳＲモータ。
30. 前記繰り返しモードの終了と同時に行う最後の回生モードを、前記巻線のインダクタンスが前記ロータの回転に伴い低下する期間の経過後に前記巻線を流れる電流がゼロに達するような角度であって、該インダクタンスが低下する期間が終わる角度よりも前の角度で開始することを特徴とする請求項２３又は２５記載のＳＲモータ。

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