JP2010193700A - スイッチドリラクタンスモータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】トルクリップルが少なく、トルクが大きいスイッチドリラクタンスモータを実現すること。
【解決手段】一例において、ステータ磁極の周方向幅Ｗｓはロータ磁極の周方向幅Ｗｒの１．５倍とされる。ステータ磁極の磁極間隙Ｗｇｓの６０％とされる。モータ駆動回路は、インダクタンス増大期間の直前におけるインダクタンスが平坦なボトム期間Ｔｂに電流をほぼ立ち上げ、かつ、インダクタンス増大期間Ｔｉの直後におけるインダクタンスが平坦なピーク期間Ｔｐに電流をほぼ立ち下げる。これにより、トルクリップルを大幅に低減することができる。
【選択図】図５

Description

本発明は、スイッチドリラクタンスモータ装置の改良に関する。

スイッチドリラクタンスモータ（ＳＲＭ）は、相コイルのインダクタンスが軟磁性ロータ磁極の接近及び離脱により変化することを利用してトルクを発生する。ＳＲＭは、正弦波駆動されるシンクロナスリラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）や永久磁石式同期モータ（ＰＭ）と比較して、リラクタンストルクが発生可能なインダクタンス増大期間に電流を集中的に流すため効率的な通電が可能であるという利点をもつ。また、高速回転及び可変速運転に適している。
しかしながら、これらの利点にもかかわらず、ＳＲＭはかなり特殊なモータであり、誘導モータ（ＩＭ）やＰＭとの競争により、広く使用され段階に達していない。これらの一般的なモータとの競争、特に励磁電流通電を必要としないＰＭとの競争に打ち勝つためには、モータの性能（特に出力重量比）／コストを更に向上させる必要がある。また、良く知られているＳＲＭの課題であるトルクリップル及び騒音を更に低減する必要がある。トルクリップル及び騒音の改善は、解決を要するＳＲＭの大きな問題であった。これらの問題に対して、たとえば下記の技術が提案されている。

特許文献１（Ｌｉ）は、ステータコアの奥部に直流コイルを巻き、ステータ磁極に巻いた相コイルに交流の矩形波電流を通電するＳＲＭを記載している。しかし、このＳＲＭのステータ構造及び通電回路及び通電パターンは複雑であり、一般的では無かった。

特許文献２（Ｎａｓｈｉｋｉ）は、それぞれ直流巻線である励磁コイル及びトルクコイルがそれぞれ集中巻きされた６つのステータ磁極と４つのロータ磁極とをもつＳＲＭを記載している。
特許文献３（Ｎａｓｈｉｋｉ）は、それぞれ直流巻線である励磁コイル及びトルクコイルがそれぞれ集中巻きされた６つのステータ磁極と２つのロータ磁極とをもつＳＲＭを提案している。特許文献２及び３のダブルコイル型ＳＲＭは、インダクタンス減少期間に逆トルクが発生するという問題をもつ。

特許文献４（Ｔａｎｇ）は、ステータ磁極に集中巻きされた３相コイルと、フルターンピッチで巻かれた３相コイルとをもつダブルコイルＳＲＭを記載している。しかし、このＳＲＭは、本質的に６相ＳＲＭであり、フルターンピッチで巻かれた３相コイルは、モータの軸長を増大させ、モータ駆動回路は合計６相の電流を制御しなければならない。
特許文献５（Ｌｉ）は、ロータ磁極の間の間隙に周方向極性交互に永久磁石を追加することにより励磁電流を低減し、トルクを増大するＳＲＭを記載している。しかし、インダクタンス増大期間に通電が行われるＳＲＭでは、磁石磁束と電流との相互作用による磁石トルクは限定的であり、磁石の設置による製造コスト増加などの不利益を十分にカバーすることができない。

特許文献６（Ｌｉｐｏ）は、ロータ内部に互いに平行に２つの永久磁石を有するＳＲＭを記載する。この２つの永久磁石は、互いに隣接する２つのロータ突極を同一極性に励磁する。けれども、このＳＲＭでは、磁石磁束がロータ突極に流れるため、ロータ突極のインダクタンス変化のための磁束変化は減少してしまう。つまり、ロータが磁石を持たないＳＲＭに比べて、このＳＲＭのリラクタンストルクは減少する。

スイッチドリラクタンスモータは、軟磁性のステータ突極（ステータ磁極とも呼ばれる）に向けて突出する軟磁性のロータ突極（ロータ磁極とも呼ばれる）をもち、ステータ磁極に巻かれたステータコイルのインダクタンス増加期間に、ロータ磁極を吸引する電流をステータコイルに通電する構造をもつ。
特許文献７は、このスイッチドリラクタンスモータのロータに永久磁石を追加することを記載している。このハイブリッド型ＳＲＭは、周方向に隣接する２つのロータ磁極の間の凹部（ロータ磁極間隙）に永久磁石をもつ。しかしながら、このハイブリッド型ＳＲＭの永久磁石は、周方向に隣接する２つのロータ磁極の間の中央部分に配置されていた。更に、このハイブリッドＳＲＭにおいて、トルク増強のためにステータコイルへの交流電流通電する点について記載していない。
モータ性能（たとえばトルク／重量比）を改善するために、磁石トルクとリラクタンストルクとを発生するＰＭが知られている。たとえば、特許文献８（Ｔａｊｉｍａ）は、ロータの磁石磁極の周方向中央部に軟磁性のロータ突極をもつＰＭを記載している。特許文献９（Ｍｉｕｒａ）及び特許文献１０（Ｔａｊｉｍａ）に記載されている。
しかしながら、これら特許文献８、９及び１０のＰＭは、正弦波電流により駆動されるいわゆるＰＭにおける永久磁石の位置変更について記載しているが、インダクタンス増加期間に通電される矩形波電流によりスイッチドリラクタンストルクを発生するＳＲＭにおける磁石使用について何ら記載していない。

ＳＲＭが必要とする更なる課題は、ＳＲＭを駆動する電源の電流リップルが大きい点である。ＳＲＭのトルク電流当たりの励磁電流は大きい。これは、ＳＲＭの電流遮断時にコイルの残留磁気エネルギーが電源（バッテリ）に回収されるためである。この回収される励磁電流は、以下、リカバリ電流とも呼ばれる。このリカバリ電流は、バッテリの寿命に悪影響を与える。更に、ＳＲＭの大きなインダクタンスは、ＳＲＭへの通電期間の初期に電流の増大を遅らせる。すなわち、ＳＲＭは悪い力率をもち、損失を増大させる。リカバリ電流がバッテリに与える悪影響を減らすために、キャパシタを採用することが、下記の特許文献１１及び特許文献１２に記載されている。

特許文献１１は、バッテリに直列接続されたキャパシタを用いるＳＲＭ駆動回路を記載する。このＳＲＭ駆動回路は、バッテリから給電される４相ＳＲＭの３つの相コイルのリカバリ電流をフライホイルダイオードを通じてキャパシタに蓄電する。キャパシタに蓄電された電力は、残る１つの相コイルを駆動するのに用いられる。この残る１相の相コイルのリカバリ電流は、バッテリを充電する（図１参照）。
けれども、このキャパシタ利用ＳＲＭは、キャパシタの電圧がバッテリの電圧と異なるため、キャパシタ２６が駆動する相コイルＤと、バッテリ２４が駆動する３つの相コイル（Ａ、Ｂ及びＣ）のトルク差が大きいという問題があった。

特許文献１２は、リカバリ電流を蓄電するためのキャパシタＣ１をもつ他のＳＲＭ駆動回路を記載する。キャパシタＣ１の電力は、スイッチＳ４を通じて相コイルＬ３に流れる。けれども、このキャパシタ利用ＳＲＭは、キャパシタの電圧がバッテリの電圧と異なるため、相コイルＬ３と相コイル（Ｌ１及びＬ２）のトルク差が大きいという問題があった（図２参照）。

ＵＳＰ５９２３１４２ ＵＳＰ６２５２３２５ ＵＳＰ６１９４８０４ ＵＳＰ５８１１９０５ ＵＳＰ５９７３４３１ ＵＳＰ５３０４８８２ 特開２００４−２４８３７０ 特開平６−３８４７５ 特開平７−１４３６９４ 特開平９−２７１１５１ ＵＳＰ５８６４４７７ ＵＳＰ５７４２１４６

（発明の目的）
本発明は、上記問題点に鑑みなされたものであり、トルクリップルが少ないスイッチドリラクタンスモータ装置を提供することをその第１の目的としている。また、本発明は、損失の低減が可能なスイッチドリラクタンスモータ装置を提供することをその第２の目的としている。更に、本発明は、トルク／重量比が大きいスイッチドリラクタンスモータ装置を提供することをその第３の目的としている。更に、本発明は、リカバリ電流によるバッテリの負担が小さいスイッチドリラクタンスモータ装置を提供することをその第４の目的としている。

（発明の要約）
下記の説明は、円筒状のステータコアをもつラジアルギャップ型スイッチドリラクタンスモータを例として説明される。しかし、この明細書で開示されるラジアルギャップ型スイッチドリラクタンスモータをアキシャルギャップ型、リニアモータ型、斜めギャップ型のスイッチドリラクタンスモータに適用できることはもちろんである。すなわち、ラジアルギャップモータの軸方向はアキシャルギャップモータの径方向に相当し、ラジアルギャ
ップモータの径方向はアキシャルギャップモータの軸方向に相当する。したがって、理解を簡単とするため、ラジアルギャップモータ構造に対して請求された本発明は、当業者による方向の読み替えを想定してアキシャルギャップ型、リニアモータ型、斜めギャップ型のスイッチドリラクタンスモータの態様を包含する。

この発明のスイッチドリラクタンスモータ装置は、ステータコイルを構成する複数相の相コイルが巻かれる偶数個のステータ磁極を周方向一定ピッチでもつ軟磁性のステータコアと、前記ステータ磁極に対面可能な偶数個のロータ磁極を周方向一定ピッチでもつ軟磁性のロータコアと、前記各相コイルのインダクタンス増大期間に略台形波の電流を通電するモータ駆動回路とを備えるスイッチドリラクタンスモータ（ＳＲＭ）に適用される。この種のＳＲＭは周知である。

（本発明のＳＲＭ装置の第１の特徴）
この第１の特徴のＳＲＭ装置において、モータ駆動回路は、相コイルのインダクタンス増大期間Ｔｉ直前のインダクタンス変化が小さい期間であるボトム期間Ｔｂに電流をほぼ立ち上げ、インダクタンス増大期間Ｔｉの直後のインダクタンス変化が小さい期間であるピーク期間Ｔｐに電流をほぼ立ち下げることを特徴としている。

すなわち、この第１の特徴において、相コイルのインダクタンス増大期間の開始時点前に相コイルへの通電電流の最大値のほとんど（好適には８０％更に好適には９０％以上）の電流を通電し、かつ、相コイルのインダクタンス増大期間の終了時点後に相コイルへの通電電流の最大値のほとんど（好適には８０％更に好適には９０％以上）の電流を減衰させる。つまり、相コイルの電流が大きく変化する相電流の立ち上がり期間及び立ち下がり期間を、相コイルのインダクタンスが大きく増大するインダクタンス増大期間（電動動作時）から除外して設定される。

このようにすれば、相電流の立ち上がり期間及び立ち下がり期間におけるトルクを大幅に小さくすることができる。このため、一つの相コイルに流れる相電流によるトルクを急峻に立ち上げ、立ち下げることができる。したがって、この角形のトルクを各相順次に連続させることにより、トルクリップルを大幅に低減することができる。ボトム期間及びピーク期間には、リラクタンストルクは発生しないため、これがトルクリップルを生じさせることはない。

好適態様において、ロータ磁極の先端部の周方向幅Ｗｒは、ステータ磁極の先端部の周方向幅Ｗｓよりも小さく、かつ、互いに周方向に隣接する２つのステータ磁極の間のステータ磁極間隙の周方向幅Ｗｇｓよりも小さくされる。このようにすれば、ボトム期間Ｔｂ及びピーク期間Ｔｐを容易に形成することができる。
好適態様において、ステータコイルは、３相の相コイルからなり、各相コイルのインダクタンス変化の１周期を電気角２πとする時、インダクタンス増大期間Ｔｉは略２π／３の長さに設定される。これにより、３相ＳＲＭにおいて、容易に各相のトルクを切れ目なく順番に発生させることができる。

好適態様において、各相コイルのボトム期間Ｔｂ及びピーク期間Ｔｐは、電気角π／６からπ／３の長さをもつ。これにより、ボトム期間Ｔｂの十分な電流立ち上げ及びピーク期間Ｔｐの十分な電流立ち下げを実施することができる。
好適態様において、ロータ磁極の先端部の周方向幅Ｗｒは、ステータ磁極の先端部の周方向幅Ｗｓの略２／３の周方向幅をもち、ステータ磁極の先端部は、ステータ磁極間隙の周方向幅Ｗｇｓの略６０％の周方向幅をもつ。これにより、ボトム期間Ｔｂの十分な電流立ち上げ及びピーク期間Ｔｐの十分な電流立ち下げを実施することができる。

好適態様において、６Ｎ（Ｎは自然数）個のステータ磁極と、８Ｎ個のロータ磁極とをもつ。これにより、ロータ磁極の周方向幅が狭いためにインダクタンスの最大値が小さいという問題を頻繁に（従来の６ステータ磁極と４ロータ磁極とをもつＳＲＭの２倍の繰り返し周波数で）トルク発生を行うことができるので、平均トルクを増大することができる。
好適態様において、モータ駆動回路は、大トルクを発生する際にボトム期間における通電開始時点を早め、小トルクを発生する際にボトム期間における通電開始時点を遅らせる。これにより、小トルクを発生する際にトルクを発生しない電流立ち上がり期間の銅損を低減することができる。

（本発明のＳＲＭ装置の第２の特徴）
この第２の特徴のＳＲＭ装置において、３相以上の相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）を有するスイッチドリラクタンスモータをキャパシタを有する直流電源により駆動する。直列接続されたキャパシタ及びバッテリからなる直流電源は、相コイルの両端に接続された第１通電制御スイッチ及び第２通電制御スイッチをオンすることにより、相コイルに通電する。この通電は、昇圧通電と呼ばれる。

この通電によりキャパシタの電圧が低下すると、バッテリは、第１通電制御スイッチ及び第２通電制御スイッチのどちらか一方と、第１フライホイルダイオード及び第２フライホイルダイオードのどちらか一方を通じて相コイルに通電する。この通電は通常通電と呼ばれる。
第１通電制御スイッチ及び第２通電制御スイッチの両方をオフすると、相コイルの残留磁気エネルギーは、相コイルの両端に接続された第１フライホイルダイオード及び第２フライホイルダイオードを通じてキャパシタにリカバリ電流を流す。これにより、キャパシタは、この残留磁気エネルギーを回収する。この回収は、リカバリ通電と呼ばれる。

この発明のＳＲＭ駆動回路は、相コイルの残留磁気エネルギーをバッテリではなくキャパシタに回収するため、ＳＲＭの励磁のためのバッテリの放電電流、及び、ＳＲＭの励磁解消のための充電電流を低減することができる。つまり、このＳＲＭ駆動回路は、バッテリに流れる交流電流を減らすことができる。したがって、キャパシタに比べて内部抵抗が大きいバッテリの発熱、劣化、電圧変動を低減する。

更に、このＳＲＭ駆動回路は、相コイルへの通電初期に昇圧電圧を相コイルに印加するので、相コイルに通電される電流である相電流の立ち上がりを促進する。これは、インダクタンス増加期間の初期の相電流が相コイルのインダクタンスのために小さくなるため、トルクが落ち込むのを防止する。
更に、このＳＲＭ駆動回路は、バッテリに比べて容量が小さいキャパシタに残留磁気エネルギーを回収するので、リカバリ通電期間のキャパシタ電圧の増加が大きい。キャパシタ電圧の増加は、キャパシタ充電に必要な電力を増大する。その結果、キャパシタ電圧の増加により、リカバリ電流の急速な減少を実現する。リカバリ電流の急速な減少は、リカバリ電流通電期間の短縮を実現する。この短縮は、相コイルのインダクタンス増加期間の大部分において、十分な相電流を相コイルに通電できることを意味する。その結果、トルクを増加することができる。

好適な態様において、昇圧通電は、相コイルのインダクタンス増加期間の初期又はその直前のインダクタンス略一定期間に行われる。通常通電は、昇圧通電終了後のインダクタンス増加期間に実施される。リカバリ通電は、通常通電終了後のインダクタンス増加期間の終期又はその後のインダクタンス略一定期間又はその後のインダクタンス減少期間に行われる。
更に好適には、昇圧通電は、相コイルのインダクタンス増加期間の直前のインダクタンス略一定期間にほぼ行われる。通常通電は、昇圧通電終了後のインダクタンス増加期間に実施される。リカバリ通電は、通常通電終了後のインダクタンス略一定期間にほぼ行われる。ここで言うほぼとは、通常通電期間の平均電流値の８０％以上の変化が昇圧通電期間又はリカバリ通電期間に実施することを意味する。

これにより、相電流が急激に増大する昇圧通電期間、及び、相電流が急激に減少するリカバリ通電期間にトルクが発生しないため、それによるトルクリップルを防止することができる。なお、リラクタンストルクは、インダクタンスの角度微分値と電流の２乗値との積に比例する。
好適な態様において、３相以上のスイッチドリラクタンスモータにおいて、各相コイルのインダクタンス増加期間はほぼ連続して設定される。これにより、トルクリップルを大幅に低減することができる。
好適な態様において、キャパシタ（７４Ａ）は、スイッチ（７４Ｂ）を通じてバッテリに直列接続され、スイッチは、リカバリ電流を遮断した後、トルクアシスト期間にオンされる。

この態様によれば、各相コイルのリカバリ電流は、キャパシタに蓄電される。そ後、スイッチは、スイッチドリラクタンスモータが駆動する電気負荷（たとえばエンジン又は車輪）が大きなモータトルクを必要な場合に、オンされる。これにより、トルクアシスト期間に、相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）に大きな電流を流すことができるので、キャパシタ（７４Ａ）が放電するまでの期間だけ、モータトルクを増大することができる。

（本発明のＳＲＭ装置の第３の特徴）
この第３の特徴のＳＲＭ装置において、相コイルとともにすべてのステータ磁極に別々に集中巻きされる偶数個のＤＣコイルを有する。モータ駆動回路は、電動動作に際して、相コイルのインダクタンス減少期間における相コイルの電流がステータ磁極に形成する磁束量と略等しく（好適には８０〜１２０％、更に好適には９０〜１１０％、更に好適には９５〜１０５％）、かつ、向きが反対の磁束を前記ステータ磁極に形成する直流電流Ｉｄｃを前記ＤＣコイルに通電する。相コイルのインダクタンス増大期間における相コイルの電流がステータ磁極に形成する磁束と同一向きの磁束をステータ磁極に形成する。

すなわち、このＳＲＭは、直流電流が通電されるＤＣコイルと、各相の交流電流が通電される一つの相の相コイルとを同一のステータ磁極に集中巻きする。したがって、ＤＣコイルと相コイルとは、すべてのステータ磁極に集中巻きされる。これにより、直流電流制御により発電の制御が容易となる。
また、電動動作時においても、交流電流と直流電流との合計が流れる一つの等価コイルと考えることができるので、交流電流の振幅が小さいにもかかわらず交流電流と直流電流との和の２乗に比例する大きなトルクをインダクタンス増大期間に得ることができる。すなわち、ＡＣコイル及びＤＣコイルの電流によりインダクタンス増大期間におけるトルクを増大することができる。

更に、インダクタンス減少期間の相電流（の負半波成分）による逆トルクをＤＣコイルに流れる直流電流Ｉｄｃによる磁界によりほぼキャンセルすることができるため、トルクリップルを低減することができる。
好適態様において、モータ駆動回路は、星形接続されて３相の相コイルをなす３つのＡＣコイルに３相交流電流を給電する３相ブリッジ回路を有する。３相ブリッジ回路の３つの上アーム素子は、電気角略２π／３づつ順番にオンする。３相ブリッジ回路の３つの下アーム素子は、電気角略４π／３づつ順番にオンする。ＤＣコイルに流れる直流電流Ｉｄｃは、３相ブリッジ回路の３つの上アーム素子の電流の約半分とされる。星形接続される３相の相コイルを駆動する簡素な３相ブリッジ回路により、そのインダクタンス増大期間以外の期間の交流電流磁束を直流電流磁束によりキャンセルすることができる。

好適態様において、ＤＣコイルは、相コイルよりも、小さい導体断面積と多いターン数とをもつ。これにより、ＤＣコイルの銅損を低減できるとともに、スロット内のＡＣコイルの占有率を向上することができるたけ、ＡＣコイルの銅損も低減することができる。
好適態様において、モータ駆動回路は、互いに直列された各ＤＣコイルと並列に接続されたキャパシタを有する。これにより、ＤＣコイルに流れる直流電流をスイッチング制御する時に生じるスイッチングノイズを低減するとともに、ＤＣコイルに誘導される交流誘導電圧を大幅に低減することができる。なお、この発明は、複数相のＤＣコイルをもつ公知の一般のＳＲＭにも適用することができることに留意されたい。

好適態様において、モータ駆動回路は、互いに直列された各ＤＣコイルに略定電流を通電する定電流回路を有する。これにより、ロータセグメントの移動やＡＣコイルの電流変化によりＤＣコイルに誘導される誘導電圧によるＤＣコイルの直流電流の変動を大幅に低減することができる。なお、この発明は、複数相のＤＣコイルをもつ公知の一般のＳＲＭにも適用することができることに留意されたい。
好適態様において、モータ駆動回路は、互いに直列された各ＤＣコイルに高周波電流を通電する発振回路と、高周波電流による複数のＤＣコイルの電圧降下に基づいてロータの回転角を検出するロータ回転角検出回路とを有する。これにより、既存のＤＣコイルを利用することにより、ロータセグメントとの相対位置関係に依存するＤＣコイルのインダクタンス変化に応じて変化するロータ回転角を静止時及び回転時に検出することができる。なお、この態様は、複数相のＤＣコイルをもつ公知の一般のＳＲＭにも適用することができる。

（本発明のＳＲＭ装置の第４の特徴）
このＳＲＭは、軟磁性のロータ磁極の間のロータ磁極間隙Ｗｇｒに永久磁石を有する。永久磁石は、ロータ磁極間隙Ｗｇｒの周方向一方側の端部がステータ磁極に与える磁気的影響と、ロータ磁極間隙Ｗｇｒの周方向他方側の端部がステータ磁極に与える磁気的影響とが異なる磁石磁界分布をもつ。このようにすれば、無駄に磁石を使うことなく、相コイルのインダクタンス増大期間Ｔｉに相コイルに流れる相電流と磁石磁束とにより有効に磁石トルクを発生させることができる。
好適な態様において、永久磁石は、軟磁性のロータ磁極の回転方向前方に隣接して配置される。モータ駆動回路は、相コイルに略矩形波状の交流電圧を印加することにより、相コイルのインダクタンス増加期間において、ロータ磁極を吸引するリラクタンストルクを発生させると同時に、永久磁石を反発する磁石反発トルクを発生させる。これにより、モータトルクを増大し、励磁電流を低減することができる。

好適態様において、永久磁石のステータ対向側の表面のうち周方向一方側の端部は、周方向他方側の端部と逆極性に形成される。これにより、ＳＲＭのロータ磁極に発生する磁石トルクを増大することができる。簡単に説明すると、相コイルが集中巻きされたステータ磁極に永久磁石が接近し、離脱する際の磁石トルクＴｍは、ロータ角速度をωとする時、Ｔｍ＝ｉ・（ｄΦｍ／ｄｔ）／ωにより表される。すなわち、インダクタンス増大期間Ｔｉに相コイルに選択的に相電流が通電されるＳＲＭにおいては、インダクタンス増大期間Ｔｉにステータ磁極に流れ込む磁石磁束の変化ができるだけ大きい方がよい。言い換えれば、この態様ではリラクタンストルクを発生しないステータ磁極に磁気反発力と磁気吸引力の両方が作用する（たとえば図１５のＵ相コイルを参照されたい）ので、トルクを増大することが可能となる。

好適態様において、永久磁石は、ロータ磁極間隙Ｗｇｒのうち、周方向一方側に偏って配置される。このようにすれば、相コイルのインダクタンス増大期間Ｔｉに主として通電されるＳＲＭにおいて、トルク形成にあまり寄与しない磁石部分を省略することができるため、永久磁石使用量を減らしてモータ製造コストを低減し、かつ、ロータを軽量化することができる。
好適態様において、永久磁石は、ロータ磁極の表面部に埋設され、永久磁石の周方向幅は、ステータ磁極の周方向幅に略等しい。ここで言う略等しいとは、永久磁石の周方向幅が、ステータ磁極の周方向幅の５０％より大きいことを意味する。これりにより、スイッチドリラクタンストルクと磁石トルクとの両方によりモータトルクを発生することができるので、モータトルクを大幅に増加することができる。

（本発明のＳＲＭ装置の第５の特徴）
この発明のＳＲＭは、ロータコアに巻かれる二次コイルを短絡して構成される短絡回路を有する。短絡回路は、対面するステータ磁極から離れるロータ磁極により誘導される誘導電圧により、ステータ磁極に接近するロータ磁極の磁束を強化する短絡電流を流すことを特徴としている。本発明によれば、一つの相の相電流がオフされた時の残留磁気エネルギーにより、インダクタンス増加期間における他の相の電流立ち上がりを促進する。
たとえば、この短絡回路は、周方向において、Ｎ（Ｎは自然数）番目とＮ＋１番目の軟磁性ロータ極をまとめて巻かれた第１の短絡コイルと、Ｎ＋２番目とＮ＋３番目の軟磁性ロータ極をまとめて巻かれた第２の短絡コイルとをもつ。たとえば、第１の短絡コイルと第２の短絡コイルは、一体の籠形コイルにより構成される。

好適な態様において、短絡回路は、１ターンの二次コイルにより構成される。これにより、二次コイルを簡素に製造することができる。

従来のＳＲＭの駆動回路を示す回路図である。 従来のＳＲＭの駆動回路を示す回路図である。 実施形態１のＳＲＭの全体構成を示すブロック回路図である。 図３に示されるＳＲＭに採用されたＳＲＭを示す模式径方向断面図である。 図４に示されるＳＲＭのインダクタンス、電流及びトルクの波形を示すタイミングチャートである。 図３に示されるＳＲＭのトルク制御を示すフローチャートである。 図３に示されるＳＲＭに採用されたＳＲＭの他の構造を示す模式径方向断面図である。 実施例２のＳＲＭの駆動回路を示す回路図である。 図８に示される駆動回路が駆動するＳＲＭのインダクタンス、電流及びトルクの波形を示すタイミングチャートである。 図８に示される駆動回路の変形態様を示す回路図である。 実施例３のＳＲＭの駆動回路を示す回路図である。 図１１に示される駆動回路の変形態様を示す回路図である。 実施例４のＳＲＭの模式径方向断面図である。 図１３のＳＲＭのインダクタンス、電流及びトルクの波形を示すタイミングチャートである。 図１３にＳＲＭを駆動する駆動回路を示す回路図である。 図１５により実行されるトルク制御を示すフローチャートである。 実施例５のＳＲＭの模式径方向断面図である。 図１７のＳＲＭのインダクタンス、電流及びトルクの波形を示すタイミングチャートである。 実施例６のＳＲＭの模式径方向断面図である。 図１９の状態から反時計方向へ３０度回転した状態を示す模式径方向断面図である。 図２０の状態から反時計方向へ３０度回転した状態を示す模式径方向断面図である。 図１９のＳＲＭのインダクタンス、電流及びトルクを波形を示すタイミングチャートである。 実施例６のＳＲＭを駆動するための駆動回路の一例としての３相インバータを示すブロック回路図である。 実施例６のＳＲＭを駆動するための駆動回路の他例としての３相インバータを示すブロック回路図である。 実施例４の変形態様（２相同時通電モード）を示す模式径方向断面図である。 図２５において１相同時通電モードを行う場合を示す模式径方向断面図である。 実施例７のＳＲＭの模式径方向断面図である。 図２７の状態から反時計方向へ３０度回転した状態を示す模式径方向断面である。 図２８の状態から反時計方向へ３０度回転した状態を示す模式径方向断面図である。 図２９の状態から反時計方向へ３０度回転した状態を示す模式径方向断面図である。 図３０の状態から反時計方向へ３０度回転した状態を示す模式径方向断面図である。 図２６の状態から反時計方向へ３０度回転した状態を示す模式径方向断面図である。 図２７に示されるＳＲＭのインダクタンス、電流及びトルクの波形を示すタイミングチャートである。 実施例７の変形態様（１相同時通電モード）を示す模式径方向断面図である。 実施例７の変形態様（逆回転２相同時通電モード）を示す模式径方向断面図である。 図３５において１相同時通電モードを行う場合を示す模式径方向断面図である。 実施例７の変形態様を示す模式径方向断面図である。 実施例７の変形態様を示す模式径方向断面図である。 実施例８のＳＲＭの模式径方向断面図である。 図３９の状態から反時計方向へ３０度回転した状態を示す模式径方向断面である。 図４０の状態から反時計方向へ３０度回転した状態を示す模式径方向断面図である。 図４１の状態から反時計方向へ３０度回転した状態を示す模式径方向断面図である。 図４２の状態から反時計方向へ３０度回転した状態を示す模式径方向断面図である。 図４３の状態から反時計方向へ３０度回転した状態を示す模式径方向断面図である。 図４４の状態から反時計方向へ３０度回転した状態を示す模式径方向断面図である。 図４５の状態から反時計方向へ３０度回転した状態を示す模式径方向断面である。 図４６の状態から反時計方向へ３０度回転した状態を示す模式径方向断面図である。 図４７の状態から反時計方向へ３０度回転した状態を示す模式径方向断面図である。 図４８の状態から反時計方向へ３０度回転した状態を示す模式径方向断面図である。 図４９の状態から反時計方向へ３０度回転した状態を示す模式径方向断面図である。 図３９に示されるＳＲＭのインダクタンス、電流及びトルクの波形を示すタイミングチャートである。 図３９に示されるＳＲＭの変形態様を示す模式径方向断面図である。 図５２に示されるＳＲＭの模式軸方向断面図である。

本発明のＳＲＭ装置の好適な実施形態が、インナーロータのラジアルギャップモータ型式を例として以下に説明される。ただし本発明は下記の実施形態に限定解釈されるべきではなく、当業者は、この明細書の記載事項と公知の他の技術に基づいて本発明の技術思想を実現することができる。
たとえば、実施形態で記載される軸方向を径方向と考えることにより、実施形態のラジアルギャップ型ＳＲＭをアキシャルギャップ型ＳＲＭに適用することができる。また、実施形態のＳＲＭの周方向を直線方向とすることにより、実施形態のラジアルギャップ型ＳＲＭをリニアＳＲＭに適用することができる。’ＡＸ’は軸方向を示す。’ＲＡ’は径方向を示す。’ＰＨ’は周方向を示す。

（実施例１）
本発明のＳＲＭ装置の好適な実施例１が図３を参照して説明される。
（全体構成）
図３は、実施例１のＳＲＭ装置の全体構成を示すブロック回路図である。直流電源９００は、駆動回路９０１に直流電力を供給する。駆動回路９０１は、３相のＳＲＭ９０２に３相電力を供給する。モータコントローラ９０３は、駆動回路９０１を制御する。この実施形態では、ＳＲＭ９０２の３相コイルには略台形波の直流電流が通電されるので、駆動回路９０１は、３相ユニポーラタイプのモータ駆動回路により構成される。
モータコントローラ９０３は、外部から入力される回転数指令Ｎｓ、トルク指令Ｔｓ、検出したロータ回転角及び３相電流値に基づいて、モータ制御プログラムに従って駆動回路９０１内のスイッチング素子のＰＷＭ通電率をフィードバック制御する。

（構造説明）
ＳＲＭ９０２の構造例が図４を参照して説明される。図４は、このＳＲＭ９０２の模式径方向断面図である。ＳＲＭ９０２は、図略のハウジングの内周面に固定されたステータ１と、ステータ１の径方向内側に収容された円筒状のロータ２とをもつ。ステータ１は、積層軟磁性鋼板を積層して構成されたステータコア３と、ステータコア３に巻かれたステータコイル４とを有する。
ステータコア３は、６０度ピッチで周方向内側に突出する６つのステータ磁極（３１乃至３６）をもつ。ステータコイル４は、ステータ磁極（３１及び３４）に集中巻きされたＵ相コイル（４１及び４４）と、ステータ磁極（３２及び３５）に集中巻きされたＶ相コイル（４２及び４５）と、ステータ磁極（３３及び３６）に集中巻きされたＷ相コイル（４３及び４６）とを有する。

３つの相コイル（４１乃至４６）は、相ごとに直列接続されている。ロータ２は、ハウジングに回転自在に支持される回転軸５に嵌着、固定されている積層軟磁性鋼板からなる。ロータ２の外周面は、４５度ピッチで周方向内側に突出する８つのロータ磁極２０をもつ。つまり、このＳＲＭは、６つのステータ磁極と８つのロータ磁極とをもつ３相のＳＲＭである。この実施例の特徴は、ロータ磁極の数がステータ磁極数よりも２つ多い点にある。ステータ磁極数が１２である場合、１６個のロータ磁極が採用される。つまり、ステータ磁極とロータ磁極との比率は、３対４である。
ロータ磁極２０に対面するステータ磁極３１〜３６の先端部の周方向幅Ｗｓと、ステータ磁極３１〜３６に対面するロータ磁極２０の先端部の周方向幅Ｗｒと、ステータ磁極３１〜３６の間のステータ磁極間隙Ｗｇｓと、各ロータ磁極２０間のロータ磁極間隙Ｗｇｒは、次の関係をもつ。
Ｗｓ＝１．５Ｗｒ＝０．６Ｗｇｓ
Ｗｇｒ＝２Ｗｒ

（動作説明）
この３相ＳＲＭ９０２の動作が、図５に示されるタイミングチャートを参照して説明される。Ｌｕは、Ｕ相コイル（４１及び４４）の合計インダクタンスである。Ｌｖは、Ｖ相コイル（４２及び４５）の合計インダクタンスである。Ｌｗは、Ｗ相コイル（４３及び４６）のインダクタンスである。

インダクタンス（Ｌｕ、Ｌｖ及びＬｗ）は、ロータ磁極２０の回転により変動する。ロータ磁極２０の１つのピッチ（機械角度４５度）が電気角２πに相当する。’Ｔｉ’はインダクタンスが増大する期間である。’Ｔｕ’は、Ｕ相のインダクタンス増大期間Ｔｉである。’Ｔｖ’は、Ｖ相のインダクタンス増大期間Ｔｉである。’Ｔｗ’は、Ｗ相のインダクタンス増大期間Ｔｉである。ロータ磁極２０の周方向幅Ｗｒは、ステータ磁極３１〜３６の周方向幅（Ｗｓと呼ばれる）より狭い。その結果、インダクタンスが最大値となるピーク期間Ｔｐは、約π／３期間継続する。ステータ磁極間隙（Ｗｇｓと呼ばれる）は広い。その結果、インダクタンスが最小値となるボトム期間Ｔｂが約π／３期間継続する。インダクタンス増大期間Ｔｉは約２π／３期間である。インダクタンス減少期間も約２π／３期間である。

電動動作において、略台形波状の直流電流が、インダクタンス増大期間Ｔｉにおいて３相コイル（４１乃至４６）に通電される（図５参照）。３相コイル（４１乃至４６）がもつ大きなインダクタンスのため、たとえ矩形波電圧が３相コイル（４１乃至４６）に印加されても、一定の電流立ち上がり期間が電流立ち上がりのために必要となる。同様に、３相コイル（４１乃至４６）の電流が遮断されても、一定の電流立ち下がり期間が蓄積磁気エネルギーの回生又は消費のために必要となる。その結果、相電流の波形は略台形波形状となる。
この実施形態は、インダクタンス増大期間Ｔｉの開始前に電流の立ち上がりをほぼ終了させ、かつ、インダクタンス増大期間Ｔｉのほぼ終了後に電流の立ち下がりを開始する点にその特徴をもつ。更に、電流の立ち上がりをボトム期間Ｔｂ内にほぼ完了し、電流立ち下がりをピーク期間Ｔｐ内にほぼ完了する。ここで言う「ほぼ」とは８５％以上、更に好適には９０％以上、更に好適には９５％以上を意味するものとする。

ＳＲＭのリラクタンストルクは、インダクタンスのロータ角微分値（ｄＬ／ｄθ）と電流（Ｉ）の２乗との積に比例する。Ｕ相電流ＩＵ、Ｖ相電流ＩＶ及びＷ相電流ＩＷの変化は、インダクタンスが略一定のボトム期間Ｔｂ及びピーク期間Ｔｐにほぼ完了する。このため、電流はインダクタンス増大期間Ｔｉにほとんど変化しない。
更に、インダクタンス増大期間Ｔｉにおけるインダクタンス増加率は略一定とみなすことができるため、結局、各相のトルクは各相のインダクタンス増大期間Ｔｉに略一定となる。ボトム期間Ｔｂ及びピーク期間Ｔｐにおいて、リラクタンストルクは略０とみなすことができる。その結果、このＳＲＭの合成トルクΣＴは、図５に示されるようにほぼ一定となるので、トルクリップル及びそれに伴う振動騒音は非常に小さくなる。

この実施例において、ＳＲＭ９０２のロータ磁極２０は、ステータ磁極（３１乃至３６）の周方向幅より狭い周方向幅をもつ。ＳＲＭ９０２のロータ磁極２０は、ステータ磁極間隙Ｗｇｓの両方よりも狭い周方向幅をもつ。更に、Ｕ相電流ＩＵ、Ｖ相電流ＩＶ及びＷ相電流ＩＷの立ち上げ期間（ΔＴ）及び立ち下げ期間（ΔＴ’）は、インダクタンス変化が非常に小さいインダクタンスのボトム期間Ｔｂ及びピーク期間Ｔｐにほぼ完了する。その結果、合成トルクのリップルは大幅に低減される。
立ち上げ期間（ΔＴ）及び立ち下げ期間（ΔＴ’）を短縮することにより、ボトム期間Ｔｂ及びピーク期間Ｔｐを短縮することができる。ボトム期間Ｔｂ及びピーク期間Ｔｐにおける電流は実質的に無駄な銅損を発生させるため、立ち上がり時間及び立ち下がり時間の短縮は好ましい。更に、ボトム期間Ｔｂ及びピーク期間Ｔｐの短縮は、インダクタンス増加期間Ｔｉの延長を可能とするので、トルクの増大を実現する。立ち上げ期間（ΔＴ）及び立ち下げ期間（ΔＴ’）の短縮方法については、後で説明される。

（通電開始タイミングの制御）
モータコントローラ９０３により行われるモータトルクの制御が図６を参照して説明される。まず、外部から回転数指令Ｎｓ及びトルク指令Ｔｓが読み込まれる。更に、図略のロータ回転角検出回路及び相電流検出回路からロータ回転角θ及び３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが読み込まれる（Ｓ１０４）。
次に、３相コイル４１〜４６に通電される略台形波状の３相電流（Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗ）の振幅が、読み込まれたトルク指令Ｔｓに基づいて算出される（Ｓ１０２）。すなわち、モータコントローラ９０３は、予め記憶する数式（Ｔ＝ｄＬ／ｄθ・Ｉ・Ｉ）に基づいて、３相電流（Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗ）の振幅を算出する。３相コイル（４１乃至４６）のインダクタンス増加率（ｄＬ／ｄθ）は、回転数に比例する。この実施例では、所定のロータ角速度ωｏにおける（ｄＬ／ｄθ）の値Ａを記憶しておき、任意の角速度ωにおけるｄＬ／ｄθを次の式から算出する。
ｄＬ／ｄθ＝（ω／ωｏ）・Ａ

もちろん、磁気飽和によるインダクタンス減少やステータ磁極及びロータセグメントの形状効果などを考慮するために、更に複雑な方程式又はマップを利用する演算が、インダクタンス増加率（ｄＬ／ｄθ）の算出に利用されることは可能である。
次に、算出された振幅に基づいて３相電流（Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗ）の立ち上がり時点が設定される。この立ち上がり時点は、インダクタンス増加期間Ｔｉの開始時点から時間ΔＴだけ前の時点を意味する。３相電流（Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗ）が大きい場合には、３相電流（Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗ）がほぼ定常状態に達するまでの時間ΔＴは長くなる。３相電流（Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗ）が小さい場合には、３相電流（Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗ）がほぼ定常状態に達するまでの時間ΔＴは短くなる。
図５において、ΔＴは、実線で示す３相電流（Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗ）が大きい場合を示す。ΔＴ’は破線で示す３相電流（Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗ）が小さい場合を示す。ΔＴは、モータコントローラ９０３に予め記憶されたΔＴと電流Ｉの振幅との関係を示すマップに電流Ｉを代入することにより、計算される。

したがって、３相電流（Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗ）は、ほぼインダクタンス増大期間Ｔｉの開始時点にてほぼ定常状態となるので、ボトム期間Ｔｂにおける無駄な銅損を低減しつつ、トルクリップルを低減することができる。図５において、’Ｔｕ’はＵ相トルクである。’Ｔｖ’はＶ相トルクである。’Ｔｗ’はＷ相トルクである。
モータコントローラ９０３は、トルク指令Ｔｓから求めた３相電流（Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗ）の指令値及び検出値の差に基づいて駆動回路９０１をフィードバック制御する。このモータフィードバック制御自体は従来と同じである。
モータコントローラ９０３は、このトルクフィードバック制御に優先して、検出されたロータ回転角θから求めた角速度ωと回転数指令Ｎｓとの偏差に基づいて速度を回転数指令Ｎｓに収束させるために３相電流（Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗ）をフィードバック制御する。
モータコントローラ９０３は、検出されたロータ回転角θに基づいて各相のインダクタンス増大期間Ｔｉのタイミングを判定する。これらの制御は従来のＳＲＭのそれと本質的に同じであるため、説明が省略される。

（変形態様）
ＳＲＭ９０２の相数は３相に限定されない。ボトム期間Ｔｂ及びピーク期間Ｔｐは、ステータ磁極の周方向幅とロータ磁極（ロータセグメントのうちステータ磁極に対面する領域）の周方向幅とを調整することにより実現される。たとえば、図７は、ステータ磁極（４１及び４６）の周方向幅がロータ磁極の周方向幅よりも小さい態様を示す。

（実施例２）
本発明のＳＲＭ装置の好適な実施例２が図８を参照して説明される。図８は、スイッチドリラクタンスモータの相電流の立ち下げ期間（リカバリ期間とも言う）の短縮を実現するＳＲＭの駆動回路を示す。図８の回路は、たとえば実施例１の駆動回路９０１として採用されることができる。

（回路構成）
この駆動回路は、スイッチドリラクタンスモータ（ＳＲＭ）の３つの相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）を駆動する。この駆動回路は、第１通電制御スイッチ（１１、１２及び１３）、第２通電制御スイッチ（１４、１５及び１６）、第１フライホイルダイオード（Ｄ１、Ｄ２及びＤ３）、及び、第２フライホイルダイオード（Ｄ４、Ｄ５及びＤ６）をもつ。この駆動回路は、直列接続されたキャパシタ７４及びバッテリ７５により構成される直流電源から給電されている。更に、この直流電源は、予備キャパシタ７４Ａをもつ。予備キャパシタ７４Ａは、リレーの接点７４Ｂを通じてキャパシタ７４と並列に接続されている。

Ｕ相コイル１０Ｕの高電位端ＵＨ、Ｖ相コイル１０Ｖの高電位端ＶＨ及びＷ相コイルの高電位端ＷＨは、第１通電制御スイッチ（１１、１２及び１３）を通じて電源線１００に接続されている。Ｕ相コイル１０Ｕの低電位端ＵＬ、及び、Ｖ相コイル１０Ｖの低電位端ＶＬ及びＷ相コイルの低電位端ＷＬは、第２通電制御スイッチ（１４、１５及び１６）を通じて接地線２００に接続されている。

Ｕ相コイル１０Ｕの低電位端ＵＬ、Ｖ相コイル１０Ｖの低電位端ＶＬ及びＷ相コイルの低電位端ＷＬは、第１フライホイルダイオード（Ｄ１、Ｄ２及びＤ３）を通じて電源線１００に接続されている。Ｕ相コイル１０Ｕの高電位端ＵＨ、及び、Ｖ相コイル１０Ｖの高電位端ＶＨ及びＷ相コイルの高電位端ＷＨは、第２フライホイルダイオード（Ｄ４、Ｄ５及びＤ６）を通じて直流電源の接続点Ｘに接続されている。

電源線１００は、キャパシタ７４の高電位端に接続されている。接地線２００は、バッテリ７５の負極端に接続されている。キャパシタ７４とバッテリ７５との接続点Ｘは、キャパシタ７４の低電位端、及び、バッテリ７５の正極端に接続されている。第１フライホイルダイオード（Ｄ１、Ｄ２及びＤ３）のカソードは、電源線１００に接続されている。第２フライホイルダイオード（Ｄ４、Ｄ５及びＤ６）のアノードは、接地線２００に接続されている。

第１通電制御スイッチ（１１、１２及び１３）及び第２通電制御スイッチ（１４、１５及び１６）は、ＭＯＳトランジスタと、それと逆並列接続されたダイオードとにより構成されている。これらのスイッチは、他のパワースイッチング素子により構成されることができる。キャパシタ７４は、一つの相コイルの残留磁気エネルギーを蓄積することにより、バッテリ７５の電圧と同程度の蓄電電圧を発生させる静電容量をもつ。キャパシタ７４の静電容量は、種々設定可能である。

キャパシタ７４Ａは、キャパシタ７４よりも格段に大きい静電容量をもつ。キャパシタ７４Ａの蓄電電力は、ＳＲＭが車両のエンジンを始動する時にＳＲＭに大きなトルクを一時的に与える。このＳＲＭ駆動回路は、補助電源線３００、キャパシタ７４、予備キャパシタ７４Ａ及びリレーの接点７４Ｂををもつ点が、伝統的なアシンメトリカルハーフブリッジコンバータに対して異なっている。

（動作説明）
図８に示される駆動回路の動作は、従来の駆動回路と本質的に同じである。第１通電制御スイッチ（１１、１２及び１３）及び第２通電制御スイッチ（１４、１５及び１６）は、図略のロータ回転角センサにより検出されたロータ回転角に基づいて相ごとに順番にオンされる。一つの相の第１通電制御スイッチ及び第１通電制御スイッチがオフされた後、次の相の第１通電制御スイッチ及び第１通電制御スイッチがオフされる。

これにより、キャパシタ７４及びバッテリ７５の電圧の合計が３相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）に順番に印加される。その結果、スイッチドリラクタンスモータのロータは、与えられたリラクタンストルクにより通電順序により決定される方向へ回転する。
第１通電制御スイッチ（１１、１２及び１３）及び第２通電制御スイッチ（１４、１５及び１６）をオフした後、３相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）の残留磁気エネルギーは、第１フライホイルダイオード（Ｄ１、Ｄ２及びＤ３）及び第２フライホイルダイオード（Ｄ４、Ｄ５及びＤ６）を通じてキャパシタ７４のみを充電する。キャパシタ７４の蓄電電力は、次の相コイルへの通電により消費される。

キャパシタ７４の静電容量が小さいので、キャパシタ７４の電圧は、急速に増加する。キャパシタ７４の電圧増加により、単位電流当たりの静電エネルギー量が増大する。これは、インダクタンス電流を発生させる３相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）の残留磁気エネルギーが急速に減衰することを意味する。たとえば、静電容量Ｃをもつ補助キャパシタ７４の電圧が０Ｖから１０Ｖまで増加させるための静電エネルギーは５０Ｃである。この補助キャパシタ７４の電圧が４０Ｖから５０Ｖま増加させるための静電エネルギーは４５０Ｃとなる。

したがって、ＳＲＭの電流立ち下がり期間（電流減衰期間又はテール期間とも呼ばれる）は大幅に短縮される。このテール期間の短縮はバッテリ７５の負担無しに実行される。したがって、バッテリ７５の劣化は抑制される。テール期間の短縮は、３相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）のインダクタンス増加期間の延長により、リラクタンストルクの平均値の増加を可能とする。テール期間の短縮は、ピーク期間の無駄な通電による銅損を低減する。

第１通電制御スイッチ（１１、１２及び１３）及び第２通電制御スイッチ（１４、１５及び１６）がオンすることにより、バッテリ７５の電圧とキャパシタ７４の電圧との合計が３相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）に印加される。その結果、３相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）への通電初期において、３相電流は急速に立ち上がる。これは、３相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）のインダクタンス増加期間に大きな電流を流すことにより、このインダクタンス増加期間をリラクタンストルク発生のために十分に利用できることを意味する。また、電流立ち上げ期間の短縮は、ボトム期間の無駄な通電による銅損を低減する。

たとえば、キャパシタ７４の蓄電電圧が５０Ｖであり、バッテリ７５の電圧Ｖｂが１２Ｖであると仮定される。通電直後において、合計電圧６２Ｖが、３相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）に印加される。３相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）の電流は印加電圧に略比例する。したがって、通電直後において、約５倍の電流が、バッテリのみにより通電する場合に比べて３相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）に流れる。

（具体的な動作例）
図８に示されるＳＲＭ駆動回路の更に詳細な通電制御の例が図９を参照して説明される。’Ｌｕ’はＵ相コイル１０Ｕのインダクタンスである。’Ｌｖ’はＶ相コイル１０Ｖのインダクタンスである。’Ｌｗ’はＷ相コイル１０Ｗのインダクタンスである。’Ｉｕ’はＵ相コイル１０Ｕに流れる相電流である。’Ｉｖ’はＶ相コイル１０Ｖに流れる相電流である。’Ｉｗ’はＷ相コイル１０Ｗに流れる相電流である。

Ｕ相の通電制御スイッチ（１１及び１４）は、時点ｔ１１にてオンされた後、時点ｔ４にてオフされる。Ｖ相の通電制御スイッチ（１２及び１５）は、時点ｔ３にてオンされた後、時点ｔ８にてオフされる。Ｗ相の通電制御スイッチ（１３及び１６）は、時点ｔ７にてオンされた後、時点ｔ０にてオフされる。時点ｔ０から時点ｔ１２までの期間は電気角２πに相当する。電気角２πは、ステータ磁極ピッチを意味する。

期間（ｔ１１−ｔ１２）はＵ相電流Ｉｕの電流立ち上がり期間である。期間（ｔ３−ｔ４）はＶ相電流Ｉｖの電流立ち上がり期間である。期間（ｔ７−ｔ８）はＷ相電流Ｉｗの電流立ち上がり期間である。期間（ｔ４−ｔ５）はＵ相電流Ｉｕの電流立ち下がり（テール）期間Ｃｈである。期間（ｔ８−ｔ９）はＶ相電流Ｉｖのテール期間Ｃｈである。期間（ｔ０−ｔ１）はＷ相電流Ｉｗのテール期間Ｃｈである。

期間（ｔ０−ｔ４）はＵ相電流Ｉｕの一定制御期間である。期間（ｔ４−ｔ８）はＶ相電流Ｉｖの一定制御期間である。期間（ｔ８−ｔ０（＝ｔ１２））はＷ相電流Ｉｗの一定制御期間である。これらの一定制御期間は、同一相の一対の第１通電制御スイッチ及び第２通電制御スイッチをＰＷＭ制御することにより、実施される。ＰＷＭ制御のデューティ比は、従来と同じく目標トルクを発生するために必要な電流値により決定される。

Ｕ相コイル１０Ｕは、増加期間（ｔ０−ｔ４）と、略一定期間（ｔ４−ｔ６）と、減少期間（ｔ６−ｔ１０）と、略一定期間（ｔ１０−ｔ１２）とをもつ。Ｖ相コイル１０Ｖは、増加期間（ｔ４−ｔ８）と、略一定期間（ｔ８−ｔ１０）と、減少期間（ｔ１０−ｔ２）と、略一定期間（ｔ２−ｔ４）とをもつ。Ｗ相コイル１０Ｗは、増加期間（ｔ８−ｔ１２）と、略一定期間（ｔ０−ｔ２）と、減少期間（ｔ２−ｔ６）と、略一定期間（ｔ６−ｔ８）とをもつ。

増加期間は、インダクタンスが増加する期間を意味する。減少期間はインダクタンスが減少する期間を意味する。略一定期間は、インダクタンスが略一定の期間を意味する。インダクタンスが略一定となるのは、ステータ磁極とロータ磁極との周方向幅が異なる場合に発生する。略一定期間の設置は必須ではない。

スイッチ（１１及び１４）は、時点ｔ１２以降におけるＰＷＭ制御によるＵ相電流の一定化が可能な時点に設定される。たとえば、スイッチ（１１及び１４）は期間（ｔ１０ーｔ１２）における好適な時点（ｔ１１）にてオンされる。スイッチ（１１及び１４）は、期間（ｔ０−ｔ４）においてトルク指令に相当する一定電流値にＰＷＭ制御される。スイッチ（１１及び１４）は、時点ｔ以降においてＵ相電流が０となる時点にてオフされる。たとえば、スイッチ（１１及び１４）は時点ｔ４にてオフされる。

スイッチ（１２及び１５）は、時点ｔ４以降においてＰＷＭ制御によるＶ相電流の一定化が可能な時点に設定される。たとえば、スイッチ（１２及び１５）は期間（ｔ２ーｔ４）における好適な時点（ｔ３）にてオンされる。スイッチ（１２及び１５）は、期間（ｔ４−ｔ８）においてトルク指令に相当する一定電流値にＰＷＭ制御される。スイッチ（１２及び１５）は、時点ｔ１０以降においてＶ相電流が０となる時点にオフされる。たとえば、スイッチ（１２及び１５）は時点ｔ８にてオフされる。

スイッチ（１３及び１６）は、時点ｔ８以降においてＰＷＭ制御によるＷ相電流の一定化が可能な時点に設定される。たとえば、スイッチ（１３及び１６）は期間（ｔ６ーｔ８）における好適な時点（ｔ７）にてオンされる。スイッチ（１３及び１６）は、期間（ｔ８−ｔ１２）においてトルク指令に相当する一定電流値にＰＷＭ制御される。スイッチ（１３及び１６）は、時点ｔ２以降においてＷ相電流が０となる時点にオフされる。たとえば、スイッチ（１３及び１６）は期間（ｔ０）にオフされる。

これにより、合成トルクΣＴは、ほぼ一定となる（図９参照）。つまり、各相のＰＷＭ期間（トルク発生期間）は、切れ目無く順番に接続されるので、合成トルクΣＴはほぼ一定となる。図９において、テール期間Ｃｈは、相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）の残留磁気エネルギーがキャパシタ７４に蓄積されるリカバリ期間である。キャパシタ７４に蓄積された残留磁気エネルギーは、次の相電流立ち上げ期間（ｔ３−ｔ４、ｔ７−ｔ８及びｔ１１−ｔ１２）の少なくとも初期期間である昇圧期間（ｄｉ）において、３相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）に印加される昇圧電圧により消費される。したがって、相電流は急速に立ち上がることができる。上記説明された相電流の急速な立ち上げ及び急速な減衰は、相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）の銅損を減らす。

相電流立ち上げ期間（ｔ３−ｔ４、ｔ７−ｔ８及びｔ１１−ｔ１２）において、キャパシタ７４の蓄電電力が消費されると、相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）の高電位端（ＵＨ、ＶＨ及びＷＨ）の電位が低下する。これにより、第２フライホイルダイオード（Ｄ４、Ｄ５及びＤ６）がオンして、バッテリ７５の電圧が相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）の高電位端（ＵＨ、ＶＨ及びＷＨ）に印加され、通電が継続される。

この実施例では、相電流立ち上げ期間（ｔ３−ｔ４、ｔ７−ｔ８及びｔ１１−ｔ１２）において、キャパシタ７４の蓄電電力はトルク発生に使用されない。したがって、キャパシタ７４の蓄電電力が、相電流の立ち上げのために使用される。つまり、キャパシタ７４は、互いにタイミングが異なる一つの相電流の立ち上がり期間と他の一つの相の立ち下がり期間との間の時間差を解消する機能をもつ。図８に示される矢印は、キャパシタ７４による残留磁気エネルギーの時間シフトを示す。

（大モータトルクの一時的な発生）
次に、図８に示されるキャパシタ７４Ａの機能が説明される。このＳＲＭは、車両のエンジン又は車輪に連結されている。キャパシタ７４Ａは、車両加速のための電流を数秒程度を発生したり、エンジン始動のための電流を１秒程度発生することが可能な静電容量をもつ。このような大容量をもつキャパシタとして、たとえば電気二重層キャパシタの採用が好適である。キャパシタ７４Ａは高電圧まで蓄電されている。リレーの接点７４Ｂはオフされている。

リレーの接点７４Ｂは、エンジン始動時にオンされる。これにより、バッテリ及びキャパシタ７４Ａの大きな合計電圧が、エンジン始動時に約１秒程度だけ相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）に印加される。リレーの接点７４Ｂは、車両の加速時にオンされる。これにより、バッテリ及びキャパシタ７４Ａの大きな合計電圧が、車両加速時に数秒程度の間だけ相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）に印加される。
これにより、短期間だけ大きなモータトルクを発生することができる。放電されたキャパシタ７４Ａの蓄電電圧は、リレーの接点７４Ｂがオンしている期間に、３相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）のリカバリ電流により徐々に回復される。この短期間の大トルク発生動作は、電動ターボチャージャの加速にも採用されることができる。

（変形態様１）
変形態様１が図１０を参照して説明される。図１０は、図８において、３相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）のリカバリ電流を蓄電するキャパシタ７４をバッテリ７５の負極端子側に接続した回路例を示す。図１０の回路動作は、本質的に既述された図８の回路と同じである。

（変形態様２）
相電流の急速な立ち上げ及び立ち下げは、銅損減少は可能とするが鉄損増加を招く。この問題を改善するために、キャパシタ７４による昇圧通電は、所定しきい値回転数を超える高速回転時にのみ実施されることができる。すなわち、キャパシタ７４と並列接続された図略のスイッチが、低速回転時にオンされる。

（実施例３）
本発明のＳＲＭ装置の好適な実施例３が図１１を参照して説明される。図１１は、ミラーコンバータと呼ばれるＳＲＭ駆動回路において、リカバリ電流を回収するためのキャパシタ７４を追加した点にその特徴がある。キャパシタ７４の電荷は、スイッチ１１を通じて３相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）に流される。スイッチ１１は、図８に示される第１通電制御スイッチ（１１、１２及び１３）の代わりをなすスイッチである。更に、フライホイルダイオードＤ４が、図８に示されるフライホイルダイオード（Ｄ４、Ｄ５及びＤ６）の代わりに採用されている。フライホイルダイオードＤ１０のアノードは、接続点Ｘに接続されている。

つまり、図８に示される第１通電制御スイッチ（１２及び１３）及び第２フライホイルダイオード（Ｄ５及びＤ６）が省略される。その代わりに、相コイル（１０Ｖ及び１０Ｗ）の高電位端（ＶＨ及びＷＨ）は相コイル（１０Ｕ）の高電位端（ＵＨ）に接続されている。
スイッチ１１は、図８における第１通電制御スイッチ（１１、１２及び１３）のいずれかがオンされる期間にオンされる。これにより、図９に示される相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）の残留磁気エネルギーの時間移動が可能となる。

けれども、スイッチ１１のオンにより、既にＰＷＭ通電期間（略一定通電期間）に移行している相コイルにもキャパシタ７４の電圧とバッテリ７５の電圧との合計電圧が印加される。そこで、この実施例では、スイッチ１１のオンにより昇圧電圧がＰＷＭ通電中の相コイルの電流を増大させるのを防止するため、ＰＷＭ通電中の相コイルのＰＷＭデューティ比が減らされる。

このＰＷＭデューティ比の制御が図９を参照して更に詳しく説明される。Ｖ相電流ＩＶの電流立ち上げ期間（ｔ３−ｔ４）において、Ｕ相電流ＩＵはＰＷＭ一定通電期間である。そこで、Ｕ相コイル１０Ｕを目標電流値と一致させるために、第２通電制御スイッチ１４のＰＷＭデューティ比がフィードバック制御される。Ｗ相電流ＩＷの電流立ち上げ期間（ｔ７−ｔ８）において、Ｖ相電流ＩＶはＰＷＭ一定通電期間である。そこで、Ｖ相コイル１０Ｖを目標電流値と一致させるために、第２通電制御スイッチ１５のＰＷＭデューティ比がフィードバック制御される。Ｕ相電流ＩＵの電流立ち上げ期間（ｔ１１−ｔ１２）において、Ｗ相電流ＩＷはＰＷＭ一定通電期間である。そこで、Ｗ相コイル１０Ｗを目標電流値と一致させるために、第２通電制御スイッチ１６のＰＷＭデューティ比がフィードバック制御される。これにより、ミラーコンバータ形式の駆動回路でも、リカバリ電流の急速な立ち下げと、相電流の急速な立ち上げが可能となる。
（変形態様１）
変形態様１が図１２を参照して説明される。図１２は、図１１において、キャパシタ７４をバッテリ７５の負極端子側に接続した例であり、本質的な動作は、図１０と同じである。

（実施例４）
本発明のＳＲＭ装置の好適な実施例４が図１３を参照して説明される。図１３は、このＳＲＭの模式径方向断面図を示す。図１３は、図４に示されるＳＲＭにおいて、ステータ磁極（３１乃至３６）に集中巻きされたＤＣコイル（４０Ａ、４０Ｂ及び４０Ｃ）をもつ点にその特徴がある。直流電流が、ＤＣコイル（４０Ａ、４０Ｂ及び４０Ｃ）に通電される。つまり、３相コイル（４１乃至４６）と、ＤＣコイル（４０Ａ、４０Ｂ及び４０Ｃ）とが、ステータ磁極（３１乃至３６）に集中巻きされている。
このＳＲＭの動作が図１４を参照して説明される。図１４は、このＳＲＭのインダクタンス及び相電流の波形を示すタイミングチャートである。このＳＲＭのインダクタンス波形は図５及び図９に示される波形と本質的に等しい。したがって、このＳＲＭのステータ磁極（３１乃至３６）及びロータ磁極２０は、図４又は図７に示されるステータ磁極及びロータ磁極の形状及び配置をもつことができる。

この実施例の電流は、図５に示される実施例１の３相電流（Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗ）を、３相交流電流（Ｉｕａｃ、Ｉｖａｃ及びＩｗａｃ）と直流電流Ｉｄｃとに分割したものである。３相交流電流（Ｉｕａｃ、Ｉｖａｃ及びＩｗａｃ）は、３相コイル（４１乃至４６）に相ごとに別々に通電される。３相コイル（４１乃至４６）はＡＣコイルとも呼ばれる。直流電流Ｉｄｃは、直列接続されたＤＣコイル（４０Ａ、４０Ｂ及び４０Ｃ）に通電される。
図１３に示される矢印は、ＤＣコイル（４０Ａ、４０Ｂ及び４０Ｃ）に通電される直流電流Ｉｄｃの方向を示す。３相コイル（４１乃至４６）に通電される３相交流電流（Ｉｕａｃ、Ｉｖａｃ及びＩｗａｃ）の方向は、インダクタンス増大期間Ｔｉにおいて、ＤＣコイル（４０Ａ、４０Ｂ及び４０Ｃ）のうち同一のステータ磁極に巻かれたＤＣコイルに流れる直流電流Ｉｄｃの方向と同じとされる。

したがって、ステータ磁極（３１乃至３６）は、インダクタンス増大期間Ｔｉに互いに方向が同じである交流電流と直流電流Ｉｄｃとにより励磁される。これは、ＡＣコイルとＤＣコイルとを兼ねる一つの相コイルがステータ磁極（３１乃至３６）に別々に集中巻きされる場合と等しい磁束が形成されることを意味する。
つまり、３相コイル（４１乃至４６）に流れる３相交流電流（Ｉｕａｃ、Ｉｖａｃ及びＩｗａｃ）が、ＤＣコイル（４０Ａ、４０Ｂ及び４０Ｃ）に流れる直流電流Ｉｄｃとともに形成する磁界は、図５に示される３相電流（Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗ）が形成する磁界と等しくなる。したがって、この実施例のＳＲＭは、実施例１のＳＲＭと同じ動作を行うことができる。

ただし、図１４に示される直流電流Ｉｄｃは、３相コイル（４１乃至４６）ｎターン数が、ＤＣコイル（４０Ａ、４０Ｂ及び４０Ｃ）のターン数に等しい条件で記載されている。実際には、ＤＣコイル（４０Ａ、４０Ｂ及び４０Ｃ）のターン数は３相コイル（４１乃至４６）のそれよりも大幅に（５〜１０倍程度）多いことが好適である。
この実施例で重要なことは、ＤＣコイル（４０Ａ、４０Ｂ及び４０Ｃ）の形成磁界（アンペアターン）を、インダクタンス増大期間Ｔｉにおける３相交流電流（Ｉｕａｃ、Ｉｖａｃ及びＩｗａｃ）の形成磁界（アンペアターン）に対して略一致（８５％以上更に好ましくは９０％以上等しい）している点にある。

これにより、インダクタンス減少期間Ｔｄにおいて、３相交流電流（Ｉｕａｃ、Ｉｖａｃ及びＩｗａｃ）の形成磁界は、直流電流Ｉｄｃの形成磁界によりほぼキャンセルされる。すなわち、ロータ磁極２０に形成される合成磁界は、インダクタンス減少期間Ｔｄにほぼ０となる。したがって、インダクタンス減少期間Ｔｄにおける逆リラクタンストルクの発生がほぼ０となるので、トルク減少及びトルクリップルが低減される。
なお、３相交流電流（Ｉｕａｃ、Ｉｖａｃ及びＩｗａｃ）と直流電流Ｉｄｃとは一つの電流とみなすことができるので、３相コイル（４１乃至４６）とＤＣコイル（４０Ａ、４０Ｂ及び４０Ｃ）とが等しいターン数Ｎをもつ時、モータトルクＴは（一つの相の交流電流（たとえばＩｕａｃ）と、直流電流Ｉｄｃとの和）の二乗値に比例する。

（モータ駆動回路）
この実施例の駆動回路が図１５を参照して説明される。’２１’はロータ回転角検出回路である。’２２’は正弦波発振回路である。’２３’は直流電流制御用のトランジスタである。’２４’及び’２５’はキャパシタである。’２６’はフライホイルダイオードである。’２７’は電流検出抵抗である。’２８’はベース電流制限抵抗である。
キャパシタ２４及びフライホイルダイオード２６は直列接続されたＤＣコイル（４０Ａ、４０Ｂ及び４０Ｃ）と並列に接続されている。電流検出抵抗２７は、トランジスタ３４のエミッタ電流による電圧降下を検出してモータコントローラ９０３に送る。
駆動回路９０１は、３相コイル（４１乃至４６）に３相交流電流（Ｉｕａｃ、Ｉｖａｃ及びＩｗａｃ）を供給する３つのＨブリッジ回路（単相フルフレームブリッジ回路）により構成されている。４つのスイッチングトランジスタをもつＨブリッジ回路により構成されたＳＲＭ駆動回路が図２４に示されている。

Ｕ相コイル（４１及び４４）は直列接続されている。Ｖ相コイル（４２及び４５）は直列接続されている。Ｗ相コイル（４３及び４６）は直列接続されている。
直列接続されたＤＣコイル（４０Ａ、４０Ｂ及び４０Ｃ）に通電される直流電流Ｉｄｃは、トランジスタ２３によりＰＷＭ制御される。キャパシタ２４はトランジスタ２３のスイッチングノイズを吸収するとともに、ロータ磁極２０の移動によるＤＣコイル（４０Ａ、４０Ｂ及び４０Ｃ）の誘起電圧合計の変動を吸収する。
つまり、この実施例では、ロータ磁極２０がステータ磁極（３１乃至３６）に順次対面する期間に、３相コイル（４１乃至４６）とＤＣコイル（４０Ａ、４０Ｂ及び４０Ｃ）とが磁気的に結合する。その結果、交流電圧がＤＣコイル（４０Ａ、４０Ｂ及び４０Ｃ）に順次誘導される。けれども、この交流電圧はキャパシタ２４に吸収される。したがって、この誘導された交流電圧が直流電源９００へ与える悪影響は、大幅に低減される。
更に、この実施例では、トランジスタ２３のＰＷＭデユーティ比は、電流検出抵抗２７により検出された直流電流Ｉｄｃに基づいてフィードバック制御される。これにより、直流電流Ｉｄｃは、３相交流電流（Ｉｕａｃ、Ｉｖａｃ及びＩｗａｃ）の各インダクタンス減少期間Ｔｄの振幅に略等しい値に調整される。正確に言えば、直流電流Ｉｄｃによる直流磁界は、インダクタンス減少期間Ｔｄの３相交流電流（Ｉｕａｃ、Ｉｖａｃ及びＩｗａｃ）が形成する交流磁界と略等しく設定される。

上記説明された直流電流の制御が、更に詳しく説明される。
モータコントローラ９０３は、電流検出抵抗２７の電圧降下を増幅した後、その高調波成分を除去して直流電流Ｉｄｃ及び低周波数電圧（誘導電圧）を検出する。次に、モータコントローラ９０３は、直流電流Ｉｄｃの検出値と指令値との差が０となるように、トランジスタ２３をＰＷＭ制御する。これにより、ＤＣコイル（４０Ａ、４０Ｂ及び４０Ｃ）に流れる直流電流Ｉｄｃは、直流電流Ｉｄｃの指令値に一致する。その結果、ＤＣコイル（４０Ａ、４０Ｂ及び４０Ｃ）に流れる直流電流Ｉｄｃの変動を防止することができる。
正弦波発振回路２２は、約１００ｋＨｚの正弦波電圧を直流カット用のキャパシタ２５を通じてＤＣコイル４０Ａ、４０Ｂの接続点に印加する。なお、この正弦波電圧は、ＤＣコイル４０Ｃとトランジスタ２３との接続点に印加されてもよく、キャパシタ２４とＤＣコイル４０Ａとの接続点に印加されてもよい。正弦波電圧の代わりにその他の波形、周波数の高周波数電圧を用いても良い。ＤＣコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃの電圧降下はロータ回転角検出回路２１に入力される。

ロータ回転角検出回路２１は、入力されたＤＣコイル（４０Ａ、４０Ｂ及び４０Ｃ）の電圧降下のうち上記正弦波電圧成分を含む帯域成分を抽出する。ロータ回転角検出回路２１は、この帯域成分を整流して回転角信号を形成する。この回転角信号は、既述したようにロータ回転角に応じて変化するＤＣコイル（４０Ａ、４０Ｂ及び４０Ｃ）のインダクタンスに略比例する。ロータ回転角検出回路２１は、各相のインダクタンス変化波形に基づいてロータ回転角を決定する。検出されたロータ回転角は、モータコントローラ９０３に出力される。このロータ回転角検出回路２１は、ロータが静止していてもロータ回転角を検出することができる。
すなわち、この実施例によれば、ＳＲＭがＤＣコイル（４０Ａ、４０Ｂ及び４０Ｃ）に通電する直流電流Ｉｄｃに高周波電流を重畳させる。ＤＣコイル（４０Ａ、４０Ｂ及び４０Ｃ）のインダクタンスがロータ磁極２０の位置により周期的に変化するので、ロータ回転角を検出することができる。ＤＣコイル（４０Ａ、４０Ｂ及び４０Ｃ）は、３相コイル（４１乃至４６）よりも大きなターン数をもつことができるため、３相コイル（４１乃至４６）よりも大幅に大きなインダクタンスをもつことができる。このことは、直流電流Ｉｄｃに重畳する高周波電流を低減できるため、正弦波発振回路２２を小型化できることを意味する。

（トルク制御）
モータコントローラ９０３により行われるモータトルクの制御が図１６を参照して説明される。まず、回転数指令Ｎｓ及びトルク指令Ｔｓが外部から読み込まれる。更に、ロータ回転角θ、３相交流電流（Ｉｕａｃ、Ｉｖａｃ及びＩｗａｃ）及び直流電流Ｉｄｃがロータ回転角検出回路２１及び電流検出回路から読み込まれる（Ｓ１００）。
次に、トルク指令Ｔｓに基づいて３相コイル（４１乃至４６）に通電する台形波状の３相電流（Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗ）の振幅が算出される。次に、３相電流（Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗ）が、３相交流電流（Ｉｕａｃ、Ｉｖａｃ及びＩｗａｃ）の指令値と、直流電流Ｉｄｃの指令値とに分割される（Ｓ１０２）。次に、３相交流電流（Ｉｕａｃ、Ｉｖａｃ及びＩｗａｃ）及び直流電流Ｉｄｃの検出値が上記指令値に一致するフィードバック制御が実行される。トルク指令値Ｔｓから３相電流（Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗ）の指令値を算出するために使用されるインダクタンス増大率ｄＬ／ｄθは、図６でセル瞑された実施例１と同じ方法により算出されることができる。

（効果）
この実施例によれば、ステータ磁極（３１乃至３６）は、インダクタンス増加期間に３相交流電流（Ｉｕａｃ、Ｉｖａｃ及びＩｗａｃ）及び直流電流Ｉｄｃの両方により強く励磁されるため、大きなリラクタンストルクを発生することができる。ＤＣコイル（４０Ａ、４０Ｂ及び４０Ｃ）に通電される直流電流Ｉｄｃは、３相交流電流（Ｉｕａｃ、Ｉｖａｃ及びＩｗａｃ）の振幅に略等しいので、インダクタンス減少期間Ｔｄにおける逆リラクタンストルク（発電トルク）の発生をほぼ０とすることができる。多くのターン数をもつＤＣコイル（４０Ａ、４０Ｂ及び４０Ｃ）に高周波電圧を印加することにより、ＤＣコイル（４０Ａ、４０Ｂ及び４０Ｃ）のインダクタンス変化を利用してロータ回転角を検出するので、回転角検出が容易かつ正確となる。

（実施例５）
本発明のＳＲＭ装置の好適な実施例５が図１７を参照して説明される。図１７は、ハイブリッドＳＲＭの模式径方向断面図である。このハイブリッドＳＲＭは、図４に示されるＳＲＭに永久磁石６を追加した点にその特徴がある。各図において、一端側にだけ矢印をもつ線は磁気吸引力を示し、線の両端にそれぞれ矢印をもつ線は磁気反発力を示す。
このハイブリッドＳＲＭは、図４に示される実施例１のＳＲＭ９０２において、ロータ磁極２０の間のロータ磁極間隙Ｗｇｒに永久磁石６を有する点にその特徴がある。ステータ磁極（３１乃至３６）に対面する８つの永久磁石６の表面は、周方向極性交互に磁化されている（図１７参照）。電動動作時において、実施例１と同様に、略台形波の３相電流（Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗ）が３相コイル（４１乃至４６）に個別に通電される。
この実施例のハイブリッドＳＲＭは、スイッチドリラクタンストルクに加えて、磁石磁束によるトルク（磁石トルク）も発生するため、トルクを増大することができる。このことは、同じモータトルクを発生するために必要な３相電流（Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗ）のうちの励磁電流成分を低減できることを意味する。

（動作説明）
タイミングチャートである図１８を参照して、このハイブリッドＳＲＭの動作が説明される。
’Ｌｕ’はＵ相コイル（４１及び４４）のインダクタンスである。’Ｌｖ’はＶ相コイル（４２及び４５）のインダクタンスである。’Ｌｗ’はＷ相コイル（４３及び４６）のインダクタンスである。３相コイル（４１乃至４６）のインダクタンス（Ｌｕ、Ｌｖ及びＬｗ）は、ロータ磁極２０のピッチを電気角２πとする周期で変動する。’Ｔｉ’はインダクタンス増大期間である。’Ｔｕ’はＵ相のインダクタンス増大期間Ｔｉである。’Ｔｖ’はＶ相のインダクタンス増大期間Ｔｉである。’Ｔｗ’はＷ相のインダクタンス増大期間Ｔｉである。インダクタンス（Ｌｕ、Ｌｖ及びＬｗ）及び３相電流（Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗ）の波形は、図５に示される実施例１のそれと本質的に同じである。たとえば、３相電流（Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗ）は、異なる単相フルフレームブリッジ（Ｈブリッジ）により互いに独立に給電されることができる。

永久磁石６がステータ磁極（３１乃至３６）に与える磁束変化は、図１８に示されるように電気角４πの周期で変化する。図１８において、各相電流は、インダクタンス増大期間Ｔｉと、その前後の電流立ち上がり期間と電流立ち下がり期間とに流れる。したがって、Ｕ相磁石磁束ΦｕとＵ相電流ＩｕとによるＵ相磁石トルクと、Ｖ相磁石磁束ΦｖとＶ相電流ＩｖとによるＶ相磁石トルクと、Ｗ相磁石磁束ΦｗとＷ相電流ＩｗとによるＷ相磁石トルクとの和が、合成磁石トルクとなる。

相コイルが集中巻きされた軟磁性のステータ磁極がロータに与える磁石トルクは通常のフレミングの法則では理解が容易ではない。けれども、永久磁石の運動による相コイルの逆起電力Ｅと、相コイルの電流Ｉとの積は、磁石トルクＴｍと角速度ωとの積に等しいロータ駆動電力Ｐとなる。
したがって、一つのステータ磁極が永久磁石を駆動するトルクＴｍは、Ｅ・Ｉ／ωとなる。角速度ω及び電流Ｉが一定である条件において、トルクＴは逆起電力Ｅ（＝−ｄΦ／ｄｔ）に比例する。つまり、永久磁石がステータ磁極に与える磁石磁束の変化率が一定であれば、ステータ磁極が永久磁石に与える磁石トルクは一定であるとみなすことができる。
図１８に示されるように、各相のインダクタンス増大期間Ｔｉにおいて、磁石磁束（Φｕ、Φｖ及びΦｗ）は略一定となる。このため、各相のインダクタンス増大期間Ｔｉにおいて発生する各ステータ磁極の磁石トルクの合計は略一定の合成磁石トルクを発生させる。

次に、図１８に示されるＵ相電流立ち下がり期間Ｔｄｏにおいて、Ｕ相磁石磁束Φｕ及びＵ相電流の両方が変化する。Ｖ相及びＷ相も同じである。結局、各相の電流立ち下がり期間Ｔｄｏにおいて、磁石トルクが変化し、それらがトルクリップルを発生させることがわかる。
この問題を解決するには、３相電流（Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗ）の電流立ち下がりを加速することによりその時間を短縮するのが有益である。他の解決策は、図１７に示す磁石６の進行方向後端側に逆極性の小さい補助永久磁石を配置することである。この補助永久磁石の周方向幅は図１７に示される永久磁石６の周方向幅の１／８乃至１／４とされることが好適である。この補助永久磁石の磁界の影響により、ステータ磁極（３１乃至３６）に与えられる磁石磁束はその終期において、急速に減少する。
以上により、トルクが大きく、励磁電力による銅損が小さく、トルクリップルも比較的小さいスイッチドリラクタンスモータを実現することができる。

（実施例６）
本発明のＳＲＭ装置の好適な実施例６が図１９を参照して説明される。図１９は、ロータ２のロータ磁極２０の間の間隙に永久磁石を有するハイブリッドＳＲＭを示す模式径方向断面図である。なお、各図において、一端側にだけ矢印をもつ線は磁気吸引力を示し、線の両端にそれぞれ矢印をもつ線は磁気反発力を示す。
このＳＲＭは、２つの永久磁石（６Ａ及び６Ｂ）がロータ磁極２０の間のロータ磁極間隙Ｗｇｒすなわちロータ２の凹部に配置されるハイブリッドＳＲＭである。すなわち、このハイブリッドＳＲＭは、図１７に示されるハイブリッドＳＲＭにおいて、ロータ磁極２０の間のロータ磁極間隙Ｗｇｒにそれぞれ配置される永久磁石６の磁極分布を変更した点にその第１の特徴がある。
永久磁石６Ａと永久磁石６Ｂとは径方向逆向きに磁化されている。永久磁石６Ａと永久磁石６Ｂとは周方向に隣接している。つまり、ロータ磁極２０の後端面に隣接している永久磁石６Ａの外周側の表面はＳ極に磁化されている。ロータ磁極２０の前端面に隣接している永久磁石６Ｂの外周側の表面はＮ極に磁化されている。

実際には、一つのロータ磁極間隙Ｗｇｒに配置される２つの永久磁石（６Ａ及び６Ｂ）は一つの永久磁石により構成される。この一つの永久磁石の前側の一半部がＳ極に、後側の他半部がＮ極に磁化されている。もちろん、ＮとＳを逆としてもよい。
ロータ２は４つのロータ磁極２０をもつ。ステータ１は、６つのステータ磁極（３１乃至３６）をもつ。ロータ磁極２０の周方向幅Ｗｒは、ステータ磁極（３１乃至３６）の周方向幅Ｗｓに略等しい。ステータ磁極間隙Ｗｇｓは、ステータ磁極（３１乃至３６）の周方向幅Ｗｓに略等しい。ただし、ロータ磁極２０の数、周方向幅及び磁極間隙を実施例１（図４参照）と同じとされてもよい。

（動作説明）
図１９において、Ｕ相コイル（４１及び４４）とＷ相コイル（４３及び４６）とが通電される。これにより、ステータ磁極（３１及び３４）は、磁気反発力及び磁気吸引力によりロータ２を反時計方向に付勢する。ステータ磁極（３３及び３６）は、リラクタンストルク及び磁気反発力によりロータ２を反時計方向に付勢する。その結果、ロータ２は図２０の位置まで回転する。
図２０において、Ｕ相コイル（４１及び４４）とＶ相コイル（４２及び４５）が通電される。これにより、ステータ磁極（３１及び３４）はリラクタンストルク及び磁気反発力によりロータ２を反時計方向に付勢する。ステータ磁極（３２及び３５）は磁気反発力及び磁気吸引力によりロータ２を反時計方向に付勢する。ロータ２は図２１の位置まで回転する。

図２１において、Ｖ相コイル（４２及び４５）とＷ相コイル（４３及び４６）に通電される。これにより、ステータ磁極（３２及び３５）はリラクタンストルク及び磁気反発力によりロータ２を反時計方向に付勢する。ステータ磁極（３３及び３６）は磁気反発力及び磁気吸引力によりロータ２を反時計方向に付勢する。
以下、順次、交流通電を行うことにより、ロータ２は反時計方向に回転する。３相コイル（４１乃至４６）のインダクタンス変化と、磁石磁束（Φｕ、Φｖ及びΦｗ）の変化と、３相電流（Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗ）の波形が図２２に示される。

この実施例のハイブリッドＳＲＭは、ロータ磁極２０の間の磁極間隙に２つの永久磁石（６Ａ及び６Ｂ）を有する。各磁極間隙において、反時計方向側に永久磁石６Ａが、時計方向側にＮ極が配置されている。永久磁石（６Ａ及び６Ｂ）は逆に配置されてもよい。このハイブリッドＳＲＭは、３相コイル（４１乃至４６）と鎖交する磁石磁束の変化が実施例５のそれによりも大きくできる。したがって、磁石トルクは増大する（図２２参照）。
図２３は、このハイブリッドＳＲＭを駆動するための駆動回路９０１としての三相インバータを示す。図２２からわかるように、３相電流（Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗ）は交流電流である。更に、３相電流（Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗ）のうち同時に通電される２相の電流の大きさは等しく、かつ、方向が逆向きとなる。したがって、このハイブリッドＳＲＭの星形接続された３相コイル（４１乃至４６）は、周知の３相インバータ（図２３参照）により駆動されることができる。その他、この９ハイブリッドＳＲＭの３相コイル（４１乃至４６）は、図２４に示される３つのＨブリッジにより給電されることもできる。

（変形態様）
図１９に示す実施例６のハイブリッドＳＲＭの変形態様が図２５及び図２６を参照して説明される。この変形態様は、図１９に示される４つのロータ磁極間隙Ｗｇｒにそれぞれ一対固定される合計８つの永久磁石（６Ａ及び６Ｂ）の極性を、回転軸を挟んで反対にした点にその特徴がある。すなわち、図２５において、８つの永久磁石（６Ａ及び６Ｂ）は、仮想線（Ａ−Ａ）を中心として回転対称配置されている。
３つのＨブリッジにより構成された駆動回路９０１が形成する３相電流（Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗ）の方向は、接近したり離脱したりする永久磁石６の極性に合わせて調整される。つまり、図２２に示される３相電流（Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗ）の正の半波波形及び負の半波波形は、永久磁石（６Ａ及び６Ｂ）の位置変更に合わせて変更される。
その他、大トルクが必要な場合に図２５に示される通電モードを実行し、かつ、小トルク高速回転時に図２６に示される磁石トルクのみを発生するステータ磁極に巻かれた相コイルへの通電を休止させることができる。

（実施例７）
本発明のＳＲＭ装置の好適な実施例７が図２７乃至図３２を参照して説明される。図２７乃至図３２は、ロータ２のロータ磁極２０の間の間隙に永久磁石を有するハイブリッドＳＲＭを示す模式径方向断面図である。なお、各図において、一端側にだけ矢印をもつ線は磁気吸引力を示し、線の両端にそれぞれ矢印をもつ線は磁気反発力を示す。
この実施例のハイブリッドＳＲＭは、図２６に示されるハイブリッドＳＲＭにおいて、ロータ磁極２０の後端面に隣接する永久磁石を省略した点にその特徴がある。永久磁石の省略により、ロータ２は凹部６ｃをもつ。
ロータ磁極２０の前端面に隣接する永久磁石６は、図２６に示される永久磁石６Ａに等しい周方向幅をもつ。これにより、図２６に示される永久磁石６Ｂの磁気反発力が失われる。しかし、これは全体の回転力の一部であるため、トルク合計の減少率は大きくない。その代わりに、永久磁石使用量を減らすことができる。また、ステータ磁極の鉄損を減らすことができる。図２７乃至図３２の順に回転するこの実施例のハイブリッドＳＲＭの動作が図３３に示される。図３３はタイミングチャートである。

図３３に示されるように、３相電流（Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗ）のうちの２相が常に通電される。このため、駆動回路９０１として３相インバータ（図２３参照）を採用することにより、３相星形接続された３相コイル（４１乃至４６）に対して、図２８に示す波形の３相交流電流を通電すればよい。

（変形態様）
図２７に示されるこのハイブリッドＳＲＭの変形態様が図３４を参照して説明される。この変形態様は、大トルク発生時には図２７に示される２相同時通電を実行し、かつ、小トルク高速回転時には図３４に示される１相通電を実行するものである。これにより、トルク調節が容易となる。
（変形態様）
図２２に示されるこのハイブリッドＳＲＭの変形態様が図３５を参照して説明される。この変形態様は、図２７のハイブリッドＳＲＭの回転方向を逆方向に変更した点にその特徴をもつ。この変形態様は、図２７の磁気吸引力をもたない。しかし、大トルク運転を図３５に示される通電パターンを永久磁石の極性に合わせて２相同時に通電し、かつ、小トルク高速回転時には図３６に示される１相通電を行うことができる。この変形態様では、この１相通電時モードにおいて、リラクタンストルクだけ発生することができる。

（変形態様）
図２８に示されるハイブリッドＳＲＭにおいて、永久磁石６をロータコアに埋め込んだ例を図３７に示す。すなわち、このハイブリッドＳＲＭは、ほぼ２倍の周方向幅をもつロータ磁極２０をもつ。このロータ磁極２０の周方向前半部又は後半部に永久磁石６が埋め込まれる。これにより、高速回転性能を改善することができる。
（変形態様）
図２５に示されるハイブリッドＳＲＭにおいて、永久磁石６をロータコアに埋め込んだ例を図３８に示す。すなわち、このハイブリッドＳＲＭは、略円筒形状のロータコアをもつ。このロータコア形状は、従来公知の埋め込み磁石型同期モータ（ＩＰＭ）とほぼ同じである。けれども、ロータコアに埋め込まれる永久磁石（６Ａ及び６Ｂ）の配置が異なっている。更に、３相コイル（４１乃至４６）に略矩形波電流が通電されて、モータがスイッチドリラクタンストルクを発生する点が異なっている。
その他、図示は省略されるが、図１７に示されるハイブリッドＳＲＭの永久磁石６も埋め込まれることができる。同様に、図１９に示されるハイブリッドＳＲＭの永久磁石（６Ａ及び６Ｂ）も埋め込まれることができる。

（実施例８）
本発明のＳＲＭ装置の好適な実施例８が図３９乃至図５０を参照して説明される。図３９乃至図５０は、ロータ２のロータ磁極２０の間の間隙に短絡コイルが巻かれたＳＲＭを示す模式径方向断面図である。ただし、図３９乃至図５０の符号は、他の図の符号から独立している。

このＳＲＭは、回転軸３に嵌められたロータ２と、ステータ１とをもつ。ステータ１は、ステータコア４と、このステータコア４に巻かれたステータコイルとをもつ。ステータコア４は、ヨーク４０で磁気的に連結された６つのステータ磁極（４１乃至４６）をもつ。ステータコイルは、３相コイル（５１乃至５６）により構成されている。３相コイル（５１乃至５６）は、６つのステータ磁極（４１乃至４６）に別々に集中巻きされている。ロータ２は、４つのロータ磁極２０をもつ。ロータ２は、回転軸３に嵌められている。

この実施形態では、ロータ２に短絡コイル（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ及び２Ｄ）が巻かれている。径方向内側に向けて見た場合に、短絡コイル（２Ａ及び２Ｂ）は時計方向に巻かれている。短絡コイル（２Ａ及び２Ｂ）は反時計方向に巻かれている。各短絡コイル（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ及び２Ｄ）は、各端が接続されて短絡回路を構成している。短絡コイル（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ及び２Ｄ）以外は、このＳＲＭは、６つのステータ磁極と４つのロータ磁極とをもつ周知のＳＲＭである。したがって、このＳＲＭの基本的な構造及び動作の説明は省略される。
このＳＲＭの特徴をなす短絡コイル（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ及び２Ｄ）による機能が回転状態図（図３９乃至図５０に示される）及びタイミングチャート（図５１に示される）を参照して以下に説明される。

（時点ｔ１の説明）
時点ｔ１近傍において、Ｕ相コイル（５１及び５４）に通電されるＵ相電流Ｉｕがオフされる。これにより、Ｕ相コイル（５１及び５４）と鎖交する磁気回路に蓄積された残留磁気エネルギーは、短絡コイル（２Ａ及び２Ｃ）に電圧を誘導する。この誘導電圧は、短絡コイル（２Ｂ及び２Ｄ）に印加される。結局、短絡コイル（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ及び２Ｄ）からなる短絡回路に、二次電流Ｉ２が流れる。この二次電流Ｉ２は、減少するＵ相電流ＩｕによるＵ相磁束の減少を抑制する向きである。すなわち、短絡コイル（２Ａ及び２Ｃ）に流れる二次電流Ｉ２は、Ｕ相電流Ｉｕと同じ向きである（図３９参照）。これにより、短絡コイル（２Ｂ及び２Ｄ）に図３９に示す向きの二次電流Ｉ２が流れる。
時点ｔ１において、Ｖ相電流Ｉｖがオンされる。この時、図３９に示されるように、Ｖ相電流Ｉｖは、短絡コイル（２Ｂ及び２Ｄ）に流れる二次電流Ｉ２と同じ向きに通電される。言い換えると、Ｖ相電流Ｉｖは、短絡コイル（２Ｂ及び２Ｄ）に流れる二次電流Ｉ２がＶ相電流Ｉｖによる励磁をアシストする向きに通電される。これにより、Ｖ相電流Ｉｖの立ち上がりは促進される。

（時点ｔ２の説明）
時点ｔ２近傍において、Ｖ相コイル（５２及び５５）に通電されるＶ相電流Ｉｖがオフされる。これにより、Ｖ相コイル（５２及び５５）と鎖交する磁気回路に蓄積された残留磁気エネルギーは、短絡コイル（２Ｂ及び２Ｄ）に電圧を誘導する。この誘導電圧は、短絡コイル（２Ａ及び２Ｃ）に印加される。結局、短絡コイル（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ及び２Ｄ）からなる短絡回路に、二次電流Ｉ２が流れる。この二次電流Ｉ２は、減少するＶ相電流ＩｖによるＶ相磁束の減少を抑制する向きである。すなわち、短絡コイル（２Ｂ及び２Ｄ）に流れる二次電流Ｉ２は、Ｖ相電流Ｉｖと同じ向きである（図４０参照）。これにより、短絡コイル（２Ａ及び２Ｃ）に図４０に示す向きの二次電流Ｉ２が流れる。
時点ｔ２において、Ｗ相電流Ｉｗがオンされる。この時、図４０に示されるように、Ｗ相電流Ｉｗは、短絡コイル（２Ａ及び２Ｃ）に流れる二次電流Ｉ２と同じ向きに通電される。言い換えると、Ｗ相電流Ｉｗは、短絡コイル（２Ａ及び２Ｃ）に流れる二次電流Ｉ２がＷ相電流Ｉｗによる励磁をアシストする向きに通電される。これにより、Ｗ相電流Ｉｗの立ち上がりは促進される。

（時点ｔ３の説明）
時点ｔ３近傍において、Ｗ相コイル（５３及び５６）に通電されるＷ相電流Ｉｗがオフされる。これにより、Ｗ相コイル（５３及び５６）と鎖交する磁気回路に蓄積された残留磁気エネルギーは、短絡コイル（２Ａ及び２Ｃ）に電圧を誘導する。この誘導電圧は、短絡コイル（２Ｂ及び２Ｄ）に印加される。結局、短絡コイル（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ及び２Ｄ）からなる短絡回路に、二次電流Ｉ２が流れる。この二次電流Ｉ２は、減少するＷ相電流ＩｗによるＷ相磁束の減少を抑制する向きである。すなわち、短絡コイル（２Ａ及び２Ｃ）に流れる二次電流Ｉ２は、Ｗ相電流Ｉｗと同じ向きである（図４１参照）。これにより、短絡コイル（２Ｂ及び２Ｄ）に図４１に示す向きの二次電流Ｉ２が流れる。
時点ｔ３において、Ｕ相電流Ｉｕがオンされる。この時、図４１に示されるように、Ｕ相電流Ｉｕは、短絡コイル（２Ｂ及び２Ｄ）に流れる二次電流Ｉ２と同じ向きに通電される。言い換えると、Ｕ相電流Ｉｕは、短絡コイル（２Ｂ及び２Ｄ）に流れる二次電流Ｉ２がＵ相電流Ｉｕによる励磁をアシストする向きに通電される。これにより、Ｕ相電流Ｉｕの立ち上がりは促進される。

（時点ｔ４から時点ｔ１２までの説明）
上記と同様に、時点ｔ４から時点ｔ１２までの動作が行われる。時点ｔ４の状態が図４２に示される。時点ｔ５の状態が図４３に示される。時点ｔ６の状態が図４４に示される。時点ｔ７の状態が図４５に示される。時点ｔ８状態が図４６に示される。時点ｔ９の状態が図４７に示される。時点ｔ１０の状態が図４８に示される。時点ｔ１１の状態が図４９に示される。時点ｔ１２の状態が図５０に示される。
時点ｔ１から時点ｔ１２までのインダクタンス、３相電流（Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗ）及び二次短絡電流Ｉ２の電流の変化が図５１に示される。結局、このＳＲＭは、一つの相電流の立ち下がり期間と、他の一つの相の電流立ち上がり期間とが、オーバーラップしている。更に、一つの相電流の立ち下がり期間に放出される残留磁気エネルギーが、他の一つの相電流の立ち上がり期間における励磁動作をアシストする。これは、電流が立ち下がる相から電流が立ち上がる相への磁気エネルギーのシフトを意味する。これにより、相電流の立ち下がりの促進と、相電流の立ち上がりの促進とが、ロータ磁極２０に巻かれた短絡コイルからなる簡素な構造により実現する。
この実施形態によれば、３相コイル（５１乃至５６）の電流を遮断する時に残留磁気エネルギーを相間でシフトするので、バッテリの負担を軽減することができる。

（変形態様）
この変形態様は、短絡コイル（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ及び２Ｄ）が１ターンのリング状の籠形コイル２００により構成される点にその特徴がある。図５２は、図４３の状態を示す模式径方向断面図である。リング状の籠形コイル２００は、第１のロータ磁極２０及び第２のロータ磁極２０との間の凹部２０１を貫通し、更に、第３のロータ磁極２０と第４のロータ磁極２０との間の凹部２０２との間を貫通してリング状に形成される。図５３は、リング状の籠形コイル２００を示す模式軸方向断面図である。ロータ２は、回転軸５に嵌められている。このリング状の籠形コイル２００は、ロータ２を金型にセットして、アルミニウム溶湯を注入するダイキャスト法により製造されることができる。

Claims (25)

1. ステータコイルを構成する複数相の相コイルが巻かれる偶数個のステータ磁極を周方向一定ピッチでもつ軟磁性のステータコアと、前記ステータ磁極に対面可能な偶数個のロータ磁極を周方向一定ピッチでもつ軟磁性のロータコアと、前記各相コイルのインダクタンス増大期間に略台形波の電流を通電するモータ駆動回路とを備えるスイッチドリラクタンスモータ装置において、
   前記モータ駆動回路は、前記相コイルのインダクタンス増大期間Ｔｉ直前のインダクタンス変化が小さい期間であるボトム期間Ｔｂに電流をほぼ立ち上げ、前記インダクタンス増大期間Ｔｉの直後のインダクタンス変化が小さい期間であるピーク期間Ｔｐに電流をほぼ立ち下げることを特徴とするスイッチドリラクタンスモータ装置。
2. 前記ロータ磁極の先端部の周方向幅Ｗｒは、前記ステータ磁極の先端部の周方向幅Ｗｓよりも小さく、かつ、互いに周方向に隣接する２つの前記ステータ磁極の間のステータ磁極間隙の周方向幅Ｗｇｓよりも小さくされる請求項１記載のスイッチドリラクタンスモータ装置。
3. 前記ステータコイルは、３相の前記相コイルからなり、
   前記各相コイルのインダクタンス変化の１周期を電気角２πとする時、前記インダクタンス増大期間Ｔｉは略２π／３の長さに設定される請求項２記載のスイッチドリラクタンスモータ装置。
4. 前記各相コイルの前記ボトム期間Ｔｂ及び前記ピーク期間Ｔｐは、電気角π／６からπ／３の長さをもつ請求項３記載のスイッチドリラクタンスモータ装置。
5. 前記ロータ磁極の先端部の周方向幅Ｗｒは、前記ステータ磁極の先端部の周方向幅Ｗｓの略２／３の周方向幅をもち、
   前記ステータ磁極の先端部は、前記ステータ磁極間隙の周方向幅Ｗｇｓの略６０％の周方向幅をもつ請求項４記載のスイッチドリラクタンスモータ装置。
6. ６Ｎ（Ｎは自然数）個の前記ステータ磁極と、８Ｎ個の前記ロータ磁極とをもつ請求項５記載のスイッチドリラクタンスモータ装置。
7. 前記モータ駆動回路は、大トルクを発生する際に前記ボトム期間における通電開始時点を早め、小トルクを発生する際に前記ボトム期間における通電開始時点を遅らせる請求項１記載のスイッチドリラクタンスモータ装置。
8. 前記モータ駆動回路は、前記相コイルへ通電する相電流の立ち上がり期間又は立ち下がり期間を加速する加速回路を有する請求項１記載のスイッチドリラクタンスモータ装置。
9. ステータコイルを構成する複数相の相コイルが巻かれる偶数個のステータ磁極を周方向一定ピッチでもつ軟磁性のステータコアと、前記ステータ磁極に対面可能な偶数個のロータ磁極を周方向一定ピッチでもつ軟磁性のロータコアと、前記各相コイルのインダクタンス増大期間に略台形波の電流を通電するモータ駆動回路とを備えるスイッチドリラクタンスモータ装置において、
   スイッチドリラクタンスモータの相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）の両端に別々に接続される第１通電制御スイッチ（１１、１２及び１３）及び第２通電制御スイッチ（１４、１５及び１６）と、
   相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）の両端に別々に接続される第１フライホイルダイオード（Ｄ１、Ｄ２及びＤ３）及び第２フライホイルダイオード（Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６）と、
   を備え、
   相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）は、第１通電制御スイッチ（１１、１２及び１３）及び第２通電制御スイッチ（１４、１５及び１６）を通じて直流電源から電流が受け取り、
   相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）は、第１フライホイルダイオード（Ｄ１、Ｄ２及びＤ３）及び第２フライホイルダイオード（Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６）を通じて直流電源にリカバリ電流を送り、
   前記直流電源は、直列接続されたキャパシタ（７４又は７４Ａ）とバッテリ（７５）により構成され、
   互いに直列接続されたキャパシタ（７４又は７４Ａ）及びバッテリ（７５）の接続点（Ｘ）は、第１フライホイルダイオード（Ｄ１、Ｄ２及びＤ３）及び第２フライホイルダイオード（Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６）のどちらか一方を通じて相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）の端部に接続され、
   第１フライホイルダイオード（Ｄ１、Ｄ２及びＤ３）、相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）、第２フライホイルダイオード（Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６）及びキャパシタ（７４又は７４Ａ）は、キャパシタ（７４又は７４Ａ）にリカバリ電流を流すための閉回路であるリカバリ回路を構成し、
   第１通電制御スイッチ（１１、１２及び１３）、相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）及び第２通電制御スイッチ（１４、１５及び１６）は、互いに直列接続されたキャパシタ（７４又は７４Ａ）及びバッテリ（７５）から相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）へ電流を通電する第１通電回路を構成し、
   第１通電制御スイッチ（１１、１２及び１３）及び第２通電制御スイッチ（１４、１５及び１６）のどちらか一方、相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）、及び、第１フライホイルダイオード（Ｄ１、Ｄ２及びＤ３）及び第２フライホイルダイオード（Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６）のどちらか一方は、バッテリ（７５）から相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）へ電流を通電する第２通電回路を構成することを特徴とするスイッチドリラクタンスモータ装置。
10. 前記第１通電回路は、相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）のインダクタンス増加期間の初期に相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）への通電を行い、
    前記第２通電回路は、相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）のインダクタンス増加期間の終期に相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）への通電を行う請求項９記載のスイッチドリラクタンスモータ装置。
11. 相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）は、インダクタンス増加期間とインダクタンス減少期間の間にインダクタンス変化が小さいインダクタンス一定期間を有し、
    第１通電回路は、前記インダクタンス増加期間の直前の前記インダクタンス一定期間に設定された電流立ち上げ期間に相電流をほぼ立ち上げ、
    リカバリ回路は、インダクタンス増加期間の直後のインダクタンス一定期間に設定された電流立ち下げ期間に前記リカバリ電流をほぼ立ち下げ、
    相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）のうちの一つの相コイルの電流立ち下げ期間は、相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）のうちの他の一つの相の電流立ち上げ期間が終了した後で開始される請求項１０記載のスイッチドリラクタンスモータ装置。
12. 相コイル（１０Ｕ、１０Ｖ及び１０Ｗ）のインダクタンス増加期間は連続して設定される請求項１１記載のスイッチドリラクタンスモータ装置。
13. キャパシタ（７４Ａ）は、スイッチ（７４Ｂ）を通じてバッテリ（７５）に直列接続され、
    スイッチ（７４Ｂ）は、前記リカバリ電流を遮断した後、トルクアシスト期間にオンされる請求項９記載のスイッチドリラクタンスモータ装置。
14. ステータコイルを構成する複数相の相コイルが巻かれる偶数個のステータ磁極を周方向一定ピッチでもつ軟磁性のステータコアと、前記ステータ磁極に対面可能な偶数個のロータ磁極を周方向一定ピッチでもつ軟磁性のロータコアと、前記各相コイルのインダクタンス増大期間に略台形波の電流を通電するモータ駆動回路とを備えるスイッチドリラクタンスモータ装置において、
    前記相コイルとともにすべての前記ステータ磁極に別々に集中巻きされる偶数個のＤＣコイルを有し、
    前記モータ駆動回路は、電動動作に際して、前記相コイルのインダクタンス減少期間における前記相コイルの電流が前記ステータ磁極に形成する磁束量と略等しくかつ向きが反対の磁束を前記ステータ磁極に形成する直流電流Ｉｄｃを前記ＤＣコイルに通電し、かつ、前記相コイルのインダクタンス増大期間における前記相コイルの電流が前記ステータ磁極に形成する磁束と同一向きの磁束を前記ステータ磁極に形成することをことを特徴とするスイッチドリラクタンスモータ装置。
15. 前記ＤＣコイルは、前記相コイルよりも、小さい導体断面積と多いターン数とをもつ請求項１４記載のスイッチドリラクタンスモータ装置。
16. 前記モータ駆動回路は、互いに直列された前記各ＤＣコイルと並列に接続されたキャパシタを有する請求項１４記載のスイッチドリラクタンスモータ装置。
17. 前記モータ駆動回路は、互いに直列された前記各ＤＣコイルに略定電流を通電する定電流回路を有する請求項１４記載のスイッチドリラクタンスモータ装置。
18. 前記モータ駆動回路は、互いに直列された前記各ＤＣコイルに高周波電流を通電する発振回路と、前記高周波電流による前記複数のＤＣコイルの電圧降下に基づいて前記ロータの回転角を検出するロータ回転角検出回路とを有する請求項１４記載のスイッチドリラクタンスモータ装置。
19. ステータコイルを構成する複数相の相コイルが巻かれる偶数個のステータ磁極を周方向一定ピッチでもつ軟磁性のステータコアと、前記ステータ磁極に対面可能な偶数個のロータ磁極を周方向一定ピッチでもつ軟磁性のロータコアと、前記各相コイルのインダクタンス増大期間に略台形波の電流を通電するモータ駆動回路とを備えるスイッチドリラクタンスモータ装置において、
    各前記ロータ磁極の間のロータ磁極間隙Ｗｇｒに永久磁石を有し、
    前記永久磁石は、前記ロータ磁極間隙Ｗｇｒの周方向一方側の端部が前記ステータ磁極に与える磁気的影響と、前記ロータ磁極間隙Ｗｇｒの周方向他方側の端部が前記ステータ磁極に与える磁気的影響とが異なる磁石磁界分布をもつことを特徴とするスイッチドリラクタンスモータ装置。
20. 前記永久磁石は、軟磁性の前記ロータ磁極の回転方向前方に隣接して配置され、
    前記モータ駆動回路は、前記相コイルに略矩形波状の交流電圧を印加することにより、前記相コイルのインダクタンス増加期間に前記ロータ磁極を吸引するリラクタンストルクと、前記永久磁石を反発する磁石反発トルクとを発生させる請求項１９記載のスイッチドリラクタンスモータ装置。
21. 前記永久磁石のステータ対向側の表面のうち周方向一方側の端部は、周方向他方側の端部と逆極性に形成される請求項１９記載のスイッチドリラクタンスモータ装置。
22. 前記永久磁石は、前記ロータ磁極間隙Ｗｇｒのうち、周方向一方側に偏って配置される請求項１９記載のスイッチドリラクタンスモータ装置。
23. 前記永久磁石は、前記ロータ磁極の表面部に埋設され、
    前記永久磁石の周方向幅は、前記ステータ磁極の周方向幅に略等しい請求項１９記載のスイッチドリラクタンスモータ装置。
24. ステータコイルを構成する複数相の相コイルが別々に集中巻きされる偶数個のステータ磁極を周方向一定ピッチでもつ軟磁性のステータコアと、前記ステータ磁極に対面可能な偶数個のロータ磁極を周方向一定ピッチでもつ軟磁性のロータコアと、前記各相コイルのインダクタンス増大期間に略台形波の電流を通電するモータ駆動回路とを備えるスイッチドリラクタンスモータ装置において、
    前記ロータコアに巻かれる二次コイルを短絡して構成される短絡回路を有し、
    前記短絡回路は、対面する前記ステータ磁極から離れる前記ロータ磁極により誘導される誘導電圧により、前記ステータ磁極に接近する前記ロータ磁極の磁束を強化する短絡電流を流すことを特徴とするスイッチドリラクタンスモータ装置。
25. 前記短絡回路は、１ターンの前記二次コイルにより構成される請求項２４記載のスイッチドリラクタンスモータ装置。

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