CN106104998A - 逆变器控制装置 - Google Patents

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Abstract

本发明在对逆变器和直流电源进行连接的接触器成为了释放状态时，抑制逆变器的直流链路电压的上升、环流电流的总量。逆变器控制装置(20)以各形成1个使旋转电机(80)的生成电力充电到直流链路电容器(4)的电容器充电回路、和使生成电力在逆变器以及旋转电机之间循环的环流回路的方式，执行将构成逆变器(10)的开关元件(3)内的1个或者2个即对象开关元件设为导通状态的混合回路控制。

Description

逆变器控制装置
技术领域
本发明涉及驱动控制交流的旋转电机的技术。
背景技术
例如，以较高的电压来驱动用于电动汽车、混合动力汽车等的动力的大输出的交流的旋转电机。另外，由于搭载于这样的汽车的高电压的电源是直流的电池，所以通过使用了开关元件的逆变器电路转换为例如3相交流。旋转电机不仅要发挥作为输出利用电能来驱动车辆的动力的马达的功能，还具有作为利用车辆、内燃机等的动能来进行发电的发电机的功能。由旋转电机产生的电力被再生并蓄积到电池中。
然而，有在电池与旋转电机之间，更具体而言在电池与逆变器之间，设置有开闭装置(接触器)的情况。接触器例如是使用继电器构成的系统主继电器(SMR)，在车辆的点火键(IG键)为导通状态(有效状态)的情况下，触头闭合而成导通状态，在IG键是截止状态(非有效状态)的情况下，触头打开而成为非导通状态。即，在SMR闭合状态下，电池与逆变器(以及旋转电机)电连接，在SMR打开状态下，电池与逆变器(以及旋转电机)的电连接被切断。在通常动作时，也根据IG键的状态对SMR的开闭状态进行控制。然而，即使IG键是导通状态，也有因车辆的故障、碰撞等，而SMR被释放的情况。例如，在针对SMR的电源供给被切断的情况下、在SMR的驱动电路上产生了异常的情况下、SMR因振动/冲击、噪声等而发生了机械故障的情况下、在SMR周边的电路上发生了断线的情况下等，存在SMR的触头成为打开状态，而接触器成为释放状态的可能性。
因此，在接触器成为了释放状态的情况下，有实施将构成逆变器的开关元件全部设为截止状态的关闭控制(SD控制)的情况。多数情况下，在逆变器的直流侧(直流链路部)设置有使直流电压(直流链路电压)平滑的平滑电容器(直流链路电容器)，但在实施了SD控制的情况下，积蓄在定子线圈中的电力经由与开关元件反并联连接的续流二极管(FWD)充电至平滑电容器。因此，存在平滑电容器的端子间电压(直流链路电压)在短时间内上升的可能性。若防备直流链路电压的上升而使平滑电容器大容量化、高耐压化，则导致平滑电容器的体型的增大。另外，也需要逆变器的高耐压化。其结果，妨碍旋转电机驱动装置的小型化，给部件成本、制造成本、产品成本带来影响。
另外，在接触器成为了释放状态的情况下，也有执行将几个开关元件设为导通状态来使电流环流的主动短路控制(主动短路控制(ASC控制))～例如零矢量顺序控制(ZVS控制)～的情况。例如，在日本特开2011-55582号公报(专利文献1)中公开了使逆变器的上段侧的开关元件全部成为截止状态，使下段侧的开关元件的任意一个以上成为导通状态的控制方法(专利文献1：图2、第158、159、165段等)。在ASC控制中，虽然能够抑制直流链路电压的上升，但大电流(环流电流)会流入开关元件、定子线圈。另外，大电流会持续流动到通过热等积蓄在定子线圈中的电力被消耗。因此，存在使开关元件、定子线圈消耗，而使寿命降低的可能性。另外，需要使用与大电流对应的开关元件等，而存在也给部件成本、制造成本、产品成本带来影响的可能性。
专利文献1：日本特开2011-55582号公报
发明内容
鉴于上述背景，希望在对逆变器和直流电源进行连接的接触器成为释放状态的情况下，抑制逆变器的直流链路电压的上升、环流电流的总量，并且使流过旋转电机的电流为零的技术。
鉴于上述的一个优选的实施方式中的逆变器控制装置以具备逆变器和直流链路电容器来驱动交流的旋转电机的旋转电机驱动装置为控制对象，开关控制构成上述逆变器的开关元件，上述逆变器经由接触器与直流电源连接并且与上述旋转电机连接，且在直流与3相交流之间进行电力转换，上述直流链路电容器使上述逆变器的直流侧的电压即直流链路电压平滑，
在上述旋转电机的旋转中上述接触器成为了释放状态的情况下，以各形成1个使上述旋转电机的生成电力充电至上述直流链路电容器的电容器充电回路、和使上述生成电力在上述逆变器以及上述旋转电机之间循环的环流回路的方式，执行将作为构成上述逆变器的上述开关元件内的1个或者2个的对象开关元件设为导通状态的混合回路控制。
根据该结构，在接触器成为了释放状态后，以各形成1个电容器充电回路和环流回路的方式来执行混合回路控制。换言之，以同时进行形成电容器充电回路的关闭控制、和形成环流回路的主动短路控制的方式，来执行混合回路控制。具有在关闭控制中，虽然能够抑制环流电流但直流链路电容器的端子间电压(直流链路电压)大幅上升，在主动短路控制中，虽然能够抑制直流链路电压的上升，但大电流持续环流的课题。然而，根据该结构，通过同时逐步地执行关闭控制和主动短路控制，能够抑制关闭控制的电压上升，并抑制由主动短路控制产生的大电流。这样，根据本结构，在对逆变器和直流电源进行连接的接触器成为了释放状态的情况下，也能够抑制逆变器的直流链路电压的上升、环流电流的总量，并且即使在旋转电机的旋转速度不是零的状态下也能够使流入旋转电机的电流为零。
本发明的进一步特征和优点根据针对参照附图来说明实施方式的以下的记载而变得明确。
附图说明
图1是示意性地表示逆变器控制装置的系统结构的电路框图
图2是示意性地表示接触器释放时的控制例的波形图
图3是表示阶段1中的IGBT的控制例与电流的流向的等效电路图
图4是表示阶段2中的IGBT的控制例与电流的流向的等效电路图
图5是在电流矢量空间中示意性地表示再生电力抑制控制的原理的说明图
图6是表示3相电流波形与对象臂的关系的说明图
图7是表示阶段1中的IGBT的其它控制例与电流的流向的等效电路图
图8是表示接触器打开与混合回路控制开始的关系的说明图
图9是表示适合接触器释放时的控制方法和旋转电机的动作状态的关系的图
图10是表示阶段1中的IGBT的其它控制例与电流的流向的等效电路图
具体实施方式
以下，基于附图对逆变器控制装置的实施方式进行说明。如图1所示，逆变器控制装置20以具备逆变器10和直流链路电容器4的旋转电机驱动装置1为控制对象，经由旋转电机驱动装置1驱动控制旋转电机80。如后所述，逆变器10是经由接触器9与直流电源(11)连接，并且与交流的旋转电机80连接，且在直流与多相交流(在这里是3相交流)之间进行电力转换的电力转换装置，交流1相的臂由上段侧开关元件和下段侧开关元件的串联电路构成。直流链路电容器4使该逆变器10的直流侧的电压即直流链路电压Vdc平滑。旋转电机驱动装置1以及逆变器控制装置20的驱动对象的旋转电机80例如是成为混合动力汽车、电动汽车等车辆的驱动力源的旋转电机。作为车辆的驱动力源的旋转电机80是通过多相交流(在这里是3相交流)动作的旋转电机，既能够作为电动机发挥作用，也能够作为发电机发挥作用。
在不能够像铁道那样从架线接受电力的供给的汽车那样的车辆中，作为用于驱动旋转电机80的电力源，搭载有镍氢电池、锂离子电池等二次电池(电池)、双电层电容器等直流电源。在本实施方式中，作为用于对旋转电机80供给电力的大电压大容量的直流电源，例如具备电源电压200～400[V]的高压电池11(直流电源)。由于旋转电机80是交流的旋转电机，所以在高压电池11与旋转电机80之间设置有在直流与交流(在这里是3相交流)之间进行电力转换的逆变器10。将逆变器10的直流侧的正极电源线P与负极电源线N之间的电压以下称为“直流链路电压Vdc”。高压电池11能够经由逆变器10对旋转电机80供给电力，并且旋转电机80能够存储由发电而得到的电力。
在逆变器10与高压电池11之间设置有使逆变器10的直流侧的正负两极间电压(直流链路电压Vdc)平滑的平滑电容器(直流链路电容器4)。直流链路电容器4使根据旋转电机80的消耗电力的变动而变动的直流电压(直流链路电压Vdc)稳定。在直流链路电容器4与高压电池11之间，具备能够断开从直流链路电容器4到旋转电机80的电路与高压电池11的电连接的接触器9。在本实施方式中，该接触器9是基于来自作为车辆的最上位的控制装置之一的车辆ECU(Electronic Control Unit：电子控制单元)90的指令来开闭的机械继电器，例如称为系统主继电器(SMR：System Main Relay)。接触器9在车辆的点火键(IG键)为导通状态(有效状态)时，SMR的触头闭合而为导通状态(连接状态)，在IG键为截止状态(非有效状态)时，SMR的触头打开而成为非导通状态(释放状态)。逆变器10经由接触器9插在高压电池11与旋转电机80之间，在接触器9是连接状态时，高压电池11与逆变器10(以及旋转电机80)电连接，在接触器9是释放状态时，高压电池11与逆变器10(以及旋转电机80)的电连接被切断。
逆变器10将具有直流链路电压Vdc的直流电力转换为多相(n为自然数，在这里n相是3相)的交流电力并供给至旋转电机80，并且将旋转电机80产生的交流电力转换为直流电力并供给至直流电源。逆变器10具有多个开关元件而构成。开关元件优选应用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极晶体管)、功率MOSFET(Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)、SiC-MOSFET(Silicon Carbide-Metal Oxide Semiconductor FET：碳化硅金属氧化物半导体场效应管)、SiC-SIT(SiC-Static Induction Transistor：碳化硅静电感应晶体管)、GaN-MOSFET(Gallium Nitride-MOSFET：氮化镓MOSFET)等能够进行高频下的动作的功率半导体元件。如图1所示，在本实施方式中，作为开关元件使用IGBT3。
例如在直流与多相交流(在这里是3相交流)之间进行电力转换的逆变器10如公知的那样，由具有与多相(在这里是3相)的每一相对应的数量的臂的电桥电路构成。即，如图1所示，在逆变器10的直流正极侧(直流电源的正极侧的正极电源线P)与直流负极侧(直流电源的负极侧的负极电源线N)之间以串联的方式连接两个IGBT3而构成一个臂。在是3相交流的情况下，该串联电路(一个臂)并联连接3个线路(3相)。即，构成在与旋转电机80的U相、V相、W相对应的定子线圈8上分别对应一组串联电路(臂)的电桥电路。
成对的各相IGBT3的串联电路(臂)的中间点，即、正极电源线P侧的IGBT3(上段侧IGBT(上段侧开关元件)31、33、35：参照图3等)与负极电源线N侧的IGBT3(下段侧IGBT(下段侧开关元件)32、34、36：参照图3等)的连接点分别与旋转电机80的定子线圈8(8u、8v、8w：参照图3等)连接。另外，以从负极“N”朝向正极“P”的方向(从下段侧朝向上段侧的方向)为正向，与各IGBT3并列设置有续流二极管(FWD)5。
如图1所示，逆变器10被逆变器控制装置20控制。逆变器控制装置20以微机等逻辑电路作为核心部件构建。例如，逆变器控制装置20基于从车辆ECU90等其它控制装置等经由CAN(Controller Area Network：控制器局域网)等作为请求信号提供的旋转电机80的目标转矩TM，经由逆变器10对旋转电机80进行控制。
逆变器控制装置20作为构成逆变器10的IGBT3的开关模式的形式(电压波形控制的形式)，至少具有脉冲宽度调制(PWM：Pulse Width Modulation)控制和矩形波控制(1脉冲控制)这两个控制形式。另外，逆变器控制装置20作为定子的磁场控制的形式，具有对马达电流输出最大转矩的最大转矩控制、相对于马达电流以最大效率驱动马达的最大效率控制等通常磁场控制、以及流过对转矩没有帮助的磁场电流来削弱磁场磁通的削弱磁场控制、反向增强磁场磁通的增强磁场控制等磁场调整控制。
在本实施方式中，执行使用了与旋转电机80的旋转同步旋转的2轴正交矢量空间(坐标系)中的电流矢量控制法的电流反馈控制来控制旋转电机80。在电流矢量控制法中，例如，在沿着永磁铁的磁场磁通的方向的d轴、和相对于该d轴在电气性地前进了π/2的q轴这2个轴的正交矢量空间，进行电流反馈控制。逆变器控制装置20基于成为控制对象的旋转电机80的目标转矩TM来决定转矩指令，并决定d轴以及q轴的电流指令。而且，逆变器控制装置20求出电流指令与在旋转电机80的各相的定子线圈8之间流动的实际电流的偏差来进行比例积分控制运算(PI控制运算)、比例积分微分控制运算(PID控制运算)，最终决定3相电压指令。基于该电压指令，来生成开关控制信号。旋转电机80的实际3相空间与2轴正交矢量空间之间的相互的坐标转换，例如基于由解析器等旋转传感器13检测出的磁极位置来进行。另外，旋转电机80的旋转速度(角速度)、转速[rpm]根据旋转传感器13的检测结果导出。流过旋转电机80的各相的定子线圈8的实际电流由电流传感器12来检测。
如上所述，在逆变器10的开关形式中具有PWM控制模式和矩形波控制模式。PWM控制是以U、V、W各相的逆变器10的输出电压波形即PWM波形由通过上段侧开关元件成为导通状态的高电平期间、和下段侧开关元件成为导通状态的低电平期间构成的脉冲的集合而构成，并且其基波成分以一定期间成为大致正弦波状的方式，来设定各脉冲的占空比的控制。包含公知的正弦波PWM(SPWM：Sinusoidal PWM)、空间矢量PWM(SVPWM：Space Vector PWM)、过调制PWM控制等。在本实施方式中，在PWM控制中，对沿着正交矢量空间的各轴的磁场电流(d轴电流)与驱动电流(q轴电流)的合成矢量即电枢电流进行控制来驱动控制逆变器10。即，逆变器控制装置20对d-q轴矢量空间中的电枢电流的电流相位角(q轴电流矢量与电枢电流矢量所成的角)进行控制来驱动控制逆变器10。因此，也将PWM控制称为电流相位控制。
与此相对，矩形波控制(1脉冲控制)是对三相交流电的电压相位进行控制来控制逆变器10的方式。所谓的三相交流电的电压相位相当于3相的电压指令值的相位。例如，矩形波控制是每旋转电机80的电气角的1个周期，各进行1次逆变器10的各开关元件的导通以及截止，针对各相在每1个周期的电气角输出1脉冲的旋转同步控制。由于矩形波控制是通过控制3相电压的电压相位来驱动逆变器10的，所以被称为电压相位控制。
另外，如上所述，逆变器控制装置20作为磁场控制的形式，具有通常磁场控制和磁场调整控制。最大转矩控制、最大效率控制等通常磁场控制是使用了基于旋转电机80的目标转矩TM设定的基本的电流指令值(d轴电流指令、q轴电流指令)的控制形式。与此相对，所谓的削弱磁场控制是为了削弱来自定子的磁场磁通，而对该基本的电流指令值内的d轴电流指令进行调整的控制形式。另外，所谓的增强磁场控制是为了增强来自定子的磁场磁通，而对该基本的电流指令值内的d轴电流指令进行调整的控制形式。将在削弱磁场控制、增强磁场控制等时用于对d轴电流进行调整的调整值称为磁场调整电流。
在车辆上除了高压电池11以外，还搭载有比高压电池11低电压的电源即低压电池(未图示)。低压电池的电源电压是例如12～24[V]。低压电池与高压电池11相互绝缘，且相互处于浮动的关系。低压电池除了逆变器控制装置20、车辆ECU90以外，还对音频系统、灯光装置、室内照明、仪表类的照明、电动车窗等电子组件、对这些进行控制的控制装置供给电力。车辆ECU90、逆变器控制装置20等的电源电压例如是5[V]、3.3[V]。
然而，作为构成逆变器10的各IGBT3的控制端子的栅极端子经由驱动器电路30与逆变器控制装置20连接，并被分别独立地开关控制。用于驱动旋转电机80的高压系统电路、和以微机等为核心的逆变器控制装置20等低压系统电路的动作电压(电路的电源电压)有较大的不同。因此，因此，设置有分别提高针对各IGBT3的栅极驱动信号(开关控制信号)的驱动能力(例如电压振幅、输出电流等，使后段的电路动作的能力)来进行中继的驱动器电路30(控制信号驱动电路)。由低压系统电路的逆变器控制装置20生成的IGBT3的栅极驱动信号被经由驱动器电路30作为高压电路系统的栅极驱动信号供给至逆变器10。驱动器电路30例如利用光电耦合器、变压器等绝缘元件、驱动器IC而构成。
如上所述，接触器9在车辆的点火键(IG键)为导通状态(有效状态)时成为连接状态，在IG键为截止状态(非有效状态)时成为释放状态。在通常动作时，根据IG键的状态也对接触器9的开闭状态进行控制。然而，在IG键为导通状态时，有因车辆的故障、碰撞等，而接触器9成为释放状态的情况。例如，在针对接触器9的电源供给被切断的情况下、在接触器9的驱动电路上产生了异常的情况下、接触器9因振动/冲击、噪声等而发生了机械故障的情况下、在接触器9周边的电路发生了断线的情况下等，存在接触器9成为释放状态的可能性。若接触器9成为释放状态，则从高压电池11向逆变器10侧的电力的供给立即被切断。同样地，从旋转电机80经由逆变器10朝向高压电池11的电力的再生也被接触器9切断。
因此，在接触器9成为了释放状态的情况下，有实施将构成逆变器10的IGBT3全部设为截止状态的关闭控制(SD控制)的情况。在实施SD控制的情况下，积蓄于定子线圈8的电力经由FWD5充电至直流链路电容器4。因此，存在直流链路电容器4的端子间电压(直流链路电压Vdc)在短时间内上升的可能性。若防备直流链路电压Vdc的上升而使直流链路电容器4大容量化、高耐压化，则导致电容器的体型的增大。另外，也需要逆变器10的高耐压化。其结果，妨碍旋转电机驱动装置1的小型化，也给部件成本、制造成本、产品成本带来影响。
另外，在接触器9成为了释放状态的情况下，也有执行将几个IGBT3设为导通状态而使电流环流的主动短路控制(主动短路控制(ASC控制))～例如零矢量顺序控制(ZVS控制)～的情况。电流(环流电流)所具有的能量在IGBT3、定子线圈8等中通过热等被消耗。在ASC控制中，虽然能够抑制直流链路电压Vdc的上升，但大电流会流过IGBT3、定子线圈8。由于环流电流会持续流动直到积蓄于定子线圈8的电力被消耗，所以存在使IGBT3、定子线圈8的寿命降低的可能性。另外，需要使用与大电流对应的元件等，而存在也给部件成本、制造成本、产品成本带来影响的可能性。另外，由于因大电流等而产生的热，设置于旋转电机80的转子的永磁铁消磁，也存在旋转电机80的耐久性降低的可能性。
本实施方式的逆变器控制装置20在对逆变器10和高压电池11进行连接的接触器9成为释放状态时，执行抑制直流链路电压Vdc的上升、环流电流的总量的再生电力抑制控制。在本实施方式中，以后述的混合回路控制为核心，来执行再生电力抑制控制。另外，如上所述，与高压电池11分立地设置有未图示的低压电池，逆变器控制装置20、车辆ECU90被从低压电池供给电力而动作。在本实施方式中，作为即使接触器9成为释放状态，也维持从低压电池向逆变器控制装置20、车辆ECU90的电力供给的情况来进行说明。
如图1以及图3等所示，逆变器10的交流1相的臂由被互补地开关控制的上段侧开关元件(上段侧IGBT(31、33、35))与下段侧开关元件(下段侧IGBT(32、34、36))的串联电路构成。逆变器控制装置20在旋转电机80的旋转中接触器9成为了释放状态的情况下，以各形成1个使旋转电机80的生成电力充电至直流链路电容器4的电容器充电回路、和使生成电力在逆变器10以及旋转电机80之间循环的环流回路的方式，来执行混合回路控制(图2：阶段1、阶段2)。换言之，以同时进行形成电容器充电回路的控制、和形成环流回路的控制的方式，来执行混合回路控制。混合回路控制是将构成逆变器10的开关元件内的1个或者2个即对象开关元件(在图3中U相下段侧IGBT32之一)设为导通状态的控制。更为详细而言，混合回路控制是将只是构成逆变器10的开关元件内的1个或者2个即对象开关元件设为导通状态的控制。即，混合回路控制是仅将作为对象开关元件的一个开关元件设为导通状态的控制、或者仅将作为对象开关元件的2个开关元件设为导通状态的控制。电容器充电回路例如是在图3中用单点划线来表示的回路，环流回路例如是在图3以及图4中用实线来表示的回路。
另外，在本实施方式中，逆变器控制装置20进一步在混合回路控制的开始后，3相的电流全部为零时，执行以将全部的对象开关元件设为截止状态的方式进行控制的关闭控制(SD控制)(阶段3)。
以下，对这样的再生电力抑制控制进行说明。图2是示意性地表示接触器9的释放时的控制例的波形图，图3是表示上述的阶段1中的IGBT3的控制例和电流的流向的等效电路图，图4是表示相同的阶段2中的IGBT3的控制例和电流的流向的等效电路图。图2所示的时刻“t0”表示接触器9成为了释放状态的时刻。若接触器9成为释放状态，则直流链路电压Vdc开始上升。逆变器控制装置20若判定为接触器9是释放状态(接触器打开)，则开始再生电力抑制控制(时刻“t1”)。是接触器打开的判定例如既可以基于来自车辆ECU90的通信来实施，也可以基于检测直流链路电压Vdc的电压传感器14的检测结果来实施。另外，是接触器打开的判定也可以基于由电池电流传感器15检测出的高压电池11的电流(电池电流)的急剧的变化来判定。在这里，根据由电压传感器14检测出的直流链路电压Vdc是否超过对是否需要再生电力抑制控制进行判定的判定阈值，来判定再生电力抑制控制的开始。
在本实施方式中，作为再生电力抑制控制，从时刻“t1”开始执行混合回路控制。在混合回路控制中，各形成1个将对象开关元件控制为导通状态，使旋转电机80的生成电力充电至直流链路电容器4的电容器充电回路、和使生成电力在逆变器10以及旋转电机80之间循环的环流回路。更为详细而言，在混合回路控制中，仅将对象开关元件控制为导通状态。由于通过混合回路控制，形成电容器充电回路，所以在时刻“t1”以后，直流链路电压Vdc也继续上升。但是，在释放储存在形成电容器充电回路的相的定子线圈8中的能量的时刻，电容器充电回路被消除，直流链路电压Vdc的上升停止在电压“V1”(时刻“t2”)。从再生电力抑制控制(混合回路控制)的开始到电容器充电回路被消除而直流链路电压Vdc的上升停止为止的期间是阶段1。
时刻“t2”以后，电容器充电回路被消除，电流仅在环流回路持续流动。逆变器控制装置20在3相的电流全部为零时，以将全部的对象开关元件设为截止状态的方式进行控制。在本实施方式中，在环流回路的电流为零时，执行以将对象开关元件设为截止状态的方式进行控制的关闭控制(时刻“t3”)。在这里，逆变器控制装置20在形成环流回路的2相的臂的电流均为零时，以将在对象臂中被控制为导通状态的开关元件设为截止状态的方式进行控制。在实施了关闭的情况下，积蓄在定子线圈8中的电力经由FWD5充电至直流链路电容器4，但由于在全部的相电流为零的状态下进行关闭，所以在直流链路电压Vdc是后述的反电动势以上的情况下，直流链路电压Vdc不上升。时刻“t3”以后，全相的电流为零(阶段3)。另外，优选SD控制在时刻“t3”执行，不严格来说，也可以在时刻“t3”的前后执行。在检测出电流为零后，由于SD控制的执行延迟，所以例如优选预测相电流为零时执行SD控制。
图3示有阶段1中的IGBT3的控制例与电流的流向。在图3中，用虚线表示的IGBT3表示被开关控制为截止状态，用实线表示的IGBT3表示被控制为导通状态。另外，用虚线表示的FWD5表示是非导通状态，用实线表示的FWD5表示是导通状态。在本实施方式中，对象开关元件(后述的主对象开关元件)是U相下段侧IGBT32。在这里，将U相下段侧IGBT32控制为导通状态，将其它的IGBT3全部控制为截止状态。即，仅将后述的主对象开关元件控制为导通状态，将其它全部的开关元件控制为截止状态。U相电流Iu经由W相下段侧FWD56在环流回路循环。V相电流Iv在经由V相上段侧FWD53以及W相下段侧FWD56的电容器充电回路流动来对直流链路电容器4充电。由于W相下段侧FWD56构成环流回路和电容器充电回路双方，所以W相电流Iw成为将U相电流Iu和V相电流Iv加起来的大小的电流。
图4示有阶段2中的IGBT3的控制例和电流的流向。如上所述，若储存在形成电容器充电回路的相(V相)的定子线圈8中的能量被释放，则该相电流(V相电流Iv)为零，电容器充电回路被消除。由于将对象开关元件(U相下段侧IGBT32)设为导通状态的混合回路控制持续，所以维持环流回路。如图4所示，U相电流Iu流过U相下段侧IGBT32，W相电流Iw流过W相下段侧FWD56。由于V相电流Iv为零，所以U相电流Iu与W相电流Iw平衡。因此，如图2所示，U相电流Iu和W相电流Iw在相同的时刻(在这里是时刻“t3”)为零。逆变器控制装置20在混合回路控制的开始后，环流回路的电流为零时执行SD控制。即，以将作为对象开关元件的U相下段侧IGBT32设为截止状态的方式进行控制，来消除环流回路，使构成逆变器10的全部的IGBT3成为截止状态而将逆变器10关闭。在实施了关闭的情况下，积蓄在定子线圈8中的电力经由FWD5充电至直流链路电容器4，但由于在相电流(Iu、Iw)为零的状态下进行关闭，所以直流链路电压Vdc不上升。
在这里，在上述的d轴以及q轴的2相矢量空间(坐标系)中考察执行混合回路控制的期间(阶段1以及阶段2)。图5示有电流矢量空间(坐标系)。在图5中，曲线100(101～103)分别是表示旋转电机80输出某个转矩的电枢电流Ia(Ia＾2＝Id＾2+Iq＾2)的矢量轨迹的相等转矩线。与相等转矩线101相比，相等转矩线102是低转矩，进一步与相等转矩线102相比，相等转矩线103是低转矩。曲线200(201～204)表示恒流圈，曲线300表示电压速度椭圆(电压限制椭圆)。恒流圈是电枢电流为一定值的矢量轨迹。电压速度椭圆是表示根据旋转电机80的旋转速度以及逆变器10的直流电压(直流链路电压Vdc)的值能够设定的电流指令的范围的矢量轨迹。电压速度椭圆300的大小基于直流链路电压Vdc和旋转电机80的旋转速度(或者转速)来确定。具体而言，电压速度椭圆300的直径与直流链路电压Vdc成正比，与旋转电机80的旋转速度成反比。d轴以及q轴的电流指令被设定为在这样的电流矢量空间中存在于电压速度椭圆300内的相等转矩线100的线上的动作点上的值。
在这里，在抑制对直流链路电容器4供给的电力(充电电力)方面，对于对转矩没有帮助的d轴电流来说，优选不减少电流量，而是持续更多地流动来增大损失(所谓的高损失控制)。例如，从当前的动作点P1开始使q轴电流减少来使转矩接近零，并且，使d轴电流增加。即，如图5中用方框箭头表示的那样，使动作点从当前的动作点P1迁移到q轴电流为零且d轴电流的绝对值比动作点P1大的动作点P2。在这里，动作点P2是电压速度椭圆300的中心。在到达动作点P2后，如图5中用方框箭头表示的那样，使d轴电流的绝对值减少并使动作点迁移到动作点P0。在执行从动作点P1经由动作点P2到达动作点P0的控制时，优选也利用上述的磁场调整功能。在图2中，从时刻“t1”到时刻“t23”的期间是使动作点从图5的动作点P1迁移到动作点P2的期间。另外，从时刻“t23”到时刻“t3”的期间是使动作点从图5的动作点P2迁移到动作点P0的期间。
然而，如上所述，在混合回路控制中，将构成逆变器10的IGBT3内、作为对象开关元件的IGBT3控制为导通状态。优选该对象开关元件通过以下那样的基准来选定。在这里，对选定一个对象开关元件(后述的主对象开关元件)的基准进行说明。如图6所示，在开始混合回路控制的执行时，在3相中的2相的电流波形比振幅中心靠正侧的情况下，优选将该2相中、电流波形下降的相的上段侧开关元件设定为对象开关元件。另外，在开始混合回路控制的执行时，在3相中的2相的电流波形比振幅中心靠负侧的情况下，将该2相中、电流波形上升的相的下段侧开关元件设定为对象开关元件。
例如，在图6的“A”中，在开始混合回路控制的执行时(时刻“t1”)，由于3相内的U相和V相的电流波形比振幅中心靠负侧，所以将U相和V相内、电流波形上升的U相的下段侧开关元件即U相下段侧IGBT32设定为对象开关元件。图2～图4中例示出的方式是根据该选定基准决定出对象开关元件的方式。
下述表1示有3相电流的波形与各IGBT3的开/关控制的状态。如表1所示，按照3相电流(Iu、Iv、Iw)的波形存在6个状态。将其用Sector来表示。表中的“Su+、Sv+、Sw+、Su-、Sv-、Sw-”分别表示U相上段侧IGBT31、V相上段侧IGBT33、W相上段侧IGBT35、U相下段侧IGBT32、V相下段侧IGBT34、W相下段侧IGBT36。即，“S”表示开关元件，“u、v、w”的下标表示3相各相，“+”表示上段侧，“-”表示下段侧。另外，表中的“0”表示截止状态，“1”表示导通状态。
表1：3相电流与对象开关元件(主对象开关元件)的关系(后述的单相开关控制中的3相电流与对象开关元件的关系)
[表1]
Sector lu lv lw Su+ Sv+ Sw+ Su- Sv- Sw-
1 + - + 0 0 1 0 0 0
2 + - - 0 0 0 0 1 0
3 + + - 1 0 0 0 0 0
4 - + - 0 0 0 0 0 1
5 - + + 0 1 0 0 0 0
6 - - + 0 0 0 1 0 0
根据上述的条件，如图6所示，分别选择3相上下段的6个IGBT(31～36)的判定阶段(A～F)每隔60度的电气角不重复地出现。即、在“A”中将U相下段侧IGBT32设定为对象开关元件，在“B”中将V相上段侧IGBT33设定为对象开关元件，在“C”中将W相下段侧IGBT36设定为对象开关元件，在“D”中将U相上段侧IGBT31设定为对象开关元件，在“E”中将V相下段侧IGBT34设定为对象开关元件，在“F”中将W相上段侧IGBT35设定为对象开关元件。因此，不管是什么样的状况都能够将适当的IGBT3(31～36)设定为对象开关元件。
即、由于优选使2相中的一方的电流流入环流回路，使另一方的电流流入电容器充电回路，所以优选从隔着振幅中心存在2相电流波形侧选择对象开关元件。若全部的开关元件是截止状态，2相电流在负侧流动，则该2相的上段侧的续流二极管为导通状态。对于其中1相，为了改变在臂中流动电流的方向使其环流，也可以使该2相中的1相的下段侧开关元件导通。即，也可以以该2相中的1相的上段侧的续流二极管成为非导通状态的方式，使该相的下段侧开关元件导通。另一方面，若全部的开关元件是截止状态，2相电流在正侧流动，则该2相的下段侧的续流二极管为导通状态。若使该2相中的1相的上段侧开关元件导通，则在该1相臂中流动的电流的方向改变形成环流。因此，也可以以该相的下段侧的续流二极管成为非导通状态的方式，使该相的上段侧开关元件导通。
例如，在全部的IGBT3是截止状态，U相电流Iu与V相电流Iv这2相电流在负侧流动时，U相上段侧FWD51与V相上段侧FWD53为导通状态。这是形成两个电容器充电回路的状态。在这里，若改变在U相臂以及V相臂的一方中流动的电流的方向，则一个电容器充电回路被消除，形成一个环流回路。为了改变在电流同时流经FWD5的U相臂以及V相臂的一方中流动的电流的方向，也可以使上段侧以及下段侧内、与电流流经FWD5侧相反的一侧的IGBT3导通。因此，在U相上段侧FWD51以及V相上段侧FWD53成为导通状态的情况下，也可以使U相下段侧IGBT32以及V相下段侧IGBT34的任何一方导通。图3(以及图4)作为对象开关元件(主对象开关元件)，例示出使U相下段侧IGBT32导通的方式，图7作为对象开关元件(主对象开关元件)，例示出使V相下段侧IGBT34导通的方式。
具体而言，如图2例示的那样，若执行混合回路控制(时刻“t1”)，则U相电流Iu以及V相电流Iv的增减方向反转。若在电气角各相差60度的各判定阶段(A～F)的前一半(0～30度的范围)执行混合回路控制，则在电容器充电回路中流动的电流很快达到零的是V相电流Iv。在各判定阶段(A～F)的前一半(0～30度的范围)执行混合回路控制的情况下，能够抑制直流链路电压Vdc的上升的是使V相电流Iv流入电容器充电回路，使U相电流Iu流入环流回路的情况。因此，作为一个实施方式，优选将U相下段侧IGBT32设定为对象开关元件，以使U相电流Iu在环流回路中流动。U相下段侧IGBT32是电流波形比振幅中心靠负侧的2相内、电流波形上升的相的下段侧开关元件。
若是本领域技术人员，则能够根据上述说明推测，根据开始混合回路控制的执行的时机，在电容器充电回路以及环流回路中流动的电流的比率不同。因此，根据开始混合回路控制的执行的时机，直流链路电压Vdc上升的大小、环流电流的大小不同。根据发明者的模拟，例如，如图8所示，在执行混合回路控制的时刻“t1”是判定阶段“A”的30度的时刻的情况下，与是15度的时刻的情况相比，直流链路电压Vdc的上升电压是1/3～1/4，相电流的最大值是1.2～2倍。模拟是在最大的再生电力点、和逆变器10的最大电压的条件下，以满足额定电流和耐压电压的方式实施的。
像这样，根据开始混合回路控制的时机，直流链路电压Vdc、相电流的值不同。例如，在更想要抑制直流链路电压Vdc的上升的情况下，接触器9在图7所示的时刻“t0”成为释放状态，即使能够在判定阶段的电气角15度的时刻开始混合回路控制，也可以设定“delay”而从电气角30度的时刻开始混合回路控制。另外，在判定阶段快要结束时，例如在电气角50度以上的时刻，判定出接触器9成为了释放状态、或能够开始混合回路控制的情况下，不基于该判定阶段的判定基准，而优选基于下一个判定阶段(例如相对于“A”来说的“F”)的判定基准来设定对象开关元件。
另外，如图2所示，逆变器控制装置20在接触器9成为了释放状态后，使控制方式从在直流与3相交流之间进行电力转换的3相驱动控制，不隔着SD控制、ASC控制地移至混合回路控制。因此，抑制SD控制的直流链路电压Vdc的急剧上升、ASC控制的大电流的环流。另外，3相驱动控制中包含上述的PWM控制以及矩形波控制。另外，无需常时对3相的全部进行调制，将任意1相固定，而重复对其它2相进行调制的状态的2相调制也包含于3相驱动控制。
如以上说明的那样，通过进行混合回路控制，能够抑制逆变器的直流链路电压的上升、环流电流的总量，并且即使在旋转电机的旋转速度不是零的状态下也能够将流过旋转电机80的电流设为零。换言之，通过对SD控制和ASC控制进行组合，能够适当地执行将流入旋转电机80的电流设为零的控制。如上所述，根据发明者的模拟，例如，与对接触器打开进行响应而单纯地执行SD控制的情况相比较，即使使直流链路电容器4的静电电容大体成为1/2左右，也能够确认直流链路电压Vdc的上升电压为1/5～2/5左右。即、通过再生电力抑制控制来抑制直流链路电压Vdc的上升，也能够使直流链路电容器4小型化。
另外，与对接触器打开进行响应而单纯地执行ASC控制的情况相比，相电流的最大值大体收敛为1/3～2/3左右。即，通过再生电力抑制控制也能够抑制相电流。因此，能够抑制由定子线圈8、IGBT3的消耗引起的寿命的降低。即、通过模拟，能够确认在最大的再生电力点、和逆变器10的最大电压的条件下，满足额定电流和耐压电压。
执行混合回路控制的本实施方式的逆变器控制装置20能够对SD控制和ASC控制进行组合，来适当地执行将流过旋转电机80的电流设为零的再生电力抑制控制(SD-ASC混合控制)。在SD控制、ASC控制、SD-ASC混合控制中存在根据接触器打开时的旋转电机80的动作状态分别适合的区域。图9示有在由旋转电机80的旋转速度和转矩表示的动作坐标图上，适合各个控制方式的区域。对于旋转速度较高的区域，图9中的区域“defg”(区域“R2”)而言，由于由旋转电机80引起的电动势(EMF：Electromotive Force)较高，所以适合ASC控制。线“dg”表示反电动势(BEMF：Back Electromotive Force)为直流链路电压Vdc以上的边界。对于旋转速度较低的区域，图9的区域“0acdg”(区域“R1+R3”)而言，适合SD控制。即、在直流链路电压Vdc比由旋转电机80引起的电动势大的情况下，执行SD控制。
若以能够在适合该SD控制的区域“0acdg”的全部区域进行SD控制的方式构建逆变器控制装置20，则需要鉴于该区域中的直流链路电压Vdc的上升的设计。例如，对IGBT3等开关元件要求较高的耐压，对直流链路电容器4也要求较大的电容、较高的耐压。但是，在旋转速度以及转矩较高的区域“bcd”(区域“R3”)，若能够抑制直流链路电压Vdc的上升，则能够放松这些要求。因此，优选在图9中的区域“bcd”(区域“R3”)应用上述的再生电力抑制控制。
〔其它实施方式〕
以下，对其它实施方式进行说明。另外，以下说明的各实施方式的结构并不限于分别单独应用，只要不产生矛盾，也能够与其它实施方式的结构组合来应用。
(1)在上述说明中，例示出了在混合回路控制的开始后，执行关闭控制的方式，但也可以不执行关闭控制，而持续混合回路控制。即、也可以仅维持环流回路而执行部分主动短路控制。
(2)在上述说明中，示出了在开始混合回路控制的执行时，在3相中的2相的电流波形比振幅中心靠负侧的情况下，将该2相中、电流波形上升的相的下段侧开关元件设定为对象开关元件(主对象开关元件)的例子(参照图2～图4)。另外，作为选定对象开关元件(主对象开关元件)的基准，参照图6说明了以下的实施方式优选。即、说明了以下情况优选：在开始混合回路控制的执行时，在3相中的2相的电流波形比振幅中心靠正侧的情况下，将该2相中、电流波形下降的相的上段侧开关元件设定为对象开关元件(主对象开关元件)，在开始混合回路控制的执行时，在3相中的2相的电流波形比振幅中心靠负侧的情况下，将该2相中、电流波形上升的相的下段侧开关元件设定为对象开关元件(主对象开关元件)。但是，也可以是在3相中的2相的电流波形比振幅中心靠正侧的情况下，将该2相中的任意的相的上段侧开关元件设定为对象开关元件(主对象开关元件)的方式。例如，也可以将电流波形上升的相的上段侧开关元件设定为对象开关元件(主对象开关元件)。同样地，也可以为在3相中的2相的电流波形比振幅中心靠负侧的情况下，将该2相中的任意的相的下段侧开关元件设定为对象开关元件(主对象开关元件)的方式。即、也可以将电流波形下降的相的上段侧开关元件设定为对象开关元件(主对象开关元件)。
然而，若参照图3(以及图4)，不光是U相下段侧IGBT32，即使将W相下段侧IGBT36设为导通状态，也能够形成相同的环流回路和电容器充电回路。即、由于W相下段侧FWD56是导通状态，所以不管W相下段侧IGBT36的开/关状态如何，W相的下段侧臂都导通，但即使W相下段侧IGBT36导通也没有问题。因此，在图3所例示的方式的情况下，W相下段侧IGBT36也能够作为对象开关元件来发挥作用。图10示出了作为对象开关元件，使U相下段侧IGBT32以及W相下段侧IGBT36这2个设为导通状态，来形成环流回路和电容器充电回路的例子。其中，对于U相下段侧IGBT32而言，由于并联连接的U相下段侧FWD52是非导通状态，所以必须作为对象开关元件设为导通状态，相对地对于W相下段侧IGBT36而言，由于并联连接的W相下段侧FWD56已经是导通状态，所以不是必须将其设为导通状态。因此，将必须设为导通状态的U相下段侧IGBT32称为主对象开关元件，将不是必须设为导通状态的W相下段侧IGBT36称为副对象开关元件。
即、逆变器控制装置20在旋转电机80的旋转中接触器9成为了释放状态的情况下，以各形成1个使旋转电机80的生成电力充电至直流链路电容器4的电容器充电回路、和使生成电力在逆变器10以及旋转电机80之间循环的环流回路的方式，来执行将构成逆变器10的开关元件(IGBT3)内的1个或者2个即对象开关元件设为导通状态的混合回路控制。在这里，对象开关元件包含主对象开关元件和副对象开关元件。即、逆变器控制装置20将一个主对象开关元件、或者一个主对象开关元件以及一个副对象开关元件这2个设为导通状态来执行混合回路控制。换言之，逆变器控制装置20作为对象开关元件，将至少一个主对象开关元件设为导通状态来执行混合回路控制。另外，逆变器控制装置20也可以除了主对象开关元件以外，还将副对象开关元件设为导通状态来执行混合回路控制。即、逆变器控制装置20能够执行仅将构成3相上下段的逆变器10的6个开关元件内的一个(主对象开关元件)设为导通状态的混合回路控制、或者仅将构成逆变器10的开关元件内的2个(主对象开关元件以及副对象开关元件)设为导通状态的混合回路控制。
下述表2与上述的表1相同，示有3相电流的波形、和各IGBT3的开/关控制的状态。表1例示出了仅将构成3相上下段的逆变器10的6个开关元件内的一个(主对象开关元件)设为导通状态来执行混合回路控制的情况。另一方面，表2例示出了仅将构成逆变器10的开关元件内的2个(主对象开关元件以及副对象开关元件)设为导通状态来执行混合回路控制的情况。关于表2中的记号，由于与表1相同所以省略说明。
表2：3相电流与对象开关元件(主/副对象开关元件)的关系(后述的2相开关控制的3相电流与对象开关元件的关系)
[表2]
Sector lu lv lw Su+ Sv+ Sw+ Su- Sv- Sw-
1 + - + 0 1 1 0 0 0
2 + - - 0 0 0 1 1 0
3 + + - 1 0 1 0 0 0
4 - + - 0 0 0 0 1 1
5 - + + 1 1 0 0 0 0
6 - - + 0 0 0 1 0 1
根据以上整理，对于主对象开关元件而言，在开始混合回路控制的执行时，在3相中的2相的电流波形比振幅中心靠正侧的情况下，设定为该2相的任意一方的上段侧开关元件，在开始混合回路控制的执行时，在3相中的2相的电流波形比振幅中心靠负侧的情况下，设定为该2相的任意一方的下段侧开关元件。优选，如参照图6上述，对于主对象开关元件而言，在开始混合回路控制的执行时，在3相中的2相的电流波形比振幅中心靠正侧的情况下，设定为该2相中、电流波形下降的相的上段侧开关元件，在开始混合回路控制的执行时，在3相中的2相的电流波形比振幅中心靠负侧的情况下，设定为该2相中、电流波形上升的相的下段侧开关元件。另外，对于副对象开关元件而言，在开始混合回路控制的执行时，在3相中的2相的电流波形比振幅中心靠正侧的情况下，设定为与该2相不同的上段侧开关元件，在开始混合回路控制的执行时，在3相中的2相的电流波形比振幅中心靠负侧的情况下，设定为与该2相不同的下段侧开关元件。另外，能够将使主对象开关元件成为导通状态来执行的混合回路控制称为单相开关(Single Phase Switching)控制，将使主对象开关元件以及副对象开关元件这2个成为导通状态来执行的混合回路控制称为2相开关(Two PhaseSwitching)控制。
(3)如上所述，若接触器9成为释放状态则直流链路电压Vdc立刻上升。因此，优选逆变器控制装置20迅速地判定接触器9成为了释放状态，而开始再生电力抑制控制。因此，在上述说明中，不是一般地利用需要通信时间的CAN等经由车辆ECU90来获取接触器9的状态，而是示出了能够基于直流链路电压Vdc的检测结果，迅速地判定接触器9成为了释放状态的例子。另外，作为另一个实施方式，也可以基于由设置在高压电池11与直流链路电容器4之间的电池电流传感器15检测出的高压电池11的电流(电池电流)的急剧的变化来判定接触器打开。若接触器9成为释放状态，则高压电池11与其后段的电路(直流链路电容器4、逆变器10、旋转电机80等)的电连接状态急剧变化。因此，出入高压电池11的电流也急剧变化。因此，在该情况下，与利用CAN等经由车辆ECU90获取接触器9的状态相比，逆变器控制装置20能够基于高压电池11的电流的检测结果，迅速地判定接触器9成为了释放状态。这样，为了防止因接触器打开而平滑电容器(直流链路电容器4)的端子间电压(直流链路电压Vdc)在短时间内上升，迅速地检测接触器打开特别重要。
〔实施方式的概要〕
以下，对在上述说明的、实施方式的逆变器控制装置(20)的概要进行简单说明。
一个优选的实施方式中的逆变器控制装置，
是以具备：经由接触器(9)与直流电源(11)连接并且与交流的旋转电机(80)连接，且在直流与3相交流之间进行电力转换的逆变器(10)、和使上述逆变器(10)的直流侧的电压即直流链路电压(Vdc)平滑的直流链路电容器(4)，并驱动上述旋转电机(80)的旋转电机驱动装置(1)为控制对象，开关控制构成上述逆变器(10)的开关元件(3)的逆变器控制装置(20)，
在上述旋转电机(80)的旋转中上述接触器(9)成为了释放状态的情况下，以各形成1个使上述旋转电机(80)的生成电力充电至上述直流链路电容器(4)的电容器充电回路、和使上述生成电力在上述逆变器(10)以及上述旋转电机(80)之间循环的环流回路的方式，执行将构成上述逆变器(10)的上述开关元件(3)内的1个或者2个即对象开关元件设为导通状态的混合回路控制。
根据该结构，在接触器(9)成为了释放状态后，以各形成1个电容器充电回路和环流回路的方式来执行混合回路控制。换言之，以同时进行形成电容器充电回路的关闭控制和形成环流回路的主动短路控制的方式，来执行混合回路控制。具有在关闭控制中，虽然能够抑制环流电流，但直流链路电容器(4)的端子间电压(直流链路电压(Vdc))大幅上升，在主动短路控制中，虽然能够抑制直流链路电压(Vdc)的上升，但大电流持续环流的课题。但是，像该结构这样，通过同时逐步地执行关闭控制和主动短路控制，能够抑制关闭控制的电压上升，并能够抑制由主动短路控制产生的大电流。像这样，根据本结构，在对逆变器(10)和直流电源(11)进行连接的接触器(9)成为了释放状态的情况下，能够抑制逆变器(10)的直流链路电压(Vdc)的上升、环流电流的总量，并且即使在旋转电机(80)的旋转速度不是零的状态下也能够使流入旋转电机(80)的电流为零。
作为一个实施方式，优选逆变器控制装置(20)进一步在上述混合回路控制的开始后，3相的电流全部为零时(成为零附近时)，执行以将上述对象开关元件设为截止状态的方式进行控制的关闭控制。由于在从混合回路控制移至关闭控制时，被关闭的臂的电流，即形成环流回路的臂的电流是零，所以能够抑制因关闭而导致直流链路电压(Vdc)的上升。另外，由于环流回路被消除而环流电流持续流动，从而也能够抑制开关元件(3)、旋转电机(80)的定子线圈(8)消耗。
作为一个实施方式，优选逆变器控制装置(20)作为上述对象开关元件，将至少一个主对象开关元件设为导通状态来执行上述混合回路控制。一般地，逆变器的交流1相的臂由上段侧开关元件和下段侧开关元件的串联电路构成，逆变器控制装置(20)在作为控制对象的逆变器(10)具备那样的结构的情况下，以以下的方式来设定上述主对象开关元件。即、在开始上述混合回路控制的执行时，在3相中的2相的电流波形比振幅中心靠正侧的情况下，将该2相的任意一方的上述上段侧开关元件设定为上述主对象开关元件，在开始上述混合回路控制的执行时，在3相中的2相的电流波形比振幅中心靠负侧的情况下，将该2相的任意一方的上述下段侧开关元件设定为上述主对象开关元件，在开始上述混合回路控制的执行时，在3相中的2相的电流波形比振幅中心靠负侧的情况下，将该2相的任意一方的上述下段侧开关元件设定为上述主对象开关元件。根据该条件，每隔60度的电气角，决定主对象开关元件。因此，即使在任意的状况下都能够将适当的开关元件(3)设定为主对象开关元件。
并且，优选对于上述主对象开关元件而言，在开始上述混合回路控制的执行时，在3相中的2相的电流波形比振幅中心靠正侧的情况下，设定为该2相中、电流波形下降的相的上述上段侧开关元件，在开始上述混合回路控制的执行时，在3相中的2相的电流波形比振幅中心靠负侧的情况下，设定为该2相中、电流波形上升的相的上述下段侧开关元件。根据该条件，选择各个3相上下段的6个开关元件的状况每隔60度的电气角不重复地出现。因此，即使在任意的状况下都能够将适当的开关元件设定为对象开关元件。
如上所述，逆变器控制装置(20)将构成逆变器(10)的开关元件(3)内的1个或者2个即对象开关元件设为导通状态来执行混合回路控制。优选逆变器控制装置(20)在作为对象开关元件，将至少一个主对象开关元件设为导通状态来执行混合回路控制的情况下，上述逆变器控制装置(20)除了上述主对象开关元件以外，还将副对象开关元件设为导通状态来执行上述混合回路控制。在这里，对于上述副对象开关元件而言，优选在开始上述混合回路控制的执行时，在3相中的2相的电流波形比振幅中心靠正侧的情况下，设定为与该2相不同的上述上段侧开关元件，在开始上述混合回路控制的执行时，在3相中的2相的电流波形比振幅中心靠负侧的情况下，设定与该2相不同的上述下段侧开关元件。不仅是主对象开关元件，也能够通过主对象开关元件与副对象开关元件的对来执行混合回路控制，能够拓宽控制的幅度。
另外，优选逆变器控制装置(20)在上述接触器(9)成为了释放状态后，使控制方式从在直流与3相交流之间进行电力转换的3相驱动控制移至上述混合回路控制。通过从3相驱动控制，不隔着关闭控制、主动短路控制地直接移至混合回路控制，能够抑制由关闭控制引起的直流链路电压(Vdc)的急剧上升。
本发明能够利用于经由逆变器来驱动控制交流的旋转电机的逆变器控制装置。
附图标记的说明
1…旋转电机驱动装置；3…IGBT(开关元件)；4…直流链路电容器；5…续流二极管；9…接触器；10…逆变器；11…高压电池(直流电源)；20…逆变器控制装置；31～36…IGBT(开关元件)；51～56…续流二极管；80…旋转电机；Vdc…直流链路电压。

Claims (6)

1.一种逆变器控制装置，其中，
该逆变器控制装置以具备逆变器和直流链路电容器来驱动交流的旋转电机的旋转电机驱动装置为控制对象，对构成上述逆变器的开关元件进行开关控制，其中，上述逆变器经由接触器与直流电源连接并且与上述旋转电机连接从而在直流与3相交流之间进行电力转换，上述直流链路电容器使上述逆变器的直流侧的电压即直流链路电压平滑，
在上述旋转电机旋转中上述接触器成为释放状态的情况下，以各形成1个使上述旋转电机的生成电力充电到上述直流链路电容器的电容器充电回路、和使上述生成电力在上述逆变器以及上述旋转电机之间循环的环流回路的方式，执行将对象开关元件设为导通状态的混合回路控制，上述对象开关元件是构成上述逆变器的上述开关元件中的1个或者2个。
2.根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其中，
在开始上述混合回路控制后，在3相电流全部为零时，执行将上述对象开关元件全部控制为截止状态的关闭控制。
3.根据权利要求1或2所述的逆变器控制装置，其中，
上述逆变器的交流的1相的臂由上段侧开关元件和下段侧开关元件的串联电路构成，
作为上述对象开关元件，上述逆变器控制装置将至少一个主对象开关元件设为导通状态，来执行上述混合回路控制，
对于上述主对象开关元件而言，
在开始上述混合回路控制的执行时，在3相中的2相的电流波形比振幅中心靠正侧的情况下，被设定为该2相的任意一方的上述上段侧开关元件，
在开始上述混合回路控制的执行时，在3相中的2相的电流波形比振幅中心靠负侧的情况下，被设定为该2相中任意一方的上述下段侧开关元件。
4.根据权利要求3所述的逆变器控制装置，其中，
对于上述主对象开关元件而言，
在开始上述混合回路控制的执行时，在3相中的2相的电流波形比振幅中心靠正侧的情况下，被设定为该2相中的电流波形下降的相的上述上段侧开关元件，
在开始上述混合回路控制的执行时，在3相中的2相的电流波形比振幅中心靠负侧的情况下，被设定为该2相中的电流波形上升的相的上述下段侧开关元件。
5.根据权利要求3或者4所述的逆变器控制装置，其中，
除了上述主对象开关元件以外，上述逆变器控制装置还将副对象开关元件设为导通状态，来执行上述混合回路控制，
对于上述副对象开关元件而言，
在开始上述混合回路控制的执行时，在3相中的2相的电流波形比振幅中心靠正侧的情况下，被设定为与该2相不同的上述上段侧开关元件，
在开始上述混合回路控制的执行时，在3相中的2相的电流波形比振幅中心靠负侧的情况下，被设定为与该2相不同的上述下段侧开关元件。
6.根据权利要求1～5中任一项所述的逆变器控制装置，其中，
在上述接触器成为释放状态后，使控制方式从在直流与3相交流之间进行电力转换的3相驱动控制移至上述混合回路控制。
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