JPWO2018070496A1

JPWO2018070496A1 - 電力変換システム

Info

Publication number: JPWO2018070496A1
Application number: JP2018545062A
Authority: JP
Inventors: 史人草間; 真小曽根; 孝彰則定; 豊掃部
Original assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Current assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Priority date: 2016-10-12
Filing date: 2017-10-12
Publication date: 2019-08-08
Anticipated expiration: 2037-10-12
Also published as: EP3528373A4; CN109874385A; US10840814B2; US20200044573A1; CN109874385B; EP3528373A1; WO2018070496A1; EP3528373B1; JP6675106B2

Abstract

回路規模を小さくし、かつ一次巻線にかかる電圧の極性の反転を安定的に行う。制御部（１３）は、一次巻線（５３１）の電圧の極性が反転する反転期間を含む第１期間において、トランス回路部（５）及びコンバータ部（７）間で電力の伝達が行われないようにコンバータ部（７）を制御する。制御部（１３）は、第１期間とは異なる第２期間において、トランス回路部（５）からコンバータ部（７）に向かう第１方向又は第１方向とは逆の第２方向で電力の伝達が行われるようにコンバータ部（７）を制御する。

Description

本開示は、一般に電力変換システムに関し、より詳細には、少なくとも単方向において電力を変換する電力変換システムに関する。

近年、会社または個人が、分散型電源（例えば、太陽電池、燃料電池、蓄電池）から得た電力を電力会社に売るビジネス（売電）が拡大している。売電は、分散型電源を商用電力系統と接続する系統連系によって実施される。系統連系では、パワーコンディショナと称される電力変換装置を用いて、分散型電源の電力を、商用電力系統に適応した電力に変換する。

特許文献１は、バッテリー（２１）及び電気二重層コンデンサ（２２）間に設けられた絶縁型の双方向昇降圧チョッパ回路（４０）を開示する。この双方向昇降圧チョッパ回路（４０）は、センタータップ付きのトランス（４１）を備えている。トランス（４１）の一次巻線のセンタータップはリアクトル（４２）を介して低電圧バッテリー（２１）の（＋）端子に接続され、一次巻線の両端には一対の昇圧チョッパ素子（４３，４５）が接続されている。また、二次巻線のセンタータップは電圧ライン（ＶＬ）を介して電気二重層コンデンサ（２２）に接続され、二次巻線の両端に一対の降圧チョッパ素子（４６，４７）が接続されている。

しかし、上記の従来技術は、平滑用の大容量コンデンサが必要となり、回路規模が大きくなるという課題がある。また、一次巻線にかかる電圧極性の反転を安定的に行うことができず、スイッチング素子の損失及び耐圧の悪化を招くという課題がある。

特開平７−２３５０５号公報

本開示は上記問題点に鑑みて為されており、回路規模を小さくし、かつ一次巻線にかかる電圧の極性の反転を安定的に行うことができる電力変換システムを提供することを目的とする。

本開示の一態様に係る電力変換システムは、第１接続対象と第２接続対象との間で少なくとも単方向に電力を伝達する電力変換システムである。前記電力変換システムは、第１外部接続部と、第２外部接続部と、トランス回路部と、第３コンバータ部と、接続部と、制御部と、を備える。前記第１外部接続部は、前記第１接続対象に接続される。前記第２外部接続部は、前記第２接続対象に接続される。前記トランス回路部は、前記第１外部接続部側に設けられた一次巻線と、前記一次巻線と磁気結合される二次巻線と、前記第１外部接続部及び前記一次巻線間に接続される第１コンバータ部と、前記二次巻線に接続される第２コンバータ部とを含む。前記第３コンバータ部は、前記第２外部接続部に接続される。前記接続部は、前記第２コンバータ部及び前記第３コンバータ部間を接続する第１接続端子及び第２接続端子を含む。前記制御部は、前記一次巻線に正及び負の電圧が交互に印加され、かつ前記第２接続端子に対する前記第１接続端子の電圧が正となるように前記第１コンバータ部及び前記第２コンバータ部の少なくとも一方を制御する。前記制御部は、前記一次巻線の電圧の極性が反転する反転期間を含む第１期間において、前記トランス回路部及び前記第３コンバータ部間で電力の伝達が行われないように前記第３コンバータ部を制御する。前記制御部は、前記第１期間とは異なる第２期間において、前記トランス回路部から前記第３コンバータ部に向かう第１方向又は前記第１方向とは逆の第２方向で電力の伝達が行われるように前記第３コンバータ部を制御する。

実施の形態１に係る電力変換システム１の回路図である。インバータモードにおける電力変換システム１の動作を示す波形図である。コンバータ部７に流れる電流経路を示す図である。コンバータモードにおける電力変換システム１の動作を示す波形図である。コンバータ部７に流れる電流経路を示す図である。インバータモード（１）における電力変換システム１の動作を示す波形図である。図６の各期間におけるスイッチング素子の状態を示す図である。図６の各期間におけるスイッチング素子の状態を示す図である。インバータモード（２）における電力変換システム１の動作を示す波形図である。図９の各期間におけるスイッチング素子の状態を示す図である。図９の各期間におけるスイッチング素子の状態を示す図である。コンバータモード（３）における電力変換システム１の動作を示す波形図である。図１２の各期間におけるスイッチング素子の状態を示す図である。図１２の各期間におけるスイッチング素子の状態を示す図である。コンバータモード（４）における電力変換システム１の動作を示す波形図である。図１５の各期間におけるスイッチング素子の状態を示す図である。図１５の各期間におけるスイッチング素子の状態を示す図である。反転期間におけるスイッチング素子の動作を示す回路図である。スナバ回路６０の効果を説明する図である。スナバ回路６０の効果を説明する図である。スナバ回路６０の効果を説明する図である。電力変換システム１のインピーダンス特性を示すグラフである。インバータモードにおける電力変換システム１のタイミングチャートを示す図である。図２３において反転期間ＴＣ１，ＴＣ２を拡大して示したタイミングチャートである。コンバータモードにおける電力変換システム１のタイミングチャートを示す図である。図２５において反転期間ＴＦ１，ＴＦ２を拡大して示したタイミングチャートである。実施の形態２に係る電力変換システム１Ａの回路図である。インバータモードにおける電力変換システム１Ａのタイミングチャートを示す図である。図２８において反転期間ＴＣ１，ＴＣ２を拡大して示したタイミングチャートである。コンバータモードにおける電力変換システム１Ａのタイミングチャートを示す図である。図３０において反転期間ＴＦ１，ＴＦ２を拡大して示したタイミングチャートである。実施の形態３に係る電力変換システム１Ｂの回路図である。インバータモードにおける電力変換システム１Ｂのタイミングチャートを示す図である。図３０において反転期間ＴＣ１，ＴＣ２を拡大して示したタイミングチャートである。コンバータモードにおける電力変換システム１Ｂのタイミングチャートを示す図である。図３５において反転期間ＴＦ１，ＴＦ２を拡大して示したタイミングチャートである。実施の形態４に係る電力変換システム１Ｃの回路図である。実施の形態５に係る電力変換システム１Ｄの回路図である。実施の形態６に係る電力変換システム１Ｅの回路図である。実施の形態７に係る電力変換システム１Ｆの回路図である。実施の形態８に係る電力変換システム１Ｇの回路図である。実施の形態９に係る電力変換システム１Ｈの回路図である。実施の形態１０に係る電力変換システム１Ｉの回路図である。インバータモードにおける電力変換システム１Ｉのタイミングチャートであり、位相が０度の場合を示している。コンバータモードにおける電力変換システム１Ｉのタイミングチャートであり、位相が０度の場合を示している。スナバ回路６０の回路構成と、電圧「Ｐ３−Ｎ３」の波形図とを示す。実施の形態１１の第１態様のスナバ回路６０Ａの回路構成と、電圧「Ｐ３−Ｎ３」の波形図とを示す。実施の形態１１の第２態様のスナバ回路６０Ｂの回路構成と、電圧「Ｐ３−Ｎ３」の波形図とを示す。実施の形態１１の第３態様のスナバ回路６０Ｃの回路構成と、電圧「Ｐ３−Ｎ３」の波形図とを示す。実施の形態１２に係る電力変換システム１Ｊの回路図である。第１伝達モードにおける電力変換システム１Ｊのタイミングチャートを示す図である。第２伝達モードにおける電力変換システム１Ｊのタイミングチャートを示す図である。実施の形態１３に係る電力変換システム１Ｋの回路図である。電力変換システム１Ｋのタイミングチャートを示す図である。図５３において反転期間ＴＣ１，ＴＣ２を拡大して示したタイミングチャートである。実施の形態１４に係る電力変換システム１Ｌの回路図である。実施の形態１５に係る電力変換システム１Ｍの回路図である。実施の形態１６に係る電力変換システム１Ｎの回路図である。電力変換システム１Ｎのタイミングチャートを示す図である。実施の形態１７に係る電力変換システム１Ｐの回路図である。電力変換システム１Ｐのタイミングチャートを示す図である。図６１において反転期間ＴＦ１，ＴＦ２を拡大して示したタイミングチャートである。実施の形態１８に係る電力変換システム１Ｑの回路図である。実施の形態１９に係る電力変換システム１Ｒの回路図である。実施の形態２０に係る電力変換システム１Ｓの回路図である。実施の形態２１に係る電力変換システム１Ｔの回路図である。電力変換システム１Ｔのタイミングチャートを示す図である。電力変換システム１Ｔの動作を説明するための回路図である。

（本開示に至る経緯）
直流電力を交流電力に変換する絶縁型電力変換装置として、一次側の直流電源をインバータを介して高周波トランスの一次側巻線に接続し、前記高周波トランスの二次側巻線をコンバータを介して大容量コンデンサおよび出力インバータに接続し、前記出力インバータを交流電力系統もしくは交流負荷に接続したものがある（特許文献１）。

このような従来の絶縁型電力変換装置は、直流電源からの直流電圧をインバータにより極性が高速で反転する矩形波状の高周波交流電圧に変換し、この高周波交流電圧をトランスを介してコンバータに供給し、大容量コンデンサにより直流電圧に平滑させる。そして、従来の電力変換装置は、その直流電圧を出力インバータによりＰＷＭ制御することで、所望の周波数及び振幅を持つ交流電圧を生成し、商用電力系統に出力する。

しかし、従来の電力変換装置は、コンバータと出力インバータとの間に大容量コンデンサが必要であり、回路規模が増大する課題があった。また、一次巻線に掛かる電圧極性の反転を安定的に行うことができず、一次側のコンバータのスイッチ素子はターンＯＮおよびターンＯＦＦにてハードスイッチングとなり、スイッチング損失が増大し、素子に掛かるリンギング電圧も大きくなるといった課題があった。

このように、上記の特許文献１は、平滑用の大容量コンデンサが必要となり回路規模が大きくなるという課題がある。また、一次巻線に掛かる電圧極性の反転を安定的に行うことができず、スイッチング素子の損失及び耐圧の悪化を招くという課題がある。

また、特許文献１は、一次側が電流駆動型であるので、一次巻線のセンタータップにリアクトル（４２）が接続されている。したがって、特許文献１の双方向昇降圧チョッパ回路（４０）を本願に適用すると、大きなリンギング電圧が発生するので、回路が使いものにならなくなってしまう。

本開示の目的は、平滑用の大容量コンデンサが不要となり回路規模を小さくすることができ、且つ、一次巻線に掛かる電圧極性の反転を安定的に行うことで、スイッチング素子の損失及び耐圧を低下させることができる電力変換システムを提供することである。

（概要１）
本開示の一態様は、直流電源と交流電力系統又は交流負荷との間で双方向に電力を伝達する電力変換装置であって、
前記直流電源側に設けられた一次巻線と、前記一次巻線と磁気結合される二次巻線と、前記直流電源及び前記一次巻線間に接続される第１コンバータ部と、前記二次巻線に接続される第２コンバータ部とを含むトランス回路部と、
前記交流電力系統又は前記交流負荷に接続される第３コンバータ部と、
前記第２コンバータ部及び前記第３コンバータ部間を接続する第１接続端子及び第２接続端子を含む接続部と、
前記一次巻線に正及び負の電圧が交互に印加されるように前記第１コンバータ部を制御し、且つ、前記第２接続端子に対する前記第１接続端子の電圧が正となるように前記第２コンバータ部を制御する制御部とを含み、
前記制御部は、前記一次巻線の電圧の極性が反転する反転期間を含む第１期間において、前記トランス回路部及び前記第３コンバータ部間で電力の伝達が行われないように前記第３コンバータ部を制御し、前記第１期間とは異なる第２期間において、前記トランス回路部から前記第３コンバータ部に向かう第１方向又は前記第１方向とは逆の第２方向で電力の伝達が行われるように前記第３コンバータ部を制御する。

ここで、第１〜第３コンバータ部は、いわゆる電力変換器のことであり、ＤＣ／ＡＣ変換器、ＡＣ／ＤＣ変換器、ＤＣ／ＤＣ変換器を含む。

本態様は、一次巻線の電圧の極性が反転する反転期間を含む第１期間において、第２コンバータ部及び第３コンバータ部間で電力の伝達が行わないように第３コンバータ部を制御する。そのため、本態様は、第１コンバータ部及び第２コンバータ部をＺＣＳ（ｚｅｒｏｃｕｒｒｅｎｔｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）することが可能となり、一次巻線にかかる電圧の極性の反転を安定的に行うことができる。そのため、スイッチング素子の損失及び耐圧を低下させることができる。

また、本態様は、特許文献１に示すような平滑用の大容量コンデンサが不要なので、回路規模を小さくできる。

また、本態様は、一次巻線に正及び負の電圧が交互に印加されるように第１コンバータ部が制御されているが、第２接続端子に対する第１接続端子の電圧が正となるように第２コンバータ部を制御する。そのため、本態様は、第３コンバータ部に極性が一定の電圧が入力される。その結果、本態様は、第３コンバータ部を通常のフルブリッジ型の回路で構成でき、通常の制御を適用できる。

また、本態様は、第１期間とは異なる第２期間において、トランス回路部から第３コンバータ部に向かう第１方向又は第１方向とは逆の第２方向で電力の伝達が行われるように第３コンバータ部を制御する。そのため、本態様は、第１期間に対する第２期間の割合を変化させることで、第３コンバータ部から出力される交流電圧及び交流電流又は交流電源から直流電源へ回生する電流の振幅を調整できる。

上記態様において、図１を参照し、前記直流電源と接続される第１及び第２電源端子（Ｐ２及びＮ２）を更に含み、
前記一次巻線は、前記第１電源端子（Ｐ２）と接続される第１センタータップ（ＣＴ１）を含み、
前記第１コンバータ部（５１）は、
前記一次巻線の第１巻線端子（Ｔ２）及び前記第２電源端子（Ｎ２）間に接続される第１スイッチング素子（ＡＬ）と、
前記一次巻線の第２巻線端子（Ｔ１）及び前記第２電源端子（Ｎ２）間に接続される第２スイッチング素子（ＢＬ）とを含んでもよい。

本態様は、一次巻線及び第１コンバータ部をセンタータップ型の回路で構成したものである。

上記態様において、図２７を参照し、前記直流電源と接続される第１及び第２電源端子（Ｐ２及びＮ２）を更に含み、
前記第１コンバータ部（５１）は、フルブリッジ型の回路で構成され、
前記フルブリッジ型の回路は、
前記第１電源端子（Ｐ２）及び前記一次巻線の第１巻線端子（Ｔ２）間に接続される第１スイッチング素子（ＡＨ）と、
前記第１巻線端子（Ｔ２）及び第２電源端子（Ｎ２）間に接続される第２スイッチング素子（ＡＬ）と、
前記第１電源端子（Ｐ２）及び前記一次巻線の第２巻線端子（Ｔ１）に接続される第３スイッチング素子（ＢＨ）と、
前記第２巻線端子（Ｔ１）及び第２電源端子（Ｎ２）間に接続される第４スイッチング素子（ＢＬ）とを含んでもよい。

本態様は、一次巻線及び第１コンバータ部をフルブリッジ型の回路で構成したものである。

上記態様において、図３２を参照し、前記直流電源と接続される第１及び第２電源端子（Ｐ２及びＮ２）を更に含み、
前記第１コンバータ部（５１）は、ハーフブリッジ型の回路で構成され、
前記ハーフブリッジ型の回路は、
前記第１電源端子（Ｐ２）及び前記一次巻線の第１巻線端子（Ｔ２）間に接続される第１スイッチング素子（ＡＨ）と、
前記第１巻線端子（Ｔ２）及び前記第２電源端子（Ｎ２）間に接続される第２スイッチング素子（ＡＬ）とを含み、
前記第１電源端子（Ｐ２）及び前記一次巻線の第２巻線端子（Ｔ１）間に接続される第１コンデンサ（Ｃ＊１）と、前記第２巻線端子（Ｔ１）及び前記第２電源端子（Ｎ２）間に接続される第２コンデンサ（Ｃ＊２）との少なくとも一方を更に含んでもよい。

本態様は、一次巻線及び第１コンバータ部をハーフリッジ型の回路で構成したものである。

上記態様において、図１を参照し、前記二次巻線は、前記第１接続端子（Ｐ３）と接続される第２センタータップ（ＣＴ２）を含み、
前記第２コンバータ部（５２）は、
前記二次巻線の第３巻線端子（Ｔ４）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第５スイッチング素子（ＸＬ）と、
前記二次巻線の第４巻線端子（Ｔ３）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第６スイッチング素子（ＹＬ）とを含んでもよい。

本態様は、二次巻線及び第２コンバータ部をセンタータップ型の回路で構成したものである。

上記態様において、図２７を参照し、前記第２コンバータ部（５２）は、フルブリッジ型の回路で構成され、
前記フルブリッジ型の回路は、
前記第１接続端子（Ｐ３）及び前記二次巻き線の第３巻線端子（Ｔ４）間に接続される第５スイッチング素子（ＹＨ）と、
前記第３巻線端子（Ｔ４）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第６スイッチング素子（ＹＬ）と、
前記二次巻線の第４巻線端子（Ｔ３）及び第１接続端子（Ｐ３）間に接続される第７スイッチング素子（ＸＨ）と、
前記第４巻線端子（Ｔ３）及び第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第８スイッチング素子（ＸＬ）とを含んでもよい。

本態様は、二次巻線及び第２コンバータ部をフルブリッジ型の回路で構成したものである。

上記態様において、図４０を参照し、前記第２コンバータ部（５２）は、ハーフブリッジ型の回路で構成され、
前記ハーフブリッジ型の回路は、
前記第１接続端子（Ｐ３）及び前記二次巻線の第４巻線端子（Ｔ３）間に接続される第５スイッチング素子（ＸＨ）と、
前記第４巻線端子（Ｔ３）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第６スイッチング素子（ＸＬ）とを含み、
前記二次巻線の第３巻線端子（Ｔ４）及び第１接続端子（Ｐ３）間に接続される第３コンデンサ（ＣＸＨ）と、前記第３巻線端子（Ｔ４）及び第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第４コンデンサ（ＣＸＬ）との少なくとも一方を更に含んでもよい。

本態様は、二次巻線及び第２コンバータ部をハーフブリッジ型の回路で構成したものである。

上記態様において、図１を参照し、前記交流電力系統又は交流負荷と接続される第３電源端子（Ｕ１）及び第４電源端子（Ｗ１）を更に含み、
前記第３コンバータ部（７）は、
前記第１接続端子（Ｐ３）及び前記第３電源端子（Ｕ１）間に接続される第９スイッチング素子（ＵＨ）と、
前記第３電源端子（Ｕ１）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第１０スイッチング素子（ＵＬ）と、
前記第１接続端子（Ｐ３）及び前記第４電源端子（Ｗ１）間に接続される第１１スイッチング素子（ＷＨ）と、
前記第４電源端子（Ｗ１）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第１２スイッチング素子（ＷＬ）とを含んでもよい。

本態様は、第３コンバータ部を単相インバータで構成したものである。

上記態様において、図４３を参照し、前記交流電力系統又は交流負荷と接続される第３、第４、及び第５電源端子（Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１）を更に含み、
前記第３コンバータ部（７）は、三相インバータで構成され、
前記三相インバータは、
前記第１接続端子（Ｐ３）及び第３電源端子（Ｕ１）間に接続される第９スイッチング素子（ＵＨ）と、
前記第３電源端子（Ｕ１）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第１０スイッチング素子（ＵＬ）と、
前記第１接続端子（Ｐ３）及び前記第４電源端子（Ｖ１）間に接続される第１１スイッチング素子（ＶＨ）と、
前記第４電源端子（Ｖ１）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第１２スイッチング素子（ＶＬ）と、
前記第１接続端子（Ｐ３）及び前記第５電源端子（Ｗ１）間に接続される第１３スイッチング素子（ＷＨ）と、
前記第５電源端子（Ｗ１）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第１４スイッチング素子（ＷＬ）とを含んでもよい。

本態様は、第３コンバータ部を三相インバータで構成したものである。

上記態様において、図１を参照し、前記接続部は、前記第１及び第２接続端子（Ｐ３，Ｎ３）間に接続されるスナバ回路（６０）を含んでもよい。

本態様によれば、電力変換回路内に発生するリンギングを抑制できる。

上記態様において図４９を参照し、前記スナバ回路（６０）は、
一端が前記第１接続端子（Ｐ３）に接続されるスナバダイオード（６３，６７）と、前記スナバダイオード（６３，６７）の他端と前記第２接続端子（Ｎ３）との間に接続されるスナバコンデンサ（６４）と、前記スナバダイオード（６３，６７）と並列接続されるスナバ抵抗（６５，６８）とを含む１又は複数のＣＲＤスナバを含んでもよい。

本態様によれば、第１，第２接続端子間で発生するリンギングがスナバコンデンサにより吸収され、リンギングを抑制できる。

上記態様において、図１を参照し、前記制御部は、前記第１期間において、前記第３及び第４電源端子（Ｕ１，Ｗ１）間が短絡されるように前記第３コンバータ部（７）を制御してもよい。

本態様は、第３コンバータ部を単相インバータで構成した場合の第１期間の制御の一例である。

上記態様において、図１を参照し、前記制御部は、前記第１期間において、前記第９スイッチング素子（ＵＨ）及び第１１スイッチング素子（ＷＨ）を含むハイサイド側のスイッチング素子をオンし、且つ、前記第１０スイッチング素子（ＵＬ）及び第１２スイッチング素子（ＷＬ）を含むローサイド側のスイッチング素子をオフする制御と、前記ハイサイド側のスイッチング素子（ＵＨ，ＷＨ）をオフし、且つ、前記ローサイド側のスイッチング素子（ＵＬ，ＷＬ）をオンする制御とのいずれか一方を行ってもよい。

上記態様において、図４３を参照し、前記制御部は、前記第１期間において、前記第３電源端子（Ｕ１）、第４電源端子（Ｖ１）、及び前記第５電源端子（Ｖ１）間が短絡されるように前記第３コンバータ部を制御してもよい。

本態様は、第３コンバータ部を三相インバータで構成した場合の第１期間の制御の一例である。

上記態様において、図４３を参照し、前記制御部は、前記第１期間において、前記第９スイッチング素子（ＵＨ）、第１１スイッチング素子（ＶＨ）、及び第１３スイッチング素子（ＷＨ）を含むハイサイド側のスイッチング素子をオンし、且つ、前記第１０スイッチング素子（ＵＬ）、第１２スイッチング素子（ＶＬ）、及び第１４スイッチング素子（ＷＬ）を含むローサイド側のスイッチング素子をオフする制御と、前記ハイサイド側のスイッチング素子（ＵＨ，ＶＨ，ＷＨ）をオフし、且つ、前記ローサイド側のスイッチング素子（ＵＬ，ＶＬ，ＷＬ）をオンする制御とのいずれか一方を行ってもよい。

本態様は、第３インバータ部を三相インバータで構成した場合の第１期間の制御の一例である。

上記態様において、前記電力変換装置は、前記第３コンバータ部の出力電圧が正の第１インバータモードと、前記出力電圧が負の第２インバータモードと、前記第３コンバータ部の入力電圧が正の第１コンバータモードと、前記入力電圧が負の第２コンバータモードとのいずれかのモードで駆動し、
前記制御部は、前記第１インバータモードと前記第１コンバータモードとにおいて、前記第３コンバータ部を同一シーケンスで制御し、前記第２インバータモードと前記第２コンバータモードとにおいて、前記第３コンバータ部を同一シーケンスで制御してもよい。

本態様によれば、第１インバータモードと第１コンバータモードにおいて、第３コンバータ部が同一シーケンスで駆動される。また、第２インバータモードと第２コンバータモードにおいて、第３コンバータ部が同一シーケンスで駆動される。

そのため、第３コンバータ部の出力電流又は入力電流の極性が想定する極性と異なる極性を示したとしても、第１インバータモードと第１コンバータモードとを連続的に切り替え、且つ、第２インバータモードと第２コンバータモードとを連続的に切り替えることができる。その結果、ＵＰＳ（無停電電源装置）などの自立運転にも適応できる。

上記態様において、前記制御部は、前記第１期間及び前記第２期間からなる単位期間が一定周期で繰り返されるように前記第１コンバータ部を制御し、前記第３コンバータ部をＰＷＭ制御して各単位期間における前記第２期間の割合を変更することで目標とする出力電圧若しくは入力電圧又は出力電流若しくは入力電流を生成してもよい。

本態様によれば、ＰＷＭ制御により各単位期間における第２期間の割合を変更することで、目標とする電圧又は電流が生成できる。

上記態様において、前記第１、第２、及び第３コンバータ部は、それぞれ、複数のスイッチで構成され、
前記複数のスイッチは、それぞれ、１つのスイッチング素子で構成されていてもよい。

本態様によれば、各スイッチは、１つのスイッチング素子で構成されているので、各スイッチを複数のスイッチング素子で構成する場合に比べて、スイッチング素子の個数を少なくできる。

（概要２）
本開示の一態様に係る電力変換装置は、直流電源と直流機器との間で双方向に直流電力を伝達する電力変換装置であって、
前記直流電源及び前記直流機器の一方に接続される第１外部接続部と、
前記直流電源及び前記直流機器の他方に接続される第２外部接続部と、
前記第１外部接続部側に設けられた一次巻線と、前記一次巻線と磁気結合される二次巻線と、前記第１外部接続部及び前記一次巻線間に接続される第１コンバータ部と、前記二次巻線に接続される第２コンバータ部とを含むトランス回路部と、
前記第２外部接続部に接続される双方向のＤＣＤＣコンバータと、
前記第２コンバータ部及び前記ＤＣＤＣコンバータ間を接続する第１接続端子及び第２接続端子を含む接続部と、
前記一次巻線に正及び負の電圧が交互に印加されるように前記第１コンバータ部を制御し、且つ、前記第２接続端子に対する前記第１接続端子の電圧が正となるように前記第２コンバータ部を制御する制御部とを含み、
前記制御部は、前記一次巻線の電圧の極性が反転する反転期間を含む第１期間において、前記トランス回路部及び前記ＤＣＤＣコンバータ間で電力の伝達が行われないように前記ＤＣＤＣコンバータを制御し、前記第１期間とは異なる第２期間において、前記トランス回路部から前記ＤＣＤＣコンバータに向かう第１方向又は前記第１方向とは逆の第２方向で電力の伝達が行われるように前記ＤＣＤＣコンバータを制御するものである。

本態様は、一次巻線の電圧の極性が反転する反転期間を含む第１期間において、第２コンバータ部及びＤＣＤＣコンバータ間で電力の伝達が行わないようにＤＣＤＣコンバータを制御する。そのため、本態様は、第１コンバータ部及び第２コンバータ部をＺＣＳ（ｚｅｒｏｃｕｒｒｅｎｔｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）することが可能となり、一次巻線にかかる電圧の極性の反転を安定的に行うことができる。そのため、スイッチング素子の損失及び耐圧を低下させることが出来る。

また、本態様は、一次巻線に正及び負の電圧が交互に印加されるように第１コンバータ部が制御されているが、第２接続端子に対する第１接続端子の電圧が正となるように第２コンバータ部を制御する。そのため、本態様は、ＤＣＤＣコンバータに極性が一定の電圧が入力される。その結果、本態様は、ＤＣＤＣコンバータを通常のＤＣＤＣコンバータで構成でき、通常の制御をそのまま適用できる。

また、本態様は、第１期間とは異なる第２期間において、トランス回路部からＤＣＤＣコンバータに向かう第１方向又は第１方向とは逆の第２方向で電力の伝達が行われるようにＤＣＤＣコンバータを制御する。そのため、本態様は、第１期間に対する第２期間の割合に応じた大きさを持つ直流電圧及び直流電流をＤＣＤＣコンバータに入力又は出力させることができる。

また、上記態様において、図１を参照し、前記第１外部接続部（３）は、第１及び第２外部接続端子（Ｐ２，Ｎ２）を含み、
前記一次巻線（５３１）は、前記第１外部接続端子（Ｐ２）と接続される第１センタータップ（ＣＴ１）を含み、
前記第１コンバータ部（５１）は、
前記一次巻線（５３１）の第１巻線端子（Ｔ１）及び前記第２外部接続端子（Ｎ２）間に接続される第１スイッチング素子（ＢＬ）と、
前記一次巻線（５３１）の第２巻線端子（Ｔ２）及び前記第２外部接続端子（Ｎ２）間に接続される第２スイッチング素子（ＡＬ）とを含んでもよい。

上記態様において、図５０を参照し、前記第１外部接続部（３）は、第１及び第２外部接続端子（Ｐ２，Ｎ２）を含み、
前記第１コンバータ部（５１）は、フルブリッジ型の回路で構成され、
前記フルブリッジ型の回路（５１）は、
前記第１外部接続端子（Ｐ２）及び前記一次巻線（５３１）の第１巻線端子（Ｔ１）に接続される第１スイッチング素子（ＢＨ）と、
前記第１巻線端子（Ｔ１）及び第２外部接続端子（Ｎ２）間に接続される第２スイッチング素子（ＢＬ）と、
前記第１外部接続端子（Ｐ２）及び前記一次巻線（５３１）の第２巻線端子（Ｔ２）間に接続される第３スイッチング素子（ＡＨ）と、
前記第２巻線端子（Ｔ２）及び第２外部接続端子（Ｎ２）間に接続される第４スイッチング素子（ＡＬ）とを含んでもよい。

上記態様において、図３８を参照し、前記第１外部接続部（３）は、第１及び第２外部接続端子（Ｐ２，Ｎ２）を含み、
前記第１コンバータ部（５１）は、ハーフブリッジ型の回路で構成され、
前記ハーフブリッジ型の回路は、
前記第１外部接続端子（Ｐ２）及び前記一次巻線（５３１）の第１巻線端子（Ｔ１）間に接続される第１コンデンサ（Ｃ＊１）と、前記第１巻線端子（Ｔ１）及び前記第２外部接続端子（Ｎ２）間に接続される第２コンデンサ（Ｃ＊２）との少なくとも一方と、
前記第１外部接続端子（Ｐ２）及び前記一次巻線（５３１）の第２巻線端子（Ｔ２）間に接続される第１スイッチング素子（ＡＨ）と、
前記第２巻線端子（Ｔ２）及び前記第２外部接続端子（Ｎ２）間に接続される第２スイッチング素子（ＡＬ）とを含んでもよい。

上記態様において、図１を参照し、前記二次巻線（５３２）は、前記第１接続端子（Ｐ３）と接続される第２センタータップ（ＣＴ２）を含み、
前記第２コンバータ部（５２）は、
前記二次巻線（５３２）の第３巻線端子（Ｔ３）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第５スイッチング素子（ＹＬ）と、
前記二次巻線（５３２）の第４巻線端子（Ｔ４）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第６スイッチング素子（ＸＬ）とを含んでもよい。

上記態様において、図５０を参照し、前記第２コンバータ部（５２）は、フルブリッジ型の回路で構成され、
前記フルブリッジ型の回路は、
前記二次巻線（５３２）の第３巻線端子（Ｔ３）及び第１接続端子（Ｐ３）間に接続される第５スイッチング素子（ＸＨ）と、
前記第３巻線端子（Ｔ３）及び第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第６スイッチング素子（ＸＬ）と、
前記第１接続端子（Ｐ３）及び前記二次巻線（５３２）の第４巻線端子（Ｔ４）間に接続される第７スイッチング素子（ＹＨ）と、
前記第４巻線端子（Ｔ４）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第８スイッチング素子（ＹＬ）とを含んでもよい。

上記態様において、図４２を参照し、前記第２コンバータ部（５２）は、ハーフブリッジ型の回路で構成され、
前記ハーフブリッジ型の回路は、
前記第１接続端子（Ｐ３）及び前記二次巻線（５３２）の第３巻線端子（Ｔ３）間に接続される第５スイッチング素子（ＸＨ）と、
前記第３巻線端子（Ｔ３）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第６スイッチング素子（ＸＬ）とを含み、
前記二次巻線（５３２）の第４巻線端子（Ｔ４）及び第１接続端子（Ｐ３）間に接続される第３コンデンサ（ＣＸＨ）と、前記第４巻線端子（Ｔ４）及び第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第４コンデンサ（ＣＸＬ）との少なくとも一方を更に含んでもよい。

上記態様において、図５０を参照し、前記第２外部接続部（１５）は、第３外部接続端子（Ｕ２）、及び前記第２接続端子（Ｎ３）に接続される第４外部接続端子（Ｗ２）を含み、
前記ＤＣＤＣコンバータは、双方向チョッパ回路で構成され、
前記双方向チョッパ回路は、
前記第３外部接続端子（Ｕ２）に第１コイル端子が接続されるコイル（７１）と、
前記コイル（７１）の第２コイル端子（Ｕ１）及び前記第１接続端子（Ｐ３）間に接続される第９スイッチング素子（ＵＨ）と、
前記第２コイル端子（Ｕ１）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第１０スイッチング素子（ＵＬ）とを含んでもよい。

本態様は、ＤＣＤＣコンバータを双方向チョッパ回路で構成したものである。

上記態様において、前記制御部は、前記第１期間において、前記第２コイル端子（Ｕ１）及び第２接続端子（Ｎ３）間が短絡されるように前記双方向チョッパ回路を制御してもよい。

本態様は、ＤＣＤＣコンバータを双方向チョッパ回路で構成した場合の第１期間の制御の一例である。

上記態様において、前記制御部は、前記第１期間において、前記第９スイッチング素子（ＵＨ）をオフし、且つ、前記第１０スイッチング素子（ＵＬ）をオンしてもよい。

本態様は、双方向チョッパ回路の第１期間の制御のより詳細な一例である。

上記態様において、前記制御部は、前記第２期間において、前記第９スイッチング素子（ＵＨ）をオンし、且つ、前記第１０スイッチング素子（ＵＬ）をオフしてもよい。

本態様は、双方向チョッパ回路の第２期間の制御の一例である。

上記態様において、前記第１コンバータ部、前記第２コンバータ部、及び前記ＤＣＤＣコンバータは、それぞれ、複数のアームを含み、
各アームは、１つのスイッチを含んでもよい。

本態様によれば、各アームは、１つのスイッチで構成されているので、スイッチの個数を少なくできる。なお、スイッチとは、トランジスタ等のスイッチング素子と、このスイッチング素子に接続される還流ダイオードとを含む。

上記態様において、図５０を参照し、前記接続部は、前記第１及び第２接続端子（Ｐ３，Ｎ３）間に接続されるスナバ回路（６０）を含んでもよい。

上記態様において図４９を参照し、前記スナバ回路（６０）は、
一端が前記第１接続端子（Ｐ３）に接続されるスナバダイオード（６３，６７）と、前記スナバダイオード（６３，６７）の他端と前記第２接続端子（Ｎ３）との間に接続されるスナバコンデンサ（６４，６９）と、前記スナバダイオード（６３，６７）と並列接続されるスナバ抵抗（６５，６８）とを含む１又は複数のＣＲＤスナバを含んでもよい。

（概要３）
本開示の一態様に係る電力変換装置は、直流電源と機器又は交流電力系統との間で単方向に電力を伝達する電力変換装置であって、
前記直流電源及び前記機器の一方に接続される第１外部接続部と、
前記直流電源及び機器のいずれか他方又は前記交流電力系統が接続される第２外部接続部と、
前記第１外部接続部側に設けられた一次巻線と、前記一次巻線と磁気結合される二次巻線と、前記第１外部接続部及び前記一次巻線間に接続される第１コンバータ部と、前記二次巻線に接続される第２コンバータ部とを含むトランス回路部と、
前記第２外部接続部に接続され、単方向に電力を伝達する第３コンバータ部と、
前記第２コンバータ部及び前記第３コンバータ部間を接続する第１接続端子及び第２接続端子を含む接続部と、
前記一次巻線に正及び負の電圧が交互に印加され、且つ、前記第２接続端子に対する前記第１接続端子の電圧が正となるように前記第１及び前記第２コンバータ部の少なくとも一方を制御する制御部とを含み、
前記制御部は、前記一次巻線の電圧の極性が反転する反転期間を含む第１期間において、前記トランス回路部及び前記第３コンバータ部間で電力の伝達が行われないように前記第３コンバータ部を制御し、前記第１期間とは異なる第２期間において、前記トランス回路部から前記第３コンバータ部に向かう第１単方向又は前記第１単方向とは逆の第２単方向で電力の伝達が行われるように前記第３コンバータ部を制御する。

本態様は、一次巻線の電圧の極性が反転する反転期間を含む第１期間において、第２コンバータ部及び第３コンバータ部間で電力の伝達が行わないように第３コンバータ部を制御する。そのため、本態様は、第１コンバータ部をＺＣＳ（ｚｅｒｏｃｕｒｒｅｎｔｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）することが可能となり、一次巻線にかかる電圧の極性の反転を安定的に行うことができる。そのため、スイッチング素子の損失及び耐圧を低下させることができる。

また、本態様は、一次巻線に正及び負の電圧が交互に印加され、且つ、第２接続端子に対する第１接続端子の電圧が正となるように第１及び第２コンバータ部の少なくとも一方を制御する。そのため、本態様は、第３コンバータ部に極性が一定の電圧が入力される。その結果、本態様は、第３コンバータ部が、例えば、直流機器に接続される場合においては、第３コンバータ部を通常の単方向のチョッパ回路で構成でき、第３コンバータ部が交流機器又は交流電力系統に接続される場合においては、例えば第３コンバータ部を通常のフルブリッジ型の回路で構成できる。その結果、本態様は第３コンバータ部に対して通常の制御をそのまま適用できる。

また、本態様は、第１期間とは異なる第２期間において、トランス回路部から第３コンバータ部に向かう第１単方向又は第１単方向とは逆の第２単方向で電力の伝達が行われるように第３コンバータ部を制御する。そのため、本態様は、第１期間に対する第２期間の割合に応じた大きさを持つ電圧又は電流を第３コンバータ部に入力又は出力させることができる。

上記態様において、図５６を参照し、前記第１外部接続部（３）は、第１及び第２外部接続端子（Ｐ２，Ｎ２）を含み、
前記一次巻線（５３１）は、前記第１外部接続端子（Ｐ２）と接続される第１センタータップ（ＣＴ１）を含み、
前記第１コンバータ部（５１）は、
前記一次巻線の第１巻線端子（Ｔ１）及び前記第２外部接続端子（Ｎ２）間に接続される第１スイッチング素子（ＢＬ）と、
前記一次巻線の第２巻線端子（Ｔ２）及び前記第２外部接続端子（Ｎ２）間に接続される第２スイッチング素子（ＡＬ）とを含んでもよい。

上記態様において、図５３を参照し、前記第１外部接続部（３）は、第１及び第２外部接続端子（Ｐ２，Ｎ２）を含み、
前記第１コンバータ部（５１）は、フルブリッジ型の回路で構成され、
前記フルブリッジ型の回路は、
前記第１外部接続端子（Ｐ２）及び前記一次巻線の第１巻線端子（Ｔ１）間に接続される第１スイッチング素子（ＢＨ）と、
前記第１巻線端子（Ｔ１）及び第２外部接続端子（Ｎ２）間に接続される第２スイッチング素子（ＢＬ）と、
前記第１外部接続端子（Ｐ２）及び前記一次巻線の第２巻線端子（Ｔ２）に接続される第３スイッチング素子（ＡＨ）と、
前記第２巻線端子（Ｔ２）及び第２外部接続端子間（Ｎ２）に接続される第４スイッチング素子（ＡＬ）とを含んでもよい。

上記態様において、図５７を参照し、前記第１外部接続部（３）は、第１及び第２外部接続端子（Ｐ２，Ｎ２）を含み、
前記第１コンバータ部（５１）は、ハーフブリッジ型の回路で構成され、
前記ハーフブリッジ型の回路は、
前記第１外部接続端子（Ｐ２）及び前記一次巻線の第１巻線端子（Ｔ１）間に接続される第１コンデンサ（Ｃ＊１）と、前記第１巻線端子（Ｔ１）及び前記第２外部接続端子（Ｎ２）間に接続される第２コンデンサ（Ｃ＊２）との少なくとも一方と、
前記第１外部接続端子（Ｐ２）及び前記一次巻線の第２巻線端子（Ｔ２）間に接続される第１スイッチング素子（ＡＨ）と、
前記第２巻線端子（Ｔ２）及び前記第２電源端子（Ｎ２）間に接続される第２スイッチング素子（ＡＬ）とを含んでもよい。

上記態様において、図５６を参照し、前記二次巻線（５３２）は、前記第１接続端子（Ｐ３）と接続される第２センタータップ（ＣＴ２）を含み、
前記第２コンバータ部（５２）は、
前記二次巻線の第３巻線端子（Ｔ３）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第５スイッチング素子（ＤＹＬ）と、
前記二次巻線の第４巻線端子（Ｔ４）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第６スイッチング素子（ＤＸＬ）とを含んでもよい。

上記態様において、図５３を参照し、前記第２コンバータ部（５２）は、フルブリッジ型の回路で構成され、
前記フルブリッジ型の回路は、
前記第１接続端子（Ｐ３）及び前記二次巻線の第３巻線端子（Ｔ３）間に接続される第５スイッチング素子（ＤＸＨ）と、
前記第３巻線端子（Ｔ３）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第６スイッチング素子（ＤＸＬ）と、
前記二次巻線の第４巻線端子（Ｔ４）及び第１接続端子（Ｐ３）間に接続される第７スイッチング素子（ＤＹＨ）と、
前記第４巻線端子（Ｔ４）及び第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第８スイッチング素子（ＤＹＬ）とを含んでもよい。

上記態様において、前記第２コンバータ部（５２）は、ハーフブリッジ型の回路で構成され、
前記ハーフブリッジ型の回路は、
前記第１接続端子（Ｐ３）及び前記二次巻線の第３巻線端子（Ｔ３）間に接続される第５スイッチング素子（ＤＸＨ）と、
前記第３巻線端子（Ｔ３）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第６スイッチング素子（ＤＸＬ）とを含み、
前記二次巻線の第４巻線端子（Ｔ４）及び第１接続端子（Ｐ３）間に接続される第３コンデンサ（ＣＸＨ）と、前記第４巻線端子（Ｔ４）及び第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第４コンデンサ（ＣＸＬ）との少なくとも一方を更に含んでもよい。

上記態様において、図５３を参照し、前記機器は直流機器（２７）であり、
前記第２外部接続部（１５）は、第３外部接続端子（Ｕ２）及び前記第２接続端子（Ｎ３）に接続される第４外部接続端子（Ｗ２）を含み、
前記第３コンバータ部（７）は、前記第１単方向に直流電力を伝達するチョッパ回路で構成され、
前記チョッパ回路は、
前記第３外部接続端子（Ｕ２）に第１コイル端子が接続されるコイル（７１）と、
前記コイルの第２コイル端子（Ｕ１）及び前記第１接続端子（Ｐ３）間に接続される第９スイッチング素子（ＵＨ）と、
カソードが前記第２コイル端子（Ｕ１）に接続され、アノードが前記第２接続端子（Ｎ３）に接続されるダイオード（Ｄ２）とを含んでもよい。

本態様は、第１単方向に電力を伝達するチョッパ回路の一例である。

上記態様において、前記制御部は、前記第１期間において、前記第９スイッチング素子をオフし、前記第２期間において前記第９スイッチング素子をオンしてもよい。

本態様は、第１単方向に電力を伝達するチョッパ回路の制御の一例である。

上記態様において、図６０を参照し、前記機器は直流機器（２７）であり、
前記第２外部接続部（１５）は、第３外部接続端子（Ｕ２）、及び前記第２接続端子（Ｎ３）に接続される第４外部接続端子（Ｗ２）を含み、
前記第３コンバータ部（７）は、前記第２単方向に直流電力を伝達するチョッパ回路で構成され、
前記チョッパ回路は、
前記第３外部接続端子（Ｕ２）に第１コイル端子が接続されるコイル（７１）と、
アノードが前記コイルの第２コイル端子（Ｕ１）に接続され、カソードが前記第１接続端子（Ｐ３）に接続されるダイオード（Ｄ１）と、
前記第２コイル端子（Ｕ１）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第９スイッチング素子（ＵＬ）とを含んでもよい。

本態様は、第２単方向に電力を伝達するチョッパ回路の一例である。

上記態様において、前記制御部は、前記第１期間において、前記第９スイッチング素子をオンし、前記第２期間において、前記第９スイッチング素子をオフしてもよい。

本態様は、第２単方向に電力を伝達するチョッパ回路の制御の一例である。

上記態様において、図５８を参照し、前記機器は単相交流機器（３０）であり、
前記第２外部接続部（１５）は、第３外部接続端子（Ｕ２）、及び４外部接続端子（Ｗ２）を含み、
前記第３コンバータ部は、単相インバータで構成され、
前記単相インバータは、
前記第１接続端子（Ｐ３）及び前記第３外部接続端子（Ｕ２）間に接続される第９スイッチング素子（ＵＨ）と、
前記第３外部接続端子（Ｕ２）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第１０スイッチング素子（ＵＬ）と、
前記第１接続端子（Ｐ３）及び前記第４外部接続端子（Ｗ２）間に接続される第１１スイッチング素子（ＷＨ）と、
前記第４外部接続端子（Ｗ２）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第１２スイッチング素子（ＷＬ）とを含んでもよい。

本態様によれば、直流電源からの直流電力を単相交流電力に変換し、交流電力系統又は単相交流機器に伝達できる。又は、単相交流機器からの直流電力を直流電力に変換し、直流電源に伝達できる。

上記態様において、図４３を参照し、前記機器は三相交流機器（２７）であり、
前記第２外部接続部（１５）は、第３外部接続端子（１５ｕ）、４外部接続端子（１５ｗ）、及び第５外部接続端子（１５ｖ）を含み、
前記第３コンバータ部は、三相インバータで構成され、
前記三相インバータは、
前記第１接続端子（Ｐ３）及び第３外部接続端子（１５ｕ）間に接続される第９スイッチング素子（ＵＨ）と、
前記第３外部接続端子（１５ｕ）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第１０スイッチング素子（ＵＬ）と、
前記第１接続端子（Ｐ３）及び前記第４外部接続端子（１５ｗ）間に接続される第１１スイッチング素子（ＷＨ）と、
前記第４外部接続端子（１５ｗ）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第１２スイッチング素子（ＷＬ）と、
前記第１接続端子（Ｐ３）及び前記第５外部接続端子（１５ｖ）間に接続される第１３スイッチング素子（ＶＨ）と、
前記第５外部接続端子（１５ｖ）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第１４スイッチング素子（ＶＬ）とを含んでもよい。

本態様によれば、直流電源からの直流電力を三相交流電力に変換し、交流電力系統又は三相交流機器に伝達できる。又は、三相交流機器からの交流電力を直流電力に変換し、直流電源に伝達できる。

上記態様において、図５３を参照し、前記接続部は、前記第１及び第２接続端子（Ｐ３，Ｎ３）間に接続されるスナバ回路（６０）を含んでもよい。

以下、図面に基づいて本開示の実施形態を詳細に説明する。

（実施の形態１）
図１は、実施の形態１に係る電力変換システム１の回路図である。電力変換システム１は、直流電源１７と交流電力系統２９又は交流負荷２７との間で双方向に電力を変換して伝達する電力変換システムである。

電力変換システム１は、接続部３（第１外部接続部の一例）、コンデンサ４、トランス回路部５、接続部６、コンバータ部７（第３コンバータ部の一例）、フィルタ回路９、及び接続部１５（第２外部接続部の一例）を備えるパワーコンディショナである。接続部３は、端子Ｐ２（第１電源端子の一例）と、端子Ｎ２（第２電源端子の一例）とを含む。

トランス回路部５は、コンバータ部５１（第１コンバータ部の一例）、コンバータ部５２（第２コンバータ部の一例）、及びトランス５３を含む。接続部６は、端子Ｐ３（第１接続端子の一例）と、端子Ｎ３（第２接続端子の一例）と、スナバ回路６０とを含む。スナバ回路６０は、抵抗６１及びコンデンサ６２を含む。コンバータ部７は、単相インバータで構成されている。フィルタ回路９は、一対のコイル９１，９２及びコンデンサ９３を含む。接続部１５は、端子１５ａと端子１５ｂとを含む。

直流電源１７（第１接続対象の一例）は、例えば、蓄電池、太陽電池、燃料電池などで構成される。直流電源１７の正極は端子Ｐ２と接続され、直流電源１７の負極は端子Ｎ２と接続される。以下、接続するとは電気的に接続することを意味する。直流電源１７の電力は、端子Ｐ２及び端子Ｎ２を介して、トランス回路部５に供給される。なお、直流電源１７は、蓄電池、太陽電池、燃料電池などとチョッパ回路とで構成されていてもよい。

コンデンサ４は、端子Ｐ２及び端子Ｎ２間に接続された電解コンデンサであり、端子Ｐ２及び端子Ｎ２間の電圧を安定化させる。

トランス５３は、センタータップ型の高周波トランスであり、互いに磁気的に結合された一次巻線５３１と、二次巻線５３２とを含む。一次巻線５３１は、センタータップＣＴ１（第１センタータップの一例）により分離される２つのコイルＬ１，Ｌ２を含む。

センタータップＣＴ１は、端子Ｐ２と接続される。一次巻線５３１の一端である端子Ｔ１（第２巻線端子の一例）は、スイッチング素子ＢＬ（第２スイッチング素子の一例）に接続されている。一次巻線５３１の他端である端子Ｔ２（第１巻線端子の一例）は、スイッチング素子ＡＬ（第１スイッチング素子の一例）に接続されている。

二次巻線５３２は、センタータップＣＴ２（第２センタータップの一例）により分離される２つのコイルＬ３，Ｌ４を含む。センタータップＣＴ２は、端子Ｐ３と接続されている。二次巻線５３２の一端である端子Ｔ３（第４巻線端子の一例）は、スイッチング素子ＹＬ（第６スイッチング素子の一例）に接続されている。二次巻線５３２の他端である端子Ｔ４（第４巻線端子の一例）は、スイッチング素子ＸＬ（第５スイッチング素子の一例）に接続されている。コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４は、それぞれ、センタータップＣＴ１，端子Ｔ２，センタータップＣＴ２，端子Ｔ２の極性が同じになるように磁気結合されている。

コンバータ部５１は、直流電源１７から供給される直流電圧を例えば２０ｋＨｚの矩形波状の高周波の交流電圧に変換し、一次巻線５３１及び二次巻線５３２に供給する高周波インバータである。コンバータ部５１は、２個のスイッチング素子ＡＬ，ＢＬと、２個のダイオードＤＡ，ＤＢと、２個のコンデンサＣＡ，ＣＢとを備える。

スイッチング素子ＡＬ，ＢＬは、例えば、ｎ型の電界効果トランジスタで構成されている。スイッチング素子ＡＬは、ドレインが端子Ｔ２と接続され、ソースが端子Ｎ２と接続されている。スイッチング素子ＢＬはドレインが端子Ｔ１と接続され、ソースが端子Ｎ２と接続されている。

ダイオードＤＡは、アノードがスイッチング素子ＡＬのソースに接続され、カソードがスイッチング素子ＡＬのドレインに接続されている。ダイオードＤＢは、アノードがスイッチング素子ＢＬのソースに接続され、カソードがスイッチング素子ＢＬのドレインに接続されている。

ダイオードＤＡ，ＤＢは、それぞれ、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬのボディダイオードであってもよいし、外付けのダイオードであってもよい。

コンデンサＣＡは、スイッチング素子ＡＬのソース及びドレイン間に接続されている。コンデンサＣＢは、スイッチング素子ＢＬのソース及びドレイン間に接続されている。コンデンサＣＡ，ＣＢは、一次巻線５３１と共振することで、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬのソフトスイッチングを実現する。なお、コンデンサＣＡ，ＣＢは端子Ｔ１、Ｔ２間に接続されてもよいし、コイルＬ１，Ｌ２それぞれに並列に接続されてもよい。

コンバータ部５２は、二次巻線５３２に交互に供給される正及び負の極性を持つ矩形波状の交流電圧を、正の極性を持つ電圧に変換し、端子Ｐ３及び端子Ｎ３間に供給する。コンバータ部５２は、２個のスイッチング素子ＹＬ，ＸＬと、２個のダイオードＤＹ，ＤＸとを備える。

スイッチング素子ＹＬ，ＸＬは、例えば、ｎ型の電界効果トランジスタで構成されている。スイッチング素子ＹＬは、ドレインが端子Ｔ３と接続され、ソースが端子Ｎ３と接続されている。スイッチング素子ＸＬはドレインが端子Ｔ４と接続され、ソースが端子Ｎ３と接続されている。

ダイオードＤＹは、アノードがスイッチング素子ＹＬのソースに接続され、カソードがスイッチング素子ＹＬのドレインに接続されている。ダイオードＤＸは、アノードがスイッチング素子ＸＬのソースに接続され、カソードがスイッチング素子ＸＬのドレインに接続されている。

スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬは、それぞれ、電界効果型トランジスタに代えて、例えばｎｐｎ型の絶縁ゲートバイポーラトランジスタで構成されてもよい。この場合、ダイオードＤＡ，ＤＢ，ＤＹ，ＤＸは還流ダイオードとして設けられる。更にこの場合、ダイオードＤＡは、スイッチング素子ＡＬがオンされているときにスイッチング素子ＡＬに流れる電流と逆向きの電流が流れるように、エミッタ及びコレクタにわたって接続される。このことは、ダイオードＤＢ，ＤＹ，ＤＸも同じである。

制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬをＯＮしているときにスイッチング素子ＡＬ，ＸＬをＯＦＦし、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬをＯＦＦしているときにスイッチング素子ＡＬ，ＸＬをＯＮする。ここで、制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＸＬ，ＹＬを同じデューティ比で制御する。なお、図２の例では、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＸＬ，ＹＬのデューティ比は、実質的に５０％である。実質的に５０％とは、５０％のデューティ比からデッドタイム（反転期間）を差し引いたデューティ比である。

コンバータ部７は、端子Ｐ３及び端子Ｎ３間に供給される正の電圧から例えば、周波数が５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの商用の交流電圧を生成する単相インバータである。コンバータ部７は、スイッチング素子ＵＨ（第９スイッチング素子の一例）と、スイッチング素子ＵＬ（第１０スイッチング素子の一例）と、スイッチング素子ＷＨ（第１１スイッチング素子の一例）と、スイッチング素子ＷＬ（第１２スイッチング素子の一例）と、４つのダイオードＤ１〜Ｄ４と、端子Ｕ１（第３電源端子の一例）と、端子Ｗ１（第４電源端子の一例）とを含み、スイッチング素子、ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬがフルブリッジ接続された単相インバータである。

スイッチング素子ＵＨ〜ＷＬは、それぞれ、ｎ型の電界効果型トランジスタで構成されている。スイッチング素子ＵＨは、ドレインが端子Ｐ３と接続され、ソースが端子Ｕ１と接続されている。スイッチング素子ＷＨはドレインが端子Ｐ３と接続され、ソースが端子Ｗ１と接続されている。

スイッチング素子ＵＬはドレインが端子Ｕ１に接続され、ソースが端子Ｎ３に接続されている。スイッチング素子ＷＬはドレインが端子Ｗ１に接続され、ソースが端子Ｎ３に接続されている。

ダイオードＤ１〜Ｄ４は、それぞれ、アノードがソースに接続され、カソードがドレインに接続されるようにスイッチング素子ＵＨ〜ＷＬと接続されている。

スイッチング素子ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬは、それぞれ、電界効果型トランジスタに代えて、例えばｎｐｎ型の絶縁ゲートバイポーラトランジスタで構成されてもよい。この場合、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４は還流ダイオードとして設けられる。更にこの場合、ダイオードＤ１は、スイッチング素子ＵＨがオンされているときにスイッチング素子ＵＨに流れる電流と逆向きの電流が流れるように、エミッタ及びコレクタにわたって接続される。このことは、ダイオードＤ２，Ｄ３，Ｄ４も同じである。

制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ〜ＷＬをＯＮ又はＯＦＦすることによって、端子１５ａ，１５ｂにおける電圧Ｖｏｕｔまたは電流ＩＬの少なくとも一方の振幅を制御する。詳しくは、後で説明する。

コイル９１は、端子Ｕ１及び端子１５ａ間に接続され、コイル９２は、端子Ｗ１及び端子１５ｂ間に接続される。コンデンサ９３は端子１５ａ及び端子１５ｂ間に接続される。コイル９１，９２とコンデンサ９３とは、コンバータ部７から出力された矩形波状の交流電圧を平滑化するフィルタ回路を構成する。これにより、コンバータ部７から出力された矩形波状の交流電圧は、パルス幅に応じた振幅を持つ正弦波状の交流電圧に変換される。

直流電源１７から交流電力系統２９に電力を供給するとき（売電）、または、交流電力系統２９から電力供給を受けて直流電源１７を充電するとき、端子１５ａ，１５ｂが交流電力系統２９に接続される。

直流電源１７から交流負荷２７に電力を供給するとき、または、交流負荷２７から電力供給を受けて直流電源１７を充電するとき、端子１５ａ，１５ｂが交流負荷２７に接続される。交流負荷２７（第２接続対象の一例）は、例えば、商用の交流電圧で駆動する電気機器である。

制御部１３は、例えば、ＣＰＵ、ＦＰＧＡ、又はＡＳＩＣ等で構成され、コンバータ部５１，５２及びコンバータ部７を制御する。

制御部１３は、一次巻線５３１及び二次巻線５３２に高周波の交流電圧が供給されるようにコンバータ部５１を制御し、且つ、端子Ｐ３及び端子Ｎ３間に正の極性を持つ電圧が供給されるようにコンバータ部５２を制御する。

制御部１３は、一次巻線５３１の電圧の極性が反転する反転期間を含む第１期間において、トランス回路部５及びコンバータ部７間で電力の伝達が行わないようにコンバータ部７を制御する。制御部１３は、第１期間とは異なる第２期間において、トランス回路部５からコンバータ部７に向かう第１方向又は第１方向とは逆の第２方向で電力の伝達が行われるようにコンバータ部７を制御する。

詳細には、制御部１３は、一次巻線５３１に供給される交流電圧の半周期（単位期間の一例）を構成する第１期間において、反転期間と後述の循環期間とを割り付け、第１期間とは異なる第２期間に後述の供給期間又は回生期間を割り付けるようにコンバータ部５１，５２，７を制御する。

より詳細には、制御部１３は、コンバータ部７をＰＷＭ制御して各単位期間における第２期間の割合を変更することで目標とする電圧Ｖｏｕｔ又は電流ＩＬを生成する。目標とする電圧Ｖｏｕｔ又は電流ＩＬとは、例えば、ＰＷＭ制御で用いられる変調波信号と同じ波形を持つ電圧又は電流である。

次に、電力変換システム１の動作を説明する。

電力変換システム１は、直流電源１７から交流電力系統２９又は交流負荷２７に電力を供給するインバータモードと、交流電力系統２９又は交流負荷２７から直流電源１７に電力を回生するコンバータモードとのいずれかで動作する。

インバータモードは、端子１５ａ，１５ｂの間において、交流電力系統２９又は交流負荷２７を介して電流が流れる向きと同じ向きに電圧降下が発生するモード、すなわち、電圧Ｖｏｕｔと電流ＩＬとの極性が同じモードである。コンバータモードは、端子１５ａ，１５ｂの間において、交流電力系統２９又は交流負荷２７を介して電流が流れる向きと逆の向きに電圧降下が発生するモード、すなわち、電圧Ｖｏｕｔと電流ＩＬとの極性が異なるモードである。

図２は、インバータモードにおける電力変換システム１の動作を示す波形図である。図２において、（１）はスイッチング素子ＢＬ，ＡＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦであり、（２）はスイッチング素子ＹＬ，ＸＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦであり、（３）はスイッチング素子ＵＨ，ＵＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦであり、（４）はスイッチング素子ＷＨ，ＷＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。

また、図２において、（５）は端子Ｔ１を基準とするセンタータップＣＴ１の電圧ＶＴ１と、端子Ｔ２を基準とするセンタータップＣＴ１の電圧ＶＴ２との波形図であり、（６）は端子Ｔ３を基準とするセンタータップＣＴ２の電圧ＶＴ３と端子Ｔ４を基準とするセンタータップＣＴ２の電圧ＶＴ４との波形図であり、（７）はコイルＬ１の電流ＩＬ１とコイルＬ２の電流ＩＬ２との波形図であり、（８）はコイル９１に流れる電流ＩＬと電圧Ｖｏｕｔとの波形図である。図３は、コンバータ部７に流れる電流経路を示す図である。

以下、端子Ｐ２及び端子Ｎ２間の電圧を電圧ＶＥとしてインバータモードについて説明する。なお、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＸＬ，ＹＬはデューティ比が実質的に５０％でＰＷＭ制御されている。以下、コイルＬ１〜Ｌ４（高周波トランス）の巻数比は１：１：１：１であるとして説明する。但し、これは一例であり、コイルＬ１〜Ｌ４の巻数比は１：１：１：１とは異なる巻数比が採用されてもよい。

＜期間ＳＴ１＞
制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬ＝ＯＮ、スイッチング素子ＡＬ，ＸＬ＝ＯＦＦにする。これにより、ＶＴ１＝ＶＥとなり、ＶＴ２＝−ＶＥ、ＶＴ３＝ＶＥ，ＶＴ４＝−ＶＥとなる。

このとき、端子Ｎ２を基準とする端子Ｔ１の電圧「Ｔ１−Ｎ２」＝０、端子Ｎ２を基準とする端子Ｔ２の電圧「Ｔ２−Ｎ２」＝２ＶＥとなる。また、端子Ｎ３を基準とする端子Ｔ３の電圧「Ｔ３−Ｎ３」＝０、端子Ｎ３を基準とする端子Ｔ４の電圧「Ｔ４−Ｎ３」＝２ＶＥとなる。よって、端子Ｎ３を基準とする端子Ｐ３の電圧「Ｐ３−Ｎ３」＝ＶＥになる。

＜期間ＳＴ２＞
制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ，ＷＨ＝ＯＦＦ、スイッチング素子ＵＬ，ＷＬ＝ＯＮにし、電流ＩＬを循環させた状態で、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＸＬ，ＹＬ＝ＯＦＦにする。これにより、コイルＬ１の励磁電流とコンデンサＣＡ，ＣＢとの共振動作により、電圧ＶＴ１の極性が正から負に次第に反転され、電圧ＶＴ２の極性が負から正に次第に反転され、ソフトスイッチングが実現される。以下、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬとスイッチング素子ＡＬ，ＸＬとの極性が正から負、又は負から正に切り替わる期間を反転期間と呼ぶ。

＜期間ＳＴ３＞
制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＡＬ，ＸＬ＝ＯＮにする。これにより、ＶＴ２＝ＶＥとなり、ＶＴ１＝−ＶＥ、ＶＴ３＝−ＶＥ、ＶＴ４＝ＶＥになる。

このとき、電圧「Ｔ１−Ｎ２」＝２ＶＥ、電圧「Ｔ２−Ｎ２」＝０、電圧「Ｔ３−Ｎ３」＝２ＶＥ、電圧「Ｔ４−Ｎ３」＝０となる。

＜期間ＳＴ４＞
期間ＳＴ２と同様、制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬ＝ＯＦＦにし、電圧ＶＴ１〜ＶＴ４の極性を反転させる。

以後、コンバータ部５１，５２は、期間ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３、ＳＴ４の動作を繰り返す。これにより、電圧「Ｐ３−Ｎ３」＝ＶＥが維持され、コンバータ部７に供給される。その結果、コンバータ部７には一定の電圧ＶＥが供給されるので、コンバータ部７は、双方向スイッチの構成が不要となり、通常のフルブリッジ型の回路で構成できる。

なお、コンバータ部７は、トランス５３を介して直流電源１７と接続されている。そのため、コンバータ部７は、トランス５３の漏れインダクタンスを介して直流電源１７と直接的に接続さているとみなすことができる。これにより、コンバータ部７のスイッチング時に、電力変換システム１内でリンギングが生じる。これを防止するためにスナバ回路６０が設けられているが、電圧「Ｐ３−Ｎ３」の極性が反転すると、スナバ回路６０に流れる電流の向きも反転するので、コンデンサ６２を大容量化することができない。そのため、電圧「Ｐ３−Ｎ３」の極性が反転すると、リンギングを抑制することが困難である。

一方、電力変換システム１は、電圧「Ｐ３−Ｎ３」の極性が反転しないので、コンデンサ６２の容量を、電圧「Ｐ３−Ｎ３」の極性が反転する場合に比べて大きくすることができる。そのため、電力変換システム１は、リンギングを抑制できる。

＜期間ＳＴ５＞
制御部１３は、ＶＴ１＝ＶＥの固定期間に、スイッチング素子ＵＨ，ＷＨ＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＬ，ＷＬ＝ＯＦＦにする。これにより、電流ＩＬが循環経路７１を流れる循環期間となる（図３）。循環経路７１は、コンバータ部７内で閉ループになっており、直流電源１７からコンバータ部７への電力の伝達が遮断されている。その結果、コンバータ部７は循環モードになり、端子Ｗ１を基準とする端子Ｕ１の電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝０となる。この場合、Ｖｏｕｔ＞Ｖｏなので、電流ＩＬは減少する。

＜期間ＳＴ６＞
制御部１３は、ＶＴ１＝ＶＥの固定期間に、スイッチング素子ＵＨ，ＷＬ＝ＯＮ、ＵＬ，ＷＨ＝ＯＦＦにする。これにより、電流ＩＬが供給経路７２を流れる供給期間となる（図３）。供給経路７２は、二次巻線５３２に電流が流れており、直流電源１７からコンバータ部７へ電力が伝達されている。その結果、コンバータ部７は、供給モードとなり、電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝ＶＥとなる。この場合、Ｖｏｕｔ＜Ｖｏなので、電流ＩＬは増大する。

＜期間ＳＴ７＞
制御部１３は、ＶＴ２＝ＶＥの固定期間にスイッチング素子ＵＬ，ＷＬ＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＨ，ＷＨ＝ＯＦＦにする。コンバータ部７は、期間ＳＴ５と同様、循環モードになり、電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝０になる。この場合、Ｖｏｕｔ＞Ｖｏなので、電流ＩＬは減少する。

＜期間ＳＴ８＞
制御部１３は、ＶＴ２＝ＶＥの固定期間にスイッチング素子ＵＨ，ＷＬ＝ＯＮ、ＵＬ，ＷＨ＝ＯＦＦにする。コンバータ部７は、期間ＳＴ６と同様、供給モードになり、電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝ＶＥになる。この場合、Ｖｏｕｔ＜Ｖｏなので、電流ＩＬは増大する。

このように、コンバータ部７は、ＶＴ１＝ＶＥ又はＶＴ２＝ＶＥの固定期間中に循環モードと供給モードとで動作する。したがって、制御部１３は、コンバータ部７をＰＷＭ制御して、循環期間と供給期間との割合が変えることで、所望の電圧Ｖｏｕｔを生成できる。

＜補足＞
ここで、一次巻線５３１に供給される交流電圧の半周期をＴとし、Ｖｏ＝ＶＥの期間をＴｏｎ、期間Ｔｏｎ中での電流ＩＬの増加量をΔＩ２０とすると、ΔＩ２０は下記の式で表される。

ΔＩ２０＝（ＶＥ−Ｖｏｕｔ）／Ｌ×Ｔｏｎ
Ｖｏ＝０の期間をＴｏｆｆ（＝Ｔ−Ｔｏｎ）、期間Ｔｏｆｆ中での電流ＩＬの減少量をΔＩ２０とすると、ΔＩ２０は下記の式で表される。

ΔＩ２０＝Ｖｏｕｔ／Ｌ×（Ｔ−Ｔｏｎ）
安定状態では、それぞれのΔＩ２０は等しいので、電圧Ｖｏｕｔは下記の式で表される。

Ｖｏｕｔ＝Ｔｏｎ／Ｔ×ＶＥ＝Ｄ×ＶＥ
但し、Ｄ＝Ｔｏｎ／Ｔであり、デューティ比を示す。上式より、デューティ比ＤをＰＷＭ制御することで、電圧Ｖｏｕｔを所望の波形を持つ交流電圧として出力できることが分かる。

次に、コンバータモードについて説明する。図４は、コンバータモードにおける電力変換システム１の動作を示す波形図である。ここでは、図５に示すとおり端子Ｕ２及び端子Ｗ２間の電圧をＶｉｎ、端子Ｐ２及び端子Ｎ２間の電圧をＶｏｕｔとして説明する。図５は、コンバータ部７に流れる電流経路を示す図である。

図４の（１）〜（８）は図２の（１）〜（８）と同じである。また、図５では、電流ＩＬの向きは図３と反対向きに取られている。

＜期間ＳＴ１＞
制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬ＝ＯＮ、スイッチング素子ＡＬ，ＸＬ＝ＯＦＦにする。これにより、ＶＴ１＝Ｖｏｕｔとなり、ＶＴ２＝−Ｖｏｕｔ、ＶＴ３＝Ｖｏｕｔ，ＶＴ４＝−Ｖｏｕｔになる。

このとき、電圧「Ｔ１−Ｎ２」＝０、電圧「Ｔ２−Ｎ２」＝２Ｖｏｕｔとなる。また、電圧「Ｔ３−Ｎ３」＝０、電圧「Ｔ４−Ｎ３」＝２Ｖｏｕｔとなる。よって、電圧「Ｐ３−Ｎ３」＝Ｖｏｕｔとなる。

＜期間ＳＴ２＞
制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ，ＷＨ＝ＯＦＦ、スイッチング素子ＵＬ，ＷＬ＝ＯＮにし、電流ＩＬを循環させた状態で、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＸＬ，ＹＬ＝ＯＦＦにする。これにより、反転期間になり、電圧ＶＴ１の極性が正から負に次第に反転され、電圧ＶＴ２の極性が負から正に次第に反転され、ソフトスイッチングが実現される。

＜期間ＳＴ３＞
制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＡＬ，ＸＬ＝ＯＮにする。これにより、ＶＴ２＝Ｖｏｕｔとなり、ＶＴ１＝−Ｖｏｕｔ、ＶＴ３＝−Ｖｏｕｔ、ＶＴ４＝Ｖｏｕｔになる。

このとき、電圧「Ｔ１−Ｎ２」＝２Ｖｏｕｔ、電圧「Ｔ２−Ｎ２」＝０、電圧「Ｔ３−Ｎ３」＝２Ｖｏｕｔ、電圧「Ｔ４−Ｎ３」＝０となる。

＜期間ＳＴ４＞
期間ＳＴ２と同様、制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬ＝ＯＦＦにし、電圧ＶＴ１〜ＶＴ４の極性を反転させる。以後、制御部１３は、期間ＳＴ１〜ＳＴ４の動作を繰り返す。これにより、電圧「Ｐ３−Ｎ３」＝ＶＥ（Ｖｏｕｔ）が維持される。

＜期間ＳＴ５＞
制御部１３は、ＶＴ１＝Ｖｏｕｔの固定期間に、スイッチング素子ＵＨ，ＷＨ＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＬ，ＷＬ＝ＯＦＦにする。これにより、電流ＩＬが循環経路８１を流れ、循環期間となる（図５参照）。循環経路８１は、循環経路７１と方向が逆である以外は循環経路７１と同じである。その結果、コンバータ部７は循環モードになり、電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝０となる。この場合、Ｖｉｎ＞Ｖｏなので、電流ＩＬは増大する。

＜期間ＳＴ６＞
制御部１３は、ＶＴ１＝Ｖｏｕｔの固定期間に、スイッチング素子ＵＨ，ＷＬ＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＬ，ＷＨ＝ＯＦＦにする。これにより、電流ＩＬが回生経路８２を流れる回生期間となる（図５）。回生経路８２は、供給経路７２と方向が逆である。その結果、コンバータ部７は、回生モードとなり、電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝Ｖｏｕｔとなる。この場合、Ｖｉｎ＜Ｖｏなので、電流ＩＬは減少する。

＜期間ＳＴ７＞
制御部１３は、ＶＴ２＝Ｖｏｕｔの固定期間にスイッチング素子ＵＬ，ＷＬ＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＨ，ＷＨ＝ＯＦＦにする。コンバータ部７は、期間ＳＴ５と同様、循環モードになり、電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝０になる。この場合、Ｖｉｎ＞Ｖｏなので、電流ＩＬは増大する。

＜期間ＳＴ８＞
制御部１３は、ＶＴ２＝Ｖｏｕｔの固定期間にスイッチング素子ＵＨ，ＷＬ＝ＯＮ、ＵＬ，ＷＨ＝ＯＦＦにする。コンバータ部７は、期間ＳＴ６と同様、回生モードになり、電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝Ｖｏｕｔになる。この場合、Ｖｉｎ＜Ｖｏなので、電流ＩＬは減少する。

このように、コンバータ部７は、ＶＴ１＝Ｖｏｕｔ又はＶＴ２＝Ｖｏｕｔの固定期間中に循環モードと回生モードとで動作する。したがって、制御部１３は、コンバータ部７をＰＷＭ制御して、循環期間と回生期間との割合を変えることで、所望の電圧Ｖｏｕｔを生成できる。

＜補足＞
ここで、一次巻線５３１に供給される交流電圧の半周期をＴとし、Ｖｏ＝０の期間をＴｏｎ、期間Ｔｏｎ中での電流ＩＬの増加量をΔＩ２０とすると、ΔＩ２０は下記の式で表される。

ΔＩ２０＝Ｖｉｎ／Ｌ×Ｔｏｎ
Ｖｏ＝Ｖｏｕｔを印加している期間をＴｏｆｆ（＝Ｔ−Ｔｏｎ）、期間Ｔｏｆｆ中での電流ＩＬの減少量をΔＩ２０とすると、ΔＩ２０は下記の式で表される。

ΔＩ２０＝（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）／Ｌ×（Ｔ−Ｔｏｎ）
安定状態では、それぞれのΔＩ２０は等しいので、電圧Ｖｏｕｔは下記の式で表される。

Ｖｏｕｔ＝Ｔ／（Ｔ−Ｔｏｎ）×Ｖｉｎ＝１／（１−Ｄ）×Ｖｉｎ
上式を１−Ｄ＝Ｄｏｆｆで表すと下記の式となる。

Ｖｏｕｔ＝１／Ｄｏｆｆ×Ｖｉｎ
上式より、ＤｏｆｆをＰＷＭ制御することで、電圧Ｖｉｎを直流電圧に変換できる。

次に、インバータモードにおける電力変換システム１のスイッチング動作の詳細について説明する。

インバータモードには、図６で示す電圧Ｖｏｕｔが正であり、電流ＩＬが正であるインバータモード（１）と、図９で示す電圧Ｖｏｕｔが負であり、電流ＩＬが負であるインバータモード（２）とがある。

＜インバータモード（１）＞
図６は、インバータモード（１）における電力変換システム１の動作を示す波形図である。図６の上段は、電圧Ｖｏｕｔ及び電流ＩＬの波形図である。図６の下段は、一次巻線５３１に供給される交流電圧の１周期（２Ｔ）でのスイッチング素子ＢＬ，ＹＬ，ＡＬ，ＸＬ，ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬのＯＮ、ＯＦＦを示す波形図である。

図７，図８は、図６の各期間におけるスイッチング素子の状態を示す図である。なお、図７，図８では、電圧Ｖｏｕｔが正なので、コイル９１側が正「＋」になる。また、インバータモードなので、電流ＩＬはプラス「＋」側に流れ込む。

＜期間（１）＞
期間（１）は反転期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬ＝ＯＦＦ、スイッチング素子ＵＨ，ＷＨ＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＬ，ＷＬ＝ＯＦＦにする。このとき、電流ＩＬは、コイル９２→スイッチング素子ＷＨ→スイッチング素子ＵＨ→コイル９１を通る循環経路７１を流れる。そのため、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が遮断される。

＜期間（２）＞
期間（２）は反転期間から供給期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬ＝ＯＮにする。このとき、コンバータ部７の状態は期間（１）と変わらないので、電流ＩＬは循環経路７１を流れる。

＜期間（３）＞
期間（３）は反転期間から供給期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＷＨ＝ＯＦＦにする。スイッチング素子ＷＨ＝ＯＦＦにしても、スイッチング素子ＷＨに接続されたダイオードＤ３を介して電流ＩＬは循環経路７１を流れる。

＜期間（４）＞
期間（４）は供給期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ，ＷＬ＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＬ，ＷＨ＝ＯＦＦにする。このとき、コンバータ部７は、供給モードになり、電流ＩＬは、コイル９２→スイッチング素子ＷＬ→スイッチング素子ＹＬ→コイルＬ３→スイッチング素子ＵＨ→コイル９１を通る供給経路７２を流れる。また、トランス５３の一次側の電流は、コイルＬ１→スイッチング素子ＢＬ→直流電源１７を通る経路７５を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が行われる。

＜期間（５）＞
期間（５）は供給期間から循環期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＦＦにする。このとき、電流ＩＬは、コイル９２→スイッチング素子ＷＬ→ダイオードＤ２→コイル９１を通る循環経路７３を流れる。また、トランス５３の一次側と二次側とが遮断されるので、トランス５３の一次側に電流は流れない。

＜期間（６）＞
期間（６）は循環期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＮにする。このとき、電流ＩＬは、循環経路７３を流れる。そのため、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が遮断される。

＜期間（７）＞
期間（７）は反転期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬ＝ＯＦＦにする。このとき、電流ＩＬは、循環経路７３を流れる。そのため、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が遮断される。

＜期間（８）＞
期間（８）は反転期間から供給期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＸＬ＝ＯＮにする。このとき、コンバータ部７の状態は期間（７）と変わらないので、電流ＩＬは、循環経路７３を流れる。

＜期間（９）＞
期間（９）は反転期間から供給期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＦＦにする。スイッチング素子ＵＬ＝ＯＦＦにしても、スイッチング素子ＵＬに接続されたダイオードＤ２を介して電流ＩＬは循環経路７３を流れる。

＜期間（１０）＞
期間（１０）は供給期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ，ＷＬ＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＬ，ＷＨ＝ＯＦＦにする。このとき、コンバータ部７は、供給モードになり、電流ＩＬは、コイル９２→スイッチング素子ＷＬ→スイッチング素子ＸＬ→コイルＬ４→スイッチング素子ＵＨ→コイル９１を通る供給経路７４を流れる。また、トランス５３の一次側の電流は、コイルＬ２→スイッチング素子ＡＬ→直流電源１７を通る経路７６を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が行われる。

＜期間（１１）＞
期間（１１）は供給期間から循環期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＷＬ＝ＯＦＦにする。このとき、電流ＩＬは、スイッチング素子ＷＨに接続されたダイオードＤ３を通る循環経路７１を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が遮断される。

＜期間（１２）＞
期間（１２）は循環期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＷＨ＝ＯＮにする。このとき、電流ＩＬは、循環経路７１を流れる。そのため、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が遮断される。

＜インバータモード（２）＞
図９は、インバータモード（２）における電力変換システム１の動作を示す波形図である。図９の上段は、電圧Ｖｏｕｔ及び電流ＩＬの波形図である。図９の下段は、一次巻線５３１に供給される交流電圧の１周期（２Ｔ）でのスイッチング素子ＢＬ，ＹＬ，ＡＬ，ＸＬ，ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬのＯＮ、ＯＦＦを示す波形図である。図１０、図１１は、図９の各期間におけるスイッチング素子の状態を示す図である。なお、図１０，図１１では、電圧Ｖｏｕｔが負なので、コイル９２側が正「＋」になる。また、インバータモードなので、電流ＩＬはプラス「＋」側に流れ込む。

＜期間（１）＞
期間（１）は反転期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬ＝ＯＦＦ、スイッチング素子ＵＨ，ＷＨ＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＬ，ＷＬ＝ＯＦＦにする。このとき、電流ＩＬは、コイル９１→スイッチング素子ＵＨ→スイッチング素子ＷＨ→コイル９２を通る循環経路７７を流れる。そのため、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が遮断される。

＜期間（２）＞
期間（２）は反転期間から供給期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬ＝ＯＮにする。このとき、コンバータ部７の状態は期間（１）と変わらないので、電流ＩＬは循環経路７７を流れる。

＜期間（３）＞
期間（３）は反転期間から供給期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＦＦにする。スイッチング素子ＵＨ＝ＯＦＦにしても、スイッチング素子ＵＨに接続されたダイオードＤ１を介して電流ＩＬは循環経路７７を流れる。

＜期間（４）＞
期間（４）は供給期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＬ，ＷＨ＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＨ，ＷＬ＝ＯＦＦにする。このとき、コンバータ部７は、供給モードになり、電流ＩＬは、コイル９１→スイッチング素子ＵＬ→スイッチング素子ＹＬ→コイルＬ３→スイッチング素子ＷＨ→コイル９２を通る供給経路７８を流れる。また、トランス５３の一次側の電流は、コイルＬ１→スイッチング素子ＢＬ→直流電源１７を通る経路７５を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が行われる。

＜期間（５）＞
期間（５）は供給期間から循環期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＷＨ＝ＯＦＦにする。このとき、電流ＩＬは、コイル９１→スイッチング素子ＵＬ→ダイオードＤ４→コイル９２を通る循環経路７９を流れる。また、トランス５３の一次側と二次側とが遮断されるので、トランス５３の一次側に電流は流れない。

＜期間（６）＞
期間（６）は循環期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＷＬ＝ＯＮにする。このとき、電流ＩＬは、循環経路７９を流れる。そのため、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が遮断される。

＜期間（７）＞
期間（７）は反転期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬ＝ＯＦＦにする。このとき、電流ＩＬは、循環経路７９を流れる。そのため、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が遮断される。

＜期間（８）＞
期間（８）は反転期間から供給期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＸＬ＝ＯＮにする。このとき、コンバータ部７の状態は期間（７）と変わらないので、電流ＩＬは、循環経路７９を流れる。

＜期間（９）＞
期間（９）は反転期間から供給期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＷＬ＝ＯＦＦにする。スイッチング素子ＷＬ＝ＯＦＦにしても、スイッチング素子ＷＬに接続されたダイオードＤ４を介して電流ＩＬは循環経路７９を流れる。

＜期間（１０）＞
期間（１０）は供給期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＬ，ＷＨ＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＨ，ＷＬ＝ＯＦＦにする。このとき、コンバータ部７は、供給モードになり、電流ＩＬは、コイル９１→スイッチング素子ＵＬ→スイッチング素子ＸＬ→コイルＬ４→スイッチング素子ＷＨ→コイル９２を通る供給経路８０を流れる。また、トランス５３の一次側の電流は、コイルＬ２→スイッチング素子ＡＬ→直流電源１７を通る経路７６を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が行われる。

＜期間（１１）＞
期間（１１）は供給期間から循環期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＦＦにする。このとき、電流ＩＬは、スイッチング素子ＵＨに接続されたダイオードＤ１を通る循環経路７７を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が遮断される。

＜期間（１２）＞
期間（１２）は循環期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＮにする。このとき、電流ＩＬは、循環経路７７を流れる。そのため、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が遮断される。

次に、コンバータモードにおける電力変換システム１のスイッチング動作の詳細について説明する。コンバータモードには、図１２で示す電圧Ｖｏｕｔが正であり、電流ＩＬが負であるコンバータモード（３）と、図１５で示す電圧Ｖｏｕｔが負であり、電流ＩＬが正であるコンバータモード（４）とがある。

＜コンバータモード（３）＞
図１２は、コンバータモード（３）における電力変換システム１の動作を示す波形図である。図１２の上段は、電圧Ｖｏｕｔ及び電流ＩＬの波形図である。図１２の下段は、一次巻線５３１に供給される交流電圧の１周期（２Ｔ）でのスイッチング素子ＢＬ，ＹＬ，ＡＬ，ＸＬ，ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬのＯＮ、ＯＦＦを示す波形図である。図１３，図１４は、図１２の各期間におけるスイッチング素子の状態を示す図である。なお、図１３，図１４では、電圧Ｖｏｕｔが正なので、コイル９１側が正「＋」になる。また、コンバータモードなので、電流ＩＬはプラス「＋」側から流れ出る。

＜期間（１）＞
期間（１）は反転期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬ＝ＯＦＦ、スイッチング素子ＵＨ，ＷＨ＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＬ，ＷＬ＝ＯＦＦにする。このとき、電流ＩＬは、コイル９１→スイッチング素子ＵＨ→スイッチング素子ＷＨ→コイル９２を通る循環経路８１を流れる。そのため、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が遮断される。循環経路８１は図７，図８に示す循環経路７１（但し、向きは逆）と同じである。

＜期間（２）＞
期間（２）は反転期間から回生期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬ＝ＯＮにする。このとき、コンバータ部７の状態は期間（１）と変わらないので、電流ＩＬは循環経路８１を流れる。

＜期間（３）＞
期間（３）は反転期間から回生期間へ過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＷＨ＝ＯＦＦにする。このとき、コンバータ部７は、回生モードを開始し、電流ＩＬは、コイル９１→スイッチング素子ＵＨ→コイルＬ３→スイッチング素子ＹＬ→ダイオードＤ４→コイル９２を通る回生経路８２を通る。また、トランス５３の一次側の電流は、コイルＬ１→直流電源１７→スイッチング素子ＢＬを通る経路８５を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が行われる。

＜期間（４）＞
期間（４）は回生期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ，ＷＬ＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＬ，ＷＨ＝ＯＦＦにする。このとき、コンバータ部７は、回生モードになり、電流ＩＬは、コイル９１→スイッチング素子ＵＨ→コイルＬ３→スイッチング素子ＹＬ→スイッチング素子ＷＬ→コイル９２を通る回生経路８２を流れる。また、トランス５３の一次側の電流は、経路８５を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が行われる。

＜期間（５）＞
期間（５）は回生期間から循環モードへの過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＦＦにする。このとき、コンバータ部７は回生モードを維持し、電流ＩＬは、コイル９１→ダイオードＤ１→コイルＬ３→スイッチング素子ＹＬ→スイッチング素子ＷＬを通る回生経路８２→コイル９２を流れる。また、トランス５３の一次側の電流は、経路８５を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が行われる。

＜期間（６）＞
期間（６）は循環期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＮにする。このとき、電流ＩＬは、コイル９１→スイッチング素子ＵＬ→スイッチング素子ＷＬ→コイル９２を通る循環経路８３を流れる。そのため、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が遮断される。循環経路８３は循環経路７３と同じ（但し、向きは逆）である。

＜期間（７）＞
期間（７）は反転期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬ＝ＯＦＦにする。このとき、電流ＩＬは、循環経路８３を流れる。そのため、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が遮断される。

＜期間（８）＞
期間（８）は反転期間から回生期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＸＬ＝ＯＮにする。このとき、コンバータ部７の状態は期間（７）と変わらないので、電流ＩＬは、循環経路８３を流れる。

＜期間（９）＞
期間（９）は反転期間から回生期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＦＦにする。このとき、コンバータ部７は回生モードになって、電流ＩＬは、コイル９１→ダイオードＤ１→コイルＬ４→スイッチング素子ＸＬ→スイッチング素子ＷＬ→コイル９２を通る回生経路８４を流れる。また、トランス５３の一次側の電流は、スイッチング素子ＡＬ→コイルＬ２→直流電源１７を通る経路８６を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が行われる。

＜期間（１０）＞
期間（１０）は回生期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ，ＷＬ＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＬ，ＷＨ＝ＯＦＦにする。このとき、コンバータ部７は、回生モードになり、電流ＩＬは、コイル９１→スイッチング素子ＵＨ→コイルＬ４→スイッチング素子ＸＬ→スイッチング素子ＷＬ→コイル９２を通る回生経路８４を流れる。また、トランス５３の一次側の電流は、経路８６を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が行われる。

＜期間（１１）＞
期間（１１）は回生期間から循環期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＷＬ＝ＯＦＦにする。このとき、電流ＩＬは、コイル９１→スイッチング素子ＵＨ→コイルＬ４→スイッチング素子ＸＬ→ダイオードＤ４→コイル９２を通る回生経路８４を流れる。また、トランス５３の一次側の電流は、経路８６を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が行われる。

＜期間（１２）＞
期間（１２）は循環期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＷＨ＝ＯＮにする。このとき、電流ＩＬは、循環経路８１を流れる。そのため、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が遮断される。

＜コンバータモード（４）＞
図１５は、コンバータモード（４）における電力変換システム１の動作を示す波形図である。図１５の上段は、電圧Ｖｏｕｔ及び電流ＩＬの波形図である。図１５の下段は、一次巻線５３１に供給される交流電圧の１周期（２Ｔ）でのスイッチング素子ＢＬ，ＹＬ，ＡＬ，ＸＬ，ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬのＯＮ、ＯＦＦを示す波形図である。図１６，図１７は、図１５の各期間におけるスイッチング素子の状態を示す図である。なお、図１６，図１７では、電圧Ｖｏｕｔが負なので、コイル９２側が正「＋」になる。また、コンバータモードなので、電流ＩＬはプラス「＋」側から流れ出る。

＜期間（１）＞
期間（１）は反転期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬ＝ＯＦＦ、スイッチング素子ＵＨ，ＷＨ＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＬ，ＷＬ＝ＯＦＦにする。このとき、電流ＩＬは、コイル９２→スイッチング素子ＷＨ→スイッチング素子ＵＨ→コイル９１を通る循環経路８７を流れる。そのため、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が遮断される。循環経路８７は、図１０，図１１に示す循環経路７７（但し、向きは逆）と同じである。

＜期間（２）＞
期間（２）は反転期間から回生期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬ＝ＯＮにする。このとき、コンバータ部７の状態は期間（１）と変わらないので、電流ＩＬは循環経路８７を流れる。

＜期間（３）＞
期間（３）は反転期間から回生期間へ過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＦＦにする。このとき、コンバータ部７は、回生モードを開始し、電流ＩＬは、コイル９２→スイッチング素子ＷＨ→コイルＬ３→スイッチング素子ＹＬ→ダイオードＤ２→コイル９１を通る回生経路８８を通る。また、トランス５３の一次側の電流は、コイルＬ１→直流電源１７→スイッチング素子ＢＬを通る経路８５を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が行われる。

＜期間（４）＞
期間（４）は回生期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＬ，ＷＨ＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＨ，ＷＬ＝ＯＦＦにする。このとき、コンバータ部７は、回生モードになり、電流ＩＬは、コイル９２→スイッチング素子ＷＨ→コイルＬ３→スイッチング素子ＹＬ→スイッチング素子ＵＬ→コイル９１を通る回生経路８８を流れる。また、トランス５３の一次側の電流は、経路８５を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が行われる。

＜期間（５）＞
期間（５）は回生期間から循環モードへの過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＷＨ＝ＯＦＦにする。このとき、コンバータ部７は回生モードを維持し、電流ＩＬは、コイル９２→ダイオードＤ３→コイルＬ３→スイッチング素子ＹＬ→スイッチング素子ＵＬ→コイル９１を通る回生経路８８を流れる。また、トランス５３の一次側の電流は、経路８５を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が行われる。

＜期間（６）＞
期間（６）は循環期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＷＬ＝ＯＮにする。このとき、電流ＩＬは、コイル９２→スイッチング素子ＷＬ→スイッチング素子ＵＬ→コイル９１を通る循環経路８９を流れる。そのため、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が遮断される。循環経路８９は、図１０，図１１に示す循環経路７９（但し、向きは逆）と同じである。

＜期間（７）＞
期間（７）は反転期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬ＝ＯＦＦにする。このとき、電流ＩＬは、循環経路８９を流れる。そのため、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が遮断される。

＜期間（８）＞
期間（８）は反転期間から回生期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＸＬ＝ＯＮにする。このとき、コンバータ部７の状態は期間（７）と変わらないので、電流ＩＬは、循環経路８９を流れる。

＜期間（９）＞
期間（９）は反転期間から回生期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＷＬ＝ＯＦＦにする。このとき、コンバータ部７は回生モードになって、電流ＩＬは、コイル９２→ダイオードＤ３→コイルＬ４→スイッチング素子ＸＬ→スイッチング素子ＵＬ→コイル９１を通る回生経路９０を流れる。また、トランス５３の一次側の電流は、経路８６を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が行われる。

＜期間（１０）＞
期間（１０）は回生期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＬ，ＷＨ＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＨ，ＷＬ＝ＯＦＦにする。このとき、コンバータ部７は、回生モードになり、電流ＩＬは、コイル９２→スイッチング素子ＷＨ→コイルＬ４→スイッチング素子ＸＬ→スイッチング素子ＵＬ→コイル９１を通る回生経路９０を流れる。また、トランス５３の一次側の電流は、経路８６を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が行われる。

＜期間（１１）＞
期間（１１）は回生期間から循環期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＦＦにする。このとき、電流ＩＬは、コイル９２→スイッチング素子ＷＨ→コイルＬ４→スイッチング素子ＸＬ→ダイオードＤ２→コイル９１を通る回生経路９０を流れる。また、トランス５３の一次側の電流は、経路８６を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が行われる。

＜期間（１２）＞
期間（１２）は循環期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＮにする。このとき、電流ＩＬは、循環経路８７を流れる。そのため、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が遮断される。

図６，図９，図１２，図１５の波形図を比較すると、電圧Ｖｏｕｔが正のインバータモード（１）及び電圧Ｖｏｕｔが正のコンバータモード（３）は、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬ，ＡＬ，ＸＬ，ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬを同一のシーケンスで駆動できることが分かる。また、電圧Ｖｏｕｔが負のインバータモード（２）及び電圧Ｖｏｕｔが負のコンバータモード（４）は、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬ，ＡＬ，ＸＬ，ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬを同一のシーケンスで駆動できることが分かる。

例えば、電流ＩＬの極性の誤検出や外乱による電流ＩＬの乱れにより、電流ＩＬが想定する極性とは異なる極性を示すことがある。電力変換システム１は、インバータモード（１）及びコンバータモード（３）とが同一シーケンスなので（インバータモード（２）及びコンバータモード（４）とが同一シーケンスなので）、両モードにおいて電流ＩＬは同一経路をたどることになる。その結果、電力変換システム１は、電流ＩＬが想定する極性と異なる極性を示したとしても、その影響を受けにくくなる。

例えば、電力変換システム１が、インバータモードのあるタイミングでＶＥ＝３４０Ｖ、端子Ｕ２及び端子Ｗ２間の電圧＝３４Ｖとなるように動作している場合を考察する。すなわち、電力変換システム１がインバータモードにおいてデューティ比ＤがＤ＝０．１で動作しているタイミングについて考察する。このタイミングにおいて瞬間的に逆向きの電流ＩＬが発生したとする。この場合、インバータモードは、コンバータモードと同一シーケンスなので、電力変換システム１は、デューティ比ＤｏｆｆがＤｏｆｆ＝０．１のコンバータモードと等価の動作となり、端子Ｕ２及び端子Ｗ２間の電圧３４ＶからＶＥ＝３４０Ｖを生成するように動作する。したがって、電力変換システム１は、電流ＩＬが想定する極性とは異なる極性を示したとしても、インバータモードとコンバータモードとを連続的に切り替えることができる。その結果、ＵＰＳ（無停電電源装置）などの自立運転にも適応できる。

詳細には、制御部１３は、以下のようにして、インバータモード（１）及びコンバータモード（３）を実現する。制御部１３は、コイルＬ１，Ｌ３の電圧の極性が正の期間を含む半周期Ｔａと、コイルＬ１，Ｌ３の電圧が負の期間を含む半周期Ｔｂとのそれぞれを、第１，第２期間に分ける。なお、第１，第２期間の順序は問わない。そして、制御部１３は、半周期Ｔａの第１期間において、スイッチング素子ＵＨ，ＷＨ（以下、単に「ハイサイド側」と記述する。）＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＬ，ＷＬ（以下、単に「ローサイド側」と記述する。）＝ＯＦＦにして循環期間を設定した後、ハイサイド側＝ＯＮ、ローサイド側＝ＯＦＦの状態でスイッチング素子ＢＬ，ＡＬ，ＹＬ，ＸＬ＝ＯＦＦにして反転期間を設定する。

制御部１３は、半周期Ｔｂの第１期間において、ローサイド側＝ＯＮ、ハイサイド側＝ＯＦＦにして循環期間を設定した後、ローサイド側＝ＯＮ、ハイサイド側＝ＯＦＦの状態でスイッチング素子ＢＬ，ＡＬ，ＹＬ，ＸＬ＝ＯＦＦにして反転期間を設定する。

制御部１３は、半周期Ｔａ，Ｔｂの第２期間において、スイッチング素子ＵＨ，ＷＬ＝ＯＮ，ＵＬ，ＷＨ＝ＯＦＦにして供給期間又は回生期間を設定する。これは、端子１５ａが正だからである。

また、制御部１３は、以下のようにして、インバータモード（２）及びコンバータモード（４）を実現する。制御部１３は、半周期Ｔａの第１期間において、ハイサイド側＝ＯＮ、ローサイド側＝ＯＦＦにして循環期間を設定した後、ハイサイド側＝ＯＮ、ローサイド側＝ＯＦＦの状態でスイッチング素子ＢＬ，ＡＬ，ＹＬ，ＸＬ＝ＯＦＦにして反転期間を設定する。

制御部１３は、半周期Ｔａ，Ｔｂの第２期間において、スイッチング素子ＵＬ，ＷＨ＝ＯＮ，ＵＨ，ＷＬ＝ＯＦＦにして供給期間又は回生期間を設定する。これは、端子１５ｂが正だからである。

なお、制御部１３は、循環期間と次の循環期間とにおいて、ハイサイド側とローサイド側とを交互にＯＮさせたが、本発明はこれに限定されない。制御部１３は、循環期間と次の循環期間とにおいて、ハイサイド側のみをＯＮさせる、或いはローサイド側のみをＯＮさせる態様を採用してもよい。但し、熱分散の観点からは前者が好ましい。

＜反転期間＞
次に、反転期間におけるスイッチング素子の動作について説明する。図１８は、反転期間におけるスイッチング素子の動作を示す回路図である。端子Ｔ１，Ｔ２間に設けられたコンデンサＣ１４は、図１に示すコンデンサＣＡ，ＣＢを表している。なお、図１８では、電圧ＶＴ２，ＶＴ４の矢印の向きは図１とは逆である。

＜期間ＳＫ１＞
期間ＳＫ１はトランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が行われる伝達期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬ＝ＯＮ、スイッチング素子ＡＬ，ＸＬ＝ＯＦＦにしている。

このとき、コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４には、それぞれＶＥの電圧が印加される。そのため、コンデンサＣ１４には、端子Ｔ１を基準に２ＶＥの電圧が印加される。また、コイルＬ１には一次側のコイル電流Ｉ１が流れ、コイルＬ３には二次側のコイル電流Ｉ２が流れている。コイル電流Ｉ１には、直流電源１７から供給される駆動電流Ｉ０１と、コイルＬ１の励磁電流Ｉ０２とが含まれる。

＜期間ＳＫ２＞
期間ＳＫ２は反転期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ，ＡＬ，ＹＬ，ＸＬ＝ＯＦＦにする。このとき、スイッチング素子ＵＬ，ＷＬ＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＨ，ＷＨ＝ＯＦＦにされているので、コンバータ部７は循環モードになっている。そのため、コイル電流Ｉ２は流れていない。また、駆動電流Ｉ０１の供給が停止され、コイル電流Ｉ１には励磁電流Ｉ０２（大きさはコイルＬ２の励磁電流Ｉ０３と同じ）が含まれている。

コイル電流Ｉ１は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ＝ＯＦＦにより、コイルＬ１→コンデンサＣ１４→コイルＬ２の経路を流れる。これにより、コンデンサＣ１４の電荷が次第に抜けていく。

＜期間ＳＫ３＞
期間ＳＫ３は反転期間である。励磁電流Ｉ０２により、コンデンサＣ１４の電圧の極性が期間ＳＫ２に対して反転している。これにより、期間ＳＫ２に対してコイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４の電圧の極性がそれぞれ反転している。コイル電流Ｉ１は、引き続きコイルＬ１→コンデンサＣ１４→コイルＬ２の経路を流れ、コンデンサＣ１４に電荷が貯まっていく（端子Ｔ１側を正とする。）。

＜期間ＳＫ４＞
期間ＳＫ４は反転期間である。コンデンサＣ１４の電圧が端子Ｔ２を基準に２ＶＥになると、ダイオードＤＡがＯＮする。これにより、コイル電流Ｉ１は、ダイオードＤＡ→コイルＬ２→ＶＥの経路を流れる。励磁電流Ｉ０２＝０になり、コイル電流Ｉ１は励磁電流Ｉ０３のみとなる。

＜期間ＳＫ５＞
期間ＳＫ５は伝達期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬ＝ＯＦＦ，ＡＬ，ＸＬ＝ＯＮにする。このとき、コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４には、それぞれ、−ＶＥ，−ＶＥ，−ＶＥ，−ＶＥの電圧が印加される。そのため、コンデンサＣ１４には、端子Ｔ２を基準に２ＶＥの電圧が印加される。また、コイルＬ１には駆動電流Ｉ０１及び励磁電流Ｉ０３を含むコイル電流Ｉ１が流れ、コイルＬ４にはコイル電流Ｉ２が流れている。

このように、コンバータ部５１，５２は、コイルＬ１，Ｌ２とコンデンサＣ１４とを共振させることで反転動作を行うので、低損失なスイッチング（ソフトスイッチング）による反転動作を実現できる。

＜スナバ回路＞
次に、スナバ回路６０について説明する。図１９〜図２１は、スナバ回路６０の効果を説明する図である。図１９はスナバ回路６０を設けない場合、図２０はスナバ回路６０としてコンデンサ及び抵抗からなるスナバ回路ＳＣＲを設けた場合、図２１はスナバ回路６０としてコンデンサのみからなるスナバ回路ＳＣを設けた場合を示している。

図１９，図２０，図２１において、上段は、電力変換システム１においてリンギングを観測するためのシミュレーション回路１００，１０１，１０２を示し、中段は周波数特性Ｇ１００，Ｇ１０１，Ｇ１０２を示し、下段は電力変換システム１を構成するスイッチング素子の電圧の波形を示している。

図１９を参照し、シミュレーション回路１００は、直列接続された漏れインダクタンスＬ１００とコンデンサＣ１００と交流電源ＡＣ１０とで構成される。

漏れインダクタンスＬ１００は、トランス５３の漏れインダクタンスを示す。コンデンサＣ１００はＯＦＦ状態にあるコンバータ部７のハイサイド側のスイッチング素子ＵＨ，ＷＨを等価的に示したコンデンサである。交流電源ＡＣ１０は、コンバータ部７のローサイド側のスイッチング素子ＵＬ，ＷＬがＯＦＦ状態からＯＮ状態に遷移する状態を等価的に示した交流電源である。

コンデンサＣ２００及び抵抗Ｒ２００はスナバ回路ＳＣＲを示しているが、ここでは、シミュレーション回路１００に組み込まれていない。電圧Ｖ１はグラウンドＧを基準とするスイッチング素子ＵＨ，ＷＨのドレインの電圧であり、電圧Ｖ２はグラウンドＧを基準とするスイッチング素子ＵＬ，ＷＬのドレインの電圧である。

図１９の中段はシミュレーション回路１００の周波数特性Ｇ１００を示す両対数グラフであり、縦軸は電圧Ｖ２を基準とする電圧「Ｖ１−Ｖ２」をｄＢ単位で示し、横軸は交流電源ＡＣ１０の周波数を示している。

このシミュレーションでは、交流電源ＡＣ１０の周波数を１０Ｈｚから１ＧＨｚにスイープさせて電圧「Ｖ１−Ｖ２」の実効値を計測することで、漏れインダクタンスＬ１００とコンデンサＣ１００との周波数特性Ｇ１００を生成した。

周波数特性Ｇ１００には、１０ＭＨｚ付近に急峻なピークが表れており、漏れインダクタンスＬ１００とコンデンサＣ１００とが大きく共振していることが分かる。

図１９の下段はスナバ回路ＳＣＲを設けていない場合の電力変換システム１に発生するリンギングを示した波形図である。図１９の下段において、１段目はスイッチング素子ＡＬ，ＢＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、２段目は端子Ｎ２を基準とする端子Ｔ１，Ｔ２の電圧Ｖ（Ｔ１，Ｎ２），Ｖ（Ｔ２，Ｎ２）を示し、３段目は端子Ｎ３を基準とする端子Ｔ３，Ｔ４の電圧Ｖ（Ｔ３，Ｎ３），Ｖ（Ｔ４，Ｎ３）を示し、４段目は端子Ｎ３を基準とする端子Ｕ１，Ｗ１の電圧Ｖ（Ｕ１，Ｎ３），Ｖ（Ｗ１，Ｎ３）を示す。

図１９の下段に示すようにスイッチング素子ＢＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＯＦＦの期間において、コンバータ部７のスイッチングに応答して、電圧Ｖ（Ｔ２，Ｎ２）に大きなリンギング表れており、電圧Ｖ（Ｔ４，Ｎ３），Ｖ（Ｕ１，Ｎ３）に更に大きなリンギングが表れていることが分かる。すなわち、ＯＦＦ状態にあるスイッチング素子ＡＬ，ＸＬ等に印加される電圧に大きなリンギングが表れていることが分かる。

また、スイッチング素子ＡＬ＝ＯＮ，ＢＬ＝ＯＦＦの期間にもコンバータ部７のスイッチングに応答して、電圧Ｖ（Ｔ１，Ｎ２）に大きなリンギングが表れ、且つ、電圧Ｖ（Ｔ３，Ｎ３），Ｖ（Ｕ１，Ｎ３）に更に大きなリンギングが表れていることが分かる。すなわち、ＯＦＦ状態にあるスイッチング素子ＢＬ，ＹＬ等に印加される電圧に大きなリンギングが表れていることが分かる。

図２０を参照する。図２０の上段に示すように、シミュレーション回路１０１はシミュレーション回路１００に対して、スナバ回路ＳＣＲが設けられている。そのため、図２０の中段に示すように周波数特性Ｇ１０１にはオーバーシュートが表れておらず、漏れインダクタンスＬ１００とコンデンサＣ１００との共振が発生していないことが分かる。したがって、図２０の下段に示すように、スイッチング素子ＢＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＯＦＦの期間において、ＯＦＦ状態のスイッチング素子ＡＬ，ＸＬ等に表れるリンギングが図１９に比べて大幅に低下されていることが分かる。また、スイッチング素子ＡＬ＝ＯＮ，ＢＬ＝ＯＦＦの期間において、ＯＦＦ状態のスイッチング素子ＢＬ，ＹＬ等に表れるリンギングが図１９に比べて大幅に低下されていることが分かる。

図２１を参照する。図２１の上段に示すように、シミュレーション回路１０２はスナバ回路ＳＣが設けられている。そのため、図２１の中段に示すように周波数特性Ｇ１０２には周波数の全域においてオーバーシュートが表れておらず、漏れインダクタンスＬ１００とコンデンサＣ１００との共振が発生していないことが分かる。したがって、図２１の下段に示すように、スイッチング素子ＢＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＯＦＦの期間において、ＯＦＦ状態のスイッチング素子ＡＬ，ＸＬ等に表れるリンギングが図１９に比べて大幅に低下されていることが分かる。また、スイッチング素子ＡＬ＝ＯＮ，ＢＬ＝ＯＦＦの期間において、ＯＦＦ状態のスイッチング素子ＢＬ，ＹＬ等に表れるリンギングが図１９に比べて大幅に低下されていることが分かる。但し、図２０及び図２１においても、トランス電圧の反転時の波形に多少のリンギングが重畳されている。これは、トランス電圧が反転する際に漏れインダクタンスＬ１００とコンデンサＣ２００とが共振するからである。

そのため、図２０，図２１を比較すると、スナバ回路ＳＣＲの方がスナバ回路ＳＣよりもリンギングの抑制効果が高いことが分かる。

図２２は、電力変換システム１のインピーダンス特性を示すグラフである。上段は漏れインダクタンスＬ１００のインピーダンス特性Ｇ１１を示し、中段はスナバ回路ＳＣＲのインピーダンス特性Ｇ１２を示し、下段は漏れインダクタンスＬ１００にスナバ回路ＳＣＲを並列接続させたときのインピーダンス特性Ｇ１３を示している。なお、図２２の各グラフは両対数グラフであり、縦軸はインピーダンス（Ｚ）、横軸は角周波数（ω）を示している。

インピーダンス特性Ｇ１１は、漏れインダクタンスＬ１００の影響により、角周波数が増大するにつれて、インピーダンスが一定の傾きで増大していることが分かる。インピーダンス特性Ｇ１２は、コンデンサＣ２００の値をＣ、抵抗Ｒ２００の値をＲとすると、ω＜１／ＣＲの領域では、コンデンサＣ２００の影響により、角周波数が増大するにつれてインピーダンスが一定の傾きで減少し、ω＞１／ＣＲの領域では、抵抗Ｒ２００の影響により、周波数が増大するにつれてインピーダンスが一定の値を維持していることが分かる。

インピーダンス特性Ｇ１３は、漏れインダクタンスＬ１００の値をＬ、コンデンサＣ２００の値をＣとすると、ω＜１√（ＬＣ）の領域ではインピーダンス特性Ｇ１１，Ｇ１２のうちインピーダンスの低い方のインピーダンス特性Ｇ１１と同じ特性を持ち、ω＞１√（ＬＣ）の領域ではインピーダンス特性Ｇ１１，Ｇ１２のうちインピーダンスの低い方のインピーダンス特性Ｇ１２と同じ特性を持っている。

したがって、リンギングの角周波数をωｒとすると、１／ＣＲ＜ωｒとなるように、スナバ回路ＳＣＲを設計することで、スナバ回路ＳＣＲはリンギング電流を積極的に吸収することができ、リンギングを抑制できる。ここで、漏れインダクタンスＬ１００の値をＬ、コンデンサＣ１００の値をＣｐとすると、ωｒ＝１／√（ＬＣｐ）である。また、キャリア周波数ωＣＡを１／ＣＲに対して低周波側に設定することで、スナバ回路ＳＣＲのインピーダンス特性Ｇ１２はキャリア周波数に対して高インピーダンスになるので、スナバ回路ＳＣＲはキャリア周波数付近の電流を吸収しない。これにより、スナバ回路ＳＣＲは電力ロスを抑制できる。なお、キャリア周波数とは、ＰＷＭ制御に用いられるキャリア信号の周波数であり、例えば２０ｋＨｚが採用できる。

＜タイミングチャート＞
＜インバータモード＞
次に、インバータモードにおける電力変換システム１のタイミングチャートについて説明する。図２３はインバータモードにおける電力変換システム１のタイミングチャートを示す図である。図２３において、（１）はスイッチング素子ＢＬ，ＡＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。（２）はスイッチング素子ＵＨ，ＵＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。（３）はスイッチング素子ＷＨ，ＷＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。（４）は電圧ＶＴ１と電流＝（ＩＬ１−ＩＬ２）とを示す。（５）は電圧「Ｐ３−Ｎ３を示す。（６）は電流ＩＬと、電圧Ｖｏｕｔとを示す。

（７）は（１）と同じである。（８）は電圧ＶＴ１と電流ＩＬ１とを示す。（９）は電圧ＶＴ３と電流ＩＬ３とを示す。（１０）は電圧ＶＴ２と電流ＩＬ２とを示す。（１１）は電圧ＶＴ４と電流ＩＬ４とを示す。（１２）はトランス５３の励磁電流を示す。励磁電流は（ＩＬ１−ＩＬ２）−（ＩＬ３−ＩＬ４）である。

なお、図２３において、スイッチング素子ＹＬの動作は、スイッチング素子ＢＬと同じであり、スイッチング素子ＸＬの動作は、スイッチング素子ＡＬと同じであるため、説明を省く。また、図２の例では、スイッチング素子ＢＬ＝ＯＮに応答して、循環期間が先に開始されていたが、図２３の例では、スイッチング素子ＢＬ＝ＯＮに応答して、供給期間が先に開始されている。

＜供給期間ＴＡ１＞
（１）、（７）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ＝ＹＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＦＦにする。このとき、（２）、（３）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を供給モードにする。

したがって、（６）を参照し、電流ＩＬが直線的に増大している。また、（８）、（９）、（１０）、（１１）を参照し、電流ＩＬ１，ＩＬ３は急激に増大した後、緩やかな傾きで増大し、電流ＩＬ２，ＩＬ４＝０である。また、（５）を参照し、電圧「Ｐ３−Ｎ３」は一定の値を維持している。

＜循環期間ＴＢ１＞
供給期間ＴＡ１に続いて循環期間ＴＢ１が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＦＦの状態で、（２）、（３）を参照し、スイッチング素子ＵＬ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＨ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を循環モードにする。

したがって、（６）を参照し、電流ＩＬが直線的に減少している。また、（８）、（９）、（１０）、（１１）を参照し、電流ＩＬ１，ＩＬ３は急激に減少した後、ほぼ０で推移する。詳細には、電流ＩＬ３は０であるが、電流ＩＬ１は励磁電流が流れる。電流ＩＬ２，ＩＬ４＝０である。また、（５）を参照し、電圧「Ｐ３−Ｎ３」は一定の値を維持している。

＜反転期間ＴＣ１＞
循環期間ＴＢ１に続いて反転期間ＴＣ１が開始される。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、（１）、（７）を参照し、スイッチング素子ＢＬ＝ＡＬ＝ＹＬ＝ＸＬ＝ＯＦＦにする。

したがって、（８）、（９）を参照し、電圧ＶＴ１，ＶＴ３は正から負の極性に反転し、（１０）、（１１）を参照し、電圧ＶＴ２，ＶＴ４は負から正の極性に反転する。また、（５）を参照し、電圧「Ｐ３−Ｎ３」は一定の値を維持している。

＜供給期間ＴＡ２＞
反転期間ＴＣ１に続いて供給期間ＴＡ２が開始される。（１）、（７）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ＝ＹＬ＝ＯＦＦ，ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＮにする。このとき、（２）、（３）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を供給モードにする。

したがって、（６）を参照し、電流ＩＬが直線的に増大している。また、（８）、（９）、（１０）、（１１）を参照し、電流ＩＬ１，ＩＬ３＝０であり、電流ＩＬ２，ＩＬ４は急激に増大した後、緩やかな傾きで増大している。また、（５）を参照し、電圧「Ｐ３−Ｎ３」は一定の値を維持している。

＜循環期間ＴＢ２＞
供給期間ＴＡ２に続いて循環期間ＴＢ２が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ＝ＹＬ＝ＯＦＦ，ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＮの状態で、（２）、（３）を参照し、スイッチング素子ＵＨ＝ＷＨ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＷＬ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を循環モードにする。

したがって、（６）を参照し、電流ＩＬが直線的に減少している。また、（８）、（９）、（１０）、（１１）を参照し、電流ＩＬ１，ＩＬ３はほぼ０を維持する。電流ＩＬ２，ＩＬ４は急激に減少した後、ほぼ０で推移する。詳細には、電流ＩＬ４は０であるが、電流ＩＬ２は励磁電流のみ流れる。また、（５）を参照し、電圧「Ｐ３−Ｎ３」は一定の値を維持している。

＜反転期間ＴＣ２＞
循環期間ＴＢ２に続いて反転期間ＴＣ２が開始される。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、（１）、（７）を参照し、スイッチング素子ＢＬ＝ＡＬ＝ＹＬ＝ＸＬ＝ＯＦＦにする。

したがって、（８）、（９）を参照し、電圧ＶＴ１，ＶＴ３は負から正の極性で反転し、（１０）、（１１）を参照し、電圧ＶＴ２，ＶＴ４は正から負の極性に反転する。また、（５）を参照し、電圧「Ｐ３−Ｎ３」は一定の値を維持している。

このように、電力変換システム１は、供給期間ＴＡ１、循環期間ＴＢ１、反転期間ＴＣ１、供給期間ＴＡ２、循環期間ＴＢ２、及び反転期間ＴＣ２をサイクリックに繰り返し、インバータモードを実行する。また、電力変換システム１は、ＰＷＭ制御により、一周期内における供給期間ＴＡ１及び供給期間ＴＡ２の割合を変化させることで、所望の電圧Ｖｏｕｔを生成する。

また、全期間において電圧「Ｐ３−Ｎ３」は一定の値を維持しており、極性が反転していないことが分かる。

図２４は、図２３において反転期間ＴＣ１，ＴＣ２を拡大して示したタイミングチャートである。図２４において、（１）〜（６）は図２３の（１）〜（６）の反転期間ＴＣ２を拡大した図であり、（７）〜（８）は図２３の（１）〜（６）の反転期間ＴＣ１を拡大した図である。

（１）を参照し、反転期間ＴＣ２において、スイッチング素子ＡＬ＝ＯＦＦからスイッチング素子ＢＬ＝ＯＮまでデッドタイムＴｄが設けられていることが分かる。デッドタイムＴｄは、例えば２μｓである。また、（２）を参照し、スイッチング素子ＢＬ＝ＯＮからスイッチング素子ＷＨ＝ＯＦＦまでデッドタイムＴａが設けられていることが分かる。デッドタイムＴａは、例えば０．５μｓである。また、（３）を参照し、スイッチング素子ＷＨ＝ＯＦＦからスイッチング素子ＷＬ＝ＯＮまでデッドタイムＴｂが設けられていることが分かる。デッドタイムＴｂは、例えば０．５μｓである。これにより、スイッチング素子の保護が図られている。

（４）を参照し、電圧ＶＴ１はデッドタイムＴｄにおいて正から負の極性に反転していることが分かる。

（５）を参照し、全期間に亘って電圧「Ｐ３−Ｎ３」は一定の値を維持していることが分かる。

（７）を参照し、反転期間ＴＣ１において、スイッチング素子ＢＬ＝ＯＦＦからスイッチング素子ＡＬ＝ＯＮまでデッドタイムＴｄが設けられていることが分かる。また、（８）を参照し、スイッチング素子ＡＬ＝ＯＮからスイッチング素子ＵＬ＝ＯＦＦまでデッドタイムＴａが設けられていることが分かる。また、（８）を参照し、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＦＦからスイッチング素子ＵＨ＝ＯＮまでデッドタイムＴｂが設けられていることが分かる。（１０）を参照し、電圧ＶＴ１はデッドタイムＴｄにおいて正から負の極性に反転していることが分かる。

（１１）を参照し、全期間に亘って電圧「Ｐ３−Ｎ３」は一定の値を維持していることが分かる。

＜コンバータモード＞
次に、コンバータモードにおける電力変換システム１のタイミングチャートについて説明する。図２５はコンバータモードにおける電力変換システム１のタイミングチャートを示す図である。図２５において（１）〜（１２）は図２３の（１）〜（１２）と同じ波形を示す。

＜回生期間ＴＤ１＞
（１）、（７）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ＝ＹＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＦＦにする。このとき、（２）、（３）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を回生モードにする。ここでは、電流ＩＬは図１の矢印とは逆方向を正としている。

したがって、（６）を参照し、電流ＩＬが直線的に減少している。また、（８）、（９）、（１０）、（１１）を参照し、電流ＩＬ１，ＩＬ３は急激に減少した後、緩やかな傾きで増大し、電流ＩＬ２，ＩＬ４＝０である。なお、また、（５）を参照し、電圧「Ｐ３−Ｎ３」は一定の値を維持している。

＜循環期間ＴＥ１＞
回生期間ＴＤ１に続いて循環期間ＴＥ１が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ＝ＹＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＦＦの状態で、（２）、（３）を参照し、スイッチング素子ＵＬ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＨ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を循環モードにする。

したがって、（６）を参照し、電流ＩＬが直線的に増大している。また、（８）、（９）、（１０）、（１１）を参照し、電流ＩＬ１，ＩＬ３は急激に増大した後、ほぼ０で推移する。詳細には、電流ＩＬ３＝０、電流ＩＬ１は励磁電流のみ流れる。また、電流ＩＬ２，ＩＬ４＝０である。また、（５）を参照し、電圧「Ｐ３−Ｎ３」は一定の値を維持している。

＜反転期間ＴＦ１＞
循環期間ＴＥ１に続いて反転期間ＴＦ１が開始される。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、（１）、（７）を参照し、スイッチング素子ＢＬ＝ＡＬ＝ＹＬ＝ＸＬ＝ＯＦＦにする。

＜回生期間ＴＤ２＞
反転期間ＴＦ１に続いて回生期間ＴＤ２が開始される。（１）、（７）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ＝ＹＬ＝ＯＦＦ，ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＮにする。このとき、（２）、（３）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を回生モードにする。

したがって、（６）を参照し、電流ＩＬが直線的に減少している。また、（８）、（９）、（１０）、（１１）を参照し、電流ＩＬ１，ＩＬ３＝０であり、電流ＩＬ２，ＩＬ４は急激に減少した後、緩やかな傾きで増大している。また、（５）を参照し、電圧「Ｐ３−Ｎ３」は一定の値を維持している。

＜循環期間ＴＥ２＞
回生期間ＴＤ２に続いて循環期間ＴＥ２が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ＝ＹＬ＝ＯＦＦ，ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＮの状態で、（２）、（３）を参照し、スイッチング素子ＵＬ＝ＷＬ＝ＯＦＦ，ＵＨ＝ＷＨ＝ＯＮにし、コンバータ部７を循環モードにする。

したがって、（６）を参照し、電流ＩＬが直線的に増大している。また、（８）、（９）、（１０）、（１１）を参照し、電流ＩＬ１，ＩＬ３＝０であり、電流ＩＬ２，ＩＬ４は急激に増大した後、ほぼ０で推移している。詳細には、電流ＩＬ４＝０で推移し、電流ＩＬ２は励磁電流のみ流れる。また、（５）を参照し、電圧「Ｐ３−Ｎ３」は一定の値を維持している。

＜反転期間ＴＦ２＞
循環期間ＴＥ２に続いて反転期間ＴＦ２が開始される。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、（１）、（７）を参照し、スイッチング素子ＢＬ＝ＡＬ＝ＹＬ＝ＸＬ＝ＯＦＦにする。

したがって、（８）、（９）を参照し、電圧ＶＴ１，ＶＴ３は負から正の極性に反転し、（１０）、（１１）を参照し、電圧ＶＴ２，ＶＴ４は正から負の極性に反転する。また、（５）を参照し、電圧「Ｐ３−Ｎ３」は一定の値を維持している。

このように、電力変換システム１は、回生期間ＴＤ１、循環期間ＴＥ１、反転期間ＴＦ１、回生期間ＴＤ２、循環期間ＴＥ２、及び反転期間ＴＦ２をサイクリックに繰り返し、コンバータモードを実行する。また、電力変換システム１は、ＰＷＭ制御により、一周期内における回生期間ＴＤ１及び回生期間ＴＤ２の割合を変化させることで、所望の電圧Ｖｏｕｔを直流電源１７に回生させる。

図２６は、図２５において反転期間ＴＦ１，ＴＦ２を拡大して示したタイミングチャートである。図２６において（１）〜（１２）は図２４の（１）〜（１２）と同じ波形を示している。

図２６を参照し、コンバータモードにおいても、図２５と同様、デッドタイムＴｄ，Ｔａ，Ｔｂが設けられている。

以上、電力変換システム１は、コイルＬ１，Ｌ２のそれぞれに正及び負の電圧が交互に印加されるようにコンバータ部５１を制御するが、電圧「Ｐ３−Ｎ３」が正となるようにコンバータ部５２を制御する。そのため、コンバータ部７には、極性が一定の電圧が入力される。その結果、コンバータ部７は、通常のフルブリッジ型の回路で構成でき、通常の制御を適用できる。

また、電力変換システム１は、第２期間（循環期間及び反転期間）では、トランス５３の等価回路上、コンバータ部７はコンデンサ４（図１）とトランス５３の漏れインダクタンスとで直結される状態となる。

電力変換システム１では、この第２期間のみで一次側と二次側とで電力の伝達を行うため、電力の伝達を行うタイミングでは常にコンデンサ４とコンバータ部７とが直結されることになる。

そのため、端子Ｐ３及び端子Ｎ３間に、平滑用のコンデンサは不要となり、回路規模を小さくできる。

また、リンギング対策として、スナバ回路６０を設ける際に、小さな容量のコンデンサで対応することが可能である。

また、電力変換システム１は、コンバータ部７が還流モードに設定されている期間において、コイルＬ１，Ｌ２の極性を反転させる反転期間を設けている。そのため、電力変換システム１は、コンバータモード及びインバータモードのいずれのモードで駆動している場合であっても、負荷電流によらず、励磁電流と共振用のコンデンサＣＡ，ＣＢとの共振動作により反転動作を行うことができる。その結果、電力変換システム１は、コイルＬ１，Ｌ２にかかる電圧の極性の反転を安定的に行うことができる。

（実施の形態２）
図２７は、実施の形態２に係る電力変換システム１Ａの回路図である。実施の形態２の電力変換システム１Ａは、コンバータ部５１及び一次巻線５３１をフルブリッジ型（ＦＢ型）の回路で構成し、コンバータ部５２及び二次巻線５３２をフルブリッジ型（ＦＢ型）の回路で構成したことを特徴とする（ＦＢ−ＦＢ型）。コンバータ部５１は、フルブリッジ接続された４つのスイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬを備える。

スイッチング素子ＡＨはドレインが端子Ｐ２に接続され、ソースが端子Ｔ２に接続されている。スイッチング素子ＡＬは、ドレインが端子Ｔ２に接続され、ソースが端子Ｎ２に接続されている。スイッチング素子ＢＨはドレインが端子Ｐ２に接続され、ソースが端子Ｔ１に接続されている。スイッチング素子ＢＬはドレインが端子Ｔ１に接続され、ソースが端子Ｎ２に接続されている。

スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬには、それぞれ、アノードがソース、カソードがドレインに接続されるダイオードＤＡＨ，ＤＡＬ，ＤＢＨ，ＤＢＬが接続されている。

更に、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬには、それぞれ、ドレイン、ソース間にコンデンサＣＡＨ，ＣＡＬ，ＣＢＨ，ＣＢＬが接続されている。コンデンサＣＡＨ，ＣＡＬ，ＣＢＨ，ＣＢＬは、図１４で示すコンデンサＣ１４と同じ機能を持ち、コイルＬ１１とで共振することで、コンバータ部５１をソフトスイッチングさせる。なお、コンデンサＣＡＨ，ＣＢＨと、コンデンサＣＡＬ，ＣＢＬとは、それぞれ、端子Ｔ１，Ｔ２間に接続されてもよい。また、コンデンサＣＡＬ，ＣＢＬのみ設けられてもよいし、コンデンサＣＡＨ，ＣＢＨのみ設けられてもよい。

実施の形態２では、一次巻線５３１は、センタータップを備えていないので、コイルＬ１１のみで構成されている。また、二次巻線５３２も、センタータップを備えていないので、コイルＬ１２のみで構成されている。一次巻線５３１，５３２は、端子Ｔ２，Ｔ３が同じ極性になるように磁気結合されている。

コンバータ部５２は、フルブリッジ接続された４つのスイッチング素子ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬを備える。

スイッチング素子ＸＨはドレインが端子Ｐ３に接続されソースが端子Ｔ３に接続されている。スイッチング素子ＸＬは、ドレインが端子Ｔ３に接続され、ソースが端子Ｎ３に接続されている。スイッチング素子ＹＨはドレインが端子Ｐ３に接続され、ソースが端子Ｔ４に接続されている。スイッチング素子ＹＬはドレインが端子Ｔ４に接続され、ソースが端子Ｎ３に接続されている。

スイッチング素子ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬには、それぞれ、アノードがソース、カソードがドレインに接続されるダイオードＤＸＨ，ＤＸＬ，ＤＹＨ，ＤＹＬが接続されている。

＜タイミングチャート＞
＜インバータモード＞
次に、インバータモードにおける電力変換システム１Ａのタイミングチャートについて説明する。図２８はインバータモードにおける電力変換システム１Ａのタイミングチャートを示す図である。

図２８において、（１）はスイッチング素子ＡＨ，ＡＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。（２）はスイッチング素子ＵＨ，ＵＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。（３）はスイッチング素子ＷＨ，ＷＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。（４）は電圧ＶＴ１と電流ＩＬ１とを示す。（５）は電圧「Ｐ３−Ｎ３」を示す。（６）は電流ＩＬと、電圧Ｖｏｕｔとを示す。

（７）は（１）と同じである。（８）は電圧ＶＴ１と電流ＩＬ１とを示す。（９）は電圧ＶＴ３と電流ＩＬ３とを示す。（１０）は励磁電流＝（ＩＬ１−ＩＬ３）を示す。なお、図２８において、スイッチング素子ＢＬ，ＸＨ，ＹＬの動作は、スイッチング素子ＡＨと同じであり、スイッチング素子ＢＨ，ＸＬ，ＹＨの動作は、スイッチング素子ＡＬと同じであるため、図示を省略している。

＜供給期間ＴＡ１＞
（１）、（７）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ＝ＢＬ＝ＸＨ＝ＹＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＢＨ＝ＸＬ＝ＹＨ＝ＯＦＦにする。このとき、（２）、（３）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を供給モードにする。

＜循環期間ＴＢ１＞
供給期間ＴＡ１に続いて循環期間ＴＢ１が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ＝ＢＬ＝ＸＨ＝ＹＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＢＨ＝ＸＬ＝ＹＨ＝ＯＦＦの状態で、（２）、（３）を参照し、スイッチング素子ＵＬ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＨ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を循環モードにする。

＜反転期間ＴＣ１＞
循環期間ＴＢ１に続いて反転期間ＴＣ１が開始される。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、（１）、（７）を参照し、スイッチング素子ＡＨ＝ＡＬ＝ＢＨ＝ＢＬ＝ＸＨ＝ＸＬ＝ＷＨ＝ＷＬ＝ＯＦＦにする。

＜供給期間ＴＡ２＞
反転期間ＴＣ１に続いて供給期間ＴＡ２が開始される。（１）、（７）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ＝ＢＬ＝ＸＨ＝ＹＨ＝ＯＦＦ，ＡＬ＝ＢＨ＝ＸＬ＝ＹＬ＝ＯＮにする。このとき、（２）、（３）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を供給モードにする。

＜循環期間ＴＢ２＞
供給期間ＴＡ２に続いて循環期間ＴＢ２が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ＝ＢＨ＝ＸＬ＝ＹＨ＝ＯＮ，ＡＨ＝ＢＬ＝ＸＨ＝ＹＬ＝ＯＦＦの状態で、（２）、（３）を参照し、スイッチング素子ＵＨ＝ＷＨ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＷＬ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を循環モードにする。

＜反転期間ＴＣ２＞
循環期間ＴＢ２に続いて反転期間ＴＣ２が開始される。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、（１）、（７）を参照し、スイッチング素子ＡＨ＝ＡＬ＝ＢＨ＝ＢＬ＝ＸＨ＝ＸＬ＝ＹＨ＝ＹＬ＝ＯＦＦにする。

図２９は、図２８において反転期間ＴＣ１，ＴＣ２を拡大して示したタイミングチャートである。図２９の詳細は図２４と同じなので説明は省く。

このように、電力変換システム１Ａは、供給期間ＴＡ１、循環期間ＴＢ１、反転期間ＴＣ１、供給期間ＴＡ２、循環期間ＴＢ２、及び反転期間ＴＣ２をサイクリックに繰り返し、インバータモードを実行する。また、電力変換システム１Ａは、ＰＷＭ制御により、一周期内における供給期間ＴＡ１および供給期間ＴＡ２の割合を変化させることで、所望の電圧Ｖｏｕｔを生成する。

＜コンバータモード＞
次に、コンバータモードにおける電力変換システム１Ａのタイミングチャートについて説明する。図３０はコンバータモードにおける電力変換システム１Ａのタイミングチャートを示す図である。図３０において（１）〜（１０）は図２９の（１）〜（１０）と同じ波形を示す。ここでは、電流ＩＬは、図２７で示す矢印とは逆向きを正としている。

＜回生期間ＴＤ１＞
（１）、（７）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ＝ＢＬ＝ＸＨ＝ＹＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＢＨ＝ＸＬ＝ＹＨ＝ＯＦＦにする。このとき、（２）、（３）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を回生モードにする。

＜循環期間ＴＥ１＞
回生期間ＴＤ１に続いて循環期間ＴＥ１が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ＝ＢＬ＝ＸＨ＝ＹＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＢＨ＝ＸＬ＝ＹＨ＝ＯＦＦの状態で、（２）、（３）を参照し、スイッチング素子ＵＬ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＨ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を循環モードにする。

＜反転期間ＴＦ１＞
循環期間ＴＥ１に続いて反転期間ＴＦ１が開始される。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、（１）、（７）を参照し、スイッチング素子ＡＨ＝ＡＬ＝ＢＨ＝ＢＬ＝ＸＨ＝ＸＬ＝ＹＨ＝ＹＬ＝ＯＦＦにする。

＜回生期間ＴＤ２＞
反転期間ＴＦ１に続いて回生期間ＴＤ２が開始される。（１）、（７）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ＝ＢＨ＝ＸＬ＝ＹＨ＝ＯＮ，ＡＨ＝ＢＬ＝ＸＨ＝ＹＬ＝ＯＦＦにする。このとき、（２）、（３）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を回生モードにする。

＜循環期間ＴＥ２＞
回生期間ＴＤ２に続いて循環期間ＴＥ２が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ＝ＢＨ＝ＸＬ＝ＹＨ＝ＯＮ，ＡＨ＝ＢＬ＝ＸＨ＝ＹＬ＝ＯＦＦの状態で、（２）、（３）を参照し、スイッチング素子ＵＬ＝ＷＬ＝ＯＦＦ，ＵＨ＝ＷＨ＝ＯＮにし、コンバータ部７を循環モードにする。

＜反転期間ＴＦ２＞
循環期間ＴＥ２に続いて反転期間ＴＦ２が開始される。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、（１）、（７）を参照し、スイッチング素子ＡＨ＝ＡＬ＝ＢＨ＝ＢＬ＝ＸＨ＝ＸＬ＝ＹＨ＝ＹＬ＝ＯＦＦにする。

図３１は、図３０において反転期間ＴＦ１，ＴＦ２を拡大して示したタイミングチャートである。図３０の詳細は図２６と同じなので説明は省く。

このように、電力変換システム１Ａは、回生期間ＴＤ１、循環期間ＴＥ１、反転期間ＴＦ１、回生期間ＴＤ２、循環期間ＴＥ２、及び反転期間ＴＦ２をサイクリックに繰り返し、コンバータモードを実行する。また、電力変換システム１Ａは、ＰＷＭ制御により、一周期内における回生期間ＴＤ１および回生期間ＴＤ２の割合を変化させることで、所望の電圧Ｖｏｕｔを直流電源１７に回生させる。

以上、電力変換システム１Ａは、ＦＢ−ＦＢ型の回路で構成した場合においても電力変換システム１と同じ効果が得られる。

（実施の形態３）
図３２は、実施の形態３に係る電力変換システム１Ｂの回路図である。実施の形態３の電力変換システム１Ｂは、コンバータ部５１及び一次巻線５３１をハーフブリッジ型（ＨＢ型）の回路で構成し、コンバータ部５２及び二次巻線５３２をセンタータップ型（ＣＮＴ型）の回路で構成したことを特徴とする（ＨＢ−ＣＮＴ型）。

コンバータ部５１は、ハーフブリッジ接続された２つのスイッチング素子ＡＨ，ＡＬを備える。スイッチング素子ＡＨはドレインが端子Ｐ２に接続され、ソースが端子Ｔ２に接続されている。スイッチング素子ＡＬは、ドレインが端子Ｔ２に接続され、ソースが端子Ｎ２に接続されている。

スイッチング素子ＡＨ，ＡＬには、それぞれ、アノードがソース、カソードがドレインに接続されるダイオードＤＡＨ，ＤＡＬが接続されている。コンデンサＣ＊１とコンデンサＣ＊２とは、直流電源１７の電圧ＶＥを分圧した直流電圧Ｖｍを生成するためのコンデンサである。コンデンサＣ＊１は端子Ｐ２と端子Ｔ１との間に接続され、コンデンサＣ＊２は端子Ｔ１と端子Ｎ２との間に接続されている。

スイッチング素子ＡＨのドレイン、ソース間にコンデンサＣＡＨが接続され、スイッチング素子ＡＬのドレイン、ソース間にコンデンサＣＡＬが接続される。コンデンサＣＡＨ，ＣＡＬは、図１８で示すコンデンサＣ１４と同じ機能を持ち、コイルＬ１１とで共振することで、コンバータ部５１をソフトスイッチングさせる。なお、コンデンサＣＡＨ，ＣＡＬは、それぞれ、端子Ｔ１と端子Ｔ２との間に接続されてもよい。

実施の形態３では、一次巻線５３１は、センタータップを備えていないので、コイルＬ１１のみで構成されている。コイルＬ１１は端子Ｔ２及び端子Ｔ１間に接続されている。コイルＬ１１，Ｌ３，Ｌ４は、端子Ｔ２、センタータップＣＴ２，端子Ｔ４が同じ極性になるように磁気結合されている。

コンバータ部５２及び二次巻線５３２の構成は図１と同じＣＮＴ型なので説明を省く。

＜タイミングチャート＞
＜インバータモード＞
次に、インバータモードにおける電力変換システム１Ｂのタイミングチャートについて説明する。図３３はインバータモードにおける電力変換システム１Ｂのタイミングチャートを示す図である。

図３３の（１）〜（９）の波形は、（４）で直流電圧Ｖｍが追加されている以外は、図２８の（１）〜（９）の波形と同じである。直流電圧Ｖｍは、端子Ｎ２を基準とする端子Ｔ２の電圧「Ｔ２−Ｎ２」であり、全期間を通じてほぼ一定の値で推移している。図３３の（１０）の波形は、電圧ＶＴ４と電流ＩＬ４との波形である。図３３の（１１）の波形は、ＩＬ１−（ＩＬ３−ＩＬ４）の励磁電流である。

なお、図３３において、スイッチング素子ＹＬの動作は、スイッチング素子ＡＨと同じであり、スイッチング素子ＸＬの動作は、スイッチング素子ＡＬと同じであるため、図示を省略している。

＜供給期間ＴＡ１＞
（１）、（７）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ＝ＹＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＦＦにする。このとき、（２）、（３）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を供給モードにする。

＜循環期間ＴＢ１＞
供給期間ＴＡ１に続いて循環期間ＴＢ１が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ＝ＹＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＦＦの状態で、（２）、（３）を参照し、スイッチング素子ＵＬ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＨ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を循環モードにする。

＜反転期間ＴＣ１＞
循環期間ＴＢ１に続いて反転期間ＴＣ１が開始される。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、（１）、（７）を参照し、スイッチング素子ＡＨ＝ＡＬ＝ＹＬ＝ＸＬ＝ＯＦＦにする。

＜供給期間ＴＡ２＞
反転期間ＴＣ１に続いて供給期間ＴＡ２が開始される。（１）、（７）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＮ，ＡＨ＝ＹＬ＝ＯＦＦにする。このとき、（２）、（３）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を供給モードにする。

＜循環期間ＴＢ２＞
供給期間ＴＡ２に続いて循環期間ＴＢ２が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＮ，ＡＨ＝ＹＬ＝ＯＦＦの状態で、（２）、（３）を参照し、スイッチング素子ＵＨ＝ＷＨ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＷＬ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を循環モードにする。

＜反転期間ＴＣ２＞
循環期間ＴＢ２に続いて反転期間ＴＣ２が開始される。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、（１）、（７）を参照し、スイッチング素子ＡＨ＝ＡＬ＝ＸＬ＝ＹＬ＝ＯＦＦにする。

図３４は、図３３において反転期間ＴＣ１，ＴＣ２を拡大して示したタイミングチャートである。図３４の詳細は図２４と同じなので説明は省く。

このように、電力変換システム１Ｂは、供給期間ＴＡ１、循環期間ＴＢ１、反転期間ＴＣ１、供給期間ＴＡ２、循環期間ＴＢ２、及び反転期間ＴＣ２をサイクリックに繰り返し、インバータモードを実行する。また、電力変換システム１Ｂは、ＰＷＭ制御により、一周期内における供給期間ＴＡ１と供給期間ＴＡ２との割合を変化させることで、所望の電圧Ｖｏｕｔを生成する。

＜コンバータモード＞
次に、コンバータモードにおける電力変換システム１Ｂのタイミングチャートについて説明する。図３５はコンバータモードにおける電力変換システム１Ｂのタイミングチャートを示す図である。図３５の（１）〜（９）の波形は、（４）で直流電圧Ｖｍが追加されている以外は、図３０の（１）〜（９）の波形と同じである。図３５の（１０）の波形は、電圧ＶＴ４と電流ＩＬ４との波形である。図３５の（１１）の波形は、ＩＬ１−（ＩＬ３−ＩＬ４）の励磁電流である。ここでは、電流ＩＬは、図３２の矢印とは逆向きを正としている。

なお、図３５において、スイッチング素子ＹＬの動作は、スイッチング素子ＡＨと同じであり、スイッチング素子ＸＬの動作は、スイッチング素子ＡＬと同じであるため、図示を省略している。

＜回生期間ＴＤ１＞
（１）、（７）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ＝ＹＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＸＬ＝＝ＯＦＦにする。このとき、（２）、（３）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を回生モードにする。

＜循環期間ＴＥ１＞
回生期間ＴＤ１に続いて循環期間ＴＥ１が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ＝ＹＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＦＦの状態で、（２）、（３）を参照し、スイッチング素子ＵＬ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＨ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を循環モードにする。

＜反転期間ＴＦ１＞
循環期間ＴＥ１に続いて反転期間ＴＦ１が開始される。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、（１）、（７）を参照し、スイッチング素子ＡＨ＝ＡＬ＝ＸＬ＝ＹＬ＝ＯＦＦにする。

＜回生期間ＴＤ２＞
反転期間ＴＦ１に続いて回生期間ＴＤ２が開始される。（１）、（７）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ＝ＹＬ＝ＯＮ，ＡＨ＝ＸＬ＝ＯＦＦにする。このとき、（２）、（３）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を回生モードにする。

＜循環期間ＴＥ２＞
回生期間ＴＤ２に続いて循環期間ＴＥ２が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ＝ＹＬ＝ＯＮ，ＡＨ＝ＸＬ＝ＯＦＦの状態で、（２）、（３）を参照し、スイッチング素子ＵＬ＝ＷＬ＝ＯＦＦ，ＵＨ＝ＷＨ＝ＯＮにし、コンバータ部７を循環モードにする。

＜反転期間ＴＦ２＞
循環期間ＴＥ２に続いて反転期間ＴＦ２が開始される。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、（１）、（７）を参照し、スイッチング素子ＡＨ＝ＡＬ＝ＹＬ＝ＸＬ＝ＯＦＦにする。

図３６は、図３５において反転期間ＴＦ１，ＴＦ２を拡大して示したタイミングチャートである。図３６の詳細は図２６と同じなので説明は省く。

このように、電力変換システム１Ｂは、回生期間ＴＤ１、循環期間ＴＥ１、反転期間ＴＦ１、回生期間ＴＤ２、循環期間ＴＥ２、及び反転期間ＴＦ２をサイクリックに繰り返し、コンバータモードを実行する。また、電力変換システム１Ｂは、ＰＷＭ制御により、一周期内における回生期間ＴＤ１と回生期間ＴＤ２との割合を変化させることで、所望の電圧Ｖｏｕｔを直流電源１７に回生させる。

以上、電力変換システム１Ｂは、ＨＢ−ＣＮＴ型の回路で構成した場合においても電力変換システム１と同じ効果が得られる。

（実施の形態４）
図３７は、実施の形態４に係る電力変換システム１Ｃの回路図である。実施の形態４の電力変換システム１Ｃは、コンバータ部５１及び一次巻線５３１をセンタータップ型（ＣＮＴ型）の回路で構成し、コンバータ部５２及び二次巻線５３２をフルブリッジ型（ＦＢ型）の回路で構成しことを特徴とする（ＣＮＴ−ＦＢ型）。

コンバータ部５１及び一次巻線５３１の構成は図１と同じＣＮＴ型なので説明を省く。

コンバータ部５２及び二次巻線５３２の構成は図２７と同じＦＢ型なので説明を省く。

以上、電力変換システム１Ｃは、ＣＮＴ−ＦＢ型の回路で構成した場合においても電力変換システム１と同じ効果が得られる。

（実施の形態５）
図３８は、実施の形態５に係る電力変換システム１Ｄの回路図である。実施の形態５の電力変換システム１Ｄは、コンバータ部５１及び一次巻線５３１をハーフブリッジ型（ＨＢ型）の回路で構成し、コンバータ部５２及び二次巻線５３２をフルブリッジ型（ＦＢ型）の回路で構成しことを特徴とする（ＨＢ−ＦＢ型）。

コンバータ部５１及び一次巻線５３１の構成は図３７と同じＨＢ型なので説明を省く。

以上、電力変換システム１Ｄは、ＨＢ−ＦＢ型の回路で構成した場合においても電力変換システム１と同じ効果が得られる。

（実施の形態６）
図３９は、実施の形態６に係る電力変換システム１Ｅの回路図である。実施の形態６の電力変換システム１Ｅは、コンバータ部５１及び一次巻線５３１をフルブリッジ型（ＦＢ型）の回路で構成し、コンバータ部５２及び二次巻線５３２をセンタータップ型（ＣＮＴ型）の回路で構成したことを特徴とする（ＦＢ−ＣＮＴ型）。

コンバータ部５１及び一次巻線５３１の構成は図２７と同じＦＢ型なので説明を省く。

以上、電力変換システム１Ｅは、ＦＢ−ＣＮＴ型の回路で構成した場合においても電力変換システム１と同じ効果が得られる。

（実施の形態７）
図４０は、実施の形態７に係る電力変換システム１Ｆの回路図である。実施の形態７の電力変換システム１Ｆは、コンバータ部５１及び一次巻線５３１をセンタータップ型（ＣＮＴ型）の回路で構成し、コンバータ部５２及び二次巻線５３２をハーフブリッジ型（ＨＢ型）の回路で構成したことを特徴とする（ＣＮＴ−ＨＢ型）。

コンバータ部５２は、ハーフブリッジ接続された２つのスイッチング素子ＸＨ，ＸＬを備える。スイッチング素子ＸＨはドレインが端子Ｐ３に接続され、ソースが端子Ｔ３に接続されている。スイッチング素子ＸＬは、ドレインが端子Ｔ３に接続され、ソースが端子Ｎ３に接続されている。

スイッチング素子ＸＨ，ＸＬには、それぞれ、アノードがソース、カソードがドレインに接続されるダイオードＤＸＨ，ＤＸＬが接続されている。

端子Ｐ３と端子Ｔ４との間にはコンデンサＣＸＨが接続され、端子Ｔ４と端子Ｎ３との間にはコンデンサＣＸＬが接続されている。コンデンサＣＸＨとコンデンサＣＸＬとは端子Ｐ３及び端子Ｎ３間の電圧を分圧した直流電圧を生成するためのコンデンサである。

実施の形態７では、二次巻線５３２は、センタータップを備えていないので、コイルＬ１２のみで構成されている。コイルＬ１２は端子Ｔ３及び端子Ｔ４間に接続されている。

コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ１２は、それぞれ、センタータップＣＴ１，端子Ｔ２，端子Ｔ３が同じ極性になるように磁気結合されている。

以上、電力変換システム１Ｆは、ＣＮＴ−ＨＢ型の回路で構成した場合においても電力変換システム１と同じ効果が得られる。

（実施の形態８）
図４１は、実施の形態８に係る電力変換システム１Ｇの回路図である。実施の形態８の電力変換システム１Ｇは、コンバータ部５１及び一次巻線５３１をハーフブリッジ型（ＨＢ型）の回路で構成し、コンバータ部５２及び二次巻線５３２をハーフブリッジ型（ＨＢ型）の回路で構成しことを特徴とする（ＨＢ−ＨＢ型）。

コンバータ部５１及び一次巻線５３１の構成は図３２と同じＨＢ型なので説明を省く。

コンバータ部５２及び二次巻線５３２の構成は図４０と同じＨＢ型なので説明を省く。

以上、電力変換システム１Ｇは、ＨＢ−ＨＢ型の回路で構成した場合においても電力変換システム１と同じ効果が得られる。

（実施の形態９）
図４２は、実施の形態９に係る電力変換システム１Ｈの回路図である。実施の形態９の電力変換システム１Ｈは、コンバータ部５１及び一次巻線５３１をフルブリッジ型（ＦＢ型）の回路で構成し、コンバータ部５２及び二次巻線５３２をハーフブリッジ型（ＨＢ型）の回路で構成しことを特徴とする（ＦＢ−ＨＢ型）。

以上、電力変換システム１Ｈは、ＦＢ−ＨＢ型の回路で構成した場合においても電力変換システム１と同じ効果が得られる。

（実施の形態１０）
図４３は、実施の形態１０に係る電力変換システム１Ｉの回路図である。実施の形態１０の電力変換システム１Ｉは、図１に示す電力変換システム１において、コンバータ部７を三相インバータで構成したことを特徴とする。

図４３において、コンバータ部７は、図１に対して更にスイッチング素子ＶＨ，ＶＬが追加されている。スイッチング素子ＶＨは、ドレインが端子Ｐ３に接続されソースが端子Ｖ１に接続されている。スイッチング素子ＶＬは、ドレインが端子Ｖ１に接続されソースが端子Ｎ３に接続されている。

スイッチング素子ＶＨ，ＶＬには、それぞれ、アノードがソース、カソードがドレインに接続されるダイオードＤ５，Ｄ６が接続されている。フィルタ回路９は、コイル９ｕ，９ｖ，９ｗと、コンデンサ９ｕｖ，９ｖｗ，９ｕｗを備えている。

コイル９ｕは端子１５ｕ及び端子Ｕ１間に接続され、コイル９ｖは端子１５ｖ及び端子Ｖ１間に接続され、コイル９ｗは端子１５ｗ及び端子Ｗ１間に接続されている。

コンデンサ９ｕｖは端子１５ｕ及び端子１５ｖ間に接続され、コンデンサ９ｖｗは端子１５ｖ及び端子１５ｗ間に接続され、コンデンサ９ｕｗは端子１５ｕ及び端子１５ｗ間に接続されている。交流負荷２７は、三相の交流電圧で駆動する電気機器である。

＜タイミングチャート＞
次に、インバータモードにおける電力変換システム１Ｉのタイミングチャートについて説明する。図４４は、インバータモードにおける電力変換システム１Ｉのタイミングチャートであり、位相が０度の場合を示している。

図４４において、（Ａ）は電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗの概略波形を示し、縦軸はデューティ比、横軸は位相を示す。電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗは、それぞれ対地電圧を基準とする端子１５ｕ，１５ｖ，１５ｗの電圧であり、いわゆる相電圧である。電圧Ｅｕは位相の基準とされている。電圧Ｅｖは電圧Ｅｕに対して位相が１２０度進み、電圧Ｅｗは電圧Ｅｕに対して位相が１２０度遅れている。

図４４において、（１）はスイッチング素子ＢＬ，ＡＬのＯＮ，ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。スイッチング素子ＹＬ，ＸＬは、実施の形態１と同様、それぞれ、スイッチング素子ＢＬ，ＡＬと同期してＯＮ，ＯＦＦするので図示を省く。（２）は電圧ＶＴ１と、電流＝（ＩＬ１−ＩＬ２）と、電圧「Ｐ３−Ｎ３」とを示す。

（３），（４），（５）は、それぞれ、スイッチング素子ＵＨ，ＶＨ，ＷＨのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。なお、スイッチング素子ＵＬ，ＶＬ，ＷＬはスイッチング素子ＵＨ，ＶＨ，ＷＨに対してＯＮ，ＯＦＦが反転するだけなので、図示を省略する。スイッチング素子ＵＨ，ＶＨ，ＷＨのＯＮ期間は、デューティ比に依存する。スイッチング素子ＵＨ，ＶＨ，ＷＨのＯＮ期間は、反転期間ＴＣ１，ＴＣ２の中間時点を基準に左右対称であり、デューティ比が増大するにつれて長くなる。

（６）は電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗの波形を示す。（７）は電流ＩＬｕ，ＩＬｖ，ＩＬｗの波形を示す。

＜インバータモード＞
＜供給期間ＴＡ１＞
制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ＝ＹＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＶＨ＝ＯＮにする。これにより、スイッチング素子ＵＨ，ＶＨ，ＷＨの全てがＯＦＦでなくなったので、コンバータ部７は供給モードになる。

図４４の例では、（Ａ）に示すように位相が０度であり、電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗのデューティ比はそれぞれ「０．５」、「０．８５」、「０．１５」である。そのため、制御部１３は、スイッチング素子ＶＨ，ＵＨ，ＷＨの順にスイッチング素子をＯＮする。スイッチング素子ＵＨ，ＶＨ，ＷＨのそれぞれのＯＮに応答して、電流ＩＬｕ，ＩＬｖ，ＩＬｗが変化する。

＜循環期間ＴＢ１＞
制御部１３は、スイッチング素子ＷＨ＝ＯＮにする。これにより、スイッチング素子ＵＨ，ＶＨ，ＷＨの全てがＯＮになったので、コンバータ部７は、循環モードになる。

＜反転期間ＴＣ１＞
制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、スイッチング素子ＡＬ＝ＢＬ＝ＸＬ＝ＹＬ＝ＯＦＦにする。これにより、電圧ＶＴ１は正から負の極性に反転する。

＜循環期間ＴＢ３＞
制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＮ，ＢＬ＝ＹＬ＝ＯＦＦにする。これにより、反転期間ＴＣ１が終了する。また、コンバータ部７は、循環モードを継続しているので、循環期間ＴＢ３に戻る。

＜供給期間ＴＡ２＞
制御部１３は、スイッチング素子ＷＨのＯＦＦタイミングが到来したので、スイッチング素子ＷＨをＯＦＦする。これにより、スイッチング素子ＵＨ，ＶＨ，ＷＨの全てがＯＮでなくなったので、コンバータ部７は循環モードではなくなる。

その後、制御部１３は、デューティ比に応じてスイッチング素子ＵＨ，ＶＨを順次ＯＦＦする。スイッチング素子ＵＨ，ＶＨ，ＷＨのＯＦＦに応答して電流ＩＬｕ，ＩＬｖ，ＩＬｗが変化する。

＜循環期間ＴＢ２＞
制御部１３は、スイッチング素子ＶＨ＝ＯＦＦにする。これにより、スイッチング素子ＵＨ，ＶＨ，ＷＨの全てがＯＦＦになったので、コンバータ部７は、循環モードになる。

＜反転期間ＴＣ２＞
制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、スイッチング素子ＡＬ＝ＢＬ＝ＸＬ＝ＹＬ＝ＯＦＦにする。これにより、電圧ＶＴ１は負から正の極性に反転する。

＜循環期間ＴＢ４＞
制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＦＦ，ＢＬ＝ＹＬ＝ＯＮにする。これにより、反転期間ＴＣ２が終了する。また、コンバータ部７は、循環モードを継続しているので、循環期間ＴＢ４に戻る。

このように、電力変換システム１Ｉは、供給期間ＴＡ１、循環期間ＴＢ１、反転期間ＴＣ１、循環期間ＴＢ３、供給期間ＴＡ２、循環期間ＴＢ２、反転期間ＴＣ２、循環期間ＴＢ４をサイクリックに繰り返し、インバータモードを実行する。また、電力変換システム１Ｉは、コンバータ部７が循環モードにあるときに反転期間ＴＣ１，ＴＣ２を設けているので、負荷電流によらず、励磁電流と共振用のコンデンサＣＡ，ＣＢとの共振動作により反転動作が行われ、反転動作を安定的に行うことができる。

＜コンバータモード＞
次に、コンバータモードにおける電力変換システム１Ｉのタイミングチャートについて説明する。図４５は、コンバータモードにおける電力変換システム１Ｉのタイミングチャートであり、位相が０度の場合を示している。図４５において、（Ａ）、（１）〜（７）は、（３）〜（５）において、スイッチング素子ＵＨ，ＶＨ，ＷＨではなく、スイッチング素子ＵＬ，ＶＬ，ＷＬを示している以外は、図４４と同じである。スイッチング素子ＵＬ，ＶＬ，ＷＬのＯＦＦ期間は、デューティ比に依存する。スイッチング素子ＵＬ，ＶＬ，ＷＬのＯＦＦ期間は、反転期間ＴＦ１，ＴＦ２の中間時点を基準に左右対称であり、デューティ比が増大するにつれて長くなる。ここでは、電流ＩＬｕ，ＩＬｖ，ＩＬｗは、図４５の矢印の向きを正としている。

＜回生期間ＴＤ１＞
制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ＝ＹＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＶＬ＝ＯＦＦにする。これにより、スイッチング素子ＵＬ，ＶＬ，ＷＬの全てがＯＮでなくなったので、コンバータ部７は循環モードではなくなる。

図４５の例では、（Ａ）に示すように位相が０度であり、電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗのデューティ比はそれぞれ「０．５」、「０．８５」、「０．１５」である。そのため、制御部１３は、スイッチング素子ＶＬ，ＵＬ，ＷＬの順にスイッチング素子をＯＦＦする。スイッチング素子ＵＬ，ＶＬ，ＷＬのそれぞれのＯＦＦに応答して、電流ＩＬｕ，ＩＬｖ，ＩＬｗが変化する。

＜循環期間ＴＥ１＞
制御部１３は、スイッチング素子ＷＬ＝ＯＦＦにする。これにより、スイッチング素子ＵＬ，ＶＬ，ＷＬの全てがＯＦＦになったので、コンバータ部７は、循環モードになる。

＜反転期間ＴＦ１＞
制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、スイッチング素子ＡＬ＝ＢＬ＝ＸＬ＝ＹＬ＝ＯＦＦにする。これにより、電圧ＶＴ１は正から負の極性に反転する。

＜循環期間ＴＥ３＞
制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＮ，ＢＬ＝ＹＬ＝ＯＦＦにする。これにより、反転期間ＴＦ１が終了する。また、コンバータ部７は、循環モードを継続しているので、循環期間ＴＥ３に戻る。

＜回生期間ＴＤ２＞
制御部１３は、スイッチング素子ＷＬのＯＮのタイミングが到来したので、スイッチング素子ＷＬをＯＮする。これにより、スイッチング素子ＵＬ，ＶＬ，ＷＬの全てがＯＦＦでなくなったので、コンバータ部７は循環モードでなくなる。

その後、制御部１３は、デューティ比に応じてスイッチング素子ＵＬ，ＷＬを順次ＯＮする。スイッチング素子ＵＬ，ＶＬ，ＷＬのＯＦＦに応答して電流ＩＬｕ，ＩＬｖ，ＩＬｗが変化する。

＜循環期間ＴＥ２＞
制御部１３は、スイッチング素子ＶＬ＝ＯＮにする。これにより、スイッチング素子ＵＬ，ＶＬ，ＷＬの全てがＯＮになったので、コンバータ部７は、循環モードになる。

＜反転期間ＴＦ２＞
制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、スイッチング素子ＡＬ＝ＢＬ＝ＸＬ＝ＹＬ＝ＯＦＦにする。これにより、電圧ＶＴ１は負から正の極性に反転する。

＜循環期間ＴＥ４＞
制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＦＦ，ＢＬ＝ＹＬ＝ＯＮにする。これにより、反転期間ＴＦ２が終了する。また、コンバータ部７は、循環モードを継続しているので、循環期間ＴＥ４に戻る。

このように、電力変換システム１Ｉは、回生期間ＴＤ１、循環期間ＴＥ１、反転期間ＴＦ１、循環期間ＴＥ３、回生期間ＴＤ２、循環期間ＴＥ２、反転期間ＴＦ２、循環期間ＴＥ４をサイクリックに繰り返し、コンバータモードを実行する。また、電力変換システム１Ｉは、コンバータ部７が循環モードにあるときに反転期間ＴＦ１，ＴＦ２を設けているので、反転動作を安定的に行うことができる。また、端子Ｐ３及び端子Ｎ３間の電圧をほぼ一定の電圧に保つことができるため、端子Ｐ３及び端子Ｎ３間の電圧を直流電圧と見なすことができ、コンバータ部７に従来のＰＷＭ制御を適用することで、三相インバータ動作も可能となる。

また、電力変換システム１Ｉは、実施の形態１で示したコンバータ部７を単相インバータで構成した場合と同様、電流ＩＬが想定とは異なる極性となったとしても、インバータモードとコンバータモードとを連続に切り替えることができ、ＵＰＳなどの自立運転にも対応ができる。

（実施の形態１１）
実施の形態１１は、実施の形態１〜１０において、スナバ回路６０の構成が異なる。図４６は、実施の形態１と同じスナバ回路６０の回路構成と、電圧「Ｐ３−Ｎ３」の波形図とを示す。図４７は、実施の形態１１の第１態様のスナバ回路６０Ａの回路構成と、電圧「Ｐ３−Ｎ３」及び電圧Ｖｃｌｐ１の波形図とを示す。図４８は、実施の形態１１の第２態様のスナバ回路６０Ｂの回路構成と、電圧「Ｐ３−Ｎ３」及び電圧Ｖｃｌｐ２の波形図とを示す。図４９は、実施の形態１１の第３態様のスナバ回路６０Ｃの回路構成と、電圧「Ｐ３−Ｎ３」及び電圧Ｖｃｌｐ１，Ｖｃｌｐ２の波形図とを示す。

図４６に示すように、抵抗６１及びコンデンサ６２からなるＣＲスナバ回路でスナバ回路６０を構成した場合、コンデンサ６２を大きくすれば電圧「Ｐ３−Ｎ３」のリンギングを低減できるが、抵抗６１の損失が増加する。図４６の例では、電圧「Ｐ３−Ｎ３」は、定常電圧が３５０Ｖであり、上側のピークが４２８Ｖ、下側のピークが２９３Ｖの範囲でリンギングが発生している。

そこで、実施の形態１１は、コンデンサ、抵抗、及びダイオードを含むＣＲＤスナバ回路を用いてスナバ回路６０Ａ〜６０Ｃを構成する。

図４７に示すスナバ回路６０Ａは、抵抗６１及びコンデンサ６２に加えて、ダイオード６３、コンデンサ６４、及び抵抗６５を含む。ダイオード６３はアノードが端子Ｐ３に接続され、カソードがコンデンサ６４を介して端子Ｎ３に接続されている。抵抗６５はダイオード６３と並列接続されている。

コンデンサ６４は、ダイオード６３及びコンデンサ６４の接続点に、電圧「Ｐ３−Ｎ３」の定常電圧（３５０Ｖ）よりも高い直流電圧（電圧Ｖｃｌｐ１）を生成する。また、コンデンサ６４は、リンギングの発生時に電荷を蓄積することで、リンギングを吸収する。ダイオード６３は電圧Ｖｃｌｐ１をクランプするためのクランプダイオードである。抵抗６５は、電圧Ｖｃｌｐ１を所望の電圧に低下させるための放電抵抗である。

スナバ回路６０Ａは、リンギングにより、端子Ｐ３の電圧が電圧Ｖｃｌｐ１より高くなるとダイオード６３がＯＮし、コンデンサ６４に電流を流し、リンギングを吸収する。これにより、スナバ回路６０Ａは、低損失で電圧「Ｐ３−Ｎ３」の上側のリンギングを抑制できる。図４７の例では、電圧「Ｐ３−Ｎ３」のリンギングは上側のピークが３６８Ｖに抑制されており、スナバ回路６０に対して上側のリンギングが抑制されている。

スナバ回路６０Ｂでは、スナバ回路６０Ａと同様、ダイオード６７、コンデンサ６９、及び抵抗６８を備えているが、ダイオード６７がダイオード６３に対して逆方向に接続されている。すなわち、ダイオード６７は、カソードが端子Ｐ３に接続され、アノードがコンデンサ６９を介して端子Ｎ３に接続されている。

スナバ回路６０Ｂでは、コンデンサ６９は、電圧「Ｐ３−Ｎ３」の定常電圧（３５０Ｖ）よりも低い直流電圧である電圧Ｖｃｌｐ２を生成する。また、コンデンサ６９は、リンギングの発生時に電荷を放電することで、リンギングを吸収する。ダイオード６７は電圧Ｖｃｌｐ２をクランプするクランプダイオードである。抵抗６８は電圧Ｖｃｌｐ２を所望の電圧に低下させるための抵抗である。

スナバ回路６０Ｂは、リンギングにより、端子Ｐ３の電圧が電圧Ｖｃｌｐ２より低くなるとダイオード６７がＯＮし、コンデンサ６９に電流を流し、リンギングを吸収する。

これにより、スナバ回路６０Ｂは、低損失で電圧「Ｐ３−Ｎ３」の下側のリンギングを抑制することができる。図４８の例では、電圧「Ｐ３−Ｎ３」のリンギングは下側のピークが３３２Ｖに抑制されており、スナバ回路６０に比べて下側のリンギングを抑制する効果が高い。

スナバ回路６０Ｃは、スナバ回路６０，６０Ａ，６０Ｂを組み合わせた構成を有する。スナバ回路６０Ｃでは、スナバ回路６０Ａ，６０Ｂを備えているので、電圧「Ｐ３−Ｎ３」のリンギングは、上側のピークが３６８Ｖに抑制され、下側のピークが３３２Ｖに抑制されており、スナバ回路６０に対して上側及び下側ともリンギングの抑制効果が高い。

なお、スナバ回路６０Ａ〜６０Ｃにおいて、抵抗６１，６３，Ｒ３は、それぞれ、例えば、６．４Ω，１８０Ω，３３０Ωが採用されている。また、コンデンサ６２，６４，６９は、それぞれ、例えば、１０ｎＦ，１μＦ，１μＦが採用されている。また、スナバ回路６０Ａ〜６０Ｃにおいて、抵抗６１及びコンデンサ６２は、電圧Ｖｃｐｌ１以下、電圧Ｖｃｐｌ２以上の範囲でのリンギングを除去するように機能する。また、スナバ回路６０Ａ〜６０Ｃにおいて、抵抗６１及びコンデンサ６２は省かれても良い。

以上、実施の形態１１によれば、低損失でありながら、リンギングの抑制効果の高い電力変換システムを提供できる。

（実施の形態１２）
図５０は、実施の形態１２に係る電力変換システム１Ｊの回路図である。電力変換システム１Ｊは、直流電源１７と直流機器２８との間で双方向に電力を変換して伝達する電力変換システムである。

電力変換システム１Ｊは、接続部３（第１外部接続部の一例）、コンデンサ４、トランス回路部５、接続部６、ＤＣＤＣコンバータ７（第３コンバータ部の一例）、及び接続部１５（第２外部接続部の一例）を備えるパワーコンディショナである。接続部３は、端子Ｐ２（第１外部接続端子の一例）と、端子Ｎ２（第２外部接続端子の一例）とを含む。

接続部３は、直流電源１７及び直流機器２８の一方（第１接続対象の一例）が接続される。接続部１５は、直流機器２８及び直流電源１７の他方（第２接続対象の一例）が接続される。すなわち、接続部３に直流電源１７が接続されている場合、接続部１５には直流機器２８が接続され、接続部３に直流機器２８が接続されている場合、接続部１５には直流電源１７が接続される。

トランス回路部５は、コンバータ部５１（第１コンバータ部の一例）、コンバータ部５２（第２コンバータ部の一例）、及びトランス５３を含む。接続部６は、端子Ｐ３（第１接続端子の一例）と、端子Ｎ３（第２接続端子の一例）と、スナバ回路６０とを含む。スナバ回路６０は、抵抗６１及びコンデンサ６２を含む。ＤＣＤＣコンバータ７は、双方向チョッパ回路で構成されている。接続部１５は、端子Ｕ２（第３外部接続端子の一例）と端子Ｗ２（第４外部接続端子の一例）とを含む。端子Ｕ２はコイル７１と接続され、端子Ｗ２は端子Ｎ３と接続されている。

直流電源１７は、例えば、蓄電池、太陽電池、燃料電池などで構成される。直流電源１７は、接続部３に接続される場合、正極が端子Ｐ２と接続され、負極が端子Ｎ２と接続される。以下、接続するとは電気的に接続することを意味する。直流電源１７は、接続部３に接続される場合、直流電源１７の電力は、端子Ｐ２及び端子Ｎ２を介して、トランス回路部５に供給される。

一方、直流電源１７は、接続部１５に接続される場合、正極が端子Ｕ２に接続され、負極が端子Ｗ２に接続される。直流電源１７は、接続部１５に接続される場合、直流電源１７の電力は、端子Ｕ２及び端子Ｗ２を介して、トランス回路部５に供給される。

トランス５３は、高周波トランスであり、互いに磁気的に結合された一次巻線５３１と、二次巻線５３２とを含む。一次巻線５３１はコイルＬ１１を含む。一次巻線５３１は端子Ｔ１（第１巻線端子の一例）と端子Ｔ２（第２巻線端子の一例）とを含む。

二次巻線５３２はコイルＬ１２を含む。二次巻線５３２は端子Ｔ３（第３巻線端子の一例）と端子Ｔ４（第４巻線端子の一例）とを含む。

コイルＬ１１，Ｌ１２は、それぞれ、端子Ｔ２，Ｔ３の極性が同じになるように磁気結合されている。また、コイルＬ１１，Ｌ１２の巻数比は１：１であるとして説明する。但し、これは一例であり、コイルＬ１１，Ｌ１２の巻数比は１：１とは異なる巻数比が採用されてもよい。

コンバータ部５１は、直流電源１７から供給される直流電圧を例えば２０ｋＨｚの矩形波状の高周波の交流電圧に変換し、一次巻線５３１及び二次巻線５３２に供給する高周波インバータである。コンバータ部５１は、４個のスイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬと、４個のダイオードＤＡＨ，ＤＡＬ，ＤＢＨ，ＤＢＬと、４個のコンデンサＣＡＨ，ＣＡＬ，ＣＢＨ，ＣＢＬとを備える。

スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬは、例えば、ｎ型の電界効果トランジスタで構成されている。スイッチング素子ＡＨ（第３スイッチング素子の一例）は、ドレインが端子Ｐ２と接続され、ソースが端子Ｔ２と接続されている。スイッチング素子ＡＬ（第４スイッチング素子の一例）は、ドレインが端子Ｔ２と接続され、ソースが端子Ｎ２と接続されている。スイッチング素子ＢＨ（第１スイッチング素子の一例）は、ドレインが端子Ｐ２と接続され、ソースが端子Ｔ１と接続されている。スイッチング素子ＢＬ（第２スイッチング素子の一例）はドレインが端子Ｔ１と接続され、ソースが端子Ｎ２と接続されている。すなわち、コンバータ部５１は、４個のスイッチング素子がフルブリッジ接続されたフルブリッジ型（ＦＢ型）の回路で構成されている。

ダイオードＤＡＨ，ＤＡＬ，ＤＢＨ，ＤＢＬは、それぞれ、アノードがスイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬのソースに接続され、カソードがスイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬのドレインに接続されている。

ダイオードＤＡＨ，ＤＡＬ，ＤＢＨ，ＤＢＬは、それぞれ、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬのボディダイオードであってもよいし、外付けのダイオードであってもよい。更にこの場合、ダイオードＤＡＨは、スイッチング素子ＡＨがオンされているときにスイッチング素子ＡＨに流れる電流と逆向きの電流が流れるように、エミッタ及びコレクタにわたって接続される。このことは、ダイオードＤＡＬ，ＤＢＨ，ＤＢＬも同じである。

コンデンサＣＡＨ，ＣＡＬ，ＣＢＨ，ＣＢＬは、それぞれ、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬのソース及びドレイン間に接続されている。コンデンサＣＡＨ，ＣＡＬ，ＣＢＨ，ＣＢＬは、一次巻線５３１と共振することで、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬのソフトスイッチングを実現する。なお、コンデンサＣＡＨ，ＣＢＨと、コンデンサＣＡＬ，ＣＢＬとは、それぞれ、端子Ｔ１，Ｔ２間に接続されてもよい。また、コンデンサＣＡＬ，ＣＢＬのみ設けられてもよいし、コンデンサＣＡＨ，ＣＢＨのみ設けられてもよい。

コンバータ部５２は、二次巻線５３２に交互に供給される正及び負の極性を持つ矩形波状の交流電圧を、正の極性を持つ電圧に変換し、端子Ｐ３及び端子Ｎ３間に供給する。コンバータ部５２は、４個のスイッチング素子ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬと、４個のダイオードＤＸＨ，ＤＸＬ，ＤＹＨ，ＤＹＬとを備える。

スイッチング素子ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬは、例えば、ｎ型の電界効果トランジスタで構成されている。スイッチング素子ＸＨ（第５スイッチング素子の一例）は、ドレインが端子Ｐ３と接続され、ソースが端子Ｔ３と接続されている。スイッチング素子ＸＬ（第６スイッチング素子の一例）はドレインが端子Ｔ３と接続され、ソースが端子Ｎ３と接続されている。スイッチング素子ＹＨ（第７スイッチング素子の一例）は、ドレインが端子Ｐ３と接続され、ソースが端子Ｔ４と接続されている。スイッチング素子ＹＬ（第８スイッチング素子の一例）は、ドレインが端子Ｔ４と接続され、ソースが端子Ｎ３と接続されている。すなわち、コンバータ部５２は、４個のスイッチング素子がフルブリッジ接続されたフルブリッジ型（ＦＢ型）の回路で構成されている。

ダイオードＤＸＨ，ＤＸＬ，ＤＹＨ，ＤＹＬは、それぞれ、アノードがスイッチング素子ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬのソースに接続され、カソードがスイッチング素子ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬのドレインに接続されている。

スイッチング素子ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬは、それぞれ、電界効果型トランジスタに代えて、例えばｎｐｎ型の絶縁ゲートバイポーラトランジスタで構成されてもよい。この場合、ダイオードＤＸＨ，ＤＸＬ，ＤＹＨ，ＤＹＬは還流ダイオードとして設けられる。更にこの場合、ダイオードＤＸＨは、スイッチング素子ＸＨがオンされているときにスイッチング素子ＸＨに流れる電流と逆向きの電流が流れるように、エミッタ及びコレクタにわたって接続される。このことは、ダイオードＤＸＬ，ＤＹＨ，ＤＹＬも同じである。

制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＹＬをＯＮしているときにスイッチング素子ＡＬ，ＢＨ，ＸＬ，ＹＨをＯＦＦし、スイッチング素子ＡＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＹＬをＯＦＦしているときにスイッチング素子ＡＬ，ＢＨ，ＸＬ，ＹＨをＯＮする。ここで、制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬを同じデューティ比で制御する。なお、図５１の例では、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬのデューティ比は、実質的に５０％である。実質的に５０％とは、５０％のデューティ比からデッドタイム（スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬが全てＯＦＦする反転期間）を差し引いたデューティ比である。

ＤＣＤＣコンバータ７は、スイッチング素子ＵＨ（第９スイッチング素子の一例）と、スイッチング素子ＵＬ（第１０スイッチング素子の一例）と、２つのダイオードＤ１，Ｄ２と、コイル７１と、コンデンサ７２とを含む。

ＤＣＤＣコンバータ７は、後述の第１伝達モードにおいては、端子Ｐ３及び端子Ｎ３間に供給される正の電圧を、例えば降圧して接続部１５に供給する。また、ＤＣＤＣコンバータ７は、後述の第２伝達モードにおいては、接続部１５から供給される直流電圧を、例えば、昇圧して端子Ｐ３及び端子Ｎ３間に供給する。

コイル７１は、端子Ｕ２及び端子Ｕ１間に接続されている。コンデンサ７２は、端子Ｕ２及び端子Ｗ２間に接続されている。なお、コンデンサ７２は直流機器２８又は直流電源１７が備えていても良い。

スイッチング素子ＵＨ，ＵＬは、それぞれ、ｎ型の電界効果型トランジスタで構成されている。スイッチング素子ＵＨは、ドレインが端子Ｐ３と接続され、ソースが端子Ｕ１と接続されている。スイッチング素子ＵＬはドレインが端子Ｕ１に接続され、ソースが端子Ｎ３に接続されている。

ダイオードＤ１，Ｄ２は、それぞれ、アノードがスイッチング素子ＵＨ，ＵＬのソースに接続され、カソードがスイッチング素子ＵＨ，ＵＬのドレインに接続されている。

スイッチング素子ＵＨ，ＵＬは、それぞれ、電界効果型トランジスタに代えて、例えばｎｐｎ型の絶縁ゲートバイポーラトランジスタで構成されてもよい。この場合、ダイオードＤ１，Ｄ２は還流ダイオードとして設けられる。更にこの場合、ダイオードＤ１は、スイッチング素子ＵＨがオンされているときにスイッチング素子ＵＨに流れる電流と逆向きの電流が流れるように、エミッタ及びコレクタにわたって接続される。このことは、ダイオードＤ２も同じである。

制御部１３は、スイッチング素子ＵＨとスイッチング素子ＵＬとを相補的にＯＮ又はＯＦＦすることによって、直流機器２８が接続部１５に接続される場合、端子Ｕ２，Ｗ２から出力若しくは入力される直流電圧である電圧Ｖｏｕｔと、端子Ｐ２を流れる電流Ｉｂｕｓとの少なくとも一方の大きさを制御する。詳しくは、後で説明する。

直流機器２８は、例えば、直流電力で駆動する電気機器又は直流電源１７を充電する充電器で構成される。直流機器２８は、接続部１５に接続される場合、正極が端子Ｕ２に接続され、負極が端子Ｗ２に接続される。一方、直流機器２８は、接続部３に接続される場合、正極が端子Ｐ２に接続され、負極が端子Ｎ２に接続される。

制御部１３は、例えば、ＣＰＵ、ＦＰＧＡ、又はＡＳＩＣ等で構成され、コンバータ部５１，５２及びＤＣＤＣコンバータ７を制御する。

制御部１３は、一次巻線５３１の電圧の極性が反転する反転期間を含む第１期間において、トランス回路部５及びＤＣＤＣコンバータ７間で電力の伝達が行わないようにＤＣＤＣコンバータ７を制御する。制御部１３は、第１期間とは異なる第２期間において、トランス回路部５からＤＣＤＣコンバータ７に向かう第１方向又は第１方向とは逆の第２方向で電力の伝達が行われるようにＤＣＤＣコンバータ７を制御する。

詳細には、制御部１３は、一次巻線５３１に供給される交流電圧の半周期（単位期間の一例）を構成する第１期間において、反転期間と後述の循環期間とを割り付け、第１期間とは異なる第２期間に後述の第１伝達期間又は第２伝達期間を割り付けるようにコンバータ部５１，５２及びＤＣＤＣコンバータ７を制御する。

より詳細には、制御部１３は、目標とする値を持つ電圧Ｖｏｕｔ又は電流ＩｂｕｓにするためのＤＣＤＣコンバータ７のデューティ比を設定し、設定したデューティ比でスイッチング素子ＵＨ，ＵＬを制御する。

次に、電力変換システム１Ｊの動作を説明する。

電力変換システム１Ｊは、接続部３から接続部１５に直流電力を供給する第１伝達モード（降圧モード）と、接続部１５から接続部３に直流電力を供給する第２伝達モード（昇圧モード）とのいずれかで動作する。

第１伝達モードは、端子Ｕ２及び端子Ｗ２間において、電流が流れる向きと同じ向きに電圧降下が発生するモード、すなわち、電圧Ｖｏｕｔと電流ＩＬとの極性が同じモードである。第２伝達モードは、端子Ｕ２及び端子Ｗ２間において、電流が流れる向きと逆の向きに電圧降下が発生するモード、すなわち、電圧Ｖｏｕｔと電流ＩＬとの極性が異なるモードである。

＜タイミングチャート＞
＜第１伝達モード＞
次に、第１伝達モードにおける電力変換システム１Ｊのタイミングチャートについて説明する。図５１は第１伝達モードにおける電力変換システム１Ｊのタイミングチャートを示す図である。以下の説明では、接続部３に直流電源１７が接続され、接続部１５に直流機器２８が接続されているものとする。

図５１において、（１）はスイッチング素子ＡＬ，ＡＨのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。なお、スイッチング素子ＢＨ，ＸＬ，ＹＨはスイッチング素子ＡＬと同一タイミングでＯＮ、ＯＦＦする。また、スイッチング素子ＢＬ，ＸＨ，ＹＬは、スイッチング素子ＡＨと同一タイミングでＯＮ、ＯＦＦする。

（２）はスイッチング素子ＵＨ，ＵＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。（３）はコイル７１に流れる電流ＩＬと、コイルＬ１２に流れる電流ＩＬ３とを示す。（４）は端子Ｎ３を基準とする端子Ｐ３の電圧「Ｐ３−Ｎ３」と、端子Ｔ４を基準とするコイルＬ１２の電圧ＶＴ３とを示す。（５）は端子Ｗ２を基準とする端子Ｕ２の電圧Ｖｏｕｔを示す。以下、端子Ｎ２を基準とする端子Ｐ２の電圧を電圧ＶＥとして説明する。また、周期Ｔは、一次巻線５３１に供給される交流電圧の１周期を示す。

以下、コンバータ部５１，５２に着目したシーケンスを期間ＳＴ１〜ＳＴ４に示し、ＤＣＤＣコンバータ７に着目したシーケンスをＴＡ１，ＴＢ１，ＴＣ１，ＴＢ３，ＴＡ２，ＴＢ２，ＴＣ２，ＴＢ４の符号を付した期間に示す。

＜期間ＳＴ１＞
制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＹＬ＝ＯＮ、スイッチング素子ＡＬ，ＢＨ，ＸＬ，ＹＨ＝ＯＦＦにする。これにより、電圧ＶＴ１＝ＶＥ，ＶＴ３＝ＶＥとなる。

＜期間ＳＴ２＞
制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＦＦ、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＮにし、電流ＩＬを循環させた状態で、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬ＝ＯＦＦにする。これにより、コイルＬ１１の励磁電流とコンデンサＣＡＨ，ＣＡＬ，ＣＢＨ，ＣＢＬとの共振動作により、電圧ＶＴ１，ＶＴ３の極性が正から負に次第に反転され、ソフトスイッチングが実現される。この極性が反転する期間が反転期間である。

＜期間ＳＴ３＞
制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＹＬ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＡＬ，ＢＨ，ＸＬ，ＹＨ＝ＯＮにする。これにより、電圧ＶＴ１，ＶＴ３＝−ＶＥとなる。

＜期間ＳＴ４＞
期間ＳＴ２と同様、制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬ＝ＯＦＦにし、電圧ＶＴ１，ＶＴ３の極性を反転させる。

以後、コンバータ部５１，５２は、期間ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３、ＳＴ４の動作を繰り返す。これにより、電圧「Ｐ３−Ｎ３」＝ＶＥが維持され、ＤＣＤＣコンバータ７に供給される。

なお、ＤＣＤＣコンバータ７は、トランス５３を介して直流電源１７又は直流機器２８と接続されている。そのため、ＤＣＤＣコンバータ７は、トランス５３の漏れインダクタンスを介して直流電源１７又は直流機器２８と直接的に接続されているとみなすことができる。これにより、ＤＣＤＣコンバータ７のスイッチング時に、電力変換システム１Ｊ内でリンギングが生じる。これを防止するためにスナバ回路６０が設けられているが、電圧「Ｐ３−Ｎ３」の極性が反転すると、スナバ回路６０に流れる電流の向きも反転するので、コンデンサ６２を大容量化することができない。そのため、電圧「Ｐ３−Ｎ３」の極性が反転すると、リンギングを抑制することが困難である。

一方、電力変換システム１Ｊは、電圧「Ｐ３−Ｎ３」の極性が反転しないので、コンデンサ６２の容量を、電圧「Ｐ３−Ｎ３」の極性が反転する場合に比べて大きくすることができる。そのため、電力変換システム１Ｊは、リンギングを抑制できる。

＜第１伝達期間ＴＡ１＞
制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＹＬ＝ＯＮ，ＡＬ，ＢＨ，ＸＬ，ＹＨ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＮ、ＵＬ＝ＯＦＦにする。これにより、電流ＩＬが伝達経路Ｋ１（図５０）を流れる第１伝達期間となる。第１伝達経路Ｋ１は、二次巻線５３２に電流が流れており、接続部３からＤＣＤＣコンバータ７へ電力が伝達されている。その結果、ＤＣＤＣコンバータ７は、第１伝達モードとなる。

このとき、（３）を参照し、電流ＩＬは直線的に増大している。また、（３）を参照し、電流ＩＬ３は急激に減少した後、緩やかな傾きで減少している。

＜循環期間ＴＢ１＞
第１伝達期間ＴＡ１に続いて循環期間ＴＢ１が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＹＬ＝ＯＮ，ＡＬ，ＢＨ，ＸＬ，ＹＨ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＦＦ、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＮにする。これにより、電流ＩＬが循環経路Ｋ２（図５０）を流れる循環期間となる。循環経路Ｋ２は、ＤＣＤＣコンバータ７内で閉ループになっており、接続部３からＤＣＤＣコンバータ７への電力の伝達が遮断されている。その結果、ＤＣＤＣコンバータ７は循環モードになる。

このとき、（３）を参照し、電流ＩＬが直線的に減少している。また、（３）を参照し、電流ＩＬ３は急激に増大した後、０で推移している。

＜反転期間ＴＣ１＞
循環期間ＴＢ１に続いて反転期間ＴＣ１が開始される。反転期間ＴＣ１は上述の期間ＳＴ２と同じである。制御部１３は、ＤＣＤＣコンバータ７を循環モードにした状態で、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬ＝ＯＦＦにする。

＜循環期間ＴＢ３＞
反転期間ＴＣ１に続いて循環期間ＴＢ３が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＦＦ，ＵＬ＝ＯＮの状態で（ＤＣＤＣコンバータ７を循環モードにした状態で）スイッチング素子ＡＬ，ＢＨ，ＸＬ，ＹＨ＝ＯＮにする。循環期間ＴＢ１、反転期間ＴＣ１、及び循環期間ＴＢ３にわたって、ＤＣＤＣコンバータ７は循環モードを継続し、接続部３からＤＣＤＣコンバータ７への電力の伝達が遮断されている。

＜第１伝達期間ＴＡ２＞
循環期間ＴＢ３に続いて第１伝達期間ＴＡ２が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＨ，ＸＬ，ＹＨ＝ＯＮ，ＡＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＹＬ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＯＦＦにする。これにより、ＤＣＤＣコンバータ７は第１伝達モードになる。

このとき、（３）を参照し、電流ＩＬは直線的に増大している。また、（３）を参照し、電流ＩＬ３は急激に増大した後、緩やかな傾きで増大している。

＜循環期間ＴＢ２＞
第１伝達期間ＴＡ２に続いて循環期間ＴＢ２が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＨ，ＸＬ，ＹＨ＝ＯＮ，ＡＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＹＬ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＮ，ＵＨ＝ＯＦＦにし、ＤＣＤＣコンバータ７を循環モードにする。

このとき、（３）を参照し、電流ＩＬは直線的に減少している。また、（３）を参照し、電流ＩＬ３は急激に減少した後、０で推移している。

＜反転期間ＴＣ２＞
循環期間ＴＢ２に続いて反転期間ＴＣ２が開始される。反転期間ＴＣ２は上述の期間ＳＴ４と同じである。制御部１３は、ＤＣＤＣコンバータ７を循環モードにした状態で、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬ＝ＯＦＦにする。

＜循環期間ＴＢ４＞
反転期間ＴＣ２に続いて循環期間ＴＢ４が開始される。制御部１３は、ＤＣＤＣコンバータ７を循環モードにした状態でスイッチング素子ＡＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＹＬ＝ＯＮにする。循環期間ＴＢ２、反転期間ＴＣ２、及び循環期間ＴＢ４にわたって、ＤＣＤＣコンバータ７は循環モードを継続し、接続部３からＤＣＤＣコンバータ７への電力の伝達が遮断されている。

このように、電力変換システム１Ｊは、第１伝達期間ＴＡ１、循環期間ＴＢ１、反転期間ＴＣ１、循環期間ＴＢ３、第１伝達期間ＴＡ２、循環期間ＴＢ２、反転期間ＴＣ２、及び循環期間ＴＢ４をサイクリックに繰り返し、第１伝達モードを実行する。また、制御部１３は、周期Ｔの半周期を単位周期とし、単位周期における第１伝達期間ＴＡ１，ＴＡ２の割合をＤＣＤＣコンバータ７のデューティ比として設定することで、ＤＣＤＣコンバータ７から所望の値の電圧Ｖｏｕｔを出力する。（５）を参照し、電圧Ｖｏｕｔは約２４９Ｖから約２５１Ｖまでの範囲で若干のリプルが観測されているが、平均すると約２５０Ｖの値を持つことが分かる。したがって、接続部１５には、約２５０Ｖの直流電圧が供給されることになる。制御部１３は、このデューティ比を変更することで電圧Ｖｏｕｔの値を調節する。

＜第２伝達モード＞
図５２は第２伝達モードにおける電力変換システム１Ｊのタイミングチャートを示す図である。以下の説明では、接続部３に直流電源１７が接続され、接続部１５に直流機器２８が接続されているものとする。図５２において、（１）〜（４）は図５１の（１）〜（４）と同じであり、（５）は電圧Ｖｏｕｔを示す。なお、スイッチング素子ＢＨ，ＸＬ，ＹＨはスイッチング素子ＡＬと同一タイミングでＯＮ、ＯＦＦする。また、スイッチング素子ＢＬ，ＸＨ，ＹＬは、スイッチング素子ＡＨと同一タイミングでＯＮ、ＯＦＦする。

以下、コンバータ部５１，５２に着目したシーケンスを期間ＳＴ１〜ＳＴ４に示し、ＤＣＤＣコンバータ７に着目したシーケンスをＴＤ１，ＴＥ１，ＴＦ１，ＴＥ３，ＴＤ２，ＴＥ２，ＴＦ２，ＴＥ４の符号を付した期間に示す。

＜期間ＳＴ１＞〜＜期間ＳＴ４＞
図５２において、＜期間ＳＴ１＞〜＜期間ＳＴ４＞のシーケンスは、図５１の＜期間ＳＴ１＞〜＜期間ＳＴ４＞と同じなので、説明を省く。

＜第２伝達期間ＴＤ１＞
制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＹＬ＝ＯＮ，ＡＬ，ＢＨ，ＸＬ，ＹＨ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＮ、ＵＬ＝ＯＦＦにする。これにより、電流ＩＬが伝達経路Ｋ３（図５０）を流れる第２伝達期間となる。伝達経路Ｋ３は、二次巻線５３２に電流が流れており、ＤＣＤＣコンバータ７から接続部３へ電力が伝達されている。その結果、ＤＣＤＣコンバータ７は、第２伝達モードとなる。

このとき、（３）を参照し、電流ＩＬは直線的に増大している。また、（３）を参照し、電流ＩＬ３は急激に増大した後、緩やかな傾きで減少している。

＜循環期間ＴＥ１＞
第２伝達期間ＴＤ１に続いて循環期間ＴＥ１が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＹＬ＝ＯＮ，ＡＬ，ＢＨ，ＸＬ，ＹＨ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＦＦ、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＮにする。これにより、電流ＩＬが循環経路Ｋ４（図５０）を流れる循環期間となる。循環経路Ｋ４は、ＤＣＤＣコンバータ７内で閉ループになっており、ＤＣＤＣコンバータ７から接続部３への電力の伝達が遮断されている。その結果、ＤＣＤＣコンバータ７は循環モードになる。

＜反転期間ＴＦ１＞
循環期間ＴＥ１に続いて反転期間ＴＦ１が開始される。反転期間ＴＦ１は上述の期間ＳＴ２と同じである。制御部１３は、ＤＣＤＣコンバータ７を循環モードにした状態で、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬ＝ＯＦＦにする。

＜循環期間ＴＥ３＞
反転期間ＴＦ１に続いて循環期間ＴＥ３が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＦＦ，ＵＬ＝ＯＮの状態で（ＤＣＤＣコンバータ７を循環モードにした状態で）スイッチング素子ＡＬ，ＢＨ，ＸＬ，ＹＨ＝ＯＮにする。循環期間ＴＥ１、反転期間ＴＦ１、及び循環期間ＴＥ３にわたって、ＤＣＤＣコンバータ７は循環モードを継続し、ＤＣＤＣコンバータ７から接続部３への電力の伝達が遮断されている。

＜第２伝達期間ＴＤ２＞
循環期間ＴＥ３に続いて第２伝達期間ＴＤ２が開始される。（１）、（２）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＨ，ＸＬ，ＹＨ＝ＯＮ，ＡＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＹＬ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＯＦＦにする。これにより、ＤＣＤＣコンバータ７は第２伝達モードになる。

このとき、（３）を参照し、電流ＩＬが直線的に増大している。また、（３）を参照し、電流ＩＬ１は急激に減少した後、緩やかな傾きで増大している。

＜循環期間ＴＥ２＞
第２伝達期間ＴＤ２に続いて循環期間ＴＥ２が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＨ，ＸＬ，ＹＨ＝ＯＮ，ＡＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＹＬ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＮ，ＵＨ＝ＯＦＦにし、ＤＣＤＣコンバータ７を循環モードにする。

このとき、（３）を参照し、電流ＩＬは直線的に減少している。また、（３）を参照し、電流ＩＬ３は急激に増大した後、０で推移している。

＜反転期間ＴＦ２＞
循環期間ＴＥ２に続いて反転期間ＴＦ２が開始される。反転期間ＴＦ２は上述の期間ＳＴ４と同じである。制御部１３は、ＤＣＤＣコンバータ７を循環モードにした状態で、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬ＝ＯＦＦにする。

＜循環期間ＴＥ４＞
反転期間ＴＦ２に続いて循環期間ＴＥ４が開始される。制御部１３は、ＤＣＤＣコンバータ７を循環モードにした状態でスイッチング素子ＡＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＹＬ＝ＯＮにする。循環期間ＴＥ２、反転期間ＴＦ２、及び循環期間ＴＥ４にわたって、ＤＣＤＣコンバータ７は循環モードを継続し、ＤＣＤＣコンバータ７から接続部３への電力の伝達が遮断されている。

このように、電力変換システム１Ｊは、第２伝達期間ＴＤ１、循環期間ＴＥ１、反転期間ＴＦ１、循環期間ＴＥ３、第２伝達期間ＴＤ２、循環期間ＴＥ２、反転期間ＴＦ２、及び循環期間ＴＥ４をサイクリックに繰り返し、第２伝達モードを実行する。また、制御部１３は、周期Ｔの半周期を単位周期とし、単位周期における第２伝達期間ＴＤ１，ＴＤ２の割合をＤＣＤＣコンバータ７のデューティ比として設定することで、接続部３に所望の値の電圧Ｖｂｕｓを出力する。（５）を参照し、電圧Ｖｂｕｓは約２５４．２Ｖから約２５４．６Ｖまでの範囲で若干のリプルが観測されているが、平均すると約２５４Ｖの値を持つことが分かる。したがって、接続部３には、約２５４Ｖの直流電圧が供給されることになる。制御部１３は、このデューティ比を変更することで電圧Ｖｂｕｓの値を調節する。

図５１，図５２の波形図を比較すると、第１伝達モードと第２伝達モードとは、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬを同一のシーケンスで駆動できることが分かる。

例えば、電流ＩＬの極性の誤検出や外乱による電流ＩＬの乱れにより、電流ＩＬが想定する極性とは異なる極性を示すことがある。電力変換システム１Ｊは、第１伝達モード及び第２伝達モードとが同一シーケンスなので、両モードにおいて電流ＩＬは同一経路をたどることになる。その結果、電力変換システム１Ｊは、電流ＩＬが想定する極性と異なる極性を示したとしても、その影響を受けにくくなる。したがって、電力変換システム１Ｊは、電流ＩＬが想定する極性とは異なる極性を示したとしても、第１伝達モードと第２伝達モードとを連続的に切り替えることができる。その結果、ＵＰＳ（無停電電源装置）など自立運転にも適応できる。

以上、電力変換システム１Ｊは、コイルＬ１１，Ｌ１２のそれぞれに正及び負の電圧が交互に印加されるようにコンバータ部５１を制御するが、電圧「Ｐ３−Ｎ３」が正となるようにコンバータ部５２を制御する。そのため、ＤＣＤＣコンバータ７には、極性が一定の電圧が入力される。その結果、ＤＣＤＣコンバータ７は、通常のＤＣＤＣコンバータで構成でき、通常の制御をそのまま適用できる。

また、電力変換システム１Ｊは、第２期間（第１及び第２伝達期間）では、トランス５３の等価回路上、ＤＣＤＣコンバータ７はコンデンサ４（図５０）とトランス５３の漏れインダクタンスで直結される状態となる。

電力変換システム１Ｊでは、この第２期間のみで一次側と二次側とで電力の伝達を行うため、電力の伝達を行うタイミングでは常にコンデンサ４とＤＣＤＣコンバータ７とが直結されることになる。

また、電力変換システム１Ｊは、ＤＣＤＣコンバータ７が循環モードに設定されている期間において、コイルＬ１１，Ｌ１２の極性を反転させる反転期間を設けている。そのため、電力変換システム１Ｊは、第２伝達モード及び第１伝達モードのいずれのモードで駆動している場合であっても、負荷電流によらず、励磁電流と共振用のコンデンサＣＡＨ，ＣＡＬ，ＣＢＨ，ＣＢＬとの共振動作により反転動作を行うことができる。その結果、電力変換システム１Ｊは、コイルＬ１１，Ｌ１２にかかる電圧の極性の反転を安定的に行うことができる。

実施の形態１２では、コンバータ部５１，５２が共にフルブリッジ型（ＦＢ型）である場合を例として説明したが、コンバータ部５１，５２は、それぞれ、センタータップ型（ＣＮＴ型）であってもよいし、ハーフブリッジ型（ＨＢ型）であってもよい。すなわち、トランス回路部５は、これらの組み合わせにより構成されていればよい。

また、スナバ回路６０の代わりに、図４７〜図４９に示すスナバ回路６０Ａ〜６０Ｃを適用してもよい。

（実施の形態１３）
図５３は、実施の形態１３に係る電力変換システム１Ｋの回路図である。電力変換システム１Ｋは、接続部３（第１外部接続部の一例）から接続部１５（第２外部接続部の一例）に向かう第１単方向に電力を変換して伝達する電力変換システムである。

電力変換システム１Ｋは、接続部３、コンデンサ４、トランス回路部５、接続部６、コンバータ部７、及び接続部１５を備えるパワーコンディショナである。接続部３は、端子Ｐ２（第１外部接続端子の一例）と、端子Ｎ２（第２外部接続端子の一例）とを含む。

トランス回路部５は、コンバータ部５１（第１コンバータ部の一例）、コンバータ部５２（第２コンバータ部の一例）、及びトランス５３を含む。接続部６は、端子Ｐ３（第１接続端子の一例）と、端子Ｎ３（第２接続端子の一例）と、スナバ回路６０とを含む。スナバ回路６０は、抵抗６１及びコンデンサ６２を含む。コンバータ部７（第３コンバータ部の一例）は、第１単方向に電力を伝達するチョッパ回路で構成されている。接続部１５は、端子Ｕ２（第３外部接続端子の一例）と端子Ｗ２（第４外部接続端子の一例）とを含む。端子Ｕ２はコイル７１と接続され、端子Ｗ２は端子Ｎ３と接続されている。

直流電源１７（第１接続対象の一例）は、例えば、蓄電池、太陽電池、燃料電池などで構成される。直流電源１７の正極は端子Ｐ２と接続され、直流電源１７の負極は端子Ｎ２と接続される。以下、接続するとは電気的に接続することを意味する。直流電源１７の電力は、端子Ｐ２及び端子Ｎ２を介して、トランス回路部５に供給される。

コンバータ部５２は、二次巻線５３２に交互に供給される正及び負の極性を持つ矩形波状の交流電圧を、正の極性を持つ電圧に変換し、端子Ｐ３及び端子Ｎ３間に供給する。コンバータ部５２は、４個のダイオードＤＸＨ，ＤＸＬ，ＤＹＨ，ＤＹＬを備える。

ダイオードＤＸＨ（第５スイッチング素子の一例）は、カソードが端子Ｐ３と接続され、アノードが端子Ｔ３と接続されている。ダイオードＤＸＬ（第６スイッチング素子の一例）は、カソードが端子Ｔ３と接続され、アノードが端子Ｎ３と接続されている。ダイオードＤＹＨ（第７スイッチング素子の一例）は、カソードが端子Ｐ３と接続され、アノードが端子Ｔ４と接続されている。ダイオードＤＹＬ（第８スイッチング素子の一例）は、カソードが端子Ｔ４と接続され、アノードが端子Ｎ３と接続されている。すなわち、コンバータ部５２は、４個のダイオードがフルブリッジ接続されたフルブリッジ型（ＦＢ型）の回路で構成されている。なお、コンバータ部５２は、２つのダイオードがハーフブリッジ接続されたハーフブリッジ型の回路で構成されていてもよい。

制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ，ＢＬをＯＮしているときにスイッチング素子ＡＬ，ＢＨをＯＦＦし、スイッチング素子ＡＨ，ＢＬをＯＦＦしているときにスイッチング素子ＡＬ，ＢＨをＯＮする。ここで、制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬを同じデューティ比で制御する。なお、図５４の例では、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬのデューティ比は、実質的に５０％である。実質的に５０％とは、５０％のデューティ比からデッドタイム（スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬが全てＯＦＦする反転期間）を差し引いたデューティ比である。

コンバータ部７は、スイッチング素子ＵＨ（第９スイッチング素子の一例）と、２つのダイオードＤ１，Ｄ２と、コイル７１と、コンデンサ７２とを含む。

コンバータ部７は、端子Ｐ３及び端子Ｎ３間に供給される正の電圧を、例えば降圧して直流機器２８に供給する。

コイル７１は、端子Ｕ２及び端子Ｕ１間に接続されている。コンデンサ７２は、端子Ｕ２及び端子Ｗ２間に接続されている。

スイッチング素子ＵＨは、ｎ型の電界効果型トランジスタで構成されている。スイッチング素子ＵＨは、ドレインが端子Ｐ３と接続され、ソースが端子Ｕ１と接続されている。

ダイオードＤ１は、カソードがスイッチング素子ＵＨのドレインに接続され、アノードがスイッチング素子ＵＨのソースに接続されている。ダイオードＤ２は、カソードが端子Ｕ１に接続され、アノードが端子Ｎ３に接続されている。

スイッチング素子ＵＨは、電界効果型トランジスタに代えて、例えばｎｐｎ型の絶縁ゲートバイポーラトランジスタで構成されてもよい。この場合、ダイオードＤ１は還流ダイオードとして設けられる。更にこの場合、ダイオードＤ１は、スイッチング素子ＵＨがオンされているときにスイッチング素子ＵＨに流れる電流と逆向きの電流が流れるように、エミッタ及びコレクタにわたって接続される。

制御部１３は、スイッチング素子ＵＨをＯＮ及びＯＦＦすることによって、端子Ｕ２，Ｗ２から出力される直流電圧である電圧Ｖｏｕｔと、端子Ｐ２に流れる電流Ｉｂｕｓとの少なくとも一方の大きさを制御する。詳しくは、後で説明する。

直流機器２８（第２接続対象の一例）は、例えば、直流電力で駆動する電気機器、又は直流電源１７を充電する充電器で構成される。

制御部１３は、例えば、ＣＰＵ、ＦＰＧＡ、又はＡＳＩＣ等で構成され、コンバータ部５１及びコンバータ部７を制御する。

制御部１３は、一次巻線５３１及び二次巻線５３２に高周波の交流電圧が供給され、且つ、端子Ｐ３及び端子Ｎ３間に正の極性を持つ電圧が供給されるようにコンバータ部５１を制御する。

制御部１３は、一次巻線５３１の電圧の極性が反転する反転期間を含む第１期間において、トランス回路部５及びコンバータ部７間で電力の伝達が行わないようにコンバータ部７を制御する。制御部１３は、第１期間とは異なる第２期間において、トランス回路部５からコンバータ部７に向かう第１単方向で電力の伝達が行われるようにコンバータ部７を制御する。

詳細には、制御部１３は、一次巻線５３１に供給される交流電圧の半周期（単位期間の一例）を構成する第１期間において、反転期間と後述の循環期間とを割り付けるようにコンバータ部５１及びコンバータ部７を制御する。

より詳細には、制御部１３は、目標とする値を持つ電圧Ｖｏｕｔ又は電流Ｉｂｕｓにするためのコンバータ部７のデューティ比を設定し、設定したデューティ比でスイッチング素子ＵＨを制御する。

電力変換システム１Ｋは、端子Ｕ２及び端子Ｗ２間において、直流機器２８を介して電流が流れる向きと同じ向きに電圧降下が発生する、すなわち、電圧Ｖｏｕｔと電流ＩＬとの極性が同じになるように動作する。

＜タイミングチャート＞
次に、電力変換システム１Ｋのタイミングチャートについて説明する。図５４は電力変換システム１Ｋのタイミングチャートを示す図である。図５４において、（１）はスイッチング素子ＡＬ，ＡＨのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。なお、スイッチング素子ＢＨ，ＸＬはスイッチング素子ＡＬと同一タイミングでＯＮ、ＯＦＦする。また、スイッチング素子ＢＬ，ＸＨは、スイッチング素子ＡＨと同一タイミングでＯＮ、ＯＦＦする。

（２）はスイッチング素子ＵＨのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。（３）はコイル７１に流れる電流ＩＬと、コイルＬ１２に流れる電流ＩＬ３とを示す。（４）は端子Ｎ３を基準とする端子Ｐ３の電圧「Ｐ３−Ｎ３」と、端子Ｔ４を基準とするコイルＬ１２の電圧ＶＴ３とを示す。（５）は端子Ｗ２を基準とする端子Ｕ２の電圧Ｖｏｕｔを示す。以下、端子Ｎ２を基準とする端子Ｐ２の電圧を電圧ＶＥとして説明する。また、周期Ｔは、一次巻線５３１に供給される交流電圧の１周期を示す。

以下、コンバータ部５１，５２に着目したシーケンスを期間ＳＴ１〜ＳＴ４に示し、コンバータ部７に着目したシーケンスをＴＡ１，ＴＢ１，ＴＣ１，ＴＢ３，ＴＡ２，ＴＢ２，ＴＣ２，ＴＢ４の符号を付した期間に示す。

＜期間ＳＴ１＞
制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ，ＢＬ＝ＯＮ、スイッチング素子ＡＬ，ＢＨ＝ＯＦＦにする。これにより、電圧ＶＴ１＝ＶＥ，ＶＴ３＝ＶＥとなる。このとき、ダイオードＤＸＨ，ＤＹＬ＝ＯＮ，ＤＸＬ，ＤＹＨ＝ＯＦＦになるので、電圧「Ｐ３−Ｎ３」＝ＶＥとなる。

＜期間ＳＴ２＞
制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＦＦにし、電流ＩＬを循環させた状態で、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬ＝ＯＦＦにする。これにより、コイルＬ１１の励磁電流とコンデンサＣＡＨ，ＣＡＬ，ＣＢＨ，ＣＢＬとの共振動作により、電圧ＶＴ１，ＶＴ３の極性が正から負に次第に反転され、ソフトスイッチングが実現される。この極性が反転する期間が反転期間である。

＜期間ＳＴ３＞
制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ，ＢＬ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＡＬ，ＢＨ＝ＯＮにする。これにより、電圧ＶＴ１，ＶＴ３＝−ＶＥとなる。このとき、ダイオードＤＸＨ，ＤＹＬ＝ＯＦＦ，ＤＸＬ，ＤＹＨ＝ＯＮになるので、電圧「Ｐ３−Ｎ３」＝ＶＥとなる。

＜期間ＳＴ４＞
期間ＳＴ２と同様、制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬ＝ＯＦＦにし、電圧ＶＴ１，ＶＴ３の極性を反転させる。

以後、コンバータ部５１，５２は、期間ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３、ＳＴ４の動作を繰り返す。これにより、電圧「Ｐ３−Ｎ３」＝ＶＥが維持され、コンバータ部７に供給される。

なお、コンバータ部７は、トランス５３を介して直流電源１７と接続されている。そのため、コンバータ部７は、トランス５３の漏れインダクタンスを介して直流電源１７と直接的に接続されているとみなすことができる。これにより、コンバータ部７のスイッチング時に、電力変換システム１Ｋ内でリンギングが生じる。これを防止するためにスナバ回路６０が設けられているが、電圧「Ｐ３−Ｎ３」の極性が反転すると、スナバ回路６０に流れる電流の向きも反転するので、コンデンサ６２を大容量化することができない。そのため、電圧「Ｐ３−Ｎ３」の極性が反転すると、リンギングを抑制することが困難である。

一方、電力変換システム１Ｋは、電圧「Ｐ３−Ｎ３」の極性が反転しないので、コンデンサ６２の容量を、電圧「Ｐ３−Ｎ３」の極性が反転する場合に比べて大きくすることができる。そのため、電力変換システム１Ｋは、リンギングを抑制できる。

＜第１伝達期間ＴＡ１＞
制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ，ＢＬ＝ＯＮ，ＡＬ，ＢＨ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＮにする。これにより、電流ＩＬが第１伝達経路Ｋ１（図５３）を流れる第１伝達期間となる。第１伝達経路Ｋ１は、二次巻線５３２に電流が流れており、第１単方向に電力が伝達されている。その結果、コンバータ部７は、第１単方向に電力を伝達する第１伝達モードとなる。ここでは、接続部３には直流電源１７が接続され、接続部１５には直流機器２８が接続されているので、第１伝達期間は直流電源１７から直流機器２８に電力が伝達される期間になる。

＜循環期間ＴＢ１＞
第１伝達期間ＴＡ１に続いて循環期間ＴＢ１が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ，ＢＬ＝ＯＮ，ＡＬ，ＢＨ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＦＦにする。これにより、電流ＩＬが循環経路Ｋ２（図５３）を流れる循環期間となる。循環経路Ｋ２は、コンバータ部７内で閉ループになっており、直流電源１７からコンバータ部７への電力の伝達が遮断されている。その結果、コンバータ部７は循環モードになる。

＜反転期間ＴＣ１＞
循環期間ＴＢ１に続いて反転期間ＴＣ１が開始される。反転期間ＴＣ１は上述の期間ＳＴ２と同じである。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬ＝ＯＦＦにする。

＜循環期間ＴＢ３＞
反転期間ＴＣ１に続いて循環期間ＴＢ３が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＦＦの状態で（コンバータ部７を循環モードにした状態で）スイッチング素子ＡＬ，ＢＨ＝ＯＮにする。循環期間ＴＢ１、反転期間ＴＣ１、及び循環期間ＴＢ３にわたって、コンバータ部７は循環モードを継続し、直流電源１７からコンバータ部７への電力の伝達が遮断されている。

＜第１伝達期間ＴＡ２＞
循環期間ＴＢ３に続いて第１伝達期間ＴＡ２が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＨ＝ＯＮ，ＡＨ，ＢＬ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＮにする。これにより、コンバータ部７は第１伝達モードになる。

＜循環期間ＴＢ２＞
第１伝達期間ＴＡ２に続いて循環期間ＴＢ２が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＨ＝ＯＮ，ＡＨ，ＢＬ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を循環モードにする。

＜反転期間ＴＣ２＞
循環期間ＴＢ２に続いて反転期間ＴＣ２が開始される。反転期間ＴＣ２は上述の期間ＳＴ４と同じである。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬ＝ＯＦＦにする。

＜循環期間ＴＢ４＞
反転期間ＴＣ２に続いて循環期間ＴＢ４が開始される。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態でスイッチング素子ＡＨ，ＢＬ＝ＯＮにする。循環期間ＴＢ２、反転期間ＴＣ２、及び循環期間ＴＢ４にわたって、コンバータ部７は循環モードを継続し、直流電源１７からコンバータ部７への電力の伝達が遮断されている。

このように、電力変換システム１Ｋは、第１伝達期間ＴＡ１、循環期間ＴＢ１、反転期間ＴＣ１、循環期間ＴＢ３、第１伝達期間ＴＡ２、循環期間ＴＢ２、反転期間ＴＣ２、及び循環期間ＴＢ４をサイクリックに繰り返し、直流機器２８に電力を供給する。また、制御部１３は、周期Ｔの半周期を単位周期とし、単位周期における第１伝達期間ＴＡ１，ＴＡ２の割合をコンバータ部７のデューティ比として設定することで、コンバータ部７から所望の値の電圧Ｖｏｕｔを出力する。（５）を参照し、電圧Ｖｏｕｔは約２４９Ｖから約２５０．７５Ｖまでの範囲で若干のリプルが観測されているが、平均すると約２５０Ｖの値を持つことが分かる。したがって、直流機器２８には、約２５０Ｖの直流電圧が供給されることになる。制御部１３は、このデューティ比を変更することで電圧Ｖｏｕｔの値を調節する。

図５５は、図５４において反転期間ＴＣ１，ＴＣ２を拡大して示したタイミングチャートである。図５５において、（１）〜（５）は図５４の（１）〜（５）の反転期間ＴＣ２を拡大した図であり、（６）〜（１０）は図５の（１）〜（５）の反転期間ＴＣ１を拡大した図である。

（１）を参照し、反転期間ＴＣ２において、スイッチング素子ＡＬ＝ＯＦＦからスイッチング素子ＡＨ＝ＯＮまでデッドタイムＴｄが設けられていることが分かる。デッドタイムＴｄは、例えば２μｓである。また、（２）を参照し、スイッチング素子ＡＨ＝ＯＮからスイッチング素子ＵＨ＝ＯＮまでデッドタイムＴａが設けられていることが分かる。デッドタイムＴａは、例えば０．５μｓである。これにより、スイッチング素子の保護が図られている。

（４）を参照し、電圧ＶＴ３はデッドタイムＴｄにおいて負から正の極性に反転していることが分かる。

（４）を参照し、全期間に亘って電圧「Ｐ３−Ｎ３」は一定の値を維持していることが分かる。

（６）を参照し、反転期間ＴＣ１において、スイッチング素子ＡＨ＝ＯＦＦからスイッチング素子ＡＬ＝ＯＮまでデッドタイムＴｄが設けられていることが分かる。また、（７）を参照し、スイッチング素子ＡＬ＝ＯＮからスイッチング素子ＵＨ＝ＯＮまでデッドタイムＴａが設けられていることが分かる。（９）を参照し、電圧ＶＴ３はデッドタイムＴｄにおいて正から負の極性に反転していることが分かる。

（９）を参照し、全期間に亘って電圧「Ｐ３−Ｎ３」は一定の値を維持していることが分かる。

以上、電力変換システム１Ｋは、コイルＬ１１，Ｌ１２のそれぞれに正及び負の電圧が交互に印加され、且つ、電圧「Ｐ３−Ｎ３」が正となるようにコンバータ部５１を制御する。そのため、コンバータ部７には、極性が一定の電圧が入力される。その結果、コンバータ部７は、通常のチョッパ回路で構成でき、通常の制御をそのまま適用できる。

また、電力変換システム１Ｋは、第２期間（第１伝達期間）では、トランス５３の等価回路上、コンバータ部７はコンデンサ４（図５３）とトランス５３の漏れインダクタンスで直結される状態となる。

電力変換システム１Ｋでは、この第２期間のみで一次側と二次側とで電力の伝達を行うため、電力の伝達を行うタイミングでは常にコンデンサ４とコンバータ部７とが直結されることになる。

また、電力変換システム１Ｋは、コンバータ部７が循環モードに設定されている期間において、コイルＬ１１，Ｌ１２の極性を反転させる反転期間を設けている。そのため、電力変換システム１Ｋは、負荷電流によらず、励磁電流と共振用のコンデンサＣＡＨ，ＣＡＬ，ＣＢＨ，ＣＢＬとの共振動作により反転動作を行うことができる。その結果、電力変換システム１Ｋは、コイルＬ１１，Ｌ１２にかかる電圧の極性の反転を安定的に行うことができる。

（実施の形態１４）
図５６は、実施の形態１４に係る電力変換システム１Ｌの回路図である。実施の形態１４の電力変換システム１Ｌは、コンバータ部５１及び一次巻線５３１をセンタータップ型（ＣＮＴ型）の回路で構成し、コンバータ部５２及び二次巻線５３２をセンタータップ型（ＣＮＴ型）の回路で構成したことを特徴とする（ＣＮＴ−ＣＮＴ型）。以下、実施の形態１４において、実施の形態１３と同一構成は同一の符号を付して説明を省く。また、実施の形態１４に係る電力変換システム１Ｌも実施の形態１３と同様、第１単方向に電力を伝達する電力変換システムである。

センタータップＣＴ１は、端子Ｐ２と接続される。一次巻線５３１の一端である端子Ｔ１は、スイッチング素子ＢＬ（第１スイッチング素子の一例）に接続されている。一次巻線５３１の他端である端子Ｔ２（第２巻線端子の一例）は、スイッチング素子ＡＬ（第２スイッチング素子の一例）に接続されている。

二次巻線５３２は、センタータップＣＴ２（第２センタータップの一例）により分離される２つのコイルＬ３，Ｌ４を含む。センタータップＣＴ２は、端子Ｐ３と接続されている。二次巻線５３２の一端である端子Ｔ３（第３巻線端子の一例）は、ダイオードＤＹＬ（第５スイッチング素子の一例）に接続されている。二次巻線５３２の他端である端子Ｔ４（第４巻線端子の一例）は、ダイオードＤＸＬ（第６スイッチング素子の一例）に接続されている。コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４は、それぞれ、センタータップＣＴ１，端子Ｔ２，センタータップＣＴ２，端子Ｔ４の極性が同じになるように磁気結合されている。

以下、コイルＬ１〜Ｌ４（高周波トランス）の巻数比は１：１：１：１であるとして説明する。但し、これは一例であり、コイルＬ１〜Ｌ４の巻数比は１：１：１：１とは異なる巻数比が採用されてもよい。

コンバータ部５１は、２個のスイッチング素子ＡＬ，ＢＬと、２個のダイオードＤＡＬ，ＤＢＬと、２個のコンデンサＣＡＬ，ＣＢＬとを備える。これらコンバータ部５１を構成する素子の接続関係は図５３の同一符号を付した素子と同じであるため、説明を省く。

コンバータ部５２は、２個のダイオードＤＹＬ，ＤＸＬを備える。ダイオードＤＹＬは、カソードが端子Ｔ３と接続され、アノードが端子Ｎ３と接続されている。ダイオードＤＸＬはカソードが端子Ｔ４と接続され、アノードが端子Ｎ３と接続されている。

次に、電力変換システム１Ｌのコンバータ部５１，５２の動作について説明する。下記に示す＜期間ＳＴ１＞〜＜期間ＳＴ４＞は実施の形態１３で説明した＜期間ＳＴ１＞〜＜期間ＳＴ４＞に対応している。以下の説明では、図５６に示す電圧ＶＴ１，ＶＴ２，ＶＴ３，ＶＴ４は、それぞれ、端子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４を基準とするコイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４の電圧である。なお、電力変換システム１Ｌにおいて、コンバータ部７の動作は実施の形態１３と同じであるため、説明を省く。

＜期間ＳＴ１＞
制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ＝ＯＮ、スイッチング素子ＡＬ＝ＯＦＦにする。これにより、ＶＴ１＝ＶＥ、ＶＴ２＝−ＶＥ、ＶＴ３＝ＶＥ，ＶＴ４＝−ＶＥとなる。

このとき、端子Ｎ２を基準とする端子Ｔ１の電圧「Ｔ１−Ｎ２」＝０、端子Ｎ２を基準とする端子Ｔ２の電圧「Ｔ２−Ｎ２」＝２ＶＥとなる。また、ダイオードＤＹＬがＯＮし、ダイオードＤＸＬがＯＦＦになるので、端子Ｎ３を基準とする端子Ｔ３の電圧「Ｔ３−Ｎ３」＝０、端子Ｎ３を基準とする端子Ｔ４の電圧「Ｔ４−Ｎ３」＝２ＶＥとなる。よって、端子Ｎ３を基準とする端子Ｐ３の電圧「Ｐ３−Ｎ３」＝ＶＥになる。

＜期間ＳＴ２＞
制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＦＦにし、電流ＩＬを循環させた状態で、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ＝ＯＦＦにする。これにより、コイルＬ１の励磁電流とコンデンサＣＡＬ，ＣＢＬとの共振動作により、電圧ＶＴ１，ＶＴ３の極性が正から負に次第に反転され、電圧ＶＴ２，ＶＴ４の極性が負から正に次第に反転され、ソフトスイッチングが実現される。

＜期間ＳＴ３＞
制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＡＬ＝ＯＮにする。これにより、ＶＴ２＝ＶＥとなり、ＶＴ１＝−ＶＥ、ＶＴ３＝−ＶＥ、ＶＴ４＝ＶＥになる。

このとき、ダイオードＤＸＬがＯＮし、ダイオードＤＹＬがＯＦＦになるので、電圧「Ｔ１−Ｎ２」＝２ＶＥ、電圧「Ｔ２−Ｎ２」＝０、電圧「Ｔ３−Ｎ３」＝２ＶＥ、電圧「Ｔ４−Ｎ３」＝０となる。よって、電圧「Ｐ３−Ｎ３」＝ＶＥになる。

＜期間ＳＴ４＞
期間ＳＴ２と同様、制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ＝ＯＦＦにし、電圧ＶＴ１〜ＶＴ４の極性を反転させる。

以上、電力変換システム１Ｌは、ＣＮＴ−ＣＮＴ型の回路で構成した場合においても電力変換システム１Ｋと同じ効果が得られる。

（実施の形態１５）
図５７は、実施の形態１５に係る電力変換システム１Ｍの回路図である。実施の形態１５の電力変換システム１Ｍは、コンバータ部５１及び一次巻線５３１をハーフブリッジ型（ＨＢ型）の回路で構成し、コンバータ部５２及び二次巻線５３２をセンタータップ型（ＣＮＴ型）の回路で構成したことを特徴とする（ＨＢ−ＣＮＴ型）。以下、実施の形態１５において、実施の形態１３，１４と同一構成は同一の符号を付して説明を省く。また、実施の形態１５に係る電力変換システム１Ｍも実施の形態１３，１４と同様、第１単方向に電力を伝達する電力変換システムである。

コンバータ部５１は、ハーフブリッジ接続された２つのスイッチング素子ＡＨ，ＡＬを備える。スイッチング素子ＡＨ（第１スイッチング素子の一例）はドレインが端子Ｐ２に接続され、ソースが端子Ｔ２に接続されている。スイッチング素子ＡＬ（第２スイッチング素子の一例）は、ドレインが端子Ｔ２に接続され、ソースが端子Ｎ２に接続されている。

スイッチング素子ＡＨのドレイン、ソース間にコンデンサＣＡＨが接続され、スイッチング素子ＡＬのドレイン、ソース間にコンデンサＣＡＬが接続される。コンデンサＣＡＨ，ＣＡＬは、図５で示すコンデンサＣ１４と同じ機能を持ち、コイルＬ１１とで共振することで、コンバータ部５１をソフトスイッチングさせる。なお、コンデンサＣＡＨ，ＣＡＬは、それぞれ、端子Ｔ１と端子Ｔ２との間に接続されてもよい。

実施の形態１５では、一次巻線５３１は、センタータップを備えていないので、コイルＬ１１のみで構成されている。コイルＬ１１は端子Ｔ２及び端子Ｔ１間に接続されている。コイルＬ１１，Ｌ３，Ｌ４は、端子Ｔ２、センタータップＣＴ２，端子Ｔ４が同じ極性になるように磁気結合されている。

コンバータ部５２及び二次巻線５３２の構成は図５６と同じＣＮＴ型なので説明を省く。

次に、電力変換システム１Ｍのコンバータ部５１，５２の動作について説明する。下記に示す＜期間ＳＴ１＞〜＜期間ＳＴ４＞は実施の形態１３で説明した＜期間ＳＴ１＞〜＜期間ＳＴ４＞に対応している。以下の説明では、図７に示す、電圧ＶＴ１，ＶＴ３，ＶＴ４は、それぞれ、端子Ｔ１，Ｔ３，Ｔ４を基準とするコイルＬ１１，Ｌ３，Ｌ４の電圧である。なお、電力変換システム１Ｍにおいて、コンバータ部７の動作は実施の形態１３と同じであるため、説明を省く。

＜期間ＳＴ１＞
制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ＝ＯＮ、スイッチング素子ＡＬ＝ＯＦＦにする。このとき、ダイオードＤＹＬ＝ＯＮ，ＤＸＬ＝ＯＦＦになる。これにより、ＶＴ１＝ＶＥ、ＶＴ３＝ＶＥ，ＶＴ４＝−ＶＥとなる。よって、端子Ｎ３を基準とする端子Ｐ３の電圧「Ｐ３−Ｎ３」＝ＶＥになる。

＜期間ＳＴ２＞
制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＦＦにし、電流ＩＬを循環させた状態で、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ＝ＯＦＦにする。これにより、コイルＬ１１の励磁電流とコンデンサＣＡＨ，ＣＡＬとの共振動作により、電圧ＶＴ１，ＶＴ３の極性が正から負に次第に反転され、ソフトスイッチングが実現される。

＜期間ＳＴ３＞
制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＡＬ＝ＯＮにする。このとき、ダイオードＤＹＬ＝ＯＦＦ，ＤＸＬ＝ＯＮになる。これにより、ＶＴ１＝−ＶＥ、ＶＴ３＝−ＶＥ、ＶＴ４＝ＶＥになる。よって、端子Ｎ３を基準とする端子Ｐ３の電圧「Ｐ３−Ｎ３」＝ＶＥになる。

＜期間ＳＴ４＞
期間ＳＴ２と同様、制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ＝ＯＦＦにし、電圧ＶＴ１，ＶＴ３，ＶＴ４の極性を反転させる。

以上、電力変換システム１Ｍは、ＨＢ−ＣＮＴ型の回路で構成した場合においても電力変換システム１Ｋと同じ効果が得られる。

実施の形態１３では、コンバータ部５１，５２が共にフルブリッジ型（ＦＢ型）であり、実施の形態１４では、コンバータ部５１，５２が共にセンタータップ型（ＣＮＴ型）であり、実施の形態１５では、コンバータ部５１がハーフブリッジ型（ＨＢ型）、コンバータ部５２がセンタータップ型である場合を例として説明したが、コンバータ部５１，５２の組み合わせは上記の組み合わせに限定されない。例えば、コンバータ部５１がセンタータップ型、コンバータ部５２がフルブリッジ型であってもよいし、コンバータ部５１，５２が共にハーフブリッジ型であってもよい。

（実施の形態１６）
図５８は、実施の形態１６に係る電力変換システム１Ｎの回路図である。実施の形態１６の電力変換システム１Ｎは、コンバータ部７を単相インバータで構成したことを特徴とする。本実施の形態において、コンバータ部５１，５２は、それぞれ、図５６と同様、ＣＮＴ型であるので詳細な説明は省略する。

コンバータ部７及び接続部１５間にはフィルタ回路９が設けられている。フィルタ回路９は、一対のコイル９１，９２及びコンデンサ９３を含む。

コンバータ部７は、端子Ｐ３及び端子Ｎ３間に供給される正の電圧から例えば、周波数が５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの商用の交流電圧を生成する単相インバータである。コンバータ部７は、スイッチング素子ＵＨ（第９スイッチング素子の一例）と、スイッチング素子ＵＬ（第１０スイッチング素子の一例）と、スイッチング素子ＷＨ（第１１スイッチング素子の一例）と、スイッチング素子ＷＬ（第１２スイッチング素子の一例）と、４つのダイオードＤ１〜Ｄ４と、端子Ｕ１と、端子Ｗ１とを含み、スイッチング素子、ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬがフルブリッジ接続された単相インバータである。

制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ〜ＷＬをＯＮ又はＯＦＦすることによって、端子Ｕ２，Ｗ２における電圧Ｖｏｕｔまたは端子Ｐ２を流れる電流Ｉｂｕｓの少なくとも一方の振幅を制御する。詳しくは、後で説明する。

コイル９１は、端子Ｕ１及び端子Ｕ２間に接続され、コイル９２は、端子Ｗ１及び端子Ｗ２間に接続される。コンデンサ９３は端子Ｕ２及び端子Ｗ２間に接続される。コイル９１，９２とコンデンサ９３とは、コンバータ部７から出力された矩形波状の交流電圧を平滑化するフィルタ回路を構成する。これにより、コンバータ部７から出力された矩形波状の交流電圧は、パルス幅に応じた振幅を持つ正弦波状の交流電圧に変換される。

直流電源１７から交流電力系統２９に電力を供給するとき（売電）するとき、端子Ｕ２，Ｗ２が交流電力系統２９に接続される。

直流電源１７から交流機器３０に電力を供給するとき、端子Ｕ２，Ｗ２が交流機器３０に接続される。交流機器３０は、例えば、商用の交流電圧で駆動する電気機器である。

詳細には、制御部１３は、一次巻線５３１に供給される交流電圧の半周期（単位期間の一例）を構成する第１期間において、反転期間と循環期間とを割り付け、第１期間とは異なる第２期間に後述の第１伝達期間を割り付けるようにコンバータ部５１，７を制御する。

より詳細には、制御部１３は、コンバータ部７をＰＷＭ制御して各単位期間における第２期間の割合を変更することで目標とする電圧Ｖｏｕｔ又は電流Ｉｂｕｓを生成する。目標とする電圧Ｖｏｕｔ又は電流ＩＬとは、例えば、ＰＷＭ制御で用いられる変調波信号と同じ波形を持つ電圧又は電流である。

＜タイミングチャート＞
次に、電力変換システム１Ｎのタイミングチャートについて説明する。図５９は電力変換システム１Ｎのタイミングチャートを示す図である。図５９において、（１）はスイッチング素子ＢＬ，ＡＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。（２）はスイッチング素子ＵＨ，ＵＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。（３）はスイッチング素子ＷＨ，ＷＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。（４）は電圧ＶＴ１と電流＝（ＩＬ１−ＩＬ２）とを示す。（５）は電圧「Ｐ３−Ｎ３」を示す。（６）は電流ＩＬと、電圧Ｖｏｕｔとを示す。

＜第１伝達期間ＴＡ１＞
（１）、（７）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＯＦＦにする。これにより、ＶＴ１＝ＶＥ，ＶＴ２＝−ＶＥ，ＶＴ３＝ＶＥ，ＶＴ４＝−ＶＥとなり、ダイオードＤＹＬ＝ＯＮ，ＤＸＬ＝ＯＦＦになる。このとき、（２）、（３）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ，ＷＬ＝ＯＮ，ＵＬ，ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を第１伝達モードにする。

＜循環期間ＴＢ１＞
第１伝達期間ＴＡ１に続いて循環期間ＴＢ１が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＯＦＦの状態で、（２）、（３）を参照し、スイッチング素子ＵＬ，ＷＬ＝ＯＮ，ＵＨ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を循環モードにする。

＜反転期間ＴＣ１＞
循環期間ＴＢ１に続いて反転期間ＴＣ１が開始される。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、（１）、（７）を参照し、スイッチング素子ＢＬ，ＡＬ＝ＯＦＦにする。

＜第１伝達期間ＴＡ２＞
反転期間ＴＣ１に続いて第１伝達期間ＴＡ２が開始される。（１）、（７）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ＝ＯＦＦ，ＡＬ＝ＯＮにする。これにより、ＶＴ１＝−ＶＥ，ＶＴ２＝ＶＥ，ＶＴ３＝−ＶＥ，ＶＴ４＝ＶＥとなり、ダイオードＤＹＬ＝ＯＦＦ，ＤＸＬ＝ＯＮになる。このとき、（２）、（３）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を第１伝達モードにする。

＜循環期間ＴＢ２＞
第１伝達期間ＴＡ２に続いて循環期間ＴＢ２が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ＝ＯＦＦ，ＡＬ＝ＯＮの状態で、（２）、（３）を参照し、スイッチング素子ＵＨ＝ＷＨ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＷＬ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を循環モードにする。

＜反転期間ＴＣ２＞
循環期間ＴＢ２に続いて反転期間ＴＣ２が開始される。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、（１）、（７）を参照し、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ＝ＯＦＦにする。

このように、電力変換システム１Ｎは、第１伝達期間ＴＡ１、循環期間ＴＢ１、反転期間ＴＣ１、第１伝達期間ＴＡ２、循環期間ＴＢ２、及び反転期間ＴＣ２をサイクリックに繰り返し、交流電力系統２９又は交流機器３０に電力を供給する。また、電力変換システム１Ｎは、ＰＷＭ制御により、一周期内における第１伝達期間ＴＡ１及び第１伝達期間ＴＡ２の割合を変化させることで、所望の電圧Ｖｏｕｔを生成する。

実施の形態１６では、コンバータ部７が単相インバータである場合を例として説明したが、コンバータ部７は単相インバータに限らず、三相インバータであってもよい。

また、実施の形態１６では、直流電源１７から交流電力系統２９（すなわち、第１方向）に電力を供給する場合を例として説明したが、交流電力系統２９から直流電源１７（すなわち、第２方向）に電力を供給するように構成されていてもよい。

（実施の形態１７）
図６０は、実施の形態１７に係る電力変換システム１Ｐの回路図である。電力変換システム１Ｐは、接続部１５から接続部３に向かう第２単方向に電力を変換して伝達する電力変換システムである。なお、図６０では、図５３とは異なり、接続部１５には直流電源１７（第２の接続対象の一例）が接続され、接続部３には直流機器２８（第１の接続対象の一例）が接続されている。詳細には、端子Ｐ２（第１外部接続端子の一例）に直流機器２８の正極が接続され、端子Ｎ２（第２外部接続端子の一例）に直流機器２８の負極が接続されている。また、端子Ｕ２（第３外部接続端子の一例）に直流電源１７の正極が接続され、端子Ｗ２（第４外部接続端子の一例）に直流電源１７の負極が接続されている。

実施の形態１７に係る電力変換システム１Ｐは、実施の形態１３に係る電力変換システム１Ｋと同様、コンバータ部５１及び一次巻線５３１をフルブリッジ型（ＦＢ型）の回路で構成し、コンバータ部５２及び二次巻線５３２をフルブリッジ型（ＦＢ型）の回路で構成したことを特徴とする（ＦＢ−ＦＢ型）。以下、実施の形態１７において、実施の形態１３〜１６と同一構成は同一の符号を付して説明を省く。

コンバータ部５１及び一次巻線５３１の構成は図５３と同じＦＢ型である。但し、図６０では、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬが省かれている点が相違する。詳細には、ダイオードＤＡＨはアノードが端子Ｔ２に接続され、カソードが端子Ｐ２に接続され、ダイオードＤＡＬはアノードが端子Ｎ２に接続され、カソードが端子Ｔ２に接続され、ダイオードＤＢＨはアノードが端子Ｔ１に接続され、カソードが端子Ｐ２に接続され、ダイオードＤＢＬはアノードが端子Ｎ２に接続され、カソードが端子Ｔ１に接続されている。

コンバータ部５２及び二次巻線５３２の構成は図５０と同じＦＢ型である。但し、図６０では、スイッチング素子ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬが追加されている点が相違する。詳細には、スイッチング素子ＸＨは、ソースが端子Ｔ３に接続され、ドレインが端子Ｐ３に接続され、スイッチング素子ＸＬは、ソースが端子Ｎ３に接続され、ドレインが端子Ｔ３に接続され、スイッチング素子ＹＨは、ソースが端子Ｔ４に接続され、ドレインが端子Ｐ３に接続され、スイッチング素子ＹＬは、ソースが端子Ｎ３に接続され、ドレインが端子Ｔ４に接続されている。

コンバータ部７は、第２単方向に電力を伝達するチョッパ回路で構成されている。詳細には、コンバータ部７は、スイッチング素子ＵＬ（第９スイッチング素子の一例）と、２つのダイオードＤ１，Ｄ２と、コイル７１と、コンデンサ７２とを含む。

コンバータ部７は、直流機器２８から供給される電圧Ｖｏｕｔを昇圧して端子Ｐ３及び端子Ｎ３間に供給する。

スイッチング素子ＵＬは、ｎ型の電界効果型トランジスタで構成されている。スイッチング素子ＵＬは、ドレインが端子Ｕ１と接続され、ソースが端子Ｎ３と接続されている。

ダイオードＤ２は、カソードがスイッチング素子ＵＬのドレインに接続され、アノードがスイッチング素子ＵＬのソースに接続されている。ダイオードＤ１は、カソードが端子Ｐ３に接続され、アノードが端子Ｕ１に接続されている。

スイッチング素子ＵＬは、電界効果型トランジスタに代えて、例えばｎｐｎ型の絶縁ゲートバイポーラトランジスタで構成されてもよい。この場合、ダイオードＤ２は還流ダイオードとして設けられる。更にこの場合、ダイオードＤ２は、スイッチング素子ＵＬがオンされているときにスイッチング素子ＵＬに流れる電流と逆向きの電流が流れるように、エミッタ及びコレクタにわたって接続される。

制御部１３は、スイッチング素子ＵＬをＯＮ及びＯＦＦすることによって、端子Ｕ２に流れる電流Ｉｏｕｔと、端子Ｐ２及び端子Ｎ２間の電圧Ｖｂｕｓとの少なくとも一方の大きさを制御する。詳しくは、後で説明する。

制御部１３は、一次巻線５３１の電圧の極性が反転する反転期間を含む第１期間において、トランス回路部５及びコンバータ部７間で電力の伝達が行わないようにコンバータ部７を制御する。制御部１３は、第１期間とは異なる第２期間において、コンバータ部７からトランス回路部５に向かう第２単方向で電力の伝達が行われるようにコンバータ部７を制御する。

詳細には、制御部１３は、一次巻線５３１に供給される交流電圧の半周期（単位期間の一例）を構成する第１期間において、反転期間と後述の循環期間とを割り付けるようにコンバータ部５１，５２及びコンバータ部７を制御する。

より詳細には、制御部１３は、目標とする値を持つ電圧Ｖｂｕｓ又は電流Ｉｏｕｔにするためのコンバータ部７のデューティ比を設定し、設定したデューティ比でスイッチング素子ＵＬを制御する。

電力変換システム１Ｐは、端子Ｕ２及び端子Ｗ２間において、直流電源１７を介して電流が流れる向きと逆の向きに電圧降下が発生する、すなわち、電圧Ｖｏｕｔと電流ＩＬとの極性が異なるように動作する。

＜タイミングチャート＞
次に、電力変換システム１Ｐのタイミングチャートについて説明する。図６１は電力変換システム１Ｐのタイミングチャートを示す図である。図６１において、（１）はスイッチング素子ＸＨ，ＸＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。なお、スイッチング素子ＹＬはスイッチング素子ＸＨと同一タイミングでＯＮ、ＯＦＦする。また、スイッチング素子ＹＨは、スイッチング素子ＸＬと同一タイミングでＯＮ、ＯＦＦする。

（２）はスイッチング素子ＵＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。（３）はコイル７１に流れる電流ＩＬと、コイルＬ１２に流れる電流ＩＬ３とを示す。（４）は端子Ｎ３を基準とする端子Ｐ３の電圧「Ｐ３−Ｎ３」と、端子Ｔ４を基準とするコイルＬ１２の電圧ＶＴ３とを示す。（５）は電圧Ｖｂｕｓを示す。以下、端子Ｎ２を基準とする端子Ｐ２の電圧を電圧ＶＥとして説明する。周期Ｔは、一次巻線５３１に供給される交流電圧の１周期を示す。なお、電圧ＶＥは、電圧Ｖｏｕｔがコンバータ部７により昇圧された電圧である。

以下、コンバータ部５１，５２に着目したシーケンスを期間ＳＴ１〜ＳＴ４に示し、コンバータ部７に着目したシーケンスをＴＤ１，ＴＥ１，ＴＦ１，ＴＥ３，ＴＤ２，ＴＥ２，ＴＦ２，ＴＥ４の符号を付した期間に示す。

＜期間ＳＴ１＞
制御部１３は、スイッチング素子ＸＨ，ＹＬ＝ＯＮ、スイッチング素子ＸＬ，ＹＨ＝ＯＦＦにする。これにより、ダイオードＤＡＨ，ＤＢＬ＝ＯＮ，ＤＡＬ，ＤＢＨ＝ＯＦＦになり、電圧ＶＴ１＝ＶＥ，ＶＴ３＝ＶＥとなる。よって、電圧「Ｐ３−Ｎ３」＝ＶＥとなる。

＜期間ＳＴ２＞
制御部１３は、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＮにし、電流ＩＬを循環させた状態で、スイッチング素子ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬ＝ＯＦＦにする。これにより、コイルＬ１１の励磁電流とコンデンサＣＡＨ，ＣＡＬ，ＣＢＨ，ＣＢＬとの共振動作により、電圧ＶＴ１，ＶＴ３の極性が正から負に次第に反転され、ソフトスイッチングが実現される。この極性が反転する期間が反転期間である。

＜期間ＳＴ３＞
制御部１３は、スイッチング素子ＸＨ，ＹＬ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＸＬ，ＹＨ＝ＯＮにする。これにより、ダイオードＤＡＨ，ＤＢＬ＝ＯＦＦ，ＤＡＬ，ＤＢＨ＝ＯＮになり、電圧ＶＴ１，ＶＴ３＝−ＶＥとなる。よって、電圧「Ｐ３−Ｎ３」＝ＶＥとなる。

＜期間ＳＴ４＞
期間ＳＴ２と同様、制御部１３は、スイッチング素子ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬ＝ＯＦＦにし、電圧ＶＴ１，ＶＴ３の極性を反転させる。

以後、コンバータ部５１，５２は、期間ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３、ＳＴ４の動作を繰り返す。これにより、電圧「Ｐ３−Ｎ３」＝ＶＥが維持される。

＜第２伝達期間ＴＤ１＞
制御部１３は、スイッチング素子ＸＨ，ＹＬ＝ＯＮ，ＸＬ，ＹＨ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＦＦにする。これにより、電流ＩＬが第２伝達経路Ｋ３（図６０）を流れる第２伝達期間となる。第２伝達経路Ｋ３は、二次巻線５３２に電流が流れており、第２単方向に電力が伝達されている。その結果、コンバータ部７は、第２単方向に電力を伝達する第２伝達モードとなる。ここでは、接続部３には直流機器２８が接続され、接続部１５には直流電源１７が接続されているので、第２伝達期間は直流電源１７から直流機器２８に電力が伝達される期間になる。

＜循環期間ＴＥ１＞
第２伝達期間ＴＤ１に続いて循環期間ＴＥ１が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＸＨ，ＹＬ＝ＯＮ，ＸＬ，ＹＨ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＮにする。これにより、電流ＩＬが循環経路Ｋ４（図６０）を流れる循環期間となる。循環経路Ｋ４は、コンバータ部７内で閉ループになっており、コンバータ部７から直流電源１７への電力の伝達が遮断されている。その結果、コンバータ部７は循環モードになる。

このとき、（３）を参照し、電流ＩＬが直線的に減少している。また、（３）を参照し、電流ＩＬ３は急激に増大した後、ほぼ０で推移している。

＜反転期間ＴＦ１＞
循環期間ＴＥ１に続いて反転期間ＴＦ１が開始される。反転期間ＴＦ１は上述の期間ＳＴ２と同じである。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、スイッチング素子ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬ＝ＯＦＦにする。

＜循環期間ＴＥ３＞
反転期間ＴＦ１に続いて循環期間ＴＥ３が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＮの状態で（コンバータ部７を循環モードにした状態で）スイッチング素子ＸＬ，ＹＨ＝ＯＮにする。循環期間ＴＥ１、反転期間ＴＦ１、及び循環期間ＴＥ３にわたって、コンバータ部７は循環モードを継続し、コンバータ部７から直流電源１７への電力の伝達が遮断されている。

＜第２伝達期間ＴＤ２＞
循環期間ＴＥ３に続いて第２伝達期間ＴＤ２が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＸＬ，ＹＨ＝ＯＮ，ＸＨ，ＹＬ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＦＦにする。これにより、コンバータ部７は第２伝達モードになる。

このとき、（３）を参照し、電流ＩＬは直線的に増大している。また、（３）を参照し、電流ＩＬ３は急激に減少した後、緩やかな傾きで増大している。

＜循環期間ＴＥ２＞
第２伝達期間ＴＤ２に続いて循環期間ＴＥ２が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＸＬ，ＹＨ＝ＯＮ，ＸＨ，ＹＬ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＮにし、コンバータ部７を循環モードにする。

このとき、（３）を参照し、電流ＩＬは直線的に減少している。また、（３）を参照し、電流ＩＬ３は急激に増大した後、ほぼ０で推移している。

＜反転期間ＴＦ２＞
循環期間ＴＥ２に続いて反転期間ＴＦ２が開始される。反転期間ＴＦ２は上述の期間ＳＴ４と同じである。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、スイッチング素子ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬ＝ＯＦＦにする。

＜循環期間ＴＥ４＞
反転期間ＴＦ２に続いて循環期間ＴＥ４が開始される。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態でスイッチング素子ＸＨ，ＹＬ＝ＯＮにする。循環期間ＴＥ２、反転期間ＴＦ２、及び循環期間ＴＥ４にわたって、コンバータ部７は循環モードを継続し、コンバータ部７から直流電源１７への電力の伝達が遮断されている。

このように、電力変換システム１Ｐは、第２伝達期間ＴＤ１、循環期間ＴＥ１、反転期間ＴＦ１、循環期間ＴＥ３、第２伝達期間ＴＤ２、循環期間ＴＥ２、反転期間ＴＦ２、及び循環期間ＴＥ４をサイクリックに繰り返し、直流機器２８の電力を供給する。また、制御部１３は、周期Ｔの半周期を単位周期とし、単位周期における第２伝達期間ＴＤ１，ＴＤ２の割合をコンバータ部７のデューティ比として設定することで、電圧Ｖｂｕｓを所望の値に設定する。（５）を参照し、電圧Ｖｂｕｓは約２５４Ｖから約２５４．３５Ｖまでの範囲で若干のリプルが観測されているが、平均すると約２５４．１７５Ｖの値を持つことが分かる。したがって、直流機器２８には、約２５４．１７５Ｖの直流電圧が供給されることになる。制御部１３は、このデューティ比を変更することで電圧Ｖｂｕｓの値を調節する。

図６２は、図６１において反転期間ＴＦ１，ＴＦ２を拡大して示したタイミングチャートである。図６２において、（１）〜（５）は図６１の（１）〜（５）の反転期間ＴＦ２を拡大した図であり、（６）〜（１０）は図６１の（１）〜（５）の反転期間ＴＦ１を拡大した図である。

（１）を参照し、反転期間ＴＦ２において、スイッチング素子ＸＬ＝ＯＦＦからスイッチング素子ＸＨ＝ＯＮまでデッドタイムＴｄが設けられていることが分かる。デッドタイムＴｄは、例えば２μｓである。また、（２）を参照し、スイッチング素子ＸＨ＝ＯＮからスイッチング素子ＵＬ＝ＯＦＦまでデッドタイムＴａが設けられていることが分かる。デッドタイムＴａは、例えば０．５μｓである。これにより、スイッチング素子の保護が図られている。

（６）を参照し、反転期間ＴＦ１において、スイッチング素子ＸＨ＝ＯＦＦからスイッチング素子ＸＬ＝ＯＮまでデッドタイムＴｄが設けられていることが分かる。また、（７）を参照し、スイッチング素子ＸＬ＝ＯＮからスイッチング素子ＵＬ＝ＯＦＦまでデッドタイムＴａが設けられていることが分かる。（９）を参照し、電圧ＶＴ３はデッドタイムＴｄにおいて正から負の極性に反転していることが分かる。

このように実施の形態１７に係る電力変換システム１Ｐによれば、第２単方向に電力を伝達する場合においても実施の形態１３と同様の効果が得られる。

（実施の形態１８）
図６３は、実施の形態１８に係る電力変換システム１Ｑの回路図である。実施の形態１８に係る電力変換システム１Ｑは、実施の形態１４に係る電力変換システム１Ｌと同様、コンバータ部５１及び一次巻線５３１をセンタータップ型（ＣＮＴ型）の回路で構成し、コンバータ部５２及び二次巻線５３２をセンタータップ型（ＣＮＴ型）の回路で構成したことを特徴とする（ＣＮＴ−ＣＮＴ型）。以下、実施の形態１８において、実施の形態１３〜１７と同一構成は同一の符号を付して説明を省く。また、実施の形態１８に係る電力変換システム１Ｑも実施の形態１７と同様、第２単方向に電力を伝達する電力変換システムである。

コンバータ部５１及び一次巻線５３１の構成は図５６と同じＣＮＴ型である。但し、図６３では、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬが省かれている点が相違する。詳細には、ダイオードＤＡＬはアノードが端子Ｎ２に接続され、カソードが端子Ｔ２に接続され、ダイオードＤＢＬはアノードが端子Ｎ２に接続され、カソードが端子Ｔ１に接続されている。

コンバータ部５２及び二次巻線５３２の構成は図５６と同じＣＮＴ型である。但し、図６３では、スイッチング素子ＹＬ，ＸＬが追加されている。詳細には、スイッチング素子ＹＬはソースが端子Ｎ３に接続され、ドレインが端子Ｔ３に接続されている。スイッチング素子ＸＬはソースが端子Ｎ３に接続され、ドレインが端子Ｔ４に接続されている。

次に、電力変換システム１Ｑのコンバータ部５１，５２の動作について説明する。下記に示す＜期間ＳＴ１＞〜＜期間ＳＴ４＞は実施の形態１７で説明した＜期間ＳＴ１＞〜＜期間ＳＴ４＞に対応している。以下の説明では、図６３に示す電圧ＶＴ１，ＶＴ２，ＶＴ３，ＶＴ４は、それぞれ、端子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４を基準とするコイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４の電圧である。なお、電力変換システム１Ｑにおいて、コンバータ部７の動作は実施の形態１７と同じであるため、説明を省く。

＜期間ＳＴ１＞
制御部１３は、スイッチング素子ＹＬ＝ＯＮ，ＸＬ＝ＯＦＦにする。これにより、ダイオードＤＢＬ＝ＯＮ，ＤＡＬ＝ＯＦＦとなり、ＶＴ１＝ＶＥ、ＶＴ２＝−ＶＥ、ＶＴ３＝ＶＥ，ＶＴ４＝−ＶＥとなる。よって、電圧「Ｐ３−Ｎ３」＝ＶＥになる。

＜期間ＳＴ２＞
制御部１３は、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＮにし、電流ＩＬを循環させた状態で、スイッチング素子ＹＬ，ＸＬ＝ＯＦＦにする。これにより、コイルＬ１の励磁電流とコンデンサＣＡＬ，ＣＢＬとの共振動作により、電圧ＶＴ１，ＶＴ３の極性が正から負に次第に反転され、電圧ＶＴ２，ＶＴ４の極性が負から正に次第に反転され、ソフトスイッチングが実現される。

＜期間ＳＴ３＞
制御部１３は、スイッチング素子ＹＬ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＸＬ＝ＯＮにする。これにより、ダイオードＤＡＬ＝ＯＮ，ＤＢＬ＝ＯＦＦになり、ＶＴ１＝−ＶＥ、ＶＴ２＝ＶＥ、ＶＴ３＝−ＶＥ、ＶＴ４＝ＶＥになる。よって、電圧「Ｐ３−Ｎ３」＝ＶＥになる。

＜期間ＳＴ４＞
期間ＳＴ２と同様、制御部１３は、スイッチング素子ＹＬ，ＸＬ＝ＯＦＦにし、電圧ＶＴ１〜ＶＴ４の極性を反転させる。

以上、電力変換システム１Ｑは、ＣＮＴ−ＣＮＴ型の回路で構成した場合においても電力変換システム１Ｐと同じ効果が得られる。

（実施の形態１９）
図６４は、実施の形態１９に係る電力変換システム１Ｒの回路図である。実施の形態１９の電力変換システム１Ｒは、コンバータ部５１及び一次巻線５３１をハーフブリッジ型（ＨＢ型）の回路で構成し、コンバータ部５２及び二次巻線５３２をセンタータップ型（ＣＮＴ型）の回路で構成したことを特徴とする（ＨＢ−ＣＮＴ型）。以下、実施の形態１９において、実施の形態１３〜１８と同一構成は同一の符号を付して説明を省く。また、実施の形態１９に係る電力変換システム１Ｑも実施の形態１７，１８と同様、第２単方向に電力を伝達する電力変換システムである。

コンバータ部５１は、図５７と同じＨＢ型である。但し、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬが省かれている。詳細には、ダイオードＤＡＨはアノードが端子Ｔ２に接続され、カソードが端子Ｐ２に接続され、ダイオードＤＡＬはアノードが端子Ｎ２に接続され、カソードが端子Ｔ２に接続されている。

コンバータ部５２及び二次巻線５３２は、図５７と同じＣＮＴ型である。但し、スイッチング素子ＹＬ，ＸＬが追加されている。詳細には、スイッチング素子ＹＬはソースが端子Ｎ３に接続され、ドレインが端子Ｔ３に接続されている。スイッチング素子ＸＬはソースが端子Ｎ３に接続され、ドレインが端子Ｔ４に接続されている。

次に、電力変換システム１Ｒのコンバータ部５１，５２の動作について説明する。下記に示す＜期間ＳＴ１＞〜＜期間ＳＴ４＞は実施の形態１７で説明した＜期間ＳＴ１＞〜＜期間ＳＴ４＞に対応している。以下の説明では、図６４に示す、電圧ＶＴ１，ＶＴ３，ＶＴ４は、それぞれ、端子Ｔ１，Ｔ３，Ｔ４を基準とするコイルＬ１１，Ｌ３，Ｌ４の電圧である。なお、電力変換システム１Ｒにおいて、コンバータ部７の動作は実施の形態１７と同じであるため、説明を省く。

＜期間ＳＴ１＞
制御部１３は、スイッチング素子ＹＬ＝ＯＮ、スイッチング素子ＸＬ＝ＯＦＦにする。このとき、ダイオードＤＡＨ＝ＯＮ，ＤＡＬ＝ＯＦＦになる。これにより、ＶＴ１＝ＶＥ、ＶＴ３＝ＶＥ，ＶＴ４＝−ＶＥとなる。よって、電圧「Ｐ３−Ｎ３」＝ＶＥになる。

＜期間ＳＴ２＞
制御部１３は、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＮにし、電流ＩＬを循環させた状態で、スイッチング素子ＹＬ，ＸＬ＝ＯＦＦにする。これにより、コイルＬ１１の励磁電流とコンデンサＣＡＨ，ＣＡＬとの共振動作により、電圧ＶＴ１，ＶＴ３の極性が正から負に次第に反転され、ソフトスイッチングが実現される。

＜期間ＳＴ３＞
制御部１３は、スイッチング素子ＹＬ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＸＬ＝ＯＮにする。これにより、ダイオードＤＡＬ＝ＯＮ，ＤＡＨ＝ＯＦＦとなり、ＶＴ１＝−ＶＥ、ＶＴ３＝−ＶＥ、ＶＴ４＝ＶＥになる。よって、電圧「Ｐ３−Ｎ３」＝ＶＥになる。

＜期間ＳＴ４＞
期間ＳＴ２と同様、制御部１３は、スイッチング素子ＹＬ，ＸＬ＝ＯＦＦにし、電圧ＶＴ１，ＶＴ３，ＶＴ４の極性を反転させる。

以上、電力変換システム１Ｒは、ＨＢ−ＣＮＴ型の回路で構成した場合においても電力変換システム１Ｐと同じ効果が得られる。

実施の形態１７では、コンバータ部５１，５２が共にフルブリッジ型（ＦＢ型）であり、実施の形態１８では、コンバータ部５１，５２が共にセンタータップ型（ＣＮＴ型）であり、実施の形態１９では、コンバータ部５１がハーフブリッジ型（ＨＢ型）、コンバータ部５２がセンタータップ型である場合を例として説明したが、コンバータ部５１，５２の組み合わせは上記の組み合わせに限定されない。例えば、コンバータ部５１がセンタータップ型、コンバータ部５２がフルブリッジ型であってもよいし、コンバータ部５１，５２が共にハーフブリッジ型であってもよい。

（実施の形態２０）
図６５は、実施の形態２０に係る電力変換システム１Ｓの回路図である。実施の形態２０の電力変換システム１Ｓは、コンバータ部７を単相インバータで構成したことを特徴とする。本実施の形態において、コンバータ部５１，５２は、それぞれ、図６３と同様、ＣＮＴ型であるので詳細な説明は省略する。また、コンバータ部７及びフィルタ回路９の構成は、それぞれ、図５８と同一構成なので、詳細な説明は省略する。さらに、実施の形態２０に係る電力変換システム１Ｓも実施の形態１７，１８，１９と同様、第２単方向に電力を伝達する電力変換システムである。

制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ〜ＷＬをＯＮ又はＯＦＦすることによって、端子Ｐ２，Ｕ２における電圧Ｖｂｕｓと端子Ｕ２に流れる電流Ｉｏｕｔとの少なくとも一方の振幅を制御する。詳しくは、後で説明する。

交流電力系統２９から電力供給を受けて直流電源１７を充電するとき、端子Ｕ２，Ｗ２が交流電力系統２９に接続される。交流機器３０から電力供給を受けて直流電源１７を充電するとき、端子Ｕ２，Ｗ２が交流機器３０に接続される。

制御部１３は、一次巻線５３１に供給される交流電圧の半周期（単位期間の一例）を構成する第１期間において、反転期間と循環期間とを割り付け、第１期間とは異なる第２期間に第２伝達期間を割り付けるようにコンバータ部５２，７を制御する。

実施の形態２０では、コンバータ部７が単相インバータである場合を例として説明したが、コンバータ部７は単相インバータに限らず、三相インバータであってもよい。

（実施の形態２１）
（１）概要
まず、実施の形態２１に係る電力変換システム１Ｔの概要について、図６６を参照して説明する。

電力変換システム１Ｔは、トランス回路部５と、コンバータ部７と、制御部１３と、を備えている。トランス回路部５は、第１接続対象（ここでは直流電源１７）からの電力と第１接続対象への電力との少なくとも一方について電力変換を行う。コンバータ部７は、第２接続対象（ここでは交流電力系統２９）からの電力と第２接続対象への電力との少なくとも一方について電力変換を行う。制御部１３は、コンバータ部７と第２接続対象との間を遮断する場合に、コンバータ部７を停止させ、かつトランス回路部５を所定期間動作させる。例えば、接続部（第２外部接続部の一例）１５の端子１５ａ，１５ｂが開放状態になると、フィルタ回路９のコイル９１，９２からの回生エネルギによってスイッチ部（スイッチング素子ＸＬ，ＹＬ）に過大なストレスがかかる可能性がある。本実施形態に係る電力変換システム１Ｔは、端子１５ａ，１５ｂが開放状態になってもトランス回路部５を動作させることにより、スイッチ部（スイッチング素子ＸＬ，ＹＬ）にかかるストレスを低減することができる。

電力変換システム１Ｔは、一例として、図６６に示すように、第２接続対象としての交流電力系統２９と第１接続対象としての直流電源（例えば、蓄電池）１７との間における電力変換に用いられる。ここでいう「交流電力系統」は、電力会社等の電気事業者が需要家の受電設備に電力を供給するためのシステム全体を意味する。図６６の例では、電力変換システム１Ｔは、直流電源１７が電気的に接続される接続部（第１外部接続部）３と、交流電力系統２９が電気的に接続される接続部（第２外部接続部）１５と、を有する。この電力変換システム１Ｔは、直流電源１７の充電時には、交流電力系統２９から入力される交流電力を直流電力に変換し、変換した直流電力を直流電源１７に供給する。また、電力変換システム１Ｔは、直流電源１７の放電時には、直流電源１７から入力される直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を交流電力系統３に出力する。

本実施形態では、電力変換システム１Ｔは、直流電源１７の充電及び放電の両方に対応できるよう、端子Ｐ２，Ｎ２と端子１５ａ，１５ｂとの間で、双方向に電力の変換を行うように構成されている。すなわち、本実施形態に係る電力変換システム１Ｔは、双方向型のＤＣ／ＡＣインバータである。これにより、電力変換システム１Ｔは、直流電源１７を充電したり、直流電源１７の放電電力を交流電力系統２９に接続された負荷に供給したりすることができる。本実施形態では、一例として、このような電力変換システム１Ｔ及び直流電源１７を含む蓄電システムが、オフィスビル、病院、商業施設及び学校等の、非住宅施設に導入される場合を想定して説明する。

（２）構成
以下に、本実施形態に係る電力変換システム１Ｔの構成について、図６６を参照して説明する。

本実施形態に係る電力変換システム１Ｔは、図６６に示すように、接続部３と、コンデンサ４と、トランス回路部５と、接続部６と、コンバータ部７と、フィルタ回路９と、制御部１３と、接続部１５と、を備えている。接続部３は、端子Ｐ２と、端子Ｎ２と、を含む。接続部６は、端子Ｐ３と、端子Ｎ３と、スナバ回路６０と、を含む。接続部１５は、端子１５ａと、端子１５ｂと、を含む。

図６６の例では、端子Ｐ２が高電位（正極）となるように、２つの端子Ｐ２，Ｎ２間には直流電源１７が電気的に接続されている。また、２つの端子１５ａ，１５ｂ間には、交流電力系統２９が電気的に接続されている。ただし、ここでいう「端子」は、電線等を接続するための部品でなくてもよく、例えば、電子部品のリードや、回路基板に含まれる導体の一部であってもよい。

本実施形態では、２つの端子１５ａ，１５ｂと交流電力系統２９との間に開閉部２が電気的に接続されている（図６６参照）。開閉部２は、制御部１３から出力される開閉信号に従って開閉するように構成されている。そのため、制御部１３は、開閉部２の開閉状態を把握している。開閉部２は、例えば交流電力系統２９から電力変換システム１Ｔを解列させるための解列用のリレーである。

コンデンサ４は、直流電圧へ平滑するためのコンデンサであり、所望の容量を持つ電界コンデンサやフィルムコンデンサなどであっても構わない。ここでは電解コンデンサであって、２つの端子Ｐ２，Ｎ２間に電気的に接続されている。コンデンサ４は、２つの端子Ｐ２，Ｎ２間の電圧を安定化する機能を有している。

スナバ回路６０は、抵抗６１と、コンデンサ６２と、を有している。抵抗６１及びコンデンサ６２は、２つの端子Ｐ３，Ｎ３間に電気的に直列に接続されている。電力変換システム１Ｔの動作時には、２つの端子Ｐ３，Ｎ３間に直流電圧が発生する。

トランス回路部５は、コンデンサ４と接続部６との間に電気的に接続されている。トランス回路部５は、コンバータ部５１（第１コンバータ部の一例）と、コンバータ部５２（第２コンバータ部の一例）と、トランス５３と、を含む。

コンバータ部５１は、２個のスイッチング素子ＡＬ，ＢＬと、２個のダイオードＤＡ，ＤＢと、２個のコンデンサＣＡ，ＣＢと、を備える。スイッチング素子ＡＬ，ＢＬは、例えば、デプレッション型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）からなる。ダイオードＤＡは、還流用のダイオードであって、アノードがスイッチング素子ＡＬのソースに接続され、カソードがスイッチング素子ＡＬのドレインに接続されている。また、ダイオードＤＢは、ダイオードＤＡと同様に還流用のダイオードであって、カソードがスイッチング素子ＢＬのソースに接続され、アノードがスイッチング素子ＢＬのドレインに接続されている。コンデンサＣＡは、スイッチング素子ＡＬのソース及びドレイン間に接続され、コンデンサＣＢは、スイッチング素子ＢＬのソース及びドレイン間に接続されている。

コンバータ部５２は、２個のスイッチング素子ＹＬ，ＸＬと、２個のダイオードＤＹ，ＤＸと、を備える。スイッチング素子ＹＬ，ＸＬは、例えば、デプレッション型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）からなる。ダイオードＤＹは、還流用のダイオードであって、アノードがスイッチング素子ＹＬのソースに接続され、カソードがスイッチング素子ＹＬのドレインに接続されている。また、ダイオードＤＸは、ダイオードＤＹと同様に還流用のダイオードであって、カソードがスイッチング素子ＸＬのソースに接続され、アノードがスイッチング素子ＸＬのドレインに接続されている。なお、ダイオードＤＡ，ＤＢ，ＤＹ，ＤＸはＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードでも構わない。

トランス５３は、センタータップ付きの高周波絶縁トランスであって、互いに磁気的に結合された一次巻線５３１と、二次巻線５３２と、を含む。一次巻線５３１は、一次側センタータップ（一次側中間端子）ＣＴ１を接続点とする、２つの巻線Ｌ１，Ｌ２の直列回路にて構成される。同様に、二次巻線５３２は、二次側センタータップ（二次側中間端子）ＣＴ２を接続点とする、２つの巻線Ｌ３，Ｌ４の直列回路にて構成される。一次側センタータップＣＴ１は、コンデンサ４の正極側の端子（端子Ｐ２）、言い換えれば、直流電源１７の第１端に電気的に接続されている。二次側センタータップＣＴ２は、２つの端子Ｐ３，Ｎ３のうち高電位側の端子Ｐ３に電気的に接続されている。本実施形態では、一例として、巻線Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４の巻数比は、１：１：１：１であることとする。

また、一次巻線５３１は、一次側第１巻線端子５３１１と、一次側第２巻線端子５３１２と、を有している。一次側第１巻線端子５３１１は、巻線Ｌ２における巻線Ｌ１と反対側の端部に設けられており、スイッチング素子ＡＬを介して直流電源１７の第２端に電気的に接続されている。一次側第２巻線端子５３１２は、巻線Ｌ１における巻線Ｌ２と反対側の端部に設けられており、スイッチング素子ＢＬを介して直流電源１７の第２端に電気的に接続されている。

また、二次巻線５３２は、二次側第１巻線端子５３２１と、二次側第２巻線端子５３２２と、を有している。二次側第１巻線端子５３２１は、巻線Ｌ４における巻線Ｌ３と反対側の端部に設けられており、スイッチング素子ＸＬを介して端子Ｎ３に電気的に接続されている。二次側第２巻線端子５３２２は、巻線Ｌ３における巻線Ｌ４と反対側の端部に設けられており、スイッチング素子ＹＬ介して端子Ｎ３に電気的に接続されている。

スイッチング素子ＡＬは、コンデンサ４の両端間において、巻線Ｌ２と電気的に直列に接続されている。スイッチング素子ＢＬは、コンデンサ４の両端間において、巻線Ｌ１と電気的に直列に接続されている。言い換えれば、２つの端子Ｐ２，Ｎ２間には、巻線Ｌ２及びスイッチング素子ＡＬの直列回路と、巻線Ｌ１及びスイッチング素子ＢＬの直列回路とが、電気的に並列に接続されている。具体的には、スイッチング素子ＡＬのドレインが、巻線Ｌ２を介して一次側センタータップＣＴ１に電気的に接続され、スイッチング素子ＢＬのドレインが、巻線Ｌ１を介して一次側センタータップＣＴ１に電気的に接続されている。スイッチング素子ＡＬ，ＢＬのソースは、いずれもコンデンサ４の負極側の端子（端子Ｎ２）に電気的に接続されている。

スイッチング素子ＹＬは、スナバ回路６０の両端間において、巻線Ｌ３と電気的に直列に接続されている。スイッチング素子ＸＬは、スナバ回路６０の両端間において、巻線Ｌ４と電気的に直列に接続されている。言い換えれば、２つの端子Ｐ３，Ｎ３間には、巻線Ｌ３及びスイッチング素子ＹＬの直列回路と、巻線Ｌ４及びスイッチング素子ＸＬの直列回路とが、電気的に並列に接続されている。具体的には、スイッチング素子ＹＬのドレインが、巻線Ｌ３を介して二次側センタータップＣＴ２に電気的に接続され、スイッチング素子ＸＬのドレインが、巻線Ｌ４を介して二次側センタータップＣＴ２に電気的に接続されている。スイッチング素子ＹＬ，ＸＬのソースは、いずれも２つの端子Ｐ３，Ｎ３のうち低電位側の端子Ｎ３に電気的に接続されている。

コンバータ部７は、スナバ回路６０と２つの端子１５ａ，１５ｂとの間に電気的に接続されている。コンバータ部７は、４つのスイッチング素子ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬを有している。４つのスイッチング素子ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬには、還流用のダイオードＤ１〜Ｄ４がそれぞれ逆並列に接続されている。コンバータ部７は、スナバ回路６０とフィルタ回路９との間において、直流電圧から交流電圧、又は交流電圧から直流電圧への変換を行うＤＣ／ＡＣコンバータ（インバータ）を構成する。言い換えれば、コンバータ部７は、トランス回路部５からの直流電力を交流電力系統２９への単相交流電力に変換し、又は交流電力系統２９からの単相交流電力をトランス回路部５への直流電力に変換する単相インバータを構成する。本実施形態では、一例として、スイッチング素子ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬの各々は、デプレッション型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなる。

スイッチング素子ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬは、フルブリッジ接続されている。つまり、スイッチング素子ＵＨは、スナバ回路６０の両端間において、スイッチング素子ＵＬと電気的に直列に接続されている。スイッチング素子ＷＨは、スナバ回路６０の両端間において、スイッチング素子ＷＬと電気的に直列に接続されている。言い換えれば、スナバ回路６０の両端間において、スイッチング素子ＵＨ，ＵＬの直列回路と、スイッチング素子ＷＨ，ＷＬの直列回路とが、電気的に並列に接続されている。具体的には、スイッチング素子ＵＨ，ＷＨのドレインは、いずれも２つの端子Ｐ３，Ｎ３のうち高電位側の端子Ｐ３に電気的に接続されている。スイッチング素子ＵＬ，ＷＬのソースは、いずれも２つの端子Ｐ３，Ｎ３のうち低電位側の端子Ｎ３に電気的に接続されている。

フィルタ回路９は、図６６に示すように、２つのコイル９１，９２と、コンデンサ９３と、を有している。コイル９１の一端、言い換えれば、フィルタ回路９におけるコンバータ部７側の一対の端子の一方は、スイッチング素子ＵＨのソース及びスイッチング素子ＵＬのドレインの接続点に、電気的に接続されている。コイル９２の一端、言い換えれば、フィルタ回路９におけるコンバータ部７側の一対の端子の他方は、スイッチング素子ＷＨのソース及びスイッチング素子ＷＬのドレインの接続点に、電気的に接続されている。コイル９１，９２の他端、言い換えれば、フィルタ回路９における端子１５ａ，１５ｂ側の一対の端子は、２つの端子１５ａ，１５ｂに電気的に接続されている。言い換えれば、コンバータ部７は、フィルタ回路９を介して２つの端子１５ａ，１５ｂに電気的に接続されている。また、コイル９１の他端とコイル９２の他端との間には、コンデンサ９３が電気的に接続されている。

制御部１３は、８つのスイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬ，ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬをそれぞれ制御するための制御信号ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬ，ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬを出力する。制御信号ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬ，ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬは、直接的に、又は駆動回路を介して、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬ，ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬのゲートに印加され、スイッチング素子をＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬ，ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬを個別にオン／オフする。制御部１３は、デューティ比を調節可能なＰＷＭ（Pulse Width Modulation）方式によって、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬ，ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬを制御する。制御部１３は、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）を含むマイクロコンピュータ、ＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）、又はＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）等で構成される。

（３）動作
（３．１）基本動作
以下に、電力変換システム１Ｔの基本動作について、図６６を参照して簡単に説明する。

本実施形態では、上述したように電力変換システム１Ｔは、２つの端子Ｐ２，Ｎ２と２つの端子１５ａ，１５ｂとの間で、トランス５３を介して、双方向に電力の変換を行うように構成されている。そのため、電力変換システム１Ｔは、「インバータモード」と、「コンバータモード」との２つの動作モードを有している。インバータモードは、２つの端子Ｐ２，Ｎ２に入力される直流電力を交流電力に変換して２つの端子１５ａ，１５ｂから出力する動作モードである。コンバータモードは、２つの端子１５ａ，１５ｂに入力される交流電力を直流電力に変換して２つの端子Ｐ２，Ｎ２から出力する動作モードである。

まず、インバータモードでの電力変換システム１Ｔの動作について説明する。ここでは、２つの端子Ｐ２，Ｎ２間の電圧、つまりコンデンサ４の両端電圧の大きさが「Ｅ」であることと仮定する。

制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＸＬの組み合わせと、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬの組み合わせとが交互にオンするように、トランス回路部５のスイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＸＬ，ＹＬを制御する。ここで、スイッチング素子ＡＬ，ＸＬ（又はスイッチング素子ＢＬ，ＹＬ）のデューティ比は５０％である。これにより、スイッチング素子ＡＬ，ＸＬがオンのときには、巻線Ｌ４の両端に電圧「−Ｅ」が発生し、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬがオンのときには巻線Ｌ３の両端に電圧「Ｅ」が発生する。そのため、２つの端子Ｐ３，Ｎ３に対しては、巻線Ｌ３及び巻線Ｌ４から交互に電圧「Ｅ」が印加される。

２つの端子Ｐ３，Ｎ３の電圧が固定されている期間において、制御部１３は、コンバータ部７をＰＷＭ制御することにより、コンバータ部７の出力電圧を制御する。具体的には、スイッチング素子ＵＨ，ＷＬ（又はスイッチング素子ＵＬ，ＷＨ）がオンする供給期間には、巻線Ｌ３（又は巻線Ｌ４）からコンバータ部７を通して２つの端子１５ａ，１５ｂに電流が供給される。一方、スイッチング素子ＵＨ，ＷＨ（又はスイッチング素子ＵＬ，ＷＬ）がオンする循環期間には、還流経路としてのコンバータ部７を通してコイル９１，９２からの電流が流れる。制御部１３は、これら供給期間と循環期間との比率を変えることにより、コンバータ部７の出力電圧を制御する。トランス回路部５のトランス５３の二次巻線５３２における反転動作は、循環期間において行われる。

以上説明したような動作を繰り返すことにより、電力変換システム１Ｔは、直流電源（蓄電池）１７からの直流電力を交流電力に変換して、２つの端子１５ａ，１５ｂから交流電力系統２９に出力する。

また、電力変換システム１Ｔは、コンバータモードにおいても、基本的には上記インバータモードと同様のシーケンスにより、トランス回路部５（コンバータ部５１，５２）及びコンバータ部７を動作させる。すなわち、電力変換システム１Ｔにおいて、コンバータ部７の出力電圧が交流電力系統２９の電圧を下回っていれば、交流電力系統２９からの交流電力は直流電力に変換され、２つの端子Ｐ２，Ｎ２から直流電源１７に出力される。

ところで、上述した蓄電システムにおいて、制御部１３からの開閉信号によって開閉部２が開状態になった場合、フィルタ回路９のコイル９１，９２に蓄積されたエネルギがコンバータ部７側に回生される。このとき、制御部１３は、電力変換システム１Ｔが交流電力系統２９から解列しているため、通常であれば、トランス回路部５（コンバータ部５１，５２）及びコンバータ部７を停止させる。この場合、コンバータ部７では、コイル９１，９２からの回生電流が、例えばダイオードＤ３を通り、トランス回路部５の二次側センタータップＣＴ２に向けて流れる。しかしながら、トランス回路部５では、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬがオフであるため、上記回生電流が流れる経路を形成することができない。そのため、上記回生電流によって、スイッチング素子ＹＬ，ＸＬに過大なストレスがかかる可能性がある。

（３．２）開閉部の開時における動作
以下に、開閉部２の開時における電力変換システム１Ｔの動作、言い換えればコンバータ部７と交流電力系統２９との間を遮断する場合の電力変換システム１Ｔの動作について、図６７、図６８Ａ及び図６８Ｂを参照して説明する。

本実施形態の電力変換システム１Ｔでは、制御部１３は、コンバータ部７と交流電力系統２９との間を遮断する場合、コンバータ部７を停止させ、かつトランス回路部５を所定期間動作させる。言い換えれば、制御部１３は、開閉部２を開状態にする場合、コンバータ部７を停止させ、かつトランス回路部５を所定期間動作させる。具体的には、制御部１３は、上記所定期間において、開閉部２を開状態にする前と同じ動作をトランス回路部５に行わせる。言い換えれば、制御部１３は、上記所定期間において、一次巻線５３１に二次巻線５３２側の電力が回生されるようにトランス回路部５を動作させる。つまり、制御部１３は、上記所定期間において、スイッチング素子ＡＬ，ＸＬ（又はスイッチング素子ＢＬ，ＹＬ）のデューティ比を５０％とする。なお、上記所定期間は、ここでは予め決められた期間である。

まず、開閉部２の開時における電力変換システム１Ｔの動作の概略について、図６７を参照して説明する。図６７における「Ｓｉｇ１」は、制御部１３から開閉部２への開閉信号であり、「Ｓｉｇ２」は、制御部１３からコンバータ部７への制御信号であり、「Ｓｉｇ３」は、制御部１３からトランス回路部５への制御信号である。

制御部１３は、時刻ｔ１のときに、ローレベルの開閉信号Ｓｉｇ１を開閉部２に出力する。開閉部２は、制御部１３からの開閉信号Ｓｉｇ１によって開状態になる。制御部１３は、時刻ｔ２のときに、ローレベルの制御信号Ｓｉｇ２をコンバータ部７に出力する。コンバータ部７は、制御部１３からの制御信号Ｓｉｇ２に従って動作を停止する。言い換えれば、コンバータ部７は、制御信号Ｓｉｇ２に従って、スイッチング素子ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬをオフする。

一方、制御部１３は、時刻ｔ３になるまで、ハイレベルの制御信号Ｓｉｇ３をトランス回路部５に出力する。トランス回路部５は、制御部１３からの制御信号Ｓｉｇ３に従って、ディーティ比が５０％のオンオフ動作を行う。そして、制御部１３は、時刻ｔ３のときに、ローレベルの制御信号Ｓｉｇ３をトランス回路部５に出力する。トランス回路部５は、制御部１３からの制御信号Ｓｉｇ３に従って動作を停止する。言い換えれば、トランス回路部５は、制御信号Ｓｉｇ３に従って、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＸＬ，ＹＬをオフする。

ここで、本実施形態では、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間Ｔｉ１において、コンバータ部７を停止させ、かつトランス回路部５を動作させている。すなわち、期間Ｔｉ１が所定期間である。そして、期間Ｔｉ１において、トランス回路部５を動作させることによって、二次巻線５３２側で発生するエネルギを一次巻線５３１側に回生させることができる。以下、回生動作の詳細について、図６８Ａ及び図６８Ｂを参照して説明する。

まず、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬがオンであるときの電力変換システム１Ｔの動作について、図６８Ａを参照して説明する。開閉部２が開状態となることでコンバータ部７と交流電力系統２９との間が遮断された状態では、コイル９１，９２に蓄積さえたエネルギがコンバータ部７側に回生される。このとき、上記エネルギによって、例えばコイル９１→コンデンサ９３→コイル９２の向き（図６８Ａ中の矢印Ａ１の向き）に回生電流が流れる。この回生電流は、例えばダイオードＤ３を通り、トランス回路部５の二次側センタータップＣＴ２へと流れる（図６８Ａ中の矢印Ａ２参照）。

このとき、スイッチング素子ＹＬがオンであるため、上記回生電流は、二次側センタータップＣＴ２から二次側第２巻線端子５３２２に向かう向き（図６８Ａ中の矢印Ａ３の向き）で巻線Ｌ３に流れる。ここで、巻線Ｌ１と巻線Ｌ３とは巻き方向が同じなので、一次側の巻線Ｌ１には、巻線Ｌ３と逆向きの電流が流れる。このとき、スイッチング素子ＢＬがオンであるため、上記電流は、巻線Ｌ１→コンデンサ４→スイッチング素子ＢＬ→巻線Ｌ１の経路で流れる（図６８Ａ中の矢印Ａ４参照）。このように、コイル９１，９２に蓄積されたエネルギは、コンデンサ４に回生される。

次に、スイッチング素子ＡＬ，ＸＬがオンであるときの電力変換システム１Ｔの動作について、図６８Ｂを参照して説明する。開閉部２が開状態になることでコンバータ部７と交流電力系統２９との間が遮断された状態では、コイル９１，９２に蓄積されたエネルギがコンバータ部７側に回生される。このとき、上記エネルギによって、例えばコイル９１→コンデンサ９３→コイル９２の向き（図６８Ｂ中の矢印Ｂ１の向き）に回生電流が流れる。この回生電流は、例えばダイオードＤ３を通り、トランス回路部５の二次側センタータップＣＴ２へと流れる（図６８Ｂ中の矢印Ｂ２参照）。

このとき、スイッチング素子ＸＬがオンであるため、上記回生電流は、二次側センタータップＣＴ２から二次側第１巻線端子５３２１に向かう向き（図６８Ｂの矢印Ｂ３の向き）で巻線Ｌ４に流れる。ここで、巻線Ｌ２と巻線Ｌ４とは巻き方向が同じなので、一次側の巻線Ｌ２には、巻線Ｌ４と逆向きの電流が流れる。このとき、スイッチング素子ＡＬがオンであるため、上記電流は、巻線Ｌ２→コンデンサ４→スイッチング素子ＡＬ→巻線Ｌ２の経路で流れる（図６８Ｂ中の矢印Ｂ４参照）。このように、コイル９１，９２に蓄積されたエネルギは、コンデンサ４に回生される。

そして、制御部１３は、上記所定期間が経過すると、トランス回路部５を停止させる。言い換えれば、制御部１３は、４つのスイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＸＬ，ＹＬをオフする。

上述のシーケンスは、直流電源（蓄電池）１７の放電時（インバータモード）におけるシーケンスであるが、直流電源１７の充電時（コンバータモード）においても、同様のシーケンスにより、コイル９１，９２に蓄積されたエネルギをコンデンサ４に回生させることができる。

本実施形態に係る電力変換システム１Ｔでは、上述のように、開閉部２が開状態となった場合に、開閉部２が開状態となる前と同じ動作をトランス回路部５に所定期間行わせている。言い換えれば、制御部１３は、上記所定期間において、一次巻線５３１に二次巻線５３２側の電力が回生されるようにトランス回路部５を動作させている。そのため、フィルタ回路９のコイル９１，９２に蓄積されたエネルギを、直流電源１７側、言い換えれば、直流電源１７の両端間に接続されたコンデンサ４に回生させることができる。これにより、上記所定期間においてトランス回路部５を停止させる場合に比べて、スイッチング素子ＹＬ，ＸＬにかかるストレスを低減することができる。なお、上述の実施例では、開閉信号Ｓｉｇ１によって開閉部２が開状態になった後に、制御信号Ｓｉｇ２によってコンバータ部７が停止している。これに対して、実際には開閉部２の応答遅れのため、コンバータ部７が停止した後に、開閉部２が開状態になる場合があるが、開閉部２とコンバータ部７の動作の順番が入れ替わっても構わない。

ところで、上述の実施形態では、開閉部２を開状態にする場合を例に説明したが、例えば瞬間的な過電流などの異常状態を検出して電力の伝達を停止させる場合、開閉部２を開状態にしないでコンバータ部７の停止処理（ゲートブロック）のみで対応する場合がある。この場合、本実施形態に係る電力変換システム１Ｔでは、出力側のコンバータ部７の動作を停止させる（ゲートブロック）。したがって、この場合には、トランス回路部５も合わせて停止させてしまうと、上述の実施形態と同様に、コイル９１，９２からの回生電流によってスイッチング素子ＸＬ，ＹＬに過大なストレスがかかる可能性がある。したがって、この場合においても、制御部１３は、コンバータ部７を停止させ、かつトランス回路部５を所定期間動作させるように構成されていることが好ましい。なお、動作については上述の実施形態と同様であるため、ここでは説明を省略する。

（４）変形例
上述の実施形態は本開示の一例に過ぎず、本開示は、上述の実施形態に限定されることはなく、上述の実施形態以外であっても、本開示に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能である。以下、上述の実施形態の変形例について列挙する。

電力変換システム１Ｔ及び直流電源（蓄電池）１７を含む蓄電システムは、非住宅施設に限らず、例えば、住宅に導入されてもよいし、電気自動車等、施設以外に適用されてもよい。また、電力変換システム１Ｔは、交流電力系統２９と、直流電源１７との間における電力変換に限らず、例えば、太陽光発電装置又は燃料電池等の発電設備と、交流電力系統２９との間の電力変換に用いられてもよい。

電力変換システム１Ｔは、双方向に電力の変換を行う構成に限らず、例えば、２つの端子Ｐ２，Ｎ２から２つの端子１５ａ，１５ｂへの一方向（単方向）にのみ、電力の変換を行う構成であってもよい。

スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＸＬ，ＹＬ，ＵＨ，ＵＬ，ＷＬ，ＷＬがＭＯＳＦＥＴであれば、還流用のダイオードＤＡ，ＤＢ，ＤＹ，ＤＸ，Ｄ１〜Ｄ４の代わりに、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＸＬ，ＹＬ，ＵＨ，ＵＬ，ＷＬ，ＷＬの寄生ダイオードを利用してもよい。更に、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＸＬ，ＹＬ，ＵＨ，ＵＬ，ＷＬ，ＷＬの各々は、ＭＯＳＦＥＴに限らず、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等であってもよい。

上述の実施形態では、２個のスイッチング素子を同期させた同期整流の場合を例として説明したが、例えば、１個のスイッチング素子及び１個のダイオードによるダイオード整流（非同期整流）であってもよい。

上述の実施形態では、コンバータ部７が単相インバータである場合を例として説明したが、コンバータ部７は三相コンバータであってもよい。

上述の実施形態では、第２接続対象が交流電力系統２９である場合を例として説明したが、第２接続対象は交流電力系統２９に限らず、例えば交流電力を動作電源とする交流負荷であってもよい。

また、上述の実施形態では、第１接続対象が直流電源１７である場合を例として説明したが、第１接続対象は直流電源１７に限らず、例えば直流負荷であってもよいし、双方向に電力変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータであってもよい。

上述の実施形態では、コンバータ部５１，５２が共にセンタータップ型（ＣＮＴ型）である場合を例として説明したが、コンバータ部５１，５２は、それぞれ、フルブリッジ型（ＦＢ型）であってもよいし、ハーフブリッジ型（ＨＢ型）であってもよい。すなわち、トランス回路部５は、これらの組み合わせにより構成されていればよい。

（まとめ）
以上述べた実施形態から明らかなように、第１の態様に係る電力変換システム（１，１Ａ〜１Ｔ）は、直流電源（１７）（第１接続対象の一例）と交流負荷（２７）（第２接続対象の一例）との間で少なくとも単方向に電力を伝達する電力変換システムである。電力変換システム（１，１Ａ〜１Ｔ）は、接続部（３）（第１外部接続部の一例）と、接続部（１５）（第２外部接続部の一例）と、トランス回路部（５）と、コンバータ部（７）（第３コンバータ部の一例）と、接続部（６）と、制御部（１３）と、を備える。接続部（３）は、直流負荷（１７）に接続される。接続部（１５）は、交流負荷（２７）に接続される。トランス回路部（５）は、一次巻線（５３１）と、二次巻線（５３２）と、コンバータ部（５１）（第１コンバータ部の一例）と、コンバータ部（５２）（第２コンバータ部の一例）とを含む。一次巻線（５３１）は、直流電源（１７）側に設けられる。二次巻線（５３２）は、一次巻線（５３１）と磁気結合される。コンバータ部（５１）は、接続部（３）及び一次巻線（５３１）間に接続される。コンバータ部（５２）は、二次巻線（５３２）に接続される。コンバータ部（７）は、接続部（１５）に接続される。接続部（６）は、コンバータ部（５２）及びコンバータ部（７）間を接続する端子（Ｐ３）（第１接続端子の一例）及び端子（Ｎ３）（第２接続端子の一例）を含む。制御部（１３）は、一次巻線（５３１）に正及び負の電圧が交互に印加され、かつ端子（Ｎ３）に対する端子（Ｐ３）の電圧が正となるようにコンバータ部（５１）及びコンバータ部（５２）の少なくとも一方を制御する。制御部（１３）は、一次巻線（５３１）の電圧の極性が反転する反転期間を含む第１期間において、トランス回路部（５）及びコンバータ部（７）間で電力の伝達が行われないようにコンバータ部（７）を制御する。制御部（１３）は、第１期間とは異なる第２期間において、トランス回路部（５）からコンバータ部（７）に向かう第１方向又は第１方向とは逆の第２方向で電力の伝達が行われるようにコンバータ部（７）を制御する。

第１の態様によれば、平滑用の大容量コンデンサが不要となり回路規模を小さくすることができ、かつ一次巻線（５３１）にかかる電圧極性の反転を安定的に行うことで、スイッチング素子（ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬ，ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬ）の損失及び耐圧を低下させることができる。

第２の態様に係る電力変換システム（１，１Ａ〜１Ｉ）では、第１の態様において、第１接続対象は直流電源（１７）であり、かつ第２接続対象は交流電力系統（２９）である場合と、第１接続対象は直流電源（１７）であり、かつ第２接続対象は交流負荷（２７）である場合と、第１接続対象は直流負荷（２８）であり、かつ第２接続対象は交流電力系統（２９）である場合とのいずれかである。電力変換システム（１，１Ａ〜１Ｉ）は、第１接続対象と第２接続対象との間で双方向に電力を伝達する。

第２の態様によれば、第１接続対象と第２接続対象との間で双方向に電力を伝達することができる。

第３の態様に係る電力変換システム（１Ｊ）では、第１の態様において、第１接続対象は直流電源（１７）であり、かつ第２接続対象は直流負荷（２８）である場合と、第１接続対象は直流負荷（２８）であり、かつ第２接続対象は直流電源（１７）である場合と、第１接続対象及び第２接続対象が共に直流電源（１７）である場合とのいずれかである。電力変換システム（１Ｊ）は、第１接続対象と第２接続対象との間で双方向に直流電力を伝達する。

第３の態様によれば、第１接続対象と第２接続対象との間で双方向に直流電力を伝達することができる。

第４の態様に係る電力変換システム（１Ｋ〜１Ｓ）では、第１の態様において、第１接続対象は直流電源（１７）と直流機器（２７）（負荷の一例）との一方であり、第２接続対象は直流電源（１７）と直流機器（２７）との他方又は交流電力系統（２９）である。電力変換システム（１Ｋ〜１Ｓ）は、直流電源（１７）と直流機器（２７）又は交流電力系統（２９）との間で単方向に電力を伝達する。

第４の態様によれば、直流電源（１７）と直流機器（２７）又は交流電力系統（２９）との間で単方向に電力を伝達することができる。

第５の態様に係る電力変換システム（１，１Ａ〜１Ｔ）では、第１〜４のいずれかの態様において、接続部（６）は、端子（Ｐ３）及び端子（Ｎ３）間に接続されるスナバ回路（６０）を含む。

第５の態様によれば、スナバ回路（６０）によって、電力変換システム（１，１Ａ〜１Ｔ）内に発生するリンギングを抑えることができる。

第６の態様に係る電力変換システム（１，１Ａ〜１Ｉ）は、第１〜４のいずれかの態様において、第２接続対象に接続される２以上の電源端子（Ｕ１，Ｗ１）を含む。制御部（１３）は、第１期間において、２以上の電源端子（Ｕ１，Ｗ１）間が短絡されるように第３コンバータ部（７）を制御する。

第６の態様によれば、トランス回路部（５）及びコンバータ部（７）間で電力の伝達が行われないようにすることができる。

第７の態様に係る電力変換システム（１，１Ａ〜１Ｉ）では、第６の態様において、制御部（１３）は、第１期間において、第１制御と第２制御との一方を行う。第１制御は、２以上のハイサイド側スイッチング素子（ＵＨ，ＷＨ）をオンし、かつ２以上のローサイド側スイッチング素子（ＵＬ，ＷＬ）をオフする制御である。第２制御は、ハイサイド側スイッチング素子（ＵＨ，ＷＨ）をオフし、かつローサイド側スイッチング素子（ＵＬ，ＷＬ）をオンする制御である。ハイサイド側スイッチング素子（ＵＨ，ＷＨ）は、端子（Ｐ３）及び２以上の電源端子（Ｕ１，Ｗ１）のうちのいずれか１つに接続される。ローサイド側スイッチング素子（ＵＬ，ＷＬ）は、端子（Ｎ３）及び２以上の電源端子（Ｕ１，Ｗ１）のうちのいずれか１つに接続される。

第７の態様によれば、トランス回路部（５）及びコンバータ部（７）間で電力の伝達が行われないようにすることができる。

第８の態様に係る電力変換システム（１，１Ａ〜１Ｊ）は、第１〜３のいずれかの態様において、第１インバータモードと、第２インバータモードと、第１コンバータモードと、第２コンバータモードとのいずれかのモードで駆動する。第１インバータモードでは、コンバータ部（７）から第２外部接続部（１５）に出力される出力電圧が正であり、第２インバータモードでは、上記出力電圧が負である。第１コンバータモードでは、第２外部接続部（１５）を介してコンバータ部（７）に入力される入力電圧が正であり、第２コンバータモードでは、上記入力電圧が負である。制御部（１３）は、第１インバータモードと第１コンバータモードとにおいて、コンバータ部（７）を同一シーケンスで制御し、第２インバータモードと第２コンバータモードとにおいて、コンバータ部（７）を同一のシーケンスで制御する。

第８の態様によれば、コンバータ部（７）の出力電流又は入力電流の極性が想定する極性と異なる極性を示したとしても、第１インバータモードと第１コンバータモードとを連続的に切り替え、かつ第２インバータモードと第２コンバータモードとを連続的に切り替えることができる。その結果、ＵＰＳ（無停電電源装置）などの自立運転にも適応できる。

第９の態様に係る電力変換システム（１Ｋ）では、第４の態様において、第１接続対象は直流電源（１７）である。第２接続対象は負荷である。負荷（機器）は直流機器（２７）（直流負荷）である。接続部（１５）は、端子（Ｕ２）（第１外部接続端子の一例）、及び端子（Ｎ３）に接続される端子（Ｗ２）（第２外部接続端子の一例）を含む。コンバータ部（７）は、第１方向に直流電力を伝達するチョッパ回路で構成されている。チョッパ回路は、コイル（７１）と、スイッチング素子（ＵＨ）と、ダイオード（Ｄ２）と、を含む。コイル（７１）は、端子（Ｕ２）に第１コイル端子が接続される。スイッチング素子（ＵＨ）は、コイル（７１）の第２コイル端子（Ｕ１）及び端子（Ｐ３）間に接続される。ダイオード（Ｄ２）は、カソードが第２コイル端子（Ｕ１）に接続され、アノードが端子（Ｎ３）に接続される。

第９の態様によれば、第１方向に電力を伝達することができる。

第１０の態様に係る電力変換システム（１Ｋ）では、第９の態様において、制御部（１３）は、第１期間においてスイッチング素子（ＵＨ）をオフし、第２期間においてスイッチング素子（ＵＨ）をオンする。

第１０の態様によれば、第１方向に電力を伝達することができる。

第１１の態様に係る電力変換システム（１Ｐ）では、第４の態様において、第１接続対象は負荷である。第２接続対象は直流電源（１７）又は交流電力系統（２９）である。負荷（機器）は直流機器（２７）（直流負荷）である。接続部（１５）は、端子（Ｕ２）（第１外部接続端子の一例）、及び端子（Ｎ３）に接続される端子（Ｗ２）（第２外部接続端子の一例）を含む。コンバータ部（７）は、第２方向に直流電力を伝達するチョッパ回路で構成されている。チョッパ回路は、コイル（７１）と、ダイオード（Ｄ１）と、スイッチング素子（ＵＬ）と、を含む。コイル（７１）は、端子（Ｕ２）に第１コイル端子が接続される。ダイオード（Ｄ１）は、アノードがコイル（７１）の第２コイル端子（Ｕ１）に接続され、カソードが端子（Ｐ３）に接続される。スイッチング素子（ＵＬ）は、第２コイル端子（Ｕ１）及び端子（Ｎ３）間に接続される。

第１１の態様によれば、第２方向に電力を伝達することができる。

第１２の態様に係る電力変換システム（１Ｐ）では、第１１の態様において、制御部（１３）は、第１期間においてスイッチング素子（ＵＬ）をオンし、第２期間においてスイッチング素子（ＵＬ）をオフする。

第１２の態様によれば、第２方向に電力を伝達することができる。

第１３の態様に係る電力変換システム（１Ｋ）では、第４の態様において、制御部（１３）は、第１期間において、トランス回路部（５）を介さずに電流が流れる閉ループをコンバータ部（７）内に形成し、閉ループにて電流を循環させる循環モードを有する。

第１３の態様によれば、トランス回路部（５）及びコンバータ部（７）間で電力の伝達が行われないようにすることができる。

第１４の態様に係る電力変換システム（１Ｔ）では、第１〜５のいずれかの態様において、制御部（１３）は、コンバータ部（７）と交流電力系統（２９）との間における電力の伝達を停止する場合に、コンバータ部（７）を停止させ、かつトランス回路部（５）を所定期間動作させる。

第１４の態様によれば、コンバータ部（７）と交流電力系統（２９）との間における電力の伝達を停止する場合に、トランス回路部（５）を所定期間動作させることによって、二次巻線（５３２）側で生じた電力を一次巻線（５３１）側に回生させることができる。

第１５の態様に係る電力変換システム（１Ｔ）では、第１４の態様において、制御部（１３）は、所定期間において、一次巻線（５３１）側に二次巻線（５３２）側の電力が回生されるようにトランス回路部（５）を動作させる。

第１５の態様によれば、二次巻線（５３２）側で生じた電力を一次巻線（５３１）側に回生させることができる。

第２〜第１５の態様に係る構成については、電力変換システム（１，１Ａ〜１Ｔ）の必須の構成ではなく、適宜省略可能である。

本開示は、例えば、定置用蓄電池のパワーコンディショナ、または、ＥＶ／ＰＨＶ用のＶ２Ｈ（ＶｅｈｉｃｌｅｔｏＨｏｍｅ）パワーコンディショナ、モータードライブなどに利用することができる。

ＡＨ，ＡＬスイッチング素子
ＢＨ，ＢＬスイッチング素子
ＣＡ，ＣＢコンデンサ
ＣＴ１センタータップ
ＣＴ２センタータップ
ＩＬ電流
Ｌ１，Ｌ１１，Ｌ１２，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４コイル
Ｎ２，Ｎ３端子
Ｐ２，Ｐ３端子
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４端子
Ｕ１，Ｕ２端子
ＵＨ，ＵＬスイッチング素子
ＶＨ，ＶＬスイッチング素子
ＶＴ１，ＶＴ２，ＶＴ３，ＶＴ４電圧
Ｖｏ，Ｖｏｕｔ電圧
Ｗ１，Ｗ２端子
ＷＨ，ＷＬ，ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬスイッチング素子
１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅ，１Ｆ，１Ｇ，１Ｈ，１Ｉ，１Ｊ，１Ｋ，１Ｌ，１Ｍ，１Ｎ，１Ｐ，１Ｑ，１Ｒ，１Ｓ，１Ｔ電力変換システム
５トランス回路部
６接続部
７コンバータ部
９フィルタ回路
１３制御部
１５接続部
１７直流電源
２７交流負荷
２９交流電力系統
５１コンバータ部
５２コンバータ部
５３トランス
６０スナバ回路
５３１一次巻線
５３２二次巻線

上記態様において、図４３を参照し、前記制御部は、前記第１期間において、前記第３電源端子（Ｕ１）、第４電源端子（Ｖ１）、及び前記第５電源端子（Ｗ１）間が短絡されるように前記第３コンバータ部を制御してもよい。

上記態様において、図５０を参照し、前記第２外部接続部（１５）は、第３外部接続端子（Ｕ２）、及び前記第２接続端子（Ｎ３）に接続される第４外部接続端子（Ｗ２）を含み、
前記ＤＣＤＣコンバータは、双方向チョッパ回路で構成され、
前記双方向チョッパ回路は、
前記第３外部接続端子（Ｕ２）に第１コイル端子が接続されるコイル（７１Ａ）と、
前記コイル（７１Ａ）の第２コイル端子（Ｕ１）及び前記第１接続端子（Ｐ３）間に接続される第９スイッチング素子（ＵＨ）と、
前記第２コイル端子（Ｕ１）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第１０スイッチング素子（ＵＬ）とを含んでもよい。

上記態様において、図５３を参照し、前記機器は直流機器（２８）であり、
前記第２外部接続部（１５）は、第３外部接続端子（Ｕ２）及び前記第２接続端子（Ｎ３）に接続される第４外部接続端子（Ｗ２）を含み、
前記第３コンバータ部（７）は、前記第１単方向に直流電力を伝達するチョッパ回路で構成され、
前記チョッパ回路は、
前記第３外部接続端子（Ｕ２）に第１コイル端子が接続されるコイル（７１Ａ）と、
前記コイルの第２コイル端子（Ｕ１）及び前記第１接続端子（Ｐ３）間に接続される第９スイッチング素子（ＵＨ）と、
カソードが前記第２コイル端子（Ｕ１）に接続され、アノードが前記第２接続端子（Ｎ３）に接続されるダイオード（Ｄ２）とを含んでもよい。

上記態様において、図６０を参照し、前記機器は直流機器（２８）であり、
前記第２外部接続部（１５）は、第３外部接続端子（Ｕ２）、及び前記第２接続端子（Ｎ３）に接続される第４外部接続端子（Ｗ２）を含み、
前記第３コンバータ部（７）は、前記第２単方向に直流電力を伝達するチョッパ回路で構成され、
前記チョッパ回路は、
前記第３外部接続端子（Ｕ２）に第１コイル端子が接続されるコイル（７１Ａ）と、
アノードが前記コイルの第２コイル端子（Ｕ１）に接続され、カソードが前記第１接続端子（Ｐ３）に接続されるダイオード（Ｄ１）と、
前記第２コイル端子（Ｕ１）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第９スイッチング素子（ＵＬ）とを含んでもよい。

本態様によれば、直流電源からの直流電力を単相交流電力に変換し、交流電力系統又は単相交流機器に伝達できる。又は、単相交流機器からの単相交流電力を直流電力に変換し、直流電源に伝達できる。

二次巻線５３２は、センタータップＣＴ２（第２センタータップの一例）により分離される２つのコイルＬ３，Ｌ４を含む。センタータップＣＴ２は、端子Ｐ３と接続されている。二次巻線５３２の一端である端子Ｔ３（第４巻線端子の一例）は、スイッチング素子ＹＬ（第６スイッチング素子の一例）に接続されている。二次巻線５３２の他端である端子Ｔ４（第４巻線端子の一例）は、スイッチング素子ＸＬ（第５スイッチング素子の一例）に接続されている。コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４は、それぞれ、センタータップＣＴ１，端子Ｔ２，センタータップＣＴ２，端子Ｔ４の極性が同じになるように磁気結合されている。

＜期間（５）＞
期間（５）は回生期間から循環期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＦＦにする。このとき、コンバータ部７は回生モードを維持し、電流ＩＬは、コイル９１→ダイオードＤ１→コイルＬ３→スイッチング素子ＹＬ→スイッチング素子ＷＬを通る回生経路８２→コイル９２を流れる。また、トランス５３の一次側の電流は、経路８５を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が行われる。

＜期間（５）＞
期間（５）は回生期間から循環期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＷＨ＝ＯＦＦにする。このとき、コンバータ部７は回生モードを維持し、電流ＩＬは、コイル９２→ダイオードＤ３→コイルＬ３→スイッチング素子ＹＬ→スイッチング素子ＵＬ→コイル９１を通る回生経路８８を流れる。また、トランス５３の一次側の電流は、経路８５を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が行われる。

インピーダンス特性Ｇ１３は、漏れインダクタンスＬ１００の値をＬ、コンデンサＣ２００の値をＣとすると、ω＜１／√（ＬＣ）の領域ではインピーダンス特性Ｇ１１，Ｇ１２のうちインピーダンスの低い方のインピーダンス特性Ｇ１１と同じ特性を持ち、ω＞１／√（ＬＣ）の領域ではインピーダンス特性Ｇ１１，Ｇ１２のうちインピーダンスの低い方のインピーダンス特性Ｇ１２と同じ特性を持っている。

＜タイミングチャート＞
＜インバータモード＞
次に、インバータモードにおける電力変換システム１のタイミングチャートについて説明する。図２３はインバータモードにおける電力変換システム１のタイミングチャートを示す図である。図２３において、（１）はスイッチング素子ＢＬ，ＡＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。（２）はスイッチング素子ＵＨ，ＵＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。（３）はスイッチング素子ＷＨ，ＷＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。（４）は電圧ＶＴ１と電流＝（ＩＬ１−ＩＬ２）とを示す。（５）は電圧「Ｐ３−Ｎ３」を示す。（６）は電流ＩＬと、電圧Ｖｏｕｔとを示す。

図２４は、図２３において反転期間ＴＣ１，ＴＣ２を拡大して示したタイミングチャートである。図２４において、（１）〜（６）は図２３の（１）〜（６）の反転期間ＴＣ２を拡大した図であり、（７）〜（１２）は図２３の（１）〜（６）の反転期間ＴＣ１を拡大した図である。

（４）を参照し、電圧ＶＴ１はデッドタイムＴｄにおいて負から正の極性に反転していることが分かる。

その後、制御部１３は、デューティ比に応じてスイッチング素子ＵＬ，ＷＬを順次ＯＮする。スイッチング素子ＵＬ，ＶＬ，ＷＬのＯＮに応答して電流ＩＬｕ，ＩＬｖ，ＩＬｗが変化する。

なお、スナバ回路６０Ａ〜６０Ｃにおいて、抵抗６１，６３，Ｒ３は、それぞれ、例えば、６．４Ω，１８０Ω，３３０Ωが採用されている。また、コンデンサ６２，６４，６９は、それぞれ、例えば、１０ｎＦ，１μＦ，１μＦが採用されている。また、スナバ回路６０Ａ〜６０Ｃにおいて、抵抗６１及びコンデンサ６２は、電圧Ｖｃｌｐ１以下、電圧Ｖｃｌｐ２以上の範囲でのリンギングを除去するように機能する。また、スナバ回路６０Ａ〜６０Ｃにおいて、抵抗６１及びコンデンサ６２は省かれても良い。

トランス回路部５は、コンバータ部５１（第１コンバータ部の一例）、コンバータ部５２（第２コンバータ部の一例）、及びトランス５３を含む。接続部６は、端子Ｐ３（第１接続端子の一例）と、端子Ｎ３（第２接続端子の一例）と、スナバ回路６０とを含む。スナバ回路６０は、抵抗６１及びコンデンサ６２を含む。ＤＣＤＣコンバータ７は、双方向チョッパ回路で構成されている。接続部１５は、端子Ｕ２（第３外部接続端子の一例）と端子Ｗ２（第４外部接続端子の一例）とを含む。端子Ｕ２はコイル７１Ａと接続され、端子Ｗ２は端子Ｎ３と接続されている。

ＤＣＤＣコンバータ７は、スイッチング素子ＵＨ（第９スイッチング素子の一例）と、スイッチング素子ＵＬ（第１０スイッチング素子の一例）と、２つのダイオードＤ１，Ｄ２と、コイル７１Ａと、コンデンサ７２Ａとを含む。

コイル７１Ａは、端子Ｕ２及び端子Ｕ１間に接続されている。コンデンサ７２Ａは、端子Ｕ２及び端子Ｗ２間に接続されている。なお、コンデンサ７２Ａは直流機器２８又は直流電源１７が備えていても良い。

（２）はスイッチング素子ＵＨ，ＵＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。（３）はコイル７１Ａに流れる電流ＩＬと、コイルＬ１２に流れる電流ＩＬ３とを示す。（４）は端子Ｎ３を基準とする端子Ｐ３の電圧「Ｐ３−Ｎ３」と、端子Ｔ４を基準とするコイルＬ１２の電圧ＶＴ３とを示す。（５）は端子Ｗ２を基準とする端子Ｕ２の電圧Ｖｏｕｔを示す。以下、端子Ｎ２を基準とする端子Ｐ２の電圧を電圧ＶＥとして説明する。また、周期Ｔは、一次巻線５３１に供給される交流電圧の１周期を示す。

このとき、（３）を参照し、電流ＩＬが直線的に増大している。また、（３）を参照し、電流ＩＬ３は急激に減少した後、緩やかな傾きで増大している。

トランス回路部５は、コンバータ部５１（第１コンバータ部の一例）、コンバータ部５２（第２コンバータ部の一例）、及びトランス５３を含む。接続部６は、端子Ｐ３（第１接続端子の一例）と、端子Ｎ３（第２接続端子の一例）と、スナバ回路６０とを含む。スナバ回路６０は、抵抗６１及びコンデンサ６２を含む。コンバータ部７（第３コンバータ部の一例）は、第１単方向に電力を伝達するチョッパ回路で構成されている。接続部１５は、端子Ｕ２（第３外部接続端子の一例）と端子Ｗ２（第４外部接続端子の一例）とを含む。端子Ｕ２はコイル７１Ａと接続され、端子Ｗ２は端子Ｎ３と接続されている。

コンバータ部７は、スイッチング素子ＵＨ（第９スイッチング素子の一例）と、２つのダイオードＤ１，Ｄ２と、コイル７１Ａと、コンデンサ７２Ａとを含む。

コイル７１Ａは、端子Ｕ２及び端子Ｕ１間に接続されている。コンデンサ７２Ａは、端子Ｕ２及び端子Ｗ２間に接続されている。

（２）はスイッチング素子ＵＨのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。（３）はコイル７１Ａに流れる電流ＩＬと、コイルＬ１２に流れる電流ＩＬ３とを示す。（４）は端子Ｎ３を基準とする端子Ｐ３の電圧「Ｐ３−Ｎ３」と、端子Ｔ４を基準とするコイルＬ１２の電圧ＶＴ３とを示す。（５）は端子Ｗ２を基準とする端子Ｕ２の電圧Ｖｏｕｔを示す。以下、端子Ｎ２を基準とする端子Ｐ２の電圧を電圧ＶＥとして説明する。また、周期Ｔは、一次巻線５３１に供給される交流電圧の１周期を示す。

図５５は、図５４において反転期間ＴＣ１，ＴＣ２を拡大して示したタイミングチャートである。図５５において、（１）〜（５）は図５４の（１）〜（５）の反転期間ＴＣ２を拡大した図であり、（６）〜（１０）は図５４の（１）〜（５）の反転期間ＴＣ１を拡大した図である。

コンバータ部７は、第２単方向に電力を伝達するチョッパ回路で構成されている。詳細には、コンバータ部７は、スイッチング素子ＵＬ（第９スイッチング素子の一例）と、２つのダイオードＤ１，Ｄ２と、コイル７１Ａと、コンデンサ７２Ａとを含む。

（２）はスイッチング素子ＵＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。（３）はコイル７１Ａに流れる電流ＩＬと、コイルＬ１２に流れる電流ＩＬ３とを示す。（４）は端子Ｎ３を基準とする端子Ｐ３の電圧「Ｐ３−Ｎ３」と、端子Ｔ４を基準とするコイルＬ１２の電圧ＶＴ３とを示す。（５）は電圧Ｖｂｕｓを示す。以下、端子Ｎ２を基準とする端子Ｐ２の電圧を電圧ＶＥとして説明する。周期Ｔは、一次巻線５３１に供給される交流電圧の１周期を示す。なお、電圧ＶＥは、電圧Ｖｏｕｔがコンバータ部７により昇圧された電圧である。

電力変換システム１Ｔは、一例として、図６６に示すように、第２接続対象としての交流電力系統２９と第１接続対象としての直流電源（例えば、蓄電池）１７との間における電力変換に用いられる。ここでいう「交流電力系統」は、電力会社等の電気事業者が需要家の受電設備に電力を供給するためのシステム全体を意味する。図６６の例では、電力変換システム１Ｔは、直流電源１７が電気的に接続される接続部（第１外部接続部）３と、交流電力系統２９が電気的に接続される接続部（第２外部接続部）１５と、を有する。この電力変換システム１Ｔは、直流電源１７の充電時には、交流電力系統２９から入力される交流電力を直流電力に変換し、変換した直流電力を直流電源１７に供給する。また、電力変換システム１Ｔは、直流電源１７の放電時には、直流電源１７から入力される直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を交流電力系統２９に出力する。

スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＸＬ，ＹＬ，ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬがＭＯＳＦＥＴであれば、還流用のダイオードＤＡ，ＤＢ，ＤＹ，ＤＸ，Ｄ１〜Ｄ４の代わりに、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＸＬ，ＹＬ，ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬの寄生ダイオードを利用してもよい。更に、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＸＬ，ＹＬ，ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬの各々は、ＭＯＳＦＥＴに限らず、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等であってもよい。

第４の態様に係る電力変換システム（１Ｋ〜１Ｓ）では、第１の態様において、第１接続対象は直流電源（１７）と直流機器（２８）（負荷の一例）との一方であり、第２接続対象は直流電源（１７）と直流機器（２８）との他方又は交流電力系統（２９）である。電力変換システム（１Ｋ〜１Ｓ）は、直流電源（１７）と直流機器（２８）又は交流電力系統（２９）との間で単方向に電力を伝達する。

第４の態様によれば、直流電源（１７）と直流機器（２８）又は交流電力系統（２９）との間で単方向に電力を伝達することができる。

第７の態様に係る電力変換システム（１，１Ａ〜１Ｉ）では、第６の態様において、制御部（１３）は、第１期間において、第１制御と第２制御との一方を行う。第１制御は、２以上のハイサイド側スイッチング素子（ＵＨ，ＷＨ）をオンし、かつ２以上のローサイド側スイッチング素子（ＵＬ，ＷＬ）をオフする制御である。第２制御は、２以上のハイサイド側スイッチング素子（ＵＨ，ＷＨ）をオフし、かつ２以上のローサイド側スイッチング素子（ＵＬ，ＷＬ）をオンする制御である。２以上のハイサイド側スイッチング素子（ＵＨ，ＷＨ）は、端子（Ｐ３）及び２以上の電源端子（Ｕ１，Ｗ１）のうちのいずれか１つに接続される。２以上のローサイド側スイッチング素子（ＵＬ，ＷＬ）は、端子（Ｎ３）及び２以上の電源端子（Ｕ１，Ｗ１）のうちのいずれか１つに接続される。

第９の態様に係る電力変換システム（１Ｋ）では、第４の態様において、第１接続対象は直流電源（１７）である。第２接続対象は負荷である。負荷（機器）は直流機器（２７）（直流負荷）である。接続部（１５）は、端子（Ｕ２）（第１外部接続端子の一例）、及び端子（Ｎ３）に接続される端子（Ｗ２）（第２外部接続端子の一例）を含む。コンバータ部（７）は、第１方向に直流電力を伝達するチョッパ回路で構成されている。チョッパ回路は、コイル（７１Ａ）と、スイッチング素子（ＵＨ）と、ダイオード（Ｄ２）と、を含む。コイル（７１Ａ）は、端子（Ｕ２）に第１コイル端子が接続される。スイッチング素子（ＵＨ）は、コイル（７１Ａ）の第２コイル端子（Ｕ１）及び端子（Ｐ３）間に接続される。ダイオード（Ｄ２）は、カソードが第２コイル端子（Ｕ１）に接続され、アノードが端子（Ｎ３）に接続される。

第１１の態様に係る電力変換システム（１Ｐ）では、第４の態様において、第１接続対象は負荷である。第２接続対象は直流電源（１７）又は交流電力系統（２９）である。負荷（機器）は直流機器（２７）（直流負荷）である。接続部（１５）は、端子（Ｕ２）（第１外部接続端子の一例）、及び端子（Ｎ３）に接続される端子（Ｗ２）（第２外部接続端子の一例）を含む。コンバータ部（７）は、第２方向に直流電力を伝達するチョッパ回路で構成されている。チョッパ回路は、コイル（７１Ａ）と、ダイオード（Ｄ１）と、スイッチング素子（ＵＬ）と、を含む。コイル（７１Ａ）は、端子（Ｕ２）に第１コイル端子が接続される。ダイオード（Ｄ１）は、アノードがコイル（７１Ａ）の第２コイル端子（Ｕ１）に接続され、カソードが端子（Ｐ３）に接続される。スイッチング素子（ＵＬ）は、第２コイル端子（Ｕ１）及び端子（Ｎ３）間に接続される。

Claims

第１接続対象と第２接続対象との間で少なくとも単方向に電力を伝達する電力変換システムであって、
前記第１接続対象に接続される第１外部接続部と、
前記第２接続対象に接続される第２外部接続部と、
前記第１外部接続部側に設けられた一次巻線と、前記一次巻線と磁気結合される二次巻線と、前記第１外部接続部及び前記一次巻線間に接続される第１コンバータ部と、前記二次巻線に接続される第２コンバータ部とを含むトランス回路部と、
前記第２外部接続部に接続される第３コンバータ部と、
前記第２コンバータ部及び前記第３コンバータ部間を接続する第１接続端子及び第２接続端子を含む接続部と、
前記一次巻線に正及び負の電圧が交互に印加され、かつ前記第２接続端子に対する前記第１接続端子の電圧が正となるように前記第１コンバータ部及び前記第２コンバータ部の少なくとも一方を制御する制御部と、を備え、
前記制御部は、前記一次巻線の電圧の極性が反転する反転期間を含む第１期間において、前記トランス回路部及び前記第３コンバータ部間で電力の伝達が行われないように前記第３コンバータ部を制御し、前記第１期間とは異なる第２期間において、前記トランス回路部から前記第３コンバータ部に向かう第１方向又は前記第１方向とは逆の第２方向で電力の伝達が行われるように前記第３コンバータ部を制御する
電力変換システム。
前記第１接続対象は直流電源であり、かつ前記第２接続対象は交流電力系統である場合と、
前記第１接続対象は前記直流電源であり、かつ前記第２接続対象は交流負荷である場合と、
前記第１接続対象は直流負荷であり、かつ前記第２接続対象は前記交流電力系統である場合とのいずれかであり、
前記第１接続対象と前記第２接続対象との間で双方向に電力を伝達する
請求項１に記載の電力変換システム。
前記第１接続対象は直流電源であり、かつ前記第２接続対象は直流負荷である場合と、
前記第１接続対象は前記直流負荷であり、かつ前記第２接続対象は前記直流電源である場合と、
前記第１接続対象及び前記第２接続対象が共に前記直流電源である場合とのいずれかであり、
前記第１接続対象と前記第２接続対象との間で双方向に電力を伝達する
請求項１に記載の電力変換システム。
前記第１接続対象は直流電源と負荷との一方であり、前記第２接続対象は前記直流電源と前記負荷との他方又は交流電力系統であって、
前記直流電源と前記負荷又は前記交流電力系統との間で単方向に電力を伝達する
請求項１に記載の電力変換システム。
前記接続部は、前記第１接続端子及び前記第２接続端子間に接続されるスナバ回路を含む
請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換システム。
前記第２接続対象と接続される２以上の電源端子を含み、
前記制御部は、前記第１期間において、前記２以上の電源端子間が短絡されるように前記第３コンバータ部を制御する
請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換システム。
前記制御部は、前記第１期間において、前記第１接続端子及び前記２以上の電源端子のうちのいずれか１つに接続される２以上のハイサイド側スイッチング素子をオンし、かつ、前記第２接続端子及び前記２以上の電源端子のうちのいずれか１つに接続される２以上のローサイド側スイッチング素子をオフする制御と、前記ハイサイド側スイッチング素子をオフし、かつ、前記ローサイド側スイッチング素子をオンする制御とのいずれか一方を行う
請求項６に記載の電力変換システム。
前記電力変換システムは、前記第３コンバータ部から前記第２外部接続部に出力される出力電圧が正の第１インバータモードと、前記出力電圧が負の第２インバータモードと、前記第２外部接続部を介して前記第３コンバータ部に入力される入力電圧が正の第１コンバータモードと、前記入力電圧が負の第２コンバータモードとのいずれかのモードで駆動し、
前記制御部は、前記第１インバータモードと前記第１コンバータモードとにおいて、前記第３コンバータ部を同一シーケンスで制御し、前記第２インバータモードと前記第２コンバータモードとにおいて、前記第３コンバータ部を同一のシーケンスで制御する
請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換システム。
前記第１接続対象は前記直流電源であり、
前記第２接続対象は前記負荷であり、
前記負荷は直流負荷であり、
前記第２外部接続部は、第１外部接続端子、及び前記第２接続端子に接続される第２外部接続端子を含み、
前記第３コンバータ部は、前記第１方向に直流電力を伝達するチョッパ回路で構成され、
前記チョッパ回路は、
前記第１外部接続端子に第１コイル端子が接続されるコイルと、
前記コイルの第２コイル端子及び前記第１接続端子間に接続されるスイッチング素子と、
カソードが前記第２コイル端子に接続され、アノードが前記第２接続端子に接続されるダイオードと、を含む
請求項４に記載の電力変換システム。
前記制御部は、前記第１期間において前記スイッチング素子をオフし、前記第２期間において前記スイッチング素子をオンする
請求項９に記載の電力変換システム。
前記第１接続対象は前記負荷であり、
前記第２接続対象は前記直流電源又は前記交流電力系統であり、
前記負荷は直流負荷であり、
前記第２外部接続部は、第１外部接続端子、及び前記第２接続端子に接続される第２外部接続端子を含み、
前記第３コンバータ部は、前記第２方向に直流電力を伝達するチョッパ回路で構成され、
前記チョッパ回路は、
前記第１外部接続端子に第１コイル端子が接続されるコイルと、
アノードが前記コイルの第２コイル端子に接続され、カソードが前記第１接続端子に接続されるダイオードと、
前記第２コイル端子及び前記第２接続端子間に接続されるスイッチング素子と、を含む
請求項４に記載の電力変換システム。
前記制御部は、前記第１期間において前記スイッチング素子をオンし、前記第２期間において前記スイッチング素子をオフする
請求項１１に記載の電力変換システム。
前記制御部は、前記第１期間において、前記トランス回路部を介さずに電流が流れる閉ループを前記第３コンバータ部内に形成し、前記閉ループにて電流を循環させる循環モードを有する
請求項４に記載の電力変換システム。
前記制御部は、前記第３コンバータ部と前記第２接続対象との間における電力の伝達を停止する場合に、前記第３コンバータ部を停止させ、かつ前記トランス回路部を所定期間動作させる
請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換システム。
前記制御部は、前記所定期間において、前記一次巻線側に前記二次巻線側の電力が回生されるように前記トランス回路部を動作させる
請求項１４に記載の電力変換システム。