WO2018070496A1 - 電力変換システム - Google Patents

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WO2018070496A1 PCT/JP2017/037073 JP2017037073W WO2018070496A1 WO 2018070496 A1 WO2018070496 A1 WO 2018070496A1 JP 2017037073 W JP2017037073 W JP 2017037073W WO 2018070496 A1 WO2018070496 A1 WO 2018070496A1
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converter
power
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史人 草間
真 小曽根
孝彰 則定
豊 掃部
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パナソニックＩｐマネジメント株式会社
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    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present disclosure relates generally to a power conversion system, and more particularly to a power conversion system that converts power in at least one direction.
  • Power sales in which companies or individuals sell electric power obtained from distributed power sources (for example, solar cells, fuel cells, storage batteries) to electric power companies are expanding.
  • Power sale is performed by a grid connection that connects a distributed power source to a commercial power grid.
  • the power of the distributed power source is converted into power suitable for the commercial power system using a power conversion device called a power conditioner.
  • Patent Document 1 discloses an insulating bidirectional buck-boost chopper circuit (40) provided between a battery (21) and an electric double layer capacitor (22).
  • This bidirectional buck-boost chopper circuit (40) includes a transformer (41) with a center tap.
  • the center tap of the primary winding of the transformer (41) is connected to the (+) terminal of the low voltage battery (21) via the reactor (42), and a pair of boost chopper elements (43, 45) are connected to both ends of the primary winding. ) Is connected.
  • the center tap of the secondary winding is connected to the electric double layer capacitor (22) via the voltage line (VL), and a pair of step-down chopper elements (46, 47) are connected to both ends of the secondary winding.
  • VL voltage line
  • the above-described conventional technique has a problem that a large capacity capacitor for smoothing is required and the circuit scale becomes large. Further, there is a problem that the voltage polarity applied to the primary winding cannot be stably inverted, resulting in loss of the switching element and deterioration of the withstand voltage.
  • the present disclosure has been made in view of the above-described problems, and an object thereof is to provide a power conversion system capable of reducing the circuit scale and stably reversing the polarity of the voltage applied to the primary winding. .
  • the power conversion system is a power conversion system that transmits power at least in one direction between the first connection target and the second connection target.
  • the power conversion system includes a first external connection unit, a second external connection unit, a transformer circuit unit, a third converter unit, a connection unit, and a control unit.
  • the first external connection unit is connected to the first connection target.
  • the second external connection unit is connected to the second connection target.
  • the transformer circuit section includes a primary winding provided on the first external connection section side, a secondary winding magnetically coupled to the primary winding, and the first external connection section and the primary winding.
  • the third converter unit is connected to the second external connection unit.
  • the connection part includes a first connection terminal and a second connection terminal for connecting the second converter part and the third converter part.
  • the controller is configured so that positive and negative voltages are alternately applied to the primary winding, and the voltage of the first connection terminal with respect to the second connection terminal is positive.
  • Control at least one of the converter units.
  • the control unit In the first period including an inversion period in which the polarity of the voltage of the primary winding is inverted, the control unit is configured to prevent the power from being transmitted between the transformer circuit unit and the third converter unit. Control part.
  • the control unit transmits power in a first direction from the transformer circuit unit to the third converter unit or in a second direction opposite to the first direction.
  • the third converter unit is controlled as shown in FIG.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a power conversion system 1 according to Embodiment 1.
  • FIG. It is a wave form diagram which shows operation
  • FIG. 3 is a diagram showing a current path flowing through a converter unit 7. It is a wave form diagram which shows operation
  • FIG. 3 is a diagram showing a current path flowing through a converter unit 7. It is a wave form diagram which shows operation
  • FIG. 6 is a circuit diagram of a power conversion system 1A according to Embodiment 2.
  • FIG. It is a figure which shows the timing chart of 1 A of power conversion systems in inverter mode.
  • FIG. 29 is a timing chart showing the inversion periods TC1 and TC2 in an enlarged manner in FIG.
  • FIG. 31 is a timing chart showing enlarged inversion periods TF1, TF2 in FIG.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of a power conversion system 1B according to Embodiment 3. It is a figure which shows the timing chart of the power conversion system 1B in inverter mode.
  • FIG. 31 is a timing chart showing enlarged inversion periods TC1 and TC2 in FIG.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of a power conversion system 1C according to a fourth embodiment.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of a power conversion system 1D according to a fifth embodiment.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of a power conversion system 1E according to Embodiment 6.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of a power conversion system 1F according to a seventh embodiment.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of a power conversion system 1G according to an eighth embodiment.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of a power conversion system 1H according to a ninth embodiment.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of a power conversion system 1I according to a tenth embodiment. It is a timing chart of the power conversion system 1I in inverter mode, and has shown the case where a phase is 0 degree
  • the circuit configuration of the snubber circuit 60 and the waveform diagram of the voltage “P3-N3” are shown.
  • the circuit configuration of the snubber circuit 60A of the first aspect of the eleventh embodiment and the waveform diagram of the voltage “P3-N3” are shown.
  • FIG. 20 is a circuit diagram of a power conversion system 1J according to Embodiment 12. It is a figure which shows the timing chart of the power conversion system 1J in a 1st transmission mode. It is a figure which shows the timing chart of the power conversion system 1J in a 2nd transmission mode.
  • FIG. 20 is a circuit diagram of a power conversion system 1K according to a thirteenth embodiment.
  • FIG. 25 is a circuit diagram of a power conversion system 1L according to a fourteenth embodiment.
  • FIG. 22 is a circuit diagram of a power conversion system 1M according to a fifteenth embodiment.
  • FIG. 22 is a circuit diagram of a power conversion system 1N according to a sixteenth embodiment. It is a figure which shows the timing chart of power conversion system 1N.
  • FIG. 18 is a circuit diagram of a power conversion system 1P according to Embodiment 17. It is a figure which shows the timing chart of the power conversion system 1P.
  • FIG. 23 is a circuit diagram of a power conversion system 1Q according to an eighteenth embodiment.
  • FIG. 38 is a circuit diagram of a power conversion system 1R according to a nineteenth embodiment.
  • FIG. 38 is a circuit diagram of a power conversion system 1S according to a twentieth embodiment.
  • FIG. 38 is a circuit diagram of a power conversion system 1T according to a twenty-first embodiment. It is a figure which shows the timing chart of power conversion system 1T. It is a circuit diagram for demonstrating operation
  • a primary DC power source is connected to a primary winding of a high-frequency transformer via an inverter, and a secondary winding of the high-frequency transformer is connected via a converter.
  • a large-capacity capacitor and an output inverter are connected, and the output inverter is connected to an AC power system or an AC load.
  • Such a conventional isolated power converter converts a DC voltage from a DC power source into a rectangular wave-shaped high-frequency AC voltage whose polarity is reversed at high speed by an inverter, and supplies the high-frequency AC voltage to the converter via a transformer. Then, smooth it to a DC voltage with a large-capacitance capacitor. And the conventional power converter device carries out PWM control of the DC voltage with an output inverter, generates an AC voltage having a desired frequency and amplitude, and outputs it to the commercial power system.
  • the conventional power conversion device requires a large-capacity capacitor between the converter and the output inverter, and there is a problem that the circuit scale increases.
  • the polarity of the voltage applied to the primary winding cannot be reversed stably, and the switching element of the converter on the primary side becomes hard switching at turn-on and turn-off, increasing the switching loss and ringing applied to the element.
  • the voltage also increased.
  • Patent Document 1 has a problem that a large capacity capacitor for smoothing is required and the circuit scale becomes large.
  • the voltage polarity applied to the primary winding cannot be stably inverted, resulting in loss of the switching element and deterioration of the withstand voltage.
  • Patent Document 1 since the primary side is a current drive type, the reactor (42) is connected to the center tap of the primary winding. Therefore, when the bidirectional buck-boost chopper circuit (40) of Patent Document 1 is applied to the present application, a large ringing voltage is generated, so that the circuit becomes unusable.
  • the purpose of the present disclosure is to eliminate the need for a smoothing large-capacitance capacitor, to reduce the circuit scale, and to stably reverse the polarity of the voltage applied to the primary winding, thereby reducing the loss and breakdown voltage of the switching element. It is to provide a power conversion system that can be reduced.
  • One aspect of the present disclosure is a power conversion device that transmits power bidirectionally between a DC power source and an AC power system or an AC load, A primary winding provided on the DC power supply side, a secondary winding magnetically coupled to the primary winding, a first converter unit connected between the DC power supply and the primary winding, and the secondary A transformer circuit unit including a second converter unit connected to the winding; A third converter connected to the AC power system or the AC load; A connection part including a first connection terminal and a second connection terminal for connecting the second converter part and the third converter part; The first converter unit is controlled so that positive and negative voltages are alternately applied to the primary winding, and the first connection terminal voltage with respect to the second connection terminal is positive.
  • the control unit In the first period including an inversion period in which the polarity of the voltage of the primary winding is inverted, the control unit is configured to prevent the power from being transmitted between the transformer circuit unit and the third converter unit. In a second period different from the first period, power is transmitted in the first direction from the transformer circuit section to the third converter section or in a second direction opposite to the first direction.
  • the third converter unit is controlled as shown in FIG.
  • the first to third converter units are so-called power converters, and include a DC / AC converter, an AC / DC converter, and a DC / DC converter.
  • This aspect controls the third converter unit so that power is not transmitted between the second converter unit and the third converter unit in the first period including the inversion period in which the polarity of the voltage of the primary winding is inverted. Therefore, according to this aspect, the first converter unit and the second converter unit can be ZCS (zero current switching), and the polarity of the voltage applied to the primary winding can be stably inverted. Therefore, the loss and breakdown voltage of the switching element can be reduced.
  • this embodiment does not require a smoothing large-capacitance capacitor as shown in Patent Document 1, the circuit scale can be reduced.
  • the first converter unit is controlled so that positive and negative voltages are alternately applied to the primary winding, but the voltage of the first connection terminal with respect to the second connection terminal is positive.
  • the second converter unit is controlled. Therefore, in this aspect, a voltage having a constant polarity is input to the third converter unit.
  • the third converter unit can be configured by a normal full-bridge circuit, and normal control can be applied.
  • this aspect in the second period different from the first period, power is transmitted in the first direction from the transformer circuit unit to the third converter unit or in the second direction opposite to the first direction. Controls the third converter unit. Therefore, this aspect can adjust the amplitude of the alternating current voltage and alternating current output from a 3rd converter part, or the electric current regenerated from an alternating current power supply to direct current power supply by changing the ratio of the 2nd period to the 1st period.
  • the first and second power supply terminals (P2 and N2) connected to the DC power supply may be further included.
  • the primary winding includes a first center tap (CT1) connected to the first power supply terminal (P2),
  • the first converter unit (51) A first switching element (AL) connected between the first winding terminal (T2) of the primary winding and the second power supply terminal (N2);
  • a second switching element (BL) connected between the second winding terminal (T1) of the primary winding and the second power supply terminal (N2) may be included.
  • the primary winding and the first converter unit are configured by a center tap type circuit.
  • the first and second power supply terminals (P2 and N2) connected to the DC power supply are further included.
  • the first converter unit (51) is composed of a full-bridge circuit,
  • the full bridge circuit is A first switching element (AH) connected between the first power supply terminal (P2) and the first winding terminal (T2) of the primary winding;
  • a second switching element (AL) connected between the first winding terminal (T2) and the second power supply terminal (N2);
  • a third switching element (BH) connected to the first power supply terminal (P2) and the second winding terminal (T1) of the primary winding;
  • a fourth switching element (BL) connected between the second winding terminal (T1) and the second power supply terminal (N2) may be included.
  • the primary winding and the first converter unit are configured by a full bridge type circuit.
  • the power supply device further includes first and second power supply terminals (P2 and N2) connected to the DC power supply
  • the first converter unit (51) is a half-bridge circuit
  • the half-bridge circuit is A first switching element (AH) connected between the first power supply terminal (P2) and the first winding terminal (T2) of the primary winding;
  • a second switching element (AL) connected between the first winding terminal (T2) and the second power supply terminal (N2);
  • a first capacitor (C * 1) connected between the first power supply terminal (P2) and the second winding terminal (T1) of the primary winding, the second winding terminal (T1) and the second winding terminal (T1). It may further include at least one of a second capacitor (C * 2) connected between the power supply terminals (N2).
  • the primary winding and the first converter unit are configured by a half ridge type circuit.
  • the secondary winding includes a second center tap (CT2) connected to the first connection terminal (P3),
  • CT2 connected to the first connection terminal (P3)
  • the second converter unit (52) A fifth switching element (XL) connected between the third winding terminal (T4) and the second connection terminal (N3) of the secondary winding;
  • a sixth switching element (YL) connected between the fourth winding terminal (T3) of the secondary winding and the second connection terminal (N3) may be included.
  • the secondary winding and the second converter unit are configured by a center tap type circuit.
  • the second converter section (52) is configured by a full-bridge circuit
  • the full bridge circuit is A fifth switching element (YH) connected between the first connection terminal (P3) and the third winding terminal (T4) of the secondary winding; A sixth switching element (YL) connected between the third winding terminal (T4) and the second connection terminal (N3); A seventh switching element (XH) connected between the fourth winding terminal (T3) and the first connection terminal (P3) of the secondary winding; An eighth switching element (XL) connected between the fourth winding terminal (T3) and the second connection terminal (N3) may be included.
  • the secondary winding and the second converter unit are configured by a full bridge type circuit.
  • the second converter unit (52) is configured by a half-bridge circuit
  • the half-bridge circuit is A fifth switching element (XH) connected between the first connection terminal (P3) and the fourth winding terminal (T3) of the secondary winding;
  • a sixth switching element (XL) connected between the fourth winding terminal (T3) and the second connection terminal (N3);
  • a third capacitor (CXH) connected between the third winding terminal (T4) and the first connection terminal (P3) of the secondary winding, the third winding terminal (T4) and the second connection terminal ( It may further include at least one of a fourth capacitor (CXL) connected between N3).
  • the secondary winding and the second converter unit are configured by a half bridge type circuit.
  • FIG. 1 it further includes a third power supply terminal (U1) and a fourth power supply terminal (W1) connected to the AC power system or the AC load,
  • the third converter unit (7) A ninth switching element (UH) connected between the first connection terminal (P3) and the third power supply terminal (U1); A tenth switching element (UL) connected between the third power supply terminal (U1) and the second connection terminal (N3); An eleventh switching element (WH) connected between the first connection terminal (P3) and the fourth power supply terminal (W1); A twelfth switching element (WL) connected between the fourth power supply terminal (W1) and the second connection terminal (N3) may be included.
  • the third converter unit is configured by a single-phase inverter.
  • the power supply system further includes third, fourth, and fifth power supply terminals (U1, V1, W1) connected to the AC power system or the AC load.
  • the third converter unit (7) is composed of a three-phase inverter, The three-phase inverter is A ninth switching element (UH) connected between the first connection terminal (P3) and the third power supply terminal (U1); A tenth switching element (UL) connected between the third power supply terminal (U1) and the second connection terminal (N3); An eleventh switching element (VH) connected between the first connection terminal (P3) and the fourth power supply terminal (V1); A twelfth switching element (VL) connected between the fourth power supply terminal (V1) and the second connection terminal (N3); A thirteenth switching element (WH) connected between the first connection terminal (P3) and the fifth power supply terminal (W1); A fourteenth switching element (WL) connected between the fifth power supply terminal (W1) and the second connection terminal (N3) may be included.
  • the third converter unit is constituted by a three-phase inverter.
  • connection portion may include a snubber circuit (60) connected between the first and second connection terminals (P3, N3).
  • ringing generated in the power conversion circuit can be suppressed.
  • the snubber circuit (60) One end of the snubber diode (63, 67) is connected to the first connection terminal (P3), and the other end of the snubber diode (63, 67) is connected to the second connection terminal (N3).
  • One or a plurality of CRD snubbers including a snubber capacitor (64) and a snubber resistor (65, 68) connected in parallel with the snubber diode (63, 67) may be included.
  • the ringing generated between the first and second connection terminals is absorbed by the snubber capacitor, and the ringing can be suppressed.
  • control unit causes the third converter unit (7) to be short-circuited between the third and fourth power supply terminals (U1, W1) in the first period. You may control.
  • This aspect is an example of control in the first period when the third converter unit is configured by a single-phase inverter.
  • the control unit turns on a switching element on the high side including the ninth switching element (UH) and the eleventh switching element (WH), and , Control to turn off the low-side switching elements including the tenth switching element (UL) and the twelfth switching element (WL), the high-side switching elements (UH, WH) to be turned off, and the low side
  • One of the control to turn on the switching elements (UL, WL) on the side may be performed.
  • This aspect is an example of control in the first period when the third converter unit is configured by a single-phase inverter.
  • the controller short-circuits the third power supply terminal (U1), the fourth power supply terminal (V1), and the fifth power supply terminal (V1) in the first period.
  • the third converter unit may be controlled.
  • This aspect is an example of control in the first period when the third converter unit is configured by a three-phase inverter.
  • the control unit includes a high side including the ninth switching element (UH), the eleventh switching element (VH), and the thirteenth switching element (WH) in the first period.
  • Control for turning on the switching element on the side and turning off the switching elements on the low side including the tenth switching element (UL), the twelfth switching element (VL), and the fourteenth switching element (WL), Either one of the control to turn off the switching elements (UL, VL, WL) on the low side and the switching elements (UL, VL, WL) on the low side may be performed.
  • This aspect is an example of control in the first period when the third inverter unit is configured by a three-phase inverter.
  • the power converter includes a first inverter mode in which the output voltage of the third converter unit is positive, a second inverter mode in which the output voltage is negative, and an input voltage of the third converter unit is positive.
  • the control unit controls the third converter unit in the same sequence in the first inverter mode and the first converter mode, and the third converter unit in the second inverter mode and the second converter mode. May be controlled in the same sequence.
  • the third converter unit is driven in the same sequence in the first inverter mode and the first converter mode. Further, in the second inverter mode and the second converter mode, the third converter unit is driven in the same sequence.
  • the first inverter mode and the first converter mode are continuously switched, and the second inverter mode and The second converter mode can be switched continuously.
  • UPS uninterruptible power supply
  • control unit controls the first converter unit so that a unit period including the first period and the second period is repeated at a constant period, and performs PWM control on the third converter unit to perform each
  • a target output voltage or input voltage or output current or input current may be generated by changing the ratio of the second period in the unit period.
  • the target voltage or current can be generated by changing the ratio of the second period in each unit period by PWM control.
  • each of the first, second, and third converter units includes a plurality of switches.
  • Each of the plurality of switches may be composed of one switching element.
  • each switch is composed of one switching element, the number of switching elements can be reduced as compared with the case where each switch is composed of a plurality of switching elements.
  • a power conversion device is a power conversion device that transmits DC power bidirectionally between a DC power supply and a DC device, A first external connection connected to one of the DC power supply and the DC device; A second external connection connected to the other of the DC power supply and the DC device; A primary winding provided on the first external connection portion side, a secondary winding magnetically coupled to the primary winding, and a first converter connected between the first external connection portion and the primary winding And a transformer circuit unit including a second converter unit connected to the secondary winding, A bidirectional DCDC converter connected to the second external connection unit; A connection part including a first connection terminal and a second connection terminal for connecting the second converter part and the DCDC converter; The first converter unit is controlled so that positive and negative voltages are alternately applied to the primary winding, and the first connection terminal voltage with respect to the second connection terminal is positive.
  • the control unit controls the DCDC converter so that power is not transmitted between the transformer circuit unit and the DCDC converter in a first period including an inversion period in which the polarity of the voltage of the primary winding is inverted.
  • the DCDC converter is configured such that power is transmitted in a first direction from the transformer circuit unit toward the DCDC converter or in a second direction opposite to the first direction. Is to control.
  • This aspect controls the DCDC converter so that power is not transmitted between the second converter unit and the DCDC converter in the first period including the inversion period in which the polarity of the voltage of the primary winding is inverted. Therefore, according to this aspect, the first converter unit and the second converter unit can be ZCS (zero current switching), and the polarity of the voltage applied to the primary winding can be stably inverted. Therefore, the loss and breakdown voltage of the switching element can be reduced.
  • this embodiment does not require a smoothing large-capacitance capacitor as shown in Patent Document 1, the circuit scale can be reduced.
  • the first converter unit is controlled so that positive and negative voltages are alternately applied to the primary winding, but the voltage of the first connection terminal with respect to the second connection terminal is positive.
  • the second converter unit is controlled. Therefore, in this aspect, a voltage having a constant polarity is input to the DCDC converter.
  • the DCDC converter can be configured by a normal DCDC converter, and normal control can be applied as it is.
  • the DCDC converter in the second period different from the first period, is configured such that power is transmitted in the first direction from the transformer circuit unit to the DCDC converter or in the second direction opposite to the first direction.
  • a DC voltage and a DC current having a magnitude corresponding to the ratio of the second period to the first period can be input or output to the DCDC converter.
  • the first external connection part (3) includes first and second external connection terminals (P2, N2),
  • the primary winding (531) includes a first center tap (CT1) connected to the first external connection terminal (P2),
  • the first converter unit (51) A first switching element (BL) connected between a first winding terminal (T1) of the primary winding (531) and the second external connection terminal (N2);
  • a second switching element (AL) connected between the second winding terminal (T2) of the primary winding (531) and the second external connection terminal (N2) may be included.
  • the primary winding and the first converter unit are configured by a center tap type circuit.
  • the first external connection part (3) includes first and second external connection terminals (P2, N2)
  • the first converter unit (51) is composed of a full-bridge circuit
  • the full-bridge circuit (51) is: A first switching element (BH) connected to the first external connection terminal (P2) and the first winding terminal (T1) of the primary winding (531); A second switching element (BL) connected between the first winding terminal (T1) and the second external connection terminal (N2); A third switching element (AH) connected between the first external connection terminal (P2) and the second winding terminal (T2) of the primary winding (531); A fourth switching element (AL) connected between the second winding terminal (T2) and the second external connection terminal (N2) may be included.
  • a first switching element (BH) connected to the first external connection terminal (P2) and the first winding terminal (T1) of the primary winding (531
  • a second switching element (BL) connected between the first winding terminal (T1) and the second external connection terminal (N2)
  • a third switching element (AH) connected between the first external connection terminal (P2)
  • the primary winding and the first converter unit are configured by a full bridge type circuit.
  • the first external connection part (3) includes first and second external connection terminals (P2, N2)
  • the first converter unit (51) is a half-bridge circuit
  • the half-bridge circuit is A first capacitor (C * 1) connected between the first external connection terminal (P2) and a first winding terminal (T1) of the primary winding (531), and the first winding terminal (T1)
  • the second capacitor (C * 2) connected between the second external connection terminals (N2)
  • a first switching element (AH) connected between the first external connection terminal (P2) and the second winding terminal (T2) of the primary winding (531
  • a second switching element (AL) connected between the second winding terminal (T2) and the second external connection terminal (N2) may be included.
  • the primary winding and the first converter unit are configured by a half ridge type circuit.
  • the secondary winding (532) includes a second center tap (CT2) connected to the first connection terminal (P3),
  • CT2 second center tap
  • the second converter unit (52) A fifth switching element (YL) connected between the third winding terminal (T3) of the secondary winding (532) and the second connection terminal (N3);
  • the secondary winding and the second converter unit are configured by a center tap type circuit.
  • the second converter unit (52) is configured by a full-bridge circuit
  • the full bridge circuit is A fifth switching element (XH) connected between the third winding terminal (T3) and the first connection terminal (P3) of the secondary winding (532); A sixth switching element (XL) connected between the third winding terminal (T3) and the second connection terminal (N3); A seventh switching element (YH) connected between the first connection terminal (P3) and the fourth winding terminal (T4) of the secondary winding (532); An eighth switching element (YL) connected between the fourth winding terminal (T4) and the second connection terminal (N3) may be included.
  • the secondary winding and the second converter unit are configured by a full bridge type circuit.
  • the second converter section (52) is configured by a half-bridge circuit
  • the half-bridge circuit is A fifth switching element (XH) connected between the first connection terminal (P3) and a third winding terminal (T3) of the secondary winding (532); A sixth switching element (XL) connected between the third winding terminal (T3) and the second connection terminal (N3); A third capacitor (CXH) connected between the fourth winding terminal (T4) and the first connection terminal (P3) of the secondary winding (532), the fourth winding terminal (T4) and the second It may further include at least one of a fourth capacitor (CXL) connected between the connection terminals (N3).
  • the secondary winding and the second converter unit are configured by a half bridge type circuit.
  • the second external connection part (15) is connected to the third external connection terminal (U2) and the fourth external connection terminal (W2) connected to the second connection terminal (N3).
  • the DCDC converter is composed of a bidirectional chopper circuit,
  • the bidirectional chopper circuit is A coil (71) having a first coil terminal connected to the third external connection terminal (U2);
  • a ninth switching element (UH) connected between the second coil terminal (U1) and the first connection terminal (P3) of the coil (71);
  • a tenth switching element (UL) connected between the second coil terminal (U1) and the second connection terminal (N3) may be included.
  • the DCDC converter is configured by a bidirectional chopper circuit.
  • control unit may control the bidirectional chopper circuit so that the second coil terminal (U1) and the second connection terminal (N3) are short-circuited in the first period.
  • This aspect is an example of control in the first period when the DCDC converter is configured with a bidirectional chopper circuit.
  • control unit may turn off the ninth switching element (UL) and turn on the tenth switching element (UL) in the first period.
  • This aspect is an example of more detailed control of the first period of the bidirectional chopper circuit.
  • control unit may turn on the ninth switching element (UL) and turn off the tenth switching element (UL) in the second period.
  • This aspect is an example of control in the second period of the bidirectional chopper circuit.
  • each of the first converter unit, the second converter unit, and the DCDC converter includes a plurality of arms, Each arm may include one switch.
  • each arm is configured by one switch, the number of switches can be reduced.
  • the switch includes a switching element such as a transistor and a free wheel diode connected to the switching element.
  • connection portion may include a snubber circuit (60) connected between the first and second connection terminals (P3, N3).
  • ringing generated in the power conversion circuit can be suppressed.
  • the snubber circuit (60) One end of the snubber diode (63, 67) is connected to the first connection terminal (P3), and the other end of the snubber diode (63, 67) is connected to the second connection terminal (N3).
  • One or a plurality of CRD snubbers including a snubber capacitor (64, 69) and a snubber resistor (65, 68) connected in parallel with the snubber diode (63, 67) may be included.
  • the ringing generated between the first and second connection terminals is absorbed by the snubber capacitor, and the ringing can be suppressed.
  • a power conversion device is a power conversion device that transmits power in a single direction between a DC power source and a device or an AC power system, A first external connection connected to one of the DC power supply and the device; A second external connection part to which the other of the DC power supply and the device or the AC power system is connected; A primary winding provided on the first external connection portion side, a secondary winding magnetically coupled to the primary winding, and a first converter connected between the first external connection portion and the primary winding And a transformer circuit unit including a second converter unit connected to the secondary winding, A third converter connected to the second external connection and transmitting power in a single direction; A connection part including a first connection terminal and a second connection terminal for connecting the second converter part and the third converter part; At least one of the first and second converter units is applied so that positive and negative voltages are alternately applied to the primary winding, and the voltage of the first connection terminal with respect to the second connection terminal is positive.
  • a control unit for controlling In the first period including an inversion period in which the polarity of the voltage of the primary winding is inverted, the control unit is configured to prevent the power from being transmitted between the transformer circuit unit and the third converter unit.
  • the third converter unit is controlled so that transmission is performed.
  • This aspect controls the third converter unit so that power is not transmitted between the second converter unit and the third converter unit in the first period including the inversion period in which the polarity of the voltage of the primary winding is inverted. Therefore, according to this aspect, the first converter unit can be ZCS (zero current switching), and the polarity of the voltage applied to the primary winding can be stably inverted. Therefore, the loss and breakdown voltage of the switching element can be reduced.
  • this embodiment does not require a smoothing large-capacitance capacitor as shown in Patent Document 1, the circuit scale can be reduced.
  • the third converter unit is connected to a DC device, for example, the third converter unit can be configured by a normal unidirectional chopper circuit, and the third converter unit can be an AC device or an AC device. In the case of being connected to the electric power system, for example, the third converter unit can be configured by a normal full bridge type circuit. As a result, this aspect can apply normal control to the third converter unit as it is.
  • the third converter unit is controlled as shown in FIG. Therefore, according to this aspect, a voltage or current having a magnitude corresponding to the ratio of the second period to the first period can be input or output to the third converter unit.
  • the first external connection part (3) includes first and second external connection terminals (P2, N2)
  • the primary winding (531) includes a first center tap (CT1) connected to the first external connection terminal (P2)
  • the first converter unit (51) A first switching element (BL) connected between the first winding terminal (T1) of the primary winding and the second external connection terminal (N2);
  • a second switching element (AL) connected between the second winding terminal (T2) of the primary winding and the second external connection terminal (N2) may be included.
  • the primary winding and the first converter unit are configured by a center tap type circuit.
  • the first external connection part (3) includes first and second external connection terminals (P2, N2)
  • the first converter unit (51) is composed of a full-bridge circuit,
  • the full bridge circuit is A first switching element (BH) connected between the first external connection terminal (P2) and the first winding terminal (T1) of the primary winding;
  • a second switching element (BL) connected between the first winding terminal (T1) and the second external connection terminal (N2);
  • a third switching element (AH) connected to the first external connection terminal (P2) and the second winding terminal (T2) of the primary winding;
  • a fourth switching element (AL) connected between the second winding terminal (T2) and the second external connection terminal (N2) may be included.
  • the primary winding and the first converter unit are configured by a full bridge type circuit.
  • the first external connection part (3) includes first and second external connection terminals (P2, N2)
  • the first converter unit (51) is a half-bridge circuit
  • the half-bridge circuit is A first capacitor (C * 1) connected between the first external connection terminal (P2) and the first winding terminal (T1) of the primary winding; the first winding terminal (T1); At least one of the second capacitor (C * 2) connected between the two external connection terminals (N2);
  • a first switching element (AH) connected between the first external connection terminal (P2) and the second winding terminal (T2) of the primary winding
  • a second switching element (AL) connected between the second winding terminal (T2) and the second power supply terminal (N2) may be included.
  • the primary winding and the first converter unit are configured by a half ridge type circuit.
  • the secondary winding (532) includes a second center tap (CT2) connected to the first connection terminal (P3),
  • CT2 second center tap
  • the second converter unit (52) A fifth switching element (DYL) connected between the third winding terminal (T3) and the second connection terminal (N3) of the secondary winding;
  • the secondary winding and the second converter unit are configured by a center tap type circuit.
  • the second converter section (52) is configured by a full-bridge circuit
  • the full bridge circuit is A fifth switching element (DXH) connected between the first connection terminal (P3) and the third winding terminal (T3) of the secondary winding; A sixth switching element (DXL) connected between the third winding terminal (T3) and the second connection terminal (N3); A seventh switching element (DYH) connected between the fourth winding terminal (T4) and the first connection terminal (P3) of the secondary winding; An eighth switching element (DYL) connected between the fourth winding terminal (T4) and the second connection terminal (N3) may be included.
  • the secondary winding and the second converter unit are configured by a full bridge type circuit.
  • the second converter unit (52) is configured by a half-bridge circuit
  • the half-bridge circuit is A fifth switching element (DXH) connected between the first connection terminal (P3) and the third winding terminal (T3) of the secondary winding;
  • a sixth switching element (DXL) connected between the third winding terminal (T3) and the second connection terminal (N3);
  • the secondary winding and the second converter unit are configured by a half bridge type circuit.
  • the device is a DC device (27)
  • the second external connection part (15) includes a third external connection terminal (U2) and a fourth external connection terminal (W2) connected to the second connection terminal (N3).
  • the third converter unit (7) is composed of a chopper circuit that transmits DC power in the first unidirectional direction,
  • the chopper circuit is A coil (71) having a first coil terminal connected to the third external connection terminal (U2);
  • a ninth switching element (UH) connected between the second coil terminal (U1) and the first connection terminal (P3) of the coil;
  • a diode (D2) having a cathode connected to the second coil terminal (U1) and an anode connected to the second connection terminal (N3) may be included.
  • This aspect is an example of a chopper circuit that transmits electric power in the first unidirectional direction.
  • control unit may turn off the ninth switching element in the first period and turn on the ninth switching element in the second period.
  • This aspect is an example of control of a chopper circuit that transmits power in the first unidirectional direction.
  • the device is a DC device (27)
  • the second external connection part (15) includes a third external connection terminal (U2) and a fourth external connection terminal (W2) connected to the second connection terminal (N3)
  • the third converter unit (7) includes a chopper circuit that transmits DC power in the second unidirectional direction,
  • the chopper circuit is A coil (71) having a first coil terminal connected to the third external connection terminal (U2);
  • a diode (D1) having an anode connected to the second coil terminal (U1) of the coil and a cathode connected to the first connection terminal (P3);
  • a ninth switching element (UL) connected between the second coil terminal (U1) and the second connection terminal (N3) may be included.
  • This aspect is an example of a chopper circuit that transmits electric power in the second unidirectional direction.
  • control unit may turn on the ninth switching element in the first period and turn off the ninth switching element in the second period.
  • This mode is an example of control of a chopper circuit that transmits power in the second unidirectional direction.
  • the device is a single-phase AC device (30),
  • the second external connection part (15) includes a third external connection terminal (U2) and 4 external connection terminals (W2)
  • the third converter unit includes a single-phase inverter,
  • the single-phase inverter is A ninth switching element (UH) connected between the first connection terminal (P3) and the third external connection terminal (U2);
  • a tenth switching element (UL) connected between the third external connection terminal (U2) and the second connection terminal (N3);
  • a twelfth switching element (WL) connected between the fourth external connection terminal (W2) and the second connection terminal (N3) may be included.
  • DC power from a DC power supply can be converted into single-phase AC power and transmitted to an AC power system or a single-phase AC device.
  • DC power from a single-phase AC device can be converted to DC power and transmitted to a DC power source.
  • the device is a three-phase AC device (27),
  • the second external connection part (15) includes a third external connection terminal (15u), a 4 external connection terminal (15w), and a fifth external connection terminal (15v)
  • the third converter unit includes a three-phase inverter,
  • the three-phase inverter is A ninth switching element (UH) connected between the first connection terminal (P3) and the third external connection terminal (15u);
  • An eleventh switching element (WH) connected between the first connection terminal (P3) and the fourth external connection terminal (15w);
  • a twelfth switching element (WL) connected between the fourth external connection terminal (15w) and the second connection terminal (N3);
  • a fourteenth switching element (VL) connected between the fifth external connection terminal (15v) and the second connection terminal (N3) may be included.
  • DC power from a DC power source can be converted into three-phase AC power and transmitted to an AC power system or a three-phase AC device.
  • AC power from a three-phase AC device can be converted into DC power and transmitted to a DC power source.
  • connection portion may include a snubber circuit (60) connected between the first and second connection terminals (P3, N3).
  • ringing generated in the power conversion circuit can be suppressed.
  • the snubber circuit (60) One end of the snubber diode (63, 67) is connected to the first connection terminal (P3), and the other end of the snubber diode (63, 67) is connected to the second connection terminal (N3).
  • One or a plurality of CRD snubbers including a snubber capacitor (64, 69) and a snubber resistor (65, 68) connected in parallel with the snubber diode (63, 67) may be included.
  • the ringing generated between the first and second connection terminals is absorbed by the snubber capacitor, and the ringing can be suppressed.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a power conversion system 1 according to the first embodiment.
  • the power conversion system 1 is a power conversion system that converts and transmits power bidirectionally between a DC power source 17 and an AC power system 29 or an AC load 27.
  • the power conversion system 1 includes a connection unit 3 (an example of a first external connection unit), a capacitor 4, a transformer circuit unit 5, a connection unit 6, a converter unit 7 (an example of a third converter unit), a filter circuit 9, and a connection unit. It is a power conditioner provided with 15 (an example of a 2nd external connection part).
  • the connection unit 3 includes a terminal P2 (an example of a first power supply terminal) and a terminal N2 (an example of a second power supply terminal).
  • the transformer circuit unit 5 includes a converter unit 51 (an example of a first converter unit), a converter unit 52 (an example of a second converter unit), and a transformer 53.
  • Connection unit 6 includes a terminal P3 (an example of a first connection terminal), a terminal N3 (an example of a second connection terminal), and a snubber circuit 60.
  • the snubber circuit 60 includes a resistor 61 and a capacitor 62.
  • Converter unit 7 is formed of a single-phase inverter.
  • the filter circuit 9 includes a pair of coils 91 and 92 and a capacitor 93.
  • Connection unit 15 includes a terminal 15a and a terminal 15b.
  • DC power supply 17 (an example of a first connection target) is configured by, for example, a storage battery, a solar cell, a fuel cell, or the like.
  • the positive electrode of DC power supply 17 is connected to terminal P2, and the negative electrode of DC power supply 17 is connected to terminal N2.
  • to connect means to connect electrically.
  • the electric power of the DC power supply 17 is supplied to the transformer circuit unit 5 via the terminal P2 and the terminal N2.
  • the DC power supply 17 may be configured by a storage battery, a solar battery, a fuel cell, and the like and a chopper circuit.
  • the capacitor 4 is an electrolytic capacitor connected between the terminal P2 and the terminal N2, and stabilizes the voltage between the terminal P2 and the terminal N2.
  • the transformer 53 is a center tap type high-frequency transformer, and includes a primary winding 531 and a secondary winding 532 that are magnetically coupled to each other.
  • Primary winding 531 includes two coils L1 and L2 separated by center tap CT1 (an example of a first center tap).
  • the center tap CT1 is connected to the terminal P2.
  • a terminal T1 (an example of a second winding terminal) that is one end of the primary winding 531 is connected to a switching element BL (an example of a second switching element).
  • a terminal T2 (an example of a first winding terminal) that is the other end of the primary winding 531 is connected to a switching element AL (an example of a first switching element).
  • the secondary winding 532 includes two coils L3 and L4 separated by a center tap CT2 (an example of a second center tap). Center tap CT2 is connected to terminal P3. A terminal T3 (an example of a fourth winding terminal) that is one end of the secondary winding 532 is connected to a switching element YL (an example of a sixth switching element). A terminal T4 (an example of a fourth winding terminal) that is the other end of the secondary winding 532 is connected to a switching element XL (an example of a fifth switching element).
  • the coils L1, L2, L3, and L4 are magnetically coupled such that the center tap CT1, the terminal T2, the center tap CT2, and the terminal T2 have the same polarity.
  • the converter unit 51 is a high-frequency inverter that converts a DC voltage supplied from the DC power supply 17 into, for example, a 20 kHz rectangular wave-shaped high-frequency AC voltage and supplies the AC voltage to the primary winding 531 and the secondary winding 532.
  • the converter unit 51 includes two switching elements AL and BL, two diodes DA and DB, and two capacitors CA and CB.
  • the switching elements AL and BL are composed of, for example, n-type field effect transistors.
  • the switching element AL has a drain connected to the terminal T2 and a source connected to the terminal N2.
  • the switching element BL has a drain connected to the terminal T1 and a source connected to the terminal N2.
  • the diode DA has an anode connected to the source of the switching element AL and a cathode connected to the drain of the switching element AL.
  • the diode DB has an anode connected to the source of the switching element BL and a cathode connected to the drain of the switching element BL.
  • the diodes DA and DB may be body diodes of the switching elements AL and BL, respectively, or may be external diodes.
  • the capacitor CA is connected between the source and drain of the switching element AL.
  • the capacitor CB is connected between the source and drain of the switching element BL.
  • Capacitors CA and CB resonate with primary winding 531 to realize soft switching of switching elements AL, BL, YL, and XL.
  • the capacitors CA and CB may be connected between the terminals T1 and T2, or may be connected in parallel to the coils L1 and L2.
  • the converter unit 52 converts the rectangular-wave AC voltage having positive and negative polarities alternately supplied to the secondary winding 532 into a voltage having positive polarity and supplies the voltage between the terminal P3 and the terminal N3.
  • the converter unit 52 includes two switching elements YL and XL and two diodes DY and DX.
  • the switching elements YL and XL are composed of, for example, n-type field effect transistors.
  • the switching element YL has a drain connected to the terminal T3 and a source connected to the terminal N3.
  • the switching element XL has a drain connected to the terminal T4 and a source connected to the terminal N3.
  • the diode DY has an anode connected to the source of the switching element YL and a cathode connected to the drain of the switching element YL.
  • the diode DX has an anode connected to the source of the switching element XL and a cathode connected to the drain of the switching element XL.
  • the switching elements AL, BL, YL, and XL may each be configured by, for example, an npn-type insulated gate bipolar transistor instead of the field effect transistor.
  • the diodes DA, DB, DY, DX are provided as freewheeling diodes.
  • the diode DA is connected across the emitter and the collector so that a current in the direction opposite to the current flowing through the switching element AL flows when the switching element AL is turned on. The same applies to the diodes DB, DY, and DX.
  • the control unit 13 turns off the switching elements AL and XL when the switching elements BL and YL are turned on, and turns on the switching elements AL and XL when the switching elements BL and YL are turned off.
  • the control unit 13 controls the switching elements AL, BL, XL, and YL with the same duty ratio.
  • the duty ratio of the switching elements AL, BL, XL, YL is substantially 50%.
  • the term “50%” means a duty ratio obtained by subtracting a dead time (inversion period) from a duty ratio of 50%.
  • the converter unit 7 is a single-phase inverter that generates, for example, a commercial AC voltage having a frequency of 50 Hz or 60 Hz from a positive voltage supplied between the terminal P3 and the terminal N3.
  • the converter unit 7 includes a switching element UL (an example of a ninth switching element), a switching element UL (an example of a tenth switching element), a switching element WH (an example of an eleventh switching element), and a switching element WL (a twelfth switching element).
  • An example of a switching element four diodes D1 to D4, a terminal U1 (an example of a third power supply terminal), and a terminal W1 (an example of a fourth power supply terminal), and the switching elements UH, UL, WH, WL is a single-phase inverter with a full bridge connection.
  • the switching elements UH to WL are each composed of an n-type field effect transistor.
  • the switching element UH has a drain connected to the terminal P3 and a source connected to the terminal U1.
  • the switching element WH has a drain connected to the terminal P3 and a source connected to the terminal W1.
  • the switching element UL has a drain connected to the terminal U1 and a source connected to the terminal N3.
  • the switching element WL has a drain connected to the terminal W1 and a source connected to the terminal N3.
  • the diodes D1 to D4 are connected to the switching elements UH to WL so that the anode is connected to the source and the cathode is connected to the drain.
  • the switching elements UH, UL, WH, WL may each be constituted by, for example, an npn-type insulated gate bipolar transistor instead of the field effect transistor.
  • the diodes D1, D2, D3, D4 are provided as freewheeling diodes.
  • the diode D1 is connected across the emitter and the collector so that a current having a direction opposite to that flowing through the switching element UH flows when the switching element UH is turned on. The same applies to the diodes D2, D3, and D4.
  • the control unit 13 controls the amplitude of at least one of the voltage Vout and the current IL at the terminals 15a and 15b by turning ON or OFF the switching elements UH to WL. Details will be described later.
  • the coil 91 is connected between the terminal U1 and the terminal 15a, and the coil 92 is connected between the terminal W1 and the terminal 15b.
  • the capacitor 93 is connected between the terminal 15a and the terminal 15b.
  • the coils 91 and 92 and the capacitor 93 constitute a filter circuit that smoothes the rectangular wave AC voltage output from the converter unit 7. As a result, the rectangular wave AC voltage output from the converter unit 7 is converted into a sinusoidal AC voltage having an amplitude corresponding to the pulse width.
  • the terminals 15a and 15b are connected to the AC power system 29. Is done.
  • the AC load 27 (an example of a second connection target) is, for example, an electric device that is driven by a commercial AC voltage.
  • the control unit 13 includes, for example, a CPU, FPGA, ASIC, or the like, and controls the converter units 51 and 52 and the converter unit 7.
  • the control unit 13 controls the converter unit 51 so that a high-frequency AC voltage is supplied to the primary winding 531 and the secondary winding 532, and a voltage having a positive polarity is supplied between the terminal P3 and the terminal N3.
  • the converter unit 52 is controlled.
  • the control unit 13 controls the converter unit 7 so that power is not transmitted between the transformer circuit unit 5 and the converter unit 7 in the first period including the inversion period in which the polarity of the voltage of the primary winding 531 is inverted.
  • the control unit 13 converts the converter so that power is transmitted in the first direction from the transformer circuit unit 5 toward the converter unit 7 or in the second direction opposite to the first direction in a second period different from the first period.
  • the unit 7 is controlled.
  • control unit 13 assigns an inversion period and a later-described circulation period in a first period that constitutes a half cycle (an example of a unit period) of the AC voltage supplied to the primary winding 531, and the first period
  • the converter units 51, 52, and 7 are controlled so as to allocate a later-described supply period or regeneration period to a second period different from the above.
  • control unit 13 generates the target voltage Vout or current IL by changing the ratio of the second period in each unit period by PWM control of the converter unit 7.
  • the target voltage Vout or current IL is, for example, a voltage or current having the same waveform as a modulation wave signal used in PWM control.
  • the power conversion system 1 is either an inverter mode that supplies power from the DC power source 17 to the AC power system 29 or the AC load 27, or a converter mode that regenerates power from the AC power system 29 or AC load 27 to the DC power source 17. Works with.
  • the inverter mode is a mode in which a voltage drop occurs in the same direction as the current flows through the AC power system 29 or the AC load 27 between the terminals 15a and 15b, that is, the polarity of the voltage Vout and the current IL is the same.
  • the converter mode is a mode in which a voltage drop occurs in a direction opposite to the direction in which a current flows between the terminals 15a and 15b via the AC power system 29 or the AC load 27, that is, the polarity of the voltage Vout and the current IL is different. It is a different mode.
  • FIG. 2 is a waveform diagram showing the operation of the power conversion system 1 in the inverter mode.
  • (1) indicates ON / OFF of the switching elements BL and AL, the high level is ON and the low level is OFF, and (2) indicates the ON / OFF of the switching elements YL and XL. Is ON, the low level is OFF, (3) indicates ON / OFF of the switching elements UH, UL, the high level is ON, the low level is OFF, and (4) is the ON of the switching elements WH, WL, Indicates OFF, the high level is ON, and the low level is OFF.
  • FIG. 2 is a waveform diagram of the voltage VT1 of the center tap CT1 with respect to the terminal T1 and the voltage VT2 of the center tap CT1 with respect to the terminal T2, and (6) is a waveform diagram of the terminal T3.
  • FIG. 7 is a waveform diagram of a voltage VT3 of the center tap CT2 as a reference and a voltage VT4 of the center tap CT2 with respect to the terminal T4, and (7) is a waveform diagram of the current IL1 of the coil L1 and the current IL2 of the coil L2.
  • (8) are waveform diagrams of the current IL flowing through the coil 91 and the voltage Vout.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a current path flowing through the converter unit 7.
  • the inverter mode will be described using the voltage between the terminal P2 and the terminal N2 as the voltage VE.
  • the switching elements AL, BL, XL, and YL are PWM controlled with a duty ratio of substantially 50%.
  • the turns ratio of the coils L1 to L4 (high frequency transformer) is 1: 1: 1: 1.
  • VT1 VE
  • VT2 ⁇ VE
  • VT3 VE
  • VT4 ⁇ VE.
  • the polarity of the voltage VT1 is gradually reversed from positive to negative by the resonance operation of the exciting current of the coil L1 and the capacitors CA and CB, and the polarity of the voltage VT2 is gradually reversed from negative to positive, thereby realizing soft switching.
  • the Hereinafter, a period in which the polarities of the switching elements BL and YL and the switching elements AL and XL are switched from positive to negative or from negative to positive is referred to as an inversion period.
  • VT2 VE
  • VT1 ⁇ VE
  • VT3 ⁇ VE
  • VT4 VE.
  • converter units 51 and 52 repeat the operations of periods ST1, ST2, ST3, and ST4.
  • the converter unit 7 since the constant voltage VE is supplied to the converter unit 7, the converter unit 7 does not require a bidirectional switch, and can be configured with a normal full-bridge circuit.
  • the converter unit 7 is connected to the DC power source 17 via the transformer 53. Therefore, it can be considered that the converter unit 7 is directly connected to the DC power source 17 via the leakage inductance of the transformer 53. Accordingly, ringing occurs in the power conversion system 1 when the converter unit 7 is switched. In order to prevent this, the snubber circuit 60 is provided. However, if the polarity of the voltage “P3-N3” is reversed, the direction of the current flowing through the snubber circuit 60 is also reversed, so that the capacity of the capacitor 62 can be increased. Can not. Therefore, when the polarity of the voltage “P3-N3” is reversed, it is difficult to suppress ringing.
  • the power conversion system 1 can suppress ringing.
  • a circulation period in which the current IL flows through the circulation path 71 is established (FIG. 3).
  • the circulation path 71 is a closed loop in the converter unit 7, and power transmission from the DC power supply 17 to the converter unit 7 is interrupted.
  • Vout> Vo the current IL decreases.
  • a supply period in which the current IL flows through the supply path 72 is established (FIG. 3).
  • a current flows through the secondary winding 532, and power is transmitted from the DC power supply 17 to the converter unit 7.
  • ⁇ I20 (VE ⁇ Vout) / L ⁇ Ton
  • ⁇ I20 Vout / L ⁇ (T-Ton) Since each ⁇ I20 is equal in the stable state, the voltage Vout is expressed by the following equation.
  • D Ton / T, indicating the duty ratio. From the above equation, it is understood that the voltage Vout can be output as an AC voltage having a desired waveform by PWM control of the duty ratio D.
  • FIG. 4 is a waveform diagram showing the operation of the power conversion system 1 in the converter mode.
  • Vin the voltage between the terminal U2 and the terminal W2
  • Vout the voltage between the terminal P2 and the terminal N2
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a current path flowing through the converter unit 7.
  • (1) to (8) in FIG. 4 are the same as (1) to (8) in FIG. In FIG. 5, the direction of the current IL is opposite to that in FIG.
  • VT1 Vout
  • VT2 ⁇ Vout
  • VT3 Vout
  • VT4 ⁇ Vout.
  • an inversion period is entered, and the polarity of the voltage VT1 is gradually inverted from positive to negative, and the polarity of the voltage VT2 is gradually inverted from negative to positive, thereby realizing soft switching.
  • VT2 Vout
  • VT1 ⁇ Vout
  • VT3 ⁇ Vout
  • VT4 Vout.
  • the current IL flows through the circulation path 81 and becomes a circulation period (see FIG. 5).
  • the circulation path 81 is the same as the circulation path 71 except that the direction of the circulation path 71 is opposite to that of the circulation path 71.
  • a regeneration period in which the current IL flows through the regeneration path 82 is established (FIG. 5).
  • the regeneration path 82 is opposite in direction to the supply path 72.
  • ⁇ I20 (Vout ⁇ Vin) / L ⁇ (T ⁇ Ton) Since each ⁇ I20 is equal in the stable state, the voltage Vout is expressed by the following equation.
  • 1 ⁇ D Doff
  • Vout 1 / Doff ⁇ Vin From the above equation, the voltage Vin can be converted into a DC voltage by PWM control of Doff.
  • the inverter mode (1) in which the voltage Vout shown in FIG. 6 is positive and the current IL is positive, and the inverter mode (2 in which the voltage Vout shown in FIG. 9 is negative and the current IL is negative are shown.
  • FIG. 6 is a waveform diagram showing the operation of the power conversion system 1 in the inverter mode (1).
  • the upper part of FIG. 6 is a waveform diagram of the voltage Vout and the current IL.
  • the lower part of FIG. 6 is a waveform diagram showing ON and OFF of the switching elements BL, YL, AL, XL, UH, UL, WH, WL in one cycle (2T) of the AC voltage supplied to the primary winding 531. is there.
  • FIG. 7 and 8 are diagrams showing the state of the switching element in each period of FIG. 7 and 8, since the voltage Vout is positive, the coil 91 side is positive “+”. In addition, because of the inverter mode, the current IL flows into the plus “+” side.
  • Period (1) is an inversion period.
  • the current IL flows through the circulation path 71 passing through the coil 92 ⁇ the switching element WH ⁇ the switching element UH ⁇ the coil 91. Therefore, power transmission is interrupted between the primary side and the secondary side of the transformer 53.
  • Period (2) is a transition period from the inversion period to the supply period.
  • Period (3) is a transition period from the inversion period to the supply period.
  • Period (4) is a supply period.
  • the converter unit 7 enters the supply mode, and the current IL flows through the supply path 72 that passes through the coil 92 ⁇ the switching element WL ⁇ the switching element YL ⁇ the coil L ⁇ b> 3 ⁇ the switching element UH ⁇ the coil 91.
  • the current on the primary side of the transformer 53 flows through a path 75 that passes through the coil L 1 ⁇ the switching element BL ⁇ the DC power supply 17. Therefore, power is transmitted between the primary side and the secondary side of the transformer 53.
  • Period (5) is a transition period from the supply period to the circulation period.
  • the current IL flows through a circulation path 73 that passes through the coil 92 ⁇ the switching element WL ⁇ the diode D ⁇ b> 2 ⁇ the coil 91. Further, since the primary side and the secondary side of the transformer 53 are blocked, no current flows on the primary side of the transformer 53.
  • Period (6) is a circulation period.
  • Period (7) is an inversion period.
  • Period (8) is a transition period from the inversion period to the supply period.
  • Period (9) is a transition period from the inversion period to the supply period.
  • Period (10) is a supply period.
  • the converter unit 7 enters the supply mode, and the current IL flows through the supply path 74 that passes through the coil 92 ⁇ the switching element WL ⁇ the switching element XL ⁇ the coil L ⁇ b> 4 ⁇ the switching element UH ⁇ the coil 91.
  • the current on the primary side of the transformer 53 flows through a path 76 passing through the coil L ⁇ b> 2 ⁇ the switching element AL ⁇ the DC power supply 17. Therefore, power is transmitted between the primary side and the secondary side of the transformer 53.
  • Period (11) is a transition period from the supply period to the circulation period.
  • Period (12) is a circulation period.
  • FIG. 9 is a waveform diagram showing the operation of the power conversion system 1 in the inverter mode (2).
  • the upper part of FIG. 9 is a waveform diagram of the voltage Vout and the current IL.
  • the lower part of FIG. 9 is a waveform diagram showing ON and OFF of the switching elements BL, YL, AL, XL, UH, UL, WH, WL in one cycle (2T) of the AC voltage supplied to the primary winding 531.
  • 10 and 11 are diagrams showing the state of the switching element in each period of FIG. 10 and 11, since the voltage Vout is negative, the coil 92 side is positive “+”. In addition, because of the inverter mode, the current IL flows into the plus “+” side.
  • Period (1) is an inversion period.
  • the current IL flows through a circulation path 77 passing through the coil 91 ⁇ the switching element UH ⁇ the switching element WH ⁇ the coil 92. Therefore, power transmission is interrupted between the primary side and the secondary side of the transformer 53.
  • Period (2) is a transition period from the inversion period to the supply period.
  • Period (3) is a transition period from the inversion period to the supply period.
  • Period (4) is a supply period.
  • the converter unit 7 is in the supply mode, and the current IL flows through the supply path 78 passing through the coil 91 ⁇ the switching element UL ⁇ the switching element YL ⁇ the coil L ⁇ b> 3 ⁇ the switching element WH ⁇ the coil 92.
  • the current on the primary side of the transformer 53 flows through a path 75 that passes through the coil L ⁇ b> 1 ⁇ the switching element BL ⁇ the DC power supply 17. Therefore, power is transmitted between the primary side and the secondary side of the transformer 53.
  • Period (5) is a transition period from the supply period to the circulation period.
  • the current IL flows through a circulation path 79 that passes through the coil 91 ⁇ the switching element UL ⁇ the diode D 4 ⁇ the coil 92. Further, since the primary side and the secondary side of the transformer 53 are blocked, no current flows on the primary side of the transformer 53.
  • Period (6) is a circulation period.
  • Period (7) is an inversion period.
  • Period (8) is a transition period from the inversion period to the supply period.
  • Period (9) is a transition period from the inversion period to the supply period.
  • Period (10) is a supply period.
  • the converter unit 7 enters the supply mode, and the current IL flows through the supply path 80 passing through the coil 91 ⁇ the switching element UL ⁇ the switching element XL ⁇ the coil L4 ⁇ the switching element WH ⁇ the coil 92.
  • the current on the primary side of the transformer 53 flows through a path 76 passing through the coil L ⁇ b> 2 ⁇ the switching element AL ⁇ the DC power supply 17. Therefore, power is transmitted between the primary side and the secondary side of the transformer 53.
  • Period (11) is a transition period from the supply period to the circulation period.
  • Period (12) is a circulation period.
  • the converter mode includes a converter mode (3) in which the voltage Vout shown in FIG. 12 is positive and the current IL is negative, and a converter mode (4 in which the voltage Vout shown in FIG. 15 is negative and the current IL is positive. )
  • FIG. 12 is a waveform diagram showing the operation of the power conversion system 1 in the converter mode (3).
  • the upper part of FIG. 12 is a waveform diagram of the voltage Vout and the current IL.
  • the lower part of FIG. 12 is a waveform diagram showing ON and OFF of the switching elements BL, YL, AL, XL, UH, UL, WH, WL in one cycle (2T) of the AC voltage supplied to the primary winding 531.
  • is there. 13 and 14 are diagrams showing the state of the switching element in each period of FIG. In FIGS. 13 and 14, since the voltage Vout is positive, the coil 91 side is positive “+”. In the converter mode, the current IL flows out from the plus “+” side.
  • Period (1) is an inversion period.
  • the current IL flows through the circulation path 81 passing through the coil 91 ⁇ the switching element UH ⁇ the switching element WH ⁇ the coil 92. Therefore, power transmission is interrupted between the primary side and the secondary side of the transformer 53.
  • the circulation path 81 is the same as the circulation path 71 shown in FIGS. 7 and 8 (however, the direction is reverse).
  • Period (2) is a transition period from the inversion period to the regeneration period.
  • Period (3) is a transition period from the inversion period to the regeneration period.
  • converter unit 7 starts the regeneration mode, and current IL passes through regenerative path 82 that passes through coil 91 ⁇ switching element UH ⁇ coil L3 ⁇ switching element YL ⁇ diode D4 ⁇ coil 92.
  • the current on the primary side of the transformer 53 flows through a path 85 that passes through the coil L1 ⁇ the DC power supply 17 ⁇ the switching element BL. Therefore, power is transmitted between the primary side and the secondary side of the transformer 53.
  • Period (4) is a regeneration period.
  • converter unit 7 is in a regeneration mode, and current IL flows through regeneration path 82 that passes through coil 91 ⁇ switching element UH ⁇ coil L 3 ⁇ switching element YL ⁇ switching element WL ⁇ coil 92.
  • the primary side current of the transformer 53 flows through the path 85. Therefore, power is transmitted between the primary side and the secondary side of the transformer 53.
  • Period (5) is a transition period from the regeneration period to the circulation mode.
  • converter unit 7 maintains the regenerative mode, and current IL flows through regenerative path 82 ⁇ coil 92 passing through coil 91 ⁇ diode D 1 ⁇ coil L 3 ⁇ switching element YL ⁇ switching element WL.
  • the primary side current of the transformer 53 flows through the path 85. Therefore, power is transmitted between the primary side and the secondary side of the transformer 53.
  • Period (6) is a circulation period.
  • the current IL flows through a circulation path 83 that passes through the coil 91 ⁇ the switching element UL ⁇ the switching element WL ⁇ the coil 92. Therefore, power transmission is interrupted between the primary side and the secondary side of the transformer 53.
  • the circulation path 83 is the same as the circulation path 73 (however, the direction is reverse).
  • Period (7) is an inversion period.
  • Period (8) is a transition period from the inversion period to the regeneration period.
  • Period (9) is a transition period from the inversion period to the regeneration period.
  • the converter unit 7 enters the regeneration mode, and the current IL flows through the regeneration path 84 passing through the coil 91 ⁇ the diode D 1 ⁇ the coil L 4 ⁇ the switching element XL ⁇ the switching element WL ⁇ the coil 92.
  • the current on the primary side of the transformer 53 flows through a path 86 that passes through the switching element AL ⁇ the coil L ⁇ b> 2 ⁇ the DC power supply 17. Therefore, power is transmitted between the primary side and the secondary side of the transformer 53.
  • Period (10) is a regeneration period.
  • converter unit 7 is in a regeneration mode, and current IL flows through regeneration path 84 passing through coil 91 ⁇ switching element UH ⁇ coil L4 ⁇ switching element XL ⁇ switching element WL ⁇ coil 92. Further, the current on the primary side of the transformer 53 flows through the path 86. Therefore, power is transmitted between the primary side and the secondary side of the transformer 53.
  • Period (11) is a transition period from the regeneration period to the circulation period.
  • the current IL flows through a regenerative path 84 passing through the coil 91 ⁇ the switching element UH ⁇ the coil L 4 ⁇ the switching element XL ⁇ the diode D 4 ⁇ the coil 92.
  • the current on the primary side of the transformer 53 flows through the path 86. Therefore, power is transmitted between the primary side and the secondary side of the transformer 53.
  • Period (12) is a circulation period.
  • FIG. 15 is a waveform diagram showing an operation of the power conversion system 1 in the converter mode (4).
  • the upper part of FIG. 15 is a waveform diagram of the voltage Vout and the current IL.
  • the lower part of FIG. 15 is a waveform diagram showing ON and OFF of the switching elements BL, YL, AL, XL, UH, UL, WH, WL in one cycle (2T) of the AC voltage supplied to the primary winding 531.
  • 16 and 17 are diagrams showing the state of the switching element in each period of FIG. In FIGS. 16 and 17, since the voltage Vout is negative, the coil 92 side is positive “+”. In the converter mode, the current IL flows out from the plus “+” side.
  • Period (1) is an inversion period.
  • the current IL flows through a circulation path 87 passing through the coil 92 ⁇ the switching element WH ⁇ the switching element UH ⁇ the coil 91. Therefore, power transmission is interrupted between the primary side and the secondary side of the transformer 53.
  • the circulation path 87 is the same as the circulation path 77 shown in FIGS. 10 and 11 (however, the direction is reverse).
  • Period (2) is a transition period from the inversion period to the regeneration period.
  • Period (3) is a transition period from the inversion period to the regeneration period.
  • the converter unit 7 starts the regeneration mode, and the current IL passes through the regeneration path 88 that passes through the coil 92 ⁇ the switching element WH ⁇ the coil L 3 ⁇ the switching element YL ⁇ the diode D 2 ⁇ the coil 91.
  • the current on the primary side of the transformer 53 flows through a path 85 that passes through the coil L1 ⁇ the DC power supply 17 ⁇ the switching element BL. Therefore, power is transmitted between the primary side and the secondary side of the transformer 53.
  • Period (4) is a regeneration period.
  • converter unit 7 is in a regeneration mode, and current IL flows through regeneration path 88 passing through coil 92 ⁇ switching element WH ⁇ coil L3 ⁇ switching element YL ⁇ switching element UL ⁇ coil 91.
  • the primary side current of the transformer 53 flows through the path 85. Therefore, power is transmitted between the primary side and the secondary side of the transformer 53.
  • Period (5) is a transition period from the regeneration period to the circulation mode.
  • the converter unit 7 maintains the regenerative mode, and the current IL flows through a regenerative path 88 that passes through the coil 92 ⁇ the diode D3 ⁇ the coil L3 ⁇ the switching element YL ⁇ the switching element UL ⁇ the coil 91.
  • the primary side current of the transformer 53 flows through the path 85. Therefore, power is transmitted between the primary side and the secondary side of the transformer 53.
  • Period (6) is a circulation period.
  • the current IL flows through a circulation path 89 that passes through the coil 92 ⁇ the switching element WL ⁇ the switching element UL ⁇ the coil 91. Therefore, power transmission is interrupted between the primary side and the secondary side of the transformer 53.
  • the circulation path 89 is the same as the circulation path 79 (however, the direction is reverse) shown in FIGS.
  • Period (7) is an inversion period.
  • Period (8) is a transition period from the inversion period to the regeneration period.
  • Period (9) is a transition period from the inversion period to the regeneration period.
  • the converter unit 7 is in the regeneration mode, and the current IL flows through the regeneration path 90 passing through the coil 92 ⁇ the diode D 3 ⁇ the coil L 4 ⁇ the switching element XL ⁇ the switching element UL ⁇ the coil 91.
  • the current on the primary side of the transformer 53 flows through the path 86. Therefore, power is transmitted between the primary side and the secondary side of the transformer 53.
  • Period (10) is a regeneration period.
  • converter unit 7 is in a regeneration mode, and current IL flows through regeneration path 90 that passes through coil 92 ⁇ switching element WH ⁇ coil L4 ⁇ switching element XL ⁇ switching element UL ⁇ coil 91. Further, the current on the primary side of the transformer 53 flows through the path 86. Therefore, power is transmitted between the primary side and the secondary side of the transformer 53.
  • Period (11) is a transition period from the regeneration period to the circulation period.
  • the current IL flows through the regenerative path 90 passing through the coil 92 ⁇ the switching element WH ⁇ the coil L 4 ⁇ the switching element XL ⁇ the diode D 2 ⁇ the coil 91.
  • the current on the primary side of the transformer 53 flows through the path 86. Therefore, power is transmitted between the primary side and the secondary side of the transformer 53.
  • Period (12) is a circulation period.
  • the inverter mode (1) in which the voltage Vout is positive and the converter mode (3) in which the voltage Vout is positive indicate that the switching elements BL, YL, AL, XL , UH, UL, WH, WL can be driven in the same sequence.
  • the inverter mode (2) in which the voltage Vout is negative and the converter mode (4) in which the voltage Vout is negative the switching elements BL, YL, AL, XL, UH, UL, WH and WL can be driven in the same sequence. I understand.
  • the polarity of the current IL may be different from that assumed due to erroneous detection of the polarity of the current IL or disturbance of the current IL due to disturbance.
  • the current IL takes the same path in both modes. Will follow.
  • the power conversion system 1 shows a polarity different from the polarity assumed by the current IL, the power conversion system 1 is not easily affected.
  • the power conversion system 1 can continuously switch between the inverter mode and the converter mode. As a result, it can be applied to independent operation such as UPS (uninterruptible power supply).
  • UPS uninterruptible power supply
  • the control unit 13 realizes the inverter mode (1) and the converter mode (3) as follows.
  • the control unit 13 performs a first cycle and a second cycle of a half cycle Ta including a period in which the voltages of the coils L1 and L3 are positive and a half cycle Tb including a period in which the voltages of the coils L1 and L3 are negative. Divide into The order of the first and second periods does not matter.
  • control part 13 implement
  • the control unit 13 alternately turns on the high side and the low side in the circulation period and the next circulation period, but the present invention is not limited to this.
  • the controller 13 may adopt a mode in which only the high side is turned on or only the low side is turned on in the circulation period and the next circulation period.
  • the former is preferable from the viewpoint of heat dispersion.
  • FIG. 18 is a circuit diagram illustrating the operation of the switching element during the inversion period.
  • a capacitor C14 provided between the terminals T1 and T2 represents the capacitors CA and CB shown in FIG.
  • the directions of the arrows of the voltages VT2 and VT4 are opposite to those in FIG.
  • the period SK1 is a transmission period in which power is transmitted between the primary side and the secondary side of the transformer 53.
  • the coil current I1 includes a drive current I01 supplied from the DC power supply 17 and an exciting current I02 of the coil L1.
  • the period SK2 is an inversion period.
  • the period SK3 is an inversion period. Due to the exciting current I02, the polarity of the voltage of the capacitor C14 is inverted with respect to the period SK2. Thereby, the polarities of the voltages of the coils L1, L2, L3, and L4 are inverted with respect to the period SK2.
  • the coil current I1 continues to flow through the path of the coil L1 ⁇ the capacitor C14 ⁇ the coil L2, and the electric charge is stored in the capacitor C14 (the terminal T1 side is positive).
  • the period SK4 is an inversion period.
  • the diode DA is turned ON.
  • the coil current I1 flows through the path of the diode DA ⁇ the coil L2 ⁇ VE.
  • the exciting current I02 0, and the coil current I1 is only the exciting current I03.
  • the period SK5 is a transmission period.
  • the voltages of -VE, -VE, -VE, and -VE are applied to the coils L1, L2, L3, and L4, respectively. Therefore, a voltage of 2VE is applied to the capacitor C14 with reference to the terminal T2.
  • a coil current I1 including a drive current I01 and an excitation current I03 flows through the coil L1, and a coil current I2 flows through the coil L4.
  • the converter units 51 and 52 perform the inversion operation by causing the coils L1 and L2 and the capacitor C14 to resonate, the inversion operation by low-loss switching (soft switching) can be realized.
  • FIG. 19 shows a case where the snubber circuit 60 is not provided
  • FIG. 20 shows a case where a snubber circuit SCR consisting of a capacitor and a resistor is provided as the snubber circuit 60
  • FIG. 21 shows a case where a snubber circuit SC consisting only of a capacitor is provided as the snubber circuit 60. Show.
  • the upper stage shows simulation circuits 100, 101, and 102 for observing ringing in the power conversion system 1
  • the middle stage shows frequency characteristics G100, G101, and G102
  • the lower stage shows power conversion.
  • the waveform of the voltage of the switching element which comprises the system 1 is shown.
  • the simulation circuit 100 includes a leakage inductance L100, a capacitor C100, and an AC power supply AC10 connected in series.
  • Leakage inductance L100 indicates the leakage inductance of the transformer 53.
  • the capacitor C100 is a capacitor equivalently showing the switching elements UH and WH on the high side of the converter unit 7 in the OFF state.
  • AC power supply AC10 is an AC power supply equivalently showing a state in which switching elements UL, WL on the low side of converter unit 7 transition from the OFF state to the ON state.
  • the capacitor C200 and the resistor R200 indicate the snubber circuit SCR, but are not incorporated in the simulation circuit 100 here.
  • the voltage V1 is the drain voltage of the switching elements UH and WH with respect to the ground G
  • the voltage V2 is the drain voltage of the switching elements UL and WL with respect to the ground G.
  • the middle part of FIG. 19 is a log-log graph showing the frequency characteristic G100 of the simulation circuit 100.
  • the vertical axis shows the voltage “V1 ⁇ V2” based on the voltage V2 in dB units, and the horizontal axis shows the frequency of the AC power supply AC10. Show.
  • the frequency characteristic G100 of the leakage inductance L100 and the capacitor C100 was generated by sweeping the frequency of the AC power supply AC10 from 10 Hz to 1 GHz and measuring the effective value of the voltage “V1-V2”.
  • the lower part of FIG. 19 is a waveform diagram showing ringing generated in the power conversion system 1 when the snubber circuit SCR is not provided.
  • the first stage shows ON / OFF of the switching elements AL, BL
  • the second stage shows the voltages V (T1, N2) and V (T2, N2) of the terminals T1, T2 with respect to the terminal N2.
  • the third stage shows the voltages V (T3, N3) and V (T4, N3) of the terminals T3 and T4 with the terminal N3 as a reference
  • the fourth stage has terminals U1, W1 with the terminal N3 as a reference.
  • the voltages V (U1, N3) and V (W1, N3) are shown.
  • FIG. 22 is a graph showing impedance characteristics of the power conversion system 1.
  • the upper part shows the impedance characteristic G11 of the leakage inductance L100
  • the middle part shows the impedance characteristic G12 of the snubber circuit SCR
  • the lower part shows the impedance characteristic G13 when the snubber circuit SCR is connected in parallel to the leakage inductance L100.
  • Each graph in FIG. 22 is a log-log graph, where the vertical axis indicates impedance (Z) and the horizontal axis indicates angular frequency ( ⁇ ).
  • the impedance characteristic G11 shows that the impedance increases with a constant slope as the angular frequency increases due to the influence of the leakage inductance L100.
  • the impedance characteristic G12 assuming that the value of the capacitor C200 is C and the value of the resistor R200 is R, in the region where ⁇ ⁇ 1 / CR, the impedance decreases with a constant slope as the angular frequency increases due to the influence of the capacitor C200. In the region where ⁇ > 1 / CR, the impedance maintains a constant value as the frequency increases due to the influence of the resistor R200.
  • the impedance characteristic G13 is the same as the impedance characteristic G11 having the lower impedance of the impedance characteristics G11 and G12 in the region of ⁇ ⁇ 1 ⁇ (LC), where L is the leakage inductance L100 and C is the value of the capacitor C200. In the region of ⁇ > 1 ⁇ (LC), the impedance characteristics G11 and G12 have the same characteristics as the impedance characteristics G12 having the lower impedance.
  • the snubber circuit SCR can be actively absorbed by the snubber circuit SCR so that 1 / CR ⁇ r, and the ringing can be suppressed.
  • ⁇ r 1 / ⁇ (LCp).
  • the carrier frequency ⁇ CA is a frequency of a carrier signal used for PWM control, and for example, 20 kHz can be adopted.
  • FIG. 23 is a timing chart of the power conversion system 1 in the inverter mode.
  • (1) indicates ON / OFF of the switching elements BL, AL, where the high level is ON and the low level is OFF.
  • (2) indicates ON and OFF of the switching elements UH and UL, where the high level is ON and the low level is OFF.
  • (3) indicates ON and OFF of the switching elements WH and WL, where the high level is ON and the low level is OFF.
  • (5) shows the voltage “P3-N3.
  • (6) shows the current IL and the voltage Vout.
  • (7) is the same as (1).
  • (8) shows the voltage VT1 and the current IL1.
  • (9) shows the voltage VT3 and the current IL3.
  • (10) indicates the voltage VT2 and the current IL2.
  • (11) shows the voltage VT4 and the current IL4.
  • (12) indicates the exciting current of the transformer 53.
  • the exciting current is (IL1-IL2)-(IL3-IL4).
  • the operation of the switching element YL is the same as that of the switching element BL, and the operation of the switching element XL is the same as that of the switching element AL.
  • a circulation period TB1 is started following the supply period TA1.
  • the current IL decreases linearly.
  • the currents IL1 and IL3 change substantially to 0 after rapidly decreasing. Specifically, the current IL3 is 0, but the exciting current flows through the current IL1.
  • the currents IL2 and IL4 0.
  • the voltage “P3-N3” maintains a constant value.
  • ⁇ Inversion period TC1> An inversion period TC1 is started following the circulation period TB1.
  • the voltages VT1 and VT3 are inverted from positive to negative polarity, and with reference to (10) and (11), the voltages VT2 and VT4 are inverted from negative to positive polarity. To do. Further, referring to (5), the voltage “P3-N3” maintains a constant value.
  • a circulation period TB2 is started following the supply period TA2.
  • the current IL decreases linearly. Further, referring to (8), (9), (10), and (11), the currents IL1 and IL3 are maintained substantially at zero. The currents IL2 and IL4 decrease substantially, and then change to almost zero. Specifically, the current IL4 is 0, but the current IL2 flows only in the excitation current. Further, referring to (5), the voltage “P3-N3” maintains a constant value.
  • ⁇ Inversion period TC2> An inversion period TC2 is started following the circulation period TB2.
  • the voltages VT1 and VT3 are inverted from negative to positive polarity, and with reference to (10) and (11), the voltages VT2 and VT4 are inverted from positive to negative polarity. To do. Further, referring to (5), the voltage “P3-N3” maintains a constant value.
  • the power conversion system 1 cyclically repeats the supply period TA1, the circulation period TB1, the inversion period TC1, the supply period TA2, the circulation period TB2, and the inversion period TC2, and executes the inverter mode. Further, the power conversion system 1 generates a desired voltage Vout by changing the ratio of the supply period TA1 and the supply period TA2 within one cycle by PWM control.
  • FIG. 24 is a timing chart showing the inversion periods TC1 and TC2 in an enlarged manner in FIG. 24, (1) to (6) are enlarged views of the inversion period TC2 of (1) to (6) of FIG. 23, and (7) to (8) are (1) to (6) of FIG. ) Is an enlarged view of the inversion period TC1.
  • the dead time Td is, for example, 2 ⁇ s.
  • the dead time Ta is, for example, 0.5 ⁇ s.
  • the dead time Tb is, for example, 0.5 ⁇ s.
  • the voltage VT1 is inverted from positive to negative polarity at the dead time Td.
  • FIG. 25 is a diagram illustrating a timing chart of the power conversion system 1 in the converter mode. 25, (1) to (12) show the same waveforms as (1) to (12) in FIG.
  • the current IL is positive in the direction opposite to the arrow in FIG.
  • ⁇ Circulation period TE1> Following the regeneration period TD1, the circulation period TE1 is started.
  • the current IL increases linearly.
  • ⁇ Inversion period TF1> Following the circulation period TE1, an inversion period TF1 is started.
  • the voltages VT1 and VT3 are inverted from positive to negative polarity, and with reference to (10) and (11), the voltages VT2 and VT4 are inverted from negative to positive polarity. To do. Further, referring to (5), the voltage “P3-N3” maintains a constant value.
  • a regeneration period TD2 is started following the inversion period TF1.
  • ⁇ Circulation period TE2> Following the regeneration period TD2, the circulation period TE2 is started.
  • the current IL increases linearly.
  • the currents IL1 and IL3 0, and the currents IL2 and IL4 increase substantially and then change to almost zero.
  • the current IL4 0 and the current IL2 flows only in the excitation current.
  • the voltage “P3-N3” maintains a constant value.
  • ⁇ Inversion period TF2> Following the circulation period TE2, the inversion period TF2 is started.
  • the voltages VT1 and VT3 are inverted from negative to positive polarity, and referring to (10) and (11), the voltages VT2 and VT4 are inverted from positive to negative polarity. To do. Further, referring to (5), the voltage “P3-N3” maintains a constant value.
  • the power conversion system 1 cyclically repeats the regeneration period TD1, the circulation period TE1, the inversion period TF1, the regeneration period TD2, the circulation period TE2, and the inversion period TF2, and executes the converter mode. Further, the power conversion system 1 causes the DC power supply 17 to regenerate a desired voltage Vout by changing the ratio of the regeneration period TD1 and the regeneration period TD2 within one cycle by PWM control.
  • FIG. 26 is a timing chart showing the inversion periods TF1 and TF2 in FIG.
  • (1) to (12) show the same waveforms as (1) to (12) in FIG.
  • dead times Td, Ta, and Tb are provided as in FIG. 26
  • the power conversion system 1 controls the converter unit 51 so that the positive and negative voltages are alternately applied to the coils L1 and L2, respectively, but the converter unit so that the voltage “P3-N3” becomes positive. 52 is controlled. Therefore, a voltage having a constant polarity is input to the converter unit 7.
  • the converter unit 7 can be configured by a normal full-bridge circuit, and normal control can be applied.
  • the converter unit 7 in the second period (circulation period and inversion period), the converter unit 7 is directly connected by the capacitor 4 (FIG. 1) and the leakage inductance of the transformer 53 on the equivalent circuit of the transformer 53. Become.
  • the power conversion system 1 has an inversion period in which the polarity of the coils L1 and L2 is inverted during the period in which the converter unit 7 is set in the return mode. Therefore, the power conversion system 1 is inverted by the resonance operation of the excitation current and the resonance capacitors CA and CB regardless of the load current, regardless of whether the power conversion system 1 is driven in the converter mode or the inverter mode. The action can be performed. As a result, the power conversion system 1 can stably reverse the polarity of the voltage applied to the coils L1 and L2.
  • FIG. 27 is a circuit diagram of a power conversion system 1A according to the second embodiment.
  • the converter unit 51 and the primary winding 531 are configured by a full bridge type (FB type) circuit
  • the converter unit 52 and the secondary winding 532 are full bridge type (FB type).
  • FB-FB type full bridge type
  • the converter unit 51 includes four switching elements AH, AL, BH, and BL connected in a full bridge.
  • Switching element AH has a drain connected to terminal P2 and a source connected to terminal T2.
  • the switching element AL has a drain connected to the terminal T2 and a source connected to the terminal N2.
  • the switching element BH has a drain connected to the terminal P2 and a source connected to the terminal T1.
  • the switching element BL has a drain connected to the terminal T1, and a source connected to the terminal N2.
  • the switching elements AH, AL, BH, and BL are connected to diodes DAH, DAL, DBH, and DBL, each having an anode connected to the source and a cathode connected to the drain.
  • capacitors CAH, CAL, CBH, and CBL are connected between the drain and source of the switching elements AH, AL, BH, and BL, respectively.
  • Capacitors CAH, CAL, CBH, and CBL have the same function as capacitor C14 shown in FIG. 14 and resonate with coil L11 to soft-switch converter unit 51.
  • Capacitors CAH and CBH and capacitors CAL and CBL may be connected between terminals T1 and T2, respectively. Further, only the capacitors CAL and CBL may be provided, or only the capacitors CAH and CBH may be provided.
  • the primary winding 531 since the primary winding 531 does not include a center tap, the primary winding 531 includes only the coil L11. Further, since the secondary winding 532 does not include a center tap, the secondary winding 532 includes only the coil L12.
  • the primary windings 531 and 532 are magnetically coupled so that the terminals T2 and T3 have the same polarity.
  • the converter unit 52 includes four switching elements XH, XL, YH, and YL connected in a full bridge.
  • the switching element XH has a drain connected to the terminal P3 and a source connected to the terminal T3.
  • the switching element XL has a drain connected to the terminal T3 and a source connected to the terminal N3.
  • the switching element YH has a drain connected to the terminal P3 and a source connected to the terminal T4.
  • the switching element YL has a drain connected to the terminal T4 and a source connected to the terminal N3.
  • the switching elements XH, XL, YH, and YL are connected to diodes DXH, DXL, DYH, and DYL, each having an anode connected to the source and a cathode connected to the drain.
  • FIG. 28 is a diagram showing a timing chart of the power conversion system 1A in the inverter mode.
  • (1) indicates ON / OFF of the switching elements AH, AL, where the high level is ON and the low level is OFF.
  • (2) indicates ON and OFF of the switching elements UH and UL, where the high level is ON and the low level is OFF.
  • (3) indicates ON and OFF of the switching elements WH and WL, where the high level is ON and the low level is OFF.
  • (4) shows the voltage VT1 and the current IL1.
  • (5) indicates the voltage “P3-N3”.
  • (6) shows the current IL and the voltage Vout.
  • (7) is the same as (1).
  • (8) shows the voltage VT1 and the current IL1.
  • (9) shows the voltage VT3 and the current IL3.
  • the operations of the switching elements BL, XH, and YL are the same as those of the switching element AH, and the operations of the switching elements BH, XL, and YH are the same as those of the switching element AL. Yes.
  • a circulation period TB1 is started following the supply period TA1.
  • ⁇ Inversion period TC1> An inversion period TC1 is started following the circulation period TB1.
  • a circulation period TB2 is started following the supply period TA2.
  • FIG. 29 is a timing chart showing the inversion periods TC1 and TC2 in an enlarged manner in FIG. The details of FIG. 29 are the same as those of FIG.
  • the power conversion system 1A cyclically repeats the supply period TA1, the circulation period TB1, the inversion period TC1, the supply period TA2, the circulation period TB2, and the inversion period TC2, and executes the inverter mode.
  • the power conversion system 1A generates a desired voltage Vout by changing the ratio of the supply period TA1 and the supply period TA2 within one cycle by PWM control.
  • FIG. 30 is a diagram illustrating a timing chart of the power conversion system 1A in the converter mode.
  • (1) to (10) show the same waveforms as (1) to (10) in FIG.
  • the current IL is positive in the direction opposite to the arrow shown in FIG.
  • ⁇ Circulation period TE1> Following the regeneration period TD1, the circulation period TE1 is started.
  • ⁇ Inversion period TF1> Following the circulation period TE1, an inversion period TF1 is started.
  • a regeneration period TD2 is started following the inversion period TF1.
  • ⁇ Circulation period TE2> Following the regeneration period TD2, the circulation period TE2 is started.
  • ⁇ Inversion period TF2> Following the circulation period TE2, the inversion period TF2 is started.
  • FIG. 31 is a timing chart showing the inversion periods TF1 and TF2 in FIG. 30 in an enlarged manner. The details of FIG. 30 are the same as those of FIG.
  • the power conversion system 1A cyclically repeats the regeneration period TD1, the circulation period TE1, the inversion period TF1, the regeneration period TD2, the circulation period TE2, and the inversion period TF2, and executes the converter mode. Further, the power conversion system 1A causes the DC power supply 17 to regenerate a desired voltage Vout by changing the ratio of the regeneration period TD1 and the regeneration period TD2 within one cycle by PWM control.
  • the power conversion system 1A is configured by an FB-FB type circuit, the same effect as the power conversion system 1 can be obtained.
  • FIG. 32 is a circuit diagram of a power conversion system 1B according to the third embodiment.
  • converter unit 51 and primary winding 531 are configured by a half-bridge type (HB type) circuit
  • converter unit 52 and secondary winding 532 are a center tap type (CNT type). (HB-CNT type).
  • the converter unit 51 includes two switching elements AH and AL that are half-bridge connected.
  • the switching element AH has a drain connected to the terminal P2 and a source connected to the terminal T2.
  • the switching element AL has a drain connected to the terminal T2 and a source connected to the terminal N2.
  • the switching elements AH and AL are connected to diodes DAH and DAL, respectively, whose anode is connected to the source and whose cathode is connected to the drain.
  • the capacitor C * 1 and the capacitor C * 2 are capacitors for generating a DC voltage Vm obtained by dividing the voltage VE of the DC power supply 17.
  • the capacitor C * 1 is connected between the terminal P2 and the terminal T1
  • the capacitor C * 2 is connected between the terminal T1 and the terminal N2.
  • Capacitors CAH and CAL have the same function as capacitor C14 shown in FIG. 18, and resonate with coil L11 to soft-convert converter unit 51. Capacitors CAH and CAL may be connected between terminals T1 and T2, respectively.
  • the primary winding 531 since the primary winding 531 does not include a center tap, the primary winding 531 includes only the coil L11.
  • the coil L11 is connected between the terminal T2 and the terminal T1.
  • Coils L11, L3, and L4 are magnetically coupled so that terminal T2, center tap CT2, and terminal T4 have the same polarity.
  • FIG. 33 is a diagram showing a timing chart of the power conversion system 1B in the inverter mode.
  • the waveforms of (1) to (9) in FIG. 33 are the same as the waveforms of (1) to (9) in FIG. 28 except that the DC voltage Vm is added in (4).
  • the DC voltage Vm is a voltage “T2-N2” at the terminal T2 with the terminal N2 as a reference, and changes at a substantially constant value throughout the entire period.
  • the waveform of (10) in FIG. 33 is a waveform of the voltage VT4 and the current IL4.
  • the waveform of (11) in FIG. 33 is the excitation current of IL1- (IL3-IL4).
  • the operation of the switching element YL is the same as that of the switching element AH, and the operation of the switching element XL is the same as that of the switching element AL.
  • a circulation period TB1 is started following the supply period TA1.
  • ⁇ Inversion period TC1> An inversion period TC1 is started following the circulation period TB1.
  • a circulation period TB2 is started following the supply period TA2.
  • ⁇ Inversion period TC2> An inversion period TC2 is started following the circulation period TB2.
  • FIG. 34 is a timing chart showing the inversion periods TC1 and TC2 in an enlarged manner in FIG. The details of FIG. 34 are the same as those of FIG.
  • the power conversion system 1B cyclically repeats the supply period TA1, the circulation period TB1, the inversion period TC1, the supply period TA2, the circulation period TB2, and the inversion period TC2, and executes the inverter mode.
  • the power conversion system 1B generates a desired voltage Vout by changing the ratio between the supply period TA1 and the supply period TA2 within one cycle by PWM control.
  • FIG. 35 is a timing chart of the power conversion system 1B in the converter mode.
  • the waveforms of (1) to (9) in FIG. 35 are the same as the waveforms of (1) to (9) in FIG. 30 except that the DC voltage Vm is added in (4).
  • the waveform of (10) in FIG. 35 is a waveform of the voltage VT4 and the current IL4.
  • the waveform of (11) in FIG. 35 is the exciting current of IL1- (IL3-IL4).
  • the current IL is positive in the direction opposite to the arrow in FIG.
  • the operation of the switching element YL is the same as that of the switching element AH, and the operation of the switching element XL is the same as that of the switching element AL.
  • ⁇ Circulation period TE1> Following the regeneration period TD1, the circulation period TE1 is started.
  • ⁇ Inversion period TF1> Following the circulation period TE1, an inversion period TF1 is started.
  • a regeneration period TD2 is started following the inversion period TF1.
  • ⁇ Circulation period TE2> Following the regeneration period TD2, the circulation period TE2 is started.
  • ⁇ Inversion period TF2> Following the circulation period TE2, the inversion period TF2 is started.
  • FIG. 36 is a timing chart showing the inversion periods TF1 and TF2 in FIG. 35 in an enlarged manner. The details of FIG. 36 are the same as those of FIG.
  • the power conversion system 1B cyclically repeats the regeneration period TD1, the circulation period TE1, the inversion period TF1, the regeneration period TD2, the circulation period TE2, and the inversion period TF2, and executes the converter mode. Further, the power conversion system 1B causes the DC power supply 17 to regenerate a desired voltage Vout by changing the ratio of the regeneration period TD1 and the regeneration period TD2 within one cycle by PWM control.
  • the power conversion system 1B is configured by an HB-CNT type circuit, the same effect as the power conversion system 1 can be obtained.
  • FIG. 37 is a circuit diagram of a power conversion system 1C according to the fourth embodiment.
  • the converter unit 51 and the primary winding 531 are configured by a center tap type (CNT type) circuit
  • the converter unit 52 and the secondary winding 532 are a full bridge type (FB type). (CNT-FB type).
  • the configuration of the converter unit 51 and the primary winding 531 is the same CNT type as in FIG.
  • the configuration of the converter unit 52 and the secondary winding 532 is the same FB type as that in FIG.
  • the power conversion system 1C is configured with a CNT-FB type circuit, the same effect as the power conversion system 1 can be obtained.
  • FIG. 38 is a circuit diagram of a power conversion system 1D according to the fifth embodiment.
  • converter unit 51 and primary winding 531 are configured by a half bridge type (HB type) circuit
  • converter unit 52 and secondary winding 532 are a full bridge type (FB type). (HB-FB type).
  • the configuration of the converter unit 51 and the primary winding 531 is the same HB type as in FIG.
  • the configuration of the converter unit 52 and the secondary winding 532 is the same FB type as that in FIG.
  • the power conversion system 1D is configured by an HB-FB type circuit, the same effect as the power conversion system 1 can be obtained.
  • FIG. 39 is a circuit diagram of a power conversion system 1E according to the sixth embodiment.
  • converter unit 51 and primary winding 531 are configured by a full bridge type (FB type) circuit
  • converter unit 52 and secondary winding 532 are a center tap type (CNT type). (FB-CNT type).
  • the configuration of the converter unit 51 and the primary winding 531 is the same FB type as that in FIG.
  • the power conversion system 1E is configured by an FB-CNT type circuit, the same effect as the power conversion system 1 can be obtained.
  • FIG. 40 is a circuit diagram of a power conversion system 1F according to the seventh embodiment.
  • the converter unit 51 and the primary winding 531 are configured by a center tap type (CNT type) circuit
  • the converter unit 52 and the secondary winding 532 are a half bridge type (HB type). (CNT-HB type).
  • the configuration of the converter unit 51 and the primary winding 531 is the same CNT type as in FIG.
  • the converter unit 52 includes two switching elements XH and XL that are half-bridge connected.
  • the switching element XH has a drain connected to the terminal P3 and a source connected to the terminal T3.
  • the switching element XL has a drain connected to the terminal T3 and a source connected to the terminal N3.
  • the switching elements XH and XL are connected to diodes DXH and DXL, respectively, whose anode is connected to the source and whose cathode is connected to the drain.
  • a capacitor CXH is connected between the terminal P3 and the terminal T4, and a capacitor CXL is connected between the terminal T4 and the terminal N3.
  • the capacitor CXH and the capacitor CXL are capacitors for generating a DC voltage obtained by dividing the voltage between the terminal P3 and the terminal N3.
  • the secondary winding 532 since the secondary winding 532 does not include a center tap, the secondary winding 532 includes only the coil L12.
  • the coil L12 is connected between the terminal T3 and the terminal T4.
  • the coils L1, L2, and L12 are magnetically coupled so that the center tap CT1, the terminal T2, and the terminal T3 have the same polarity, respectively.
  • the power conversion system 1F is configured by a CNT-HB type circuit, the same effect as the power conversion system 1 can be obtained.
  • FIG. 41 is a circuit diagram of a power conversion system 1G according to the eighth embodiment.
  • the converter unit 51 and the primary winding 531 are configured by a half-bridge type (HB type) circuit
  • the converter unit 52 and the secondary winding 532 are a half-bridge type (HB type). (HB-HB type).
  • the configuration of the converter unit 51 and the primary winding 531 is the same HB type as in FIG.
  • the configuration of the converter unit 52 and the secondary winding 532 is the same HB type as in FIG.
  • the same effect as the power conversion system 1 can be obtained even when the power conversion system 1G is configured by an HB-HB type circuit.
  • FIG. 42 is a circuit diagram of a power conversion system 1H according to the ninth embodiment.
  • the converter unit 51 and the primary winding 531 are configured by a full bridge type (FB type) circuit
  • the converter unit 52 and the secondary winding 532 are a half bridge type (HB type). (FB-HB type).
  • the configuration of the converter unit 51 and the primary winding 531 is the same FB type as that in FIG.
  • the configuration of the converter unit 52 and the secondary winding 532 is the same HB type as in FIG.
  • the power conversion system 1H is configured by an FB-HB type circuit, the same effect as the power conversion system 1 can be obtained.
  • FIG. 43 is a circuit diagram of a power conversion system 1I according to the tenth embodiment.
  • the power conversion system 1I according to the tenth embodiment is characterized in that, in the power conversion system 1 shown in FIG. 1, the converter unit 7 is configured by a three-phase inverter.
  • the converter unit 7 further includes switching elements VH and VL as compared to FIG.
  • the switching element VH has a drain connected to the terminal P3 and a source connected to the terminal V1.
  • the switching element VL has a drain connected to the terminal V1 and a source connected to the terminal N3.
  • the switching elements VH and VL are connected to diodes D5 and D6, respectively, whose anode is connected to the source and whose cathode is connected to the drain.
  • the filter circuit 9 includes coils 9u, 9v, 9w and capacitors 9uv, 9vw, 9uw.
  • the coil 9u is connected between the terminal 15u and the terminal U1
  • the coil 9v is connected between the terminal 15v and the terminal V1
  • the coil 9w is connected between the terminal 15w and the terminal W1.
  • the capacitor 9uv is connected between the terminal 15u and the terminal 15v
  • the capacitor 9vw is connected between the terminal 15v and the terminal 15w
  • the capacitor 9uv is connected between the terminal 15u and the terminal 15w.
  • the AC load 27 is an electrical device that is driven by a three-phase AC voltage.
  • FIG. 44 is a timing chart of the power conversion system 1I in the inverter mode, and shows a case where the phase is 0 degree.
  • (A) shows schematic waveforms of voltages Eu, Ev, and Ew, the vertical axis shows the duty ratio, and the horizontal axis shows the phase.
  • the voltages Eu, Ev, and Ew are voltages of terminals 15u, 15v, and 15w with reference to the ground voltage, and are so-called phase voltages.
  • the voltage Eu is used as a phase reference.
  • the phase of the voltage Ev is 120 degrees ahead of the voltage Eu
  • the phase of the voltage Ew is 120 degrees behind the voltage Eu.
  • (1) indicates ON / OFF of the switching elements BL, AL, where the high level is ON and the low level is OFF. Since the switching elements YL and XL are turned on and off in synchronization with the switching elements BL and AL, respectively, as in the first embodiment, illustration is omitted.
  • the switching elements UH, VH, and WH indicate ON and OFF of the switching elements UH, VH, and WH, respectively, where the high level is ON and the low level is OFF.
  • the switching elements UL, VL, WL are not shown in the figure because they are only turned ON and OFF with respect to the switching elements UH, VH, WH.
  • the ON period of the switching elements UH, VH, and WH depends on the duty ratio.
  • the ON periods of the switching elements UH, VH, and WH are bilaterally symmetric with respect to an intermediate time point between the inversion periods TC1 and TC2, and become longer as the duty ratio increases.
  • the phase is 0 degree, and the duty ratios of the voltages Eu, Ev, and Ew are “0.5”, “0.85”, and “0.15”, respectively. . Therefore, the control unit 13 turns on the switching elements in the order of the switching elements VH, UH, and WH. In response to each ON of switching elements UH, VH, WH, currents ILu, ILv, ILw change.
  • control unit 13 sequentially turns off the switching elements UH and VH according to the duty ratio.
  • currents ILu, ILv, and ILw change.
  • the power conversion system 1I cyclically repeats the inverter period in the supply period TA1, the circulation period TB1, the inversion period TC1, the circulation period TB3, the supply period TA2, the circulation period TB2, the inversion period TC2, and the circulation period TB4. Execute. Further, since the power conversion system 1I is provided with the inversion periods TC1 and TC2 when the converter unit 7 is in the circulation mode, the power conversion system 1I uses the resonance operation of the excitation current and the resonance capacitors CA and CB regardless of the load current. The inversion operation is performed, and the inversion operation can be performed stably.
  • FIG. 45 is a timing chart of the power conversion system 1I in the converter mode, and shows a case where the phase is 0 degree.
  • (A) and (1) to (7) are the same as (3) to (5) except that the switching elements UL, VL, and WL are shown instead of the switching elements UH, VH, and WH.
  • the OFF period of the switching elements UL, VL, WL depends on the duty ratio.
  • the OFF periods of the switching elements UL, VL, WL are symmetrical with respect to the intermediate point in the inversion periods TF1, TF2, and become longer as the duty ratio increases.
  • the currents ILu, ILv, and ILw are positive in the direction of the arrows in FIG.
  • the phase is 0 degree as shown in FIG. 45A, and the duty ratios of the voltages Eu, Ev, and Ew are “0.5”, “0.85”, and “0.15”, respectively. . Therefore, the control unit 13 turns off the switching elements in the order of the switching elements VL, UL, WL. In response to the switching elements UL, VL, WL being turned off, the currents ILu, ILv, ILw change.
  • control unit 13 sequentially turns on the switching elements UL and WL according to the duty ratio.
  • the currents ILu, ILv, ILw change.
  • the power conversion system 1I cyclically repeats the converter mode in the regeneration period TD1, the circulation period TE1, the inversion period TF1, the circulation period TE3, the regeneration period TD2, the circulation period TE2, the inversion period TF2, and the circulation period TE4. Execute. Moreover, since the power conversion system 1I is provided with the inversion periods TF1 and TF2 when the converter unit 7 is in the circulation mode, the inversion operation can be stably performed. Further, since the voltage between the terminal P3 and the terminal N3 can be maintained at a substantially constant voltage, the voltage between the terminal P3 and the terminal N3 can be regarded as a DC voltage, and the conventional PWM control is applied to the converter unit 7. Thus, three-phase inverter operation is also possible.
  • the power conversion system 1I changes the inverter mode and the converter mode even if the current IL has a different polarity from the assumed one. It can be switched continuously, and can also support independent operation such as UPS.
  • the eleventh embodiment differs from the first to tenth embodiments in the configuration of the snubber circuit 60.
  • FIG. 46 shows a circuit configuration of the same snubber circuit 60 as in the first embodiment and a waveform diagram of the voltage “P3-N3”.
  • FIG. 47 shows a circuit configuration of the snubber circuit 60A according to the first aspect of the eleventh embodiment and waveform diagrams of the voltage “P3-N3” and the voltage Vclp1.
  • FIG. 48 shows the circuit configuration of the snubber circuit 60B of the second aspect of the eleventh embodiment and the waveform diagrams of the voltage “P3-N3” and the voltage Vclp2.
  • FIG. 49 shows the circuit configuration of the snubber circuit 60C of the third aspect of the eleventh embodiment and the waveform diagrams of the voltage “P3-N3” and the voltages Vclp1 and Vclp2.
  • the ringing of the voltage “P3-N3” can be reduced by increasing the capacitor 62, but the loss of the resistor 61 is reduced.
  • the voltage “P3-N3” has a steady voltage of 350 V, ringing occurs in a range where the upper peak is 428 V and the lower peak is 293 V.
  • the snubber circuits 60A to 60C are configured using a CRD snubber circuit including a capacitor, a resistor, and a diode.
  • the snubber circuit 60A shown in FIG. 47 includes a diode 63, a capacitor 64, and a resistor 65 in addition to the resistor 61 and the capacitor 62.
  • the diode 63 has an anode connected to the terminal P3 and a cathode connected to the terminal N3 via the capacitor 64.
  • the resistor 65 is connected in parallel with the diode 63.
  • the capacitor 64 generates a DC voltage (voltage Vclp1) higher than the steady voltage (350V) of the voltage “P3-N3” at the connection point of the diode 63 and the capacitor 64. Further, the capacitor 64 absorbs ringing by accumulating electric charge when ringing occurs.
  • the diode 63 is a clamp diode for clamping the voltage Vclp1.
  • the resistor 65 is a discharge resistor for reducing the voltage Vclp1 to a desired voltage.
  • the snubber circuit 60A when the voltage at the terminal P3 becomes higher than the voltage Vclp1 due to ringing, the diode 63 is turned on, and a current flows through the capacitor 64 to absorb the ringing. Thereby, the snubber circuit 60A can suppress ringing on the upper side of the voltage “P3-N3” with low loss.
  • the ringing of the voltage “P3-N3” has the upper peak suppressed to 368 V, and the upper ringing with respect to the snubber circuit 60 is suppressed.
  • the snubber circuit 60B includes a diode 67, a capacitor 69, and a resistor 68 as in the snubber circuit 60A, but the diode 67 is connected to the diode 63 in the reverse direction. That is, the diode 67 has a cathode connected to the terminal P3 and an anode connected to the terminal N3 via the capacitor 69.
  • the capacitor 69 In the snubber circuit 60B, the capacitor 69 generates a voltage Vclp2 that is a DC voltage lower than the steady voltage (350V) of the voltage “P3-N3”. The capacitor 69 absorbs the ringing by discharging the charge when the ringing occurs.
  • the diode 67 is a clamp diode that clamps the voltage Vclp2.
  • the resistor 68 is a resistor for reducing the voltage Vclp2 to a desired voltage.
  • the snubber circuit 60B can suppress ringing on the lower side of the voltage “P3-N3” with low loss.
  • the ringing of the voltage “P3-N3” has the lower peak suppressed to 332 V, and the effect of suppressing the lower ringing is higher than that of the snubber circuit 60.
  • the snubber circuit 60C has a configuration in which the snubber circuits 60, 60A and 60B are combined. Since the snubber circuit 60C includes the snubber circuits 60A and 60B, the ringing of the voltage “P3-N3” has the upper peak suppressed to 368V and the lower peak suppressed to 332V. On the other hand, the ringing suppression effect is high on both the upper side and the lower side.
  • the resistors 61, 63, and R3 are adopted as the resistors 61, 63, and R3, respectively. Further, for example, 10 nF, 1 ⁇ F, and 1 ⁇ F are employed for the capacitors 62, 64, and 69, respectively.
  • the resistor 61 and the capacitor 62 function to remove ringing in the range of the voltage Vcpl1 or less and the voltage Vcpl2 or more. Further, in the snubber circuits 60A to 60C, the resistor 61 and the capacitor 62 may be omitted.
  • FIG. 50 is a circuit diagram of a power conversion system 1J according to the twelfth embodiment.
  • the power conversion system 1J is a power conversion system that converts and transmits power bidirectionally between the DC power supply 17 and the DC device 28.
  • the power conversion system 1J includes a connection unit 3 (an example of a first external connection unit), a capacitor 4, a transformer circuit unit 5, a connection unit 6, a DCDC converter 7 (an example of a third converter unit), and a connection unit 15 (a second unit). It is a power conditioner provided with an example of an external connection part.
  • the connection unit 3 includes a terminal P2 (an example of a first external connection terminal) and a terminal N2 (an example of a second external connection terminal).
  • connection unit 3 is connected to one of the DC power supply 17 and the DC device 28 (an example of a first connection target).
  • the connection unit 15 is connected to the other of the DC device 28 and the DC power supply 17 (an example of a second connection target). That is, when the DC power source 17 is connected to the connection unit 3, the DC device 28 is connected to the connection unit 15, and when the DC device 28 is connected to the connection unit 3, the DC power source 17 is connected to the connection unit 15. Is connected.
  • the transformer circuit unit 5 includes a converter unit 51 (an example of a first converter unit), a converter unit 52 (an example of a second converter unit), and a transformer 53.
  • Connection unit 6 includes a terminal P3 (an example of a first connection terminal), a terminal N3 (an example of a second connection terminal), and a snubber circuit 60.
  • the snubber circuit 60 includes a resistor 61 and a capacitor 62.
  • the DCDC converter 7 is composed of a bidirectional chopper circuit.
  • the connection unit 15 includes a terminal U2 (an example of a third external connection terminal) and a terminal W2 (an example of a fourth external connection terminal). The terminal U2 is connected to the coil 71, and the terminal W2 is connected to the terminal N3.
  • the DC power source 17 is constituted by, for example, a storage battery, a solar cell, a fuel cell, or the like.
  • the positive electrode is connected to the terminal P2, and the negative electrode is connected to the terminal N2.
  • to connect means to connect electrically.
  • the power of the DC power supply 17 is supplied to the transformer circuit unit 5 through the terminal P ⁇ b> 2 and the terminal N ⁇ b> 2.
  • the DC power source 17 when the DC power source 17 is connected to the connecting portion 15, the positive electrode is connected to the terminal U2, and the negative electrode is connected to the terminal W2.
  • the DC power supply 17 When the DC power supply 17 is connected to the connection unit 15, the power of the DC power supply 17 is supplied to the transformer circuit unit 5 via the terminal U ⁇ b> 2 and the terminal W ⁇ b> 2.
  • the capacitor 4 is an electrolytic capacitor connected between the terminal P2 and the terminal N2, and stabilizes the voltage between the terminal P2 and the terminal N2.
  • the transformer 53 is a high-frequency transformer, and includes a primary winding 531 and a secondary winding 532 that are magnetically coupled to each other.
  • Primary winding 531 includes a coil L11.
  • Primary winding 531 includes a terminal T1 (an example of a first winding terminal) and a terminal T2 (an example of a second winding terminal).
  • Secondary winding 532 includes coil L12. Secondary winding 532 includes a terminal T3 (an example of a third winding terminal) and a terminal T4 (an example of a fourth winding terminal).
  • the coils L11 and L12 are magnetically coupled so that the polarities of the terminals T2 and T3 are the same.
  • the description will be made assuming that the turns ratio of the coils L11 and L12 is 1: 1. However, this is only an example, and the turns ratio of the coils L11 and L12 may be a turn ratio different from 1: 1.
  • the converter unit 51 is a high-frequency inverter that converts a DC voltage supplied from the DC power supply 17 into, for example, a 20 kHz rectangular wave-shaped high-frequency AC voltage and supplies the AC voltage to the primary winding 531 and the secondary winding 532.
  • the converter unit 51 includes four switching elements AH, AL, BH, BL, four diodes DAH, DAL, DBH, DBL, and four capacitors CAH, CAL, CBH, CBL.
  • the switching elements AH, AL, BH, and BL are composed of, for example, n-type field effect transistors.
  • the switching element AH (an example of a third switching element) has a drain connected to the terminal P2 and a source connected to the terminal T2.
  • the switching element AL (an example of a fourth switching element) has a drain connected to the terminal T2 and a source connected to the terminal N2.
  • the switching element BH (an example of a first switching element) has a drain connected to the terminal P2 and a source connected to the terminal T1.
  • the switching element BL (an example of a second switching element) has a drain connected to the terminal T1 and a source connected to the terminal N2. That is, the converter unit 51 is configured by a full bridge type (FB type) circuit in which four switching elements are connected by a full bridge.
  • FB type full bridge type
  • the diodes DAH, DAL, DBH, and DBL each have an anode connected to the sources of the switching elements AH, AL, BH, and BL, and a cathode connected to the drains of the switching elements AH, AL, BH, and BL.
  • the diodes DAH, DAL, DBH, and DBL may be body diodes of the switching elements AH, AL, BH, and BL, or may be external diodes. Further, in this case, the diode DAH is connected across the emitter and the collector so that a current having a direction opposite to a current flowing through the switching element AH flows when the switching element AH is turned on. The same applies to the diodes DAL, DBH, DBL.
  • Capacitors CAH, CAL, CBH, and CBL are connected between the sources and drains of the switching elements AH, AL, BH, and BL, respectively.
  • Capacitors CAH, CAL, CBH, and CBL resonate with primary winding 531 to realize soft switching of switching elements AH, AL, BH, and BL.
  • Capacitors CAH and CBH and capacitors CAL and CBL may be connected between terminals T1 and T2, respectively. Further, only the capacitors CAL and CBL may be provided, or only the capacitors CAH and CBH may be provided.
  • the converter unit 52 converts the rectangular-wave AC voltage having positive and negative polarities alternately supplied to the secondary winding 532 into a voltage having positive polarity and supplies the voltage between the terminal P3 and the terminal N3.
  • the converter unit 52 includes four switching elements XH, XL, YH, and YL and four diodes DXH, DXL, DYH, and DYL.
  • the switching elements XH, XL, YH, and YL are composed of, for example, n-type field effect transistors.
  • the switching element XH (an example of a fifth switching element) has a drain connected to the terminal P3 and a source connected to the terminal T3.
  • the switching element XL (an example of a sixth switching element) has a drain connected to the terminal T3 and a source connected to the terminal N3.
  • the switching element YH (an example of a seventh switching element) has a drain connected to the terminal P3 and a source connected to the terminal T4.
  • the switching element YL (an example of an eighth switching element) has a drain connected to the terminal T4 and a source connected to the terminal N3. That is, the converter unit 52 is configured by a full bridge type (FB type) circuit in which four switching elements are connected by a full bridge.
  • FB type full bridge type
  • the diodes DXH, DXL, DYH, DYL have anodes connected to the sources of the switching elements XH, XL, YH, YL and cathodes connected to the drains of the switching elements XH, XL, YH, YL, respectively.
  • the switching elements XH, XL, YH, and YL may each be constituted by, for example, an npn-type insulated gate bipolar transistor instead of the field effect transistor.
  • the diodes DXH, DXL, DYH, and DYL are provided as freewheeling diodes. Further, in this case, the diode DXH is connected across the emitter and the collector so that a current having a direction opposite to that flowing through the switching element XH flows when the switching element XH is turned on. The same applies to the diodes DXL, DYH, and DYL.
  • the control unit 13 turns off the switching elements AL, BH, XL, and YH when the switching elements AH, BL, XH, and YL are turned on, and turns off the switching elements AH, BL, XH, and YL.
  • Switching elements AL, BH, XL, YH are turned on.
  • the control unit 13 controls the switching elements AH, AL, BH, BL, XH, XL, YH, and YL with the same duty ratio.
  • the duty ratio of the switching elements AH, AL, BH, BL, XH, XL, YH, and YL is substantially 50%.
  • the term “50%” means a duty ratio obtained by subtracting a dead time (an inversion period in which the switching elements AH, AL, BH, BL, XH, XL, YH, and YL are all OFF) from the duty ratio of 50%.
  • the DCDC converter 7 includes a switching element UH (an example of a ninth switching element), a switching element UL (an example of a tenth switching element), two diodes D1 and D2, a coil 71, and a capacitor 72.
  • the DCDC converter 7 steps down the positive voltage supplied between the terminal P3 and the terminal N3, for example, and supplies it to the connection unit 15. Further, in the second transmission mode described later, the DCDC converter 7 boosts, for example, the DC voltage supplied from the connection unit 15 and supplies it between the terminal P3 and the terminal N3.
  • the coil 71 is connected between the terminal U2 and the terminal U1.
  • the capacitor 72 is connected between the terminal U2 and the terminal W2.
  • the capacitor 72 may be included in the DC device 28 or the DC power supply 17.
  • the switching elements UH and UL are each composed of an n-type field effect transistor.
  • the switching element UH has a drain connected to the terminal P3 and a source connected to the terminal U1.
  • the switching element UL has a drain connected to the terminal U1 and a source connected to the terminal N3.
  • the anodes of the diodes D1 and D2 are connected to the sources of the switching elements UH and UL, and the cathodes are connected to the drains of the switching elements UH and UL, respectively.
  • the switching elements UH and UL may be configured by, for example, npn-type insulated gate bipolar transistors instead of the field effect transistors.
  • the diodes D1 and D2 are provided as freewheeling diodes.
  • the diode D1 is connected across the emitter and the collector so that a current having a direction opposite to that flowing through the switching element UH flows when the switching element UH is turned on. The same applies to the diode D2.
  • the control unit 13 uses a DC voltage output or input from the terminals U2 and W2. It controls the magnitude of at least one of a certain voltage Vout and the current Ibus flowing through the terminal P2. Details will be described later.
  • the DC device 28 is constituted by, for example, an electric device driven by DC power or a charger for charging the DC power source 17.
  • the connection unit 15 When the DC device 28 is connected to the connection unit 15, the positive electrode is connected to the terminal U2, and the negative electrode is connected to the terminal W2.
  • the DC device 28 is connected to the connection portion 3, the positive electrode is connected to the terminal P2, and the negative electrode is connected to the terminal N2.
  • the control unit 13 includes, for example, a CPU, FPGA, ASIC, or the like, and controls the converter units 51 and 52 and the DCDC converter 7.
  • the control unit 13 controls the converter unit 51 so that a high-frequency AC voltage is supplied to the primary winding 531 and the secondary winding 532, and a voltage having a positive polarity is supplied between the terminal P3 and the terminal N3.
  • the converter unit 52 is controlled.
  • the control unit 13 controls the DCDC converter 7 so that power is not transmitted between the transformer circuit unit 5 and the DCDC converter 7 in the first period including the inversion period in which the polarity of the voltage of the primary winding 531 is inverted. In the second period different from the first period, the control unit 13 performs DCDC so that power is transmitted in the first direction from the transformer circuit unit 5 toward the DCDC converter 7 or in the second direction opposite to the first direction.
  • the converter 7 is controlled.
  • control unit 13 assigns an inversion period and a later-described circulation period in a first period that constitutes a half cycle (an example of a unit period) of the AC voltage supplied to the primary winding 531, and the first period
  • the converter units 51 and 52 and the DCDC converter 7 are controlled so that a first transmission period or a second transmission period, which will be described later, is allocated to a second period different from the first period.
  • control unit 13 sets the duty ratio of the DCDC converter 7 for setting the voltage Vout or current Ibus having a target value, and controls the switching elements UH and UL with the set duty ratio.
  • the power conversion system 1J includes a first transmission mode (step-down mode) for supplying DC power from the connection unit 3 to the connection unit 15, and a second transmission mode (step-up mode) for supplying DC power from the connection unit 15 to the connection unit 3.
  • a first transmission mode for supplying DC power from the connection unit 3 to the connection unit 15
  • a second transmission mode for supplying DC power from the connection unit 15 to the connection unit 3.
  • the first transmission mode is a mode in which a voltage drop occurs in the same direction as the current flows between the terminal U2 and the terminal W2, that is, a mode in which the polarities of the voltage Vout and the current IL are the same.
  • the second transmission mode is a mode in which a voltage drop occurs in a direction opposite to the direction in which the current flows between the terminal U2 and the terminal W2, that is, a mode in which the polarities of the voltage Vout and the current IL are different.
  • FIG. 51 is a diagram showing a timing chart of the power conversion system 1J in the first transmission mode.
  • the DC power source 17 is connected to the connection unit 3 and the DC device 28 is connected to the connection unit 15.
  • the switching elements BH, XL, and YH are turned on and off at the same timing as the switching element AL. Further, the switching elements BL, XH, and YL are turned on and off at the same timing as the switching element AH.
  • (2) indicates ON and OFF of the switching elements UH and UL, where the high level is ON and the low level is OFF.
  • (3) shows a current IL flowing through the coil 71 and a current IL3 flowing through the coil L12.
  • (4) shows a voltage “P3-N3” of the terminal P3 with the terminal N3 as a reference, and a voltage VT3 of the coil L12 with the terminal T4 as a reference.
  • (5) indicates the voltage Vout of the terminal U2 with respect to the terminal W2.
  • the voltage at the terminal P2 with respect to the terminal N2 will be described as the voltage VE.
  • the period T indicates one period of the AC voltage supplied to the primary winding 531.
  • the sequence focused on the converter units 51 and 52 is shown in the periods ST1 to ST4, and the sequence focused on the DCDC converter 7 is shown in the periods labeled TA1, TB1, TC1, TB3, TA2, TB2, TC2, and TB4. .
  • the polarity of the voltages VT1 and VT3 is gradually reversed from positive to negative by the resonance operation of the exciting current of the coil L11 and the capacitors CAH, CAL, CBH, and CBL, thereby realizing soft switching.
  • the period in which the polarity is inverted is the inversion period.
  • converter units 51 and 52 repeat the operations of periods ST1, ST2, ST3, and ST4.
  • the DCDC converter 7 is connected to the DC power supply 17 or the DC device 28 via the transformer 53. Therefore, it can be considered that the DCDC converter 7 is directly connected to the DC power supply 17 or the DC device 28 via the leakage inductance of the transformer 53. Thereby, ringing occurs in the power conversion system 1J when the DCDC converter 7 is switched. In order to prevent this, the snubber circuit 60 is provided. However, if the polarity of the voltage “P3-N3” is reversed, the direction of the current flowing through the snubber circuit 60 is also reversed, so that the capacity of the capacitor 62 can be increased. Can not. Therefore, when the polarity of the voltage “P3-N3” is reversed, it is difficult to suppress ringing.
  • the power conversion system 1J can suppress ringing.
  • the first transmission period in which the current IL flows through the transmission path K1 (FIG. 50) is established.
  • the first transmission path K ⁇ b> 1 a current flows through the secondary winding 532, and power is transmitted from the connection unit 3 to the DCDC converter 7. As a result, the DCDC converter 7 enters the first transmission mode.
  • the current IL increases linearly. Further, referring to (3), the current IL3 decreases rapidly and then decreases with a gentle slope.
  • the circulation period TB1 is started following the first transmission period TA1.
  • a circulation period in which the current IL flows through the circulation path K2 (FIG. 50) is entered.
  • the circulation path K ⁇ b> 2 is a closed loop in the DCDC converter 7, and power transmission from the connection unit 3 to the DCDC converter 7 is interrupted. As a result, the DCDC converter 7 enters a circulation mode.
  • the current IL decreases linearly.
  • the current IL3 increases rapidly and then changes to zero.
  • An inversion period TC1 is started following the circulation period TB1.
  • the inversion period TC1 is the same as the above-described period ST2.
  • ⁇ Circulation period TB3> Following the inversion period TC1, a circulation period TB3 is started.
  • the inversion period TC1, and the circulation period TB3 the DCDC converter 7 continues in the circulation mode, and the transmission of power from the connection unit 3 to the DCDC converter 7 is interrupted.
  • First transmission period TA2> Following the circulation period TB3, the first transmission period TA2 is started.
  • the DCDC converter 7 enters the first transmission mode.
  • the current IL increases linearly. Further, referring to (3), the current IL3 increases rapidly and then increases with a gentle slope.
  • the circulation period TB2 is started following the first transmission period TA2.
  • the current IL decreases linearly.
  • the current IL3 has decreased rapidly and then has changed to zero.
  • the inversion period TC2 is the same as the above-described period ST4.
  • ⁇ Circulation period TB4> Following the inversion period TC2, a circulation period TB4 is started.
  • the DCDC converter 7 continues in the circulation mode, and the transmission of power from the connection unit 3 to the DCDC converter 7 is interrupted.
  • the power conversion system 1J cyclically sets the first transmission period TA1, the circulation period TB1, the inversion period TC1, the circulation period TB3, the first transmission period TA2, the circulation period TB2, the inversion period TC2, and the circulation period TB4.
  • the first transmission mode is executed repeatedly.
  • the control unit 13 sets a half period of the period T as a unit period, and sets a ratio of the first transmission periods TA1 and TA2 in the unit period as a duty ratio of the DCDC converter 7, so that a desired value is obtained from the DCDC converter 7.
  • the voltage Vout is output.
  • the voltage Vout has a slight ripple in the range from about 249 V to about 251 V, but it can be seen that it has a value of about 250 V on average. Therefore, a DC voltage of about 250 V is supplied to the connection unit 15.
  • the controller 13 adjusts the value of the voltage Vout by changing the duty ratio.
  • FIG. 52 is a diagram showing a timing chart of the power conversion system 1J in the second transmission mode.
  • the DC power source 17 is connected to the connection unit 3 and the DC device 28 is connected to the connection unit 15.
  • (1) to (4) are the same as (1) to (4) in FIG. 51
  • (5) shows the voltage Vout.
  • the switching elements BH, XL, and YH are turned on and off at the same timing as the switching element AL. Further, the switching elements BL, XH, and YL are turned on and off at the same timing as the switching element AH.
  • a sequence focusing on the converter units 51 and 52 is shown in the periods ST1 to ST4, and a sequence focusing on the DCDC converter 7 is shown in a period labeled TD1, TE1, TF1, TE3, TD2, TE2, TF2, and TE4. .
  • the second transmission period in which the current IL flows through the transmission path K3 (FIG. 50) is entered.
  • the transmission path K ⁇ b> 3 a current flows through the secondary winding 532, and power is transmitted from the DCDC converter 7 to the connection unit 3. As a result, the DCDC converter 7 enters the second transmission mode.
  • the current IL increases linearly. Further, referring to (3), the current IL3 increases rapidly and then decreases with a gentle slope.
  • the circulation period TE1 is started following the second transmission period TD1.
  • a circulation period in which the current IL flows through the circulation path K4 (FIG. 50) is entered.
  • the circulation path K ⁇ b> 4 is a closed loop in the DCDC converter 7, and power transmission from the DCDC converter 7 to the connection unit 3 is interrupted. As a result, the DCDC converter 7 enters a circulation mode.
  • the current IL decreases linearly.
  • the current IL3 has decreased rapidly and then has changed to zero.
  • ⁇ Inversion period TF1> Following the circulation period TE1, an inversion period TF1 is started.
  • the inversion period TF1 is the same as the above-described period ST2.
  • ⁇ Circulation period TE3> Following the inversion period TF1, the circulation period TE3 is started.
  • the inversion period TF1, and the circulation period TE3 the DCDC converter 7 continues in the circulation mode, and the transmission of power from the DCDC converter 7 to the connection unit 3 is interrupted.
  • ⁇ Second transmission period TD2> Following the circulation period TE3, the second transmission period TD2 is started.
  • the DCDC converter 7 enters the second transmission mode.
  • the current IL increases linearly.
  • the current IL1 rapidly decreases and then increases with a gentle slope.
  • the circulation period TE2 is started following the second transmission period TD2.
  • the current IL decreases linearly.
  • the current IL3 increases rapidly and then changes to zero.
  • the inversion period TF2 is started.
  • the inversion period TF2 is the same as the above-described period ST4.
  • ⁇ Circulation period TE4> Following the inversion period TF2, the circulation period TE4 is started.
  • the DCDC converter 7 continues the circulation mode, and the transmission of power from the DCDC converter 7 to the connection unit 3 is interrupted.
  • the power conversion system 1J cyclically sets the second transmission period TD1, the circulation period TE1, the inversion period TF1, the circulation period TE3, the second transmission period TD2, the circulation period TE2, the inversion period TF2, and the circulation period TE4.
  • the second transmission mode is executed repeatedly.
  • the control unit 13 sets a half cycle of the cycle T as a unit cycle, and sets a ratio of the second transmission periods TD1 and TD2 in the unit cycle as a duty ratio of the DCDC converter 7, thereby allowing the connection unit 3 to have a desired value.
  • the voltage Vbus is output.
  • the voltage Vbus has a slight ripple observed in the range from about 254.2V to about 254.6V, but it can be seen that it has a value of about 254V on average. Therefore, a DC voltage of about 254 V is supplied to the connection unit 3.
  • the controller 13 adjusts the value of the voltage Vbus by changing the duty ratio.
  • the first transmission mode and the second transmission mode can drive the switching elements AH, AL, BH, BL, XH, XL, YH, and YL in the same sequence. .
  • the polarity of the current IL may be different from that assumed due to erroneous detection of the polarity of the current IL or disturbance of the current IL due to disturbance.
  • the current IL follows the same path in both modes.
  • the power conversion system 1J is less susceptible to the influence. Therefore, the power conversion system 1J can continuously switch between the first transmission mode and the second transmission mode even when the polarity different from the polarity assumed by the current IL is shown. As a result, it can be applied to independent operation such as UPS (uninterruptible power supply).
  • UPS uninterruptible power supply
  • the power conversion system 1J controls the converter unit 51 so that positive and negative voltages are alternately applied to the coils L11 and L12, respectively, but the converter unit so that the voltage “P3-N3” is positive. 52 is controlled. Therefore, a voltage having a constant polarity is input to the DCDC converter 7.
  • the DCDC converter 7 can be configured by a normal DCDC converter, and normal control can be applied as it is.
  • the DCDC converter 7 in the second period (first and second transmission periods), the DCDC converter 7 is directly connected to the capacitor 4 (FIG. 50) and the leakage inductance of the transformer 53 on the equivalent circuit of the transformer 53. It becomes.
  • the capacitor 4 and the DCDC converter 7 are always directly connected at the timing when the power is transmitted.
  • the power conversion system 1J provides an inversion period in which the polarity of the coils L11 and L12 is inverted during the period in which the DCDC converter 7 is set to the circulation mode. Therefore, even if the power conversion system 1J is driven in any of the second transmission mode and the first transmission mode, the excitation current and the resonance capacitors CAH, CAL, CBH regardless of the load current. , The reversal operation can be performed by the resonance operation with CBL. As a result, the power conversion system 1J can stably reverse the polarity of the voltage applied to the coils L11 and L12.
  • converter units 51 and 52 are full bridge type (FB type)
  • converter units 51 and 52 may each be a center tap type (CNT type). It may be a half bridge type (HB type). That is, the transformer circuit unit 5 may be configured by a combination of these.
  • snubber circuit 60 instead of the snubber circuit 60, snubber circuits 60A to 60C shown in FIGS. 47 to 49 may be applied.
  • FIG. 53 is a circuit diagram of a power conversion system 1K according to the thirteenth embodiment.
  • the power conversion system 1K is a power conversion system that converts and transmits power in a first unidirectional direction from the connection unit 3 (an example of a first external connection unit) to a connection unit 15 (an example of a second external connection unit). .
  • the power conversion system 1K is a power conditioner including a connection unit 3, a capacitor 4, a transformer circuit unit 5, a connection unit 6, a converter unit 7, and a connection unit 15.
  • the connection unit 3 includes a terminal P2 (an example of a first external connection terminal) and a terminal N2 (an example of a second external connection terminal).
  • the transformer circuit unit 5 includes a converter unit 51 (an example of a first converter unit), a converter unit 52 (an example of a second converter unit), and a transformer 53.
  • Connection unit 6 includes a terminal P3 (an example of a first connection terminal), a terminal N3 (an example of a second connection terminal), and a snubber circuit 60.
  • the snubber circuit 60 includes a resistor 61 and a capacitor 62.
  • Converter unit 7 (an example of a third converter unit) is configured by a chopper circuit that transmits electric power in the first unidirectional direction.
  • the connection unit 15 includes a terminal U2 (an example of a third external connection terminal) and a terminal W2 (an example of a fourth external connection terminal). The terminal U2 is connected to the coil 71, and the terminal W2 is connected to the terminal N3.
  • DC power supply 17 (an example of a first connection target) is configured by, for example, a storage battery, a solar cell, a fuel cell, or the like.
  • the positive electrode of DC power supply 17 is connected to terminal P2, and the negative electrode of DC power supply 17 is connected to terminal N2.
  • to connect means to connect electrically.
  • the electric power of the DC power supply 17 is supplied to the transformer circuit unit 5 via the terminal P2 and the terminal N2.
  • the capacitor 4 is an electrolytic capacitor connected between the terminal P2 and the terminal N2, and stabilizes the voltage between the terminal P2 and the terminal N2.
  • the transformer 53 is a high-frequency transformer, and includes a primary winding 531 and a secondary winding 532 that are magnetically coupled to each other.
  • Primary winding 531 includes a coil L11.
  • Primary winding 531 includes a terminal T1 (an example of a first winding terminal) and a terminal T2 (an example of a second winding terminal).
  • Secondary winding 532 includes coil L12. Secondary winding 532 includes a terminal T3 (an example of a third winding terminal) and a terminal T4 (an example of a fourth winding terminal).
  • the coils L11 and L12 are magnetically coupled so that the polarities of the terminals T2 and T3 are the same.
  • the description will be made assuming that the turns ratio of the coils L11 and L12 is 1: 1. However, this is only an example, and the turns ratio of the coils L11 and L12 may be a turn ratio different from 1: 1.
  • the converter unit 51 is a high-frequency inverter that converts a DC voltage supplied from the DC power supply 17 into, for example, a 20 kHz rectangular wave-shaped high-frequency AC voltage and supplies the AC voltage to the primary winding 531 and the secondary winding 532.
  • the converter unit 51 includes four switching elements AH, AL, BH, BL, four diodes DAH, DAL, DBH, DBL, and four capacitors CAH, CAL, CBH, CBL.
  • the switching elements AH, AL, BH, and BL are composed of, for example, n-type field effect transistors.
  • the switching element AH (an example of a third switching element) has a drain connected to the terminal P2 and a source connected to the terminal T2.
  • the switching element AL (an example of a fourth switching element) has a drain connected to the terminal T2 and a source connected to the terminal N2.
  • the switching element BH (an example of a first switching element) has a drain connected to the terminal P2 and a source connected to the terminal T1.
  • the switching element BL (an example of a second switching element) has a drain connected to the terminal T1 and a source connected to the terminal N2. That is, the converter unit 51 is configured by a full bridge type (FB type) circuit in which four switching elements are connected by a full bridge.
  • FB type full bridge type
  • the diodes DAH, DAL, DBH, and DBL each have an anode connected to the sources of the switching elements AH, AL, BH, and BL, and a cathode connected to the drains of the switching elements AH, AL, BH, and BL.
  • the diodes DAH, DAL, DBH, and DBL may be body diodes of the switching elements AH, AL, BH, and BL, or may be external diodes. Further, in this case, the diode DAH is connected across the emitter and the collector so that a current having a direction opposite to a current flowing through the switching element AH flows when the switching element AH is turned on. The same applies to the diodes DAL, DBH, DBL.
  • Capacitors CAH, CAL, CBH, and CBL are connected between the sources and drains of the switching elements AH, AL, BH, and BL, respectively.
  • Capacitors CAH, CAL, CBH, and CBL resonate with primary winding 531 to realize soft switching of switching elements AH, AL, BH, and BL.
  • Capacitors CAH and CBH and capacitors CAL and CBL may be connected between terminals T1 and T2, respectively. Further, only the capacitors CAL and CBL may be provided, or only the capacitors CAH and CBH may be provided.
  • the converter unit 52 converts the rectangular-wave AC voltage having positive and negative polarities alternately supplied to the secondary winding 532 into a voltage having positive polarity and supplies the voltage between the terminal P3 and the terminal N3.
  • the converter unit 52 includes four diodes DXH, DXL, DYH, and DYL.
  • the diode DXH (an example of a fifth switching element) has a cathode connected to the terminal P3 and an anode connected to the terminal T3.
  • the diode DXL (an example of a sixth switching element) has a cathode connected to the terminal T3 and an anode connected to the terminal N3.
  • the diode DYH (an example of a seventh switching element) has a cathode connected to the terminal P3 and an anode connected to the terminal T4.
  • the diode DYL (an example of an eighth switching element) has a cathode connected to the terminal T4 and an anode connected to the terminal N3.
  • the converter unit 52 is configured by a full bridge type (FB type) circuit in which four diodes are connected by a full bridge.
  • FB type full bridge type
  • the converter unit 52 may be configured by a half-bridge type circuit in which two diodes are connected by a half-bridge.
  • the control unit 13 turns off the switching elements AL and BH when the switching elements AH and BL are turned on, and turns on the switching elements AL and BH when the switching elements AH and BL are turned off.
  • the control unit 13 controls the switching elements AH, AL, BH, and BL with the same duty ratio.
  • the duty ratio of the switching elements AH, AL, BH, and BL is substantially 50%.
  • the substantial 50% is a duty ratio obtained by subtracting a dead time (an inversion period in which the switching elements AH, AL, BH, and BL are all OFF) from a duty ratio of 50%.
  • the converter unit 7 includes a switching element UH (an example of a ninth switching element), two diodes D1 and D2, a coil 71, and a capacitor 72.
  • the converter unit 7 steps down the positive voltage supplied between the terminal P3 and the terminal N3, for example, and supplies it to the DC device 28.
  • the coil 71 is connected between the terminal U2 and the terminal U1.
  • the capacitor 72 is connected between the terminal U2 and the terminal W2.
  • the switching element UH is composed of an n-type field effect transistor.
  • the switching element UH has a drain connected to the terminal P3 and a source connected to the terminal U1.
  • the diode D1 has a cathode connected to the drain of the switching element UH and an anode connected to the source of the switching element UH.
  • the diode D2 has a cathode connected to the terminal U1 and an anode connected to the terminal N3.
  • the switching element UH may be composed of, for example, an npn-type insulated gate bipolar transistor instead of the field effect transistor.
  • the diode D1 is provided as a freewheeling diode. Further, in this case, the diode D1 is connected across the emitter and the collector so that a current having a direction opposite to that flowing through the switching element UH flows when the switching element UH is turned on.
  • the control unit 13 controls the magnitude of at least one of the voltage Vout that is a DC voltage output from the terminals U2 and W2 and the current Ibus flowing through the terminal P2 by turning the switching element UH on and off. Details will be described later.
  • the DC device 28 (an example of a second connection target) includes, for example, an electric device driven by DC power or a charger that charges the DC power source 17.
  • the control unit 13 is configured by, for example, a CPU, FPGA, ASIC, or the like, and controls the converter unit 51 and the converter unit 7.
  • the control unit 13 controls the converter unit 51 so that a high-frequency AC voltage is supplied to the primary winding 531 and the secondary winding 532, and a voltage having a positive polarity is supplied between the terminal P3 and the terminal N3. To do.
  • the control unit 13 controls the converter unit 7 so that power is not transmitted between the transformer circuit unit 5 and the converter unit 7 in the first period including the inversion period in which the polarity of the voltage of the primary winding 531 is inverted.
  • the control unit 13 controls the converter unit 7 so that power is transmitted in the first unidirectional direction from the transformer circuit unit 5 toward the converter unit 7 in a second period different from the first period.
  • control unit 13 assigns an inversion period and a later-described circulation period in a first period constituting a half cycle (an example of a unit period) of the AC voltage supplied to the primary winding 531. 51 and the converter unit 7 are controlled.
  • control unit 13 sets the duty ratio of the converter unit 7 for setting the voltage Vout or the current Ibus having a target value, and controls the switching element UH with the set duty ratio.
  • a voltage drop occurs in the same direction as the current flows through the DC device 28 between the terminal U2 and the terminal W2, that is, the polarities of the voltage Vout and the current IL are the same. Operate.
  • FIG. 54 is a diagram showing a timing chart of the power conversion system 1K.
  • (1) shows ON and OFF of the switching elements AL and AH, where the high level is ON and the low level is OFF.
  • the switching elements BH and XL are turned on and off at the same timing as the switching element AL.
  • the switching elements BL and XH are turned on and off at the same timing as the switching element AH.
  • (2) indicates ON / OFF of the switching element UH, where the high level is ON and the low level is OFF.
  • (3) shows a current IL flowing through the coil 71 and a current IL3 flowing through the coil L12.
  • (4) shows a voltage “P3-N3” of the terminal P3 with the terminal N3 as a reference, and a voltage VT3 of the coil L12 with the terminal T4 as a reference.
  • (5) indicates the voltage Vout of the terminal U2 with respect to the terminal W2.
  • the voltage at the terminal P2 with respect to the terminal N2 will be described as the voltage VE.
  • the period T indicates one period of the AC voltage supplied to the primary winding 531.
  • the sequence focused on the converter units 51 and 52 is shown in the periods ST1 to ST4, and the sequence focused on the converter unit 7 is shown in the periods labeled TA1, TB1, TC1, TB3, TA2, TB2, TC2, and TB4. .
  • the polarity of the voltages VT1 and VT3 is gradually reversed from positive to negative by the resonance operation of the exciting current of the coil L11 and the capacitors CAH, CAL, CBH, and CBL, thereby realizing soft switching.
  • the period in which the polarity is inverted is the inversion period.
  • ⁇ Period ST4> Similar to the period ST2, the control unit 13 turns off the switching elements AH, AL, BH, and BL, and inverts the polarities of the voltages VT1 and VT3.
  • the converter unit 7 is connected to the DC power source 17 via the transformer 53. Therefore, it can be considered that the converter unit 7 is directly connected to the DC power supply 17 via the leakage inductance of the transformer 53. Accordingly, ringing occurs in the power conversion system 1K when the converter unit 7 is switched. In order to prevent this, the snubber circuit 60 is provided. However, if the polarity of the voltage “P3-N3” is reversed, the direction of the current flowing through the snubber circuit 60 is also reversed, so that the capacity of the capacitor 62 can be increased. Can not. Therefore, when the polarity of the voltage “P3-N3” is reversed, it is difficult to suppress ringing.
  • the power conversion system 1K can suppress ringing.
  • the first transmission period in which the current IL flows through the first transmission path K1 (FIG. 53) is entered.
  • a current flows through the secondary winding 532, and power is transmitted in the first unidirectional direction.
  • converter unit 7 enters the first transmission mode in which power is transmitted in the first unidirectional direction.
  • the first transmission period is a period during which power is transmitted from the DC power source 17 to the DC device 28. Become.
  • the current IL increases linearly. Further, referring to (3), the current IL3 decreases rapidly and then decreases with a gentle slope.
  • the circulation period TB1 is started following the first transmission period TA1.
  • a circulation period in which the current IL flows through the circulation path K2 (FIG. 53) is entered.
  • the circulation path K ⁇ b> 2 is a closed loop in the converter unit 7, and power transmission from the DC power supply 17 to the converter unit 7 is interrupted. As a result, the converter unit 7 enters a circulation mode.
  • the current IL decreases linearly.
  • the current IL3 increases rapidly and then changes to zero.
  • An inversion period TC1 is started following the circulation period TB1.
  • the inversion period TC1 is the same as the above-described period ST2.
  • ⁇ Circulation period TB3> Following the inversion period TC1, a circulation period TB3 is started.
  • the converter unit 7 continues in the circulation mode, and power transmission from the DC power supply 17 to the converter unit 7 is interrupted.
  • First transmission period TA2> Following the circulation period TB3, the first transmission period TA2 is started.
  • the current IL increases linearly. Further, referring to (3), the current IL3 increases rapidly and then increases with a gentle slope.
  • the circulation period TB2 is started following the first transmission period TA2.
  • the current IL decreases linearly.
  • the current IL3 has decreased rapidly and then has changed to zero.
  • ⁇ Inversion period TC2> An inversion period TC2 is started following the circulation period TB2.
  • the inversion period TC2 is the same as the above-described period ST4.
  • ⁇ Circulation period TB4> Following the inversion period TC2, a circulation period TB4 is started.
  • the converter unit 7 continues in the circulation mode, and power transmission from the DC power supply 17 to the converter unit 7 is interrupted.
  • the power conversion system 1K cyclically sets the first transmission period TA1, the circulation period TB1, the inversion period TC1, the circulation period TB3, the first transmission period TA2, the circulation period TB2, the inversion period TC2, and the circulation period TB4.
  • the control unit 13 sets the half period of the cycle T as a unit period, and sets the ratio of the first transmission periods TA1 and TA2 in the unit period as the duty ratio of the converter unit 7, so that a desired value is obtained from the converter unit 7.
  • the voltage Vout is output.
  • the voltage Vout has a slight ripple observed in the range from about 249V to about 250.75V, but it can be seen that it has a value of about 250V on average. Therefore, a DC voltage of about 250 V is supplied to the DC device 28.
  • the controller 13 adjusts the value of the voltage Vout by changing the duty ratio.
  • FIG. 55 is a timing chart showing the inversion periods TC1 and TC2 in an enlarged manner in FIG. 55, (1) to (5) are enlarged views of the inversion period TC2 of (1) to (5) of FIG. 54, and (6) to (10) are (1) to (5) of FIG. ) Is an enlarged view of the inversion period TC1.
  • the dead time Td is, for example, 2 ⁇ s.
  • the dead time Ta is, for example, 0.5 ⁇ s. As a result, the switching element is protected.
  • the voltage VT3 is inverted from positive to negative polarity at the dead time Td.
  • the power conversion system 1K controls the converter unit 51 so that positive and negative voltages are alternately applied to the coils L11 and L12, and the voltage “P3-N3” becomes positive. Therefore, a voltage having a constant polarity is input to the converter unit 7.
  • the converter unit 7 can be configured by a normal chopper circuit, and normal control can be applied as it is.
  • the converter unit 7 in the second period (first transmission period), the converter unit 7 is directly connected to the capacitor 4 (FIG. 53) and the leakage inductance of the transformer 53 on the equivalent circuit of the transformer 53.
  • the capacitor 4 and the converter unit 7 are always directly connected at the timing when the power is transmitted.
  • the power conversion system 1K provides an inversion period in which the polarity of the coils L11 and L12 is inverted during the period in which the converter unit 7 is set to the circulation mode. Therefore, the power conversion system 1K can perform the inversion operation by the resonance operation of the excitation current and the resonance capacitors CAH, CAL, CBH, and CBL regardless of the load current. As a result, the power conversion system 1K can stably invert the polarity of the voltage applied to the coils L11 and L12.
  • FIG. 56 is a circuit diagram of a power conversion system 1L according to the fourteenth embodiment.
  • converter unit 51 and primary winding 531 are configured by a center tap type (CNT type) circuit
  • converter unit 52 and secondary winding 532 are a center tap type (CNT type).
  • CNT-CNT type center tap type
  • the same components as those in the thirteenth embodiment are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
  • the power conversion system 1L according to the fourteenth embodiment is also a power conversion system that transmits power in the first unidirectional direction, as in the thirteenth embodiment.
  • the transformer 53 is a center tap type high-frequency transformer, and includes a primary winding 531 and a secondary winding 532 that are magnetically coupled to each other.
  • Primary winding 531 includes two coils L1 and L2 separated by center tap CT1 (an example of a first center tap).
  • the center tap CT1 is connected to the terminal P2.
  • a terminal T1 that is one end of the primary winding 531 is connected to a switching element BL (an example of a first switching element).
  • a terminal T2 (an example of a second winding terminal) that is the other end of the primary winding 531 is connected to a switching element AL (an example of a second switching element).
  • the secondary winding 532 includes two coils L3 and L4 separated by a center tap CT2 (an example of a second center tap). Center tap CT2 is connected to terminal P3. A terminal T3 (an example of a third winding terminal) that is one end of the secondary winding 532 is connected to a diode DYL (an example of a fifth switching element). A terminal T4 (an example of a fourth winding terminal) that is the other end of the secondary winding 532 is connected to a diode DXL (an example of a sixth switching element).
  • the coils L1, L2, L3, and L4 are magnetically coupled such that the center tap CT1, terminal T2, center tap CT2, and terminal T4 have the same polarity.
  • turns ratio of the coils L1 to L4 (high frequency transformer) is 1: 1: 1: 1.
  • the converter unit 51 includes two switching elements AL and BL, two diodes DAL and DBL, and two capacitors CAL and CBL. Since the connection relation of the elements constituting the converter unit 51 is the same as that of the elements denoted by the same reference numerals in FIG. 53, description thereof is omitted.
  • the converter unit 52 includes two diodes DYL and DXL.
  • the diode DYL has a cathode connected to the terminal T3 and an anode connected to the terminal N3.
  • the diode DXL has a cathode connected to the terminal T4 and an anode connected to the terminal N3.
  • ⁇ Period ST1> to ⁇ Period ST4> shown below correspond to ⁇ Period ST1> to ⁇ Period ST4> described in Embodiment 13.
  • voltages VT1, VT2, VT3, and VT4 shown in FIG. 56 are voltages of coils L1, L2, L3, and L4 with respect to terminals T1, T2, T3, and T4, respectively.
  • the operation of the converter unit 7 is the same as that in the thirteenth embodiment, and thus the description thereof is omitted.
  • VT1 VE
  • VT2 ⁇ VE
  • VT3 VE
  • VT4 ⁇ VE.
  • the diode DYL is turned ON and the diode DXL is turned OFF
  • VT2 VE
  • VT1 ⁇ VE
  • VT3 ⁇ VE
  • VT4 VE.
  • ⁇ Period ST4> Similar to the period ST2, the control unit 13 turns the switching elements AL, BL OFF, and inverts the polarities of the voltages VT1 to VT4.
  • the same effect as the power conversion system 1K can be obtained.
  • FIG. 57 is a circuit diagram of a power conversion system 1M according to the fifteenth embodiment.
  • converter unit 51 and primary winding 531 are configured by a half-bridge type (HB type) circuit
  • converter unit 52 and secondary winding 532 are a center tap type (CNT type). (HB-CNT type).
  • HB-CNT type center tap type
  • the power conversion system 1M according to the fifteenth embodiment is also a power conversion system that transmits power in the first unidirectional direction, as in the thirteenth and fourteenth embodiments.
  • the converter unit 51 includes two switching elements AH and AL that are half-bridge connected.
  • the switching element AH (an example of the first switching element) has a drain connected to the terminal P2 and a source connected to the terminal T2.
  • the switching element AL (an example of a second switching element) has a drain connected to the terminal T2 and a source connected to the terminal N2.
  • the switching elements AH and AL are connected to diodes DAH and DAL, respectively, whose anode is connected to the source and whose cathode is connected to the drain.
  • the capacitor C * 1 and the capacitor C * 2 are capacitors for generating a DC voltage Vm obtained by dividing the voltage VE of the DC power supply 17.
  • the capacitor C * 1 is connected between the terminal P2 and the terminal T1
  • the capacitor C * 2 is connected between the terminal T1 and the terminal N2.
  • Capacitors CAH and CAL have the same function as capacitor C14 shown in FIG. 5 and resonate with coil L11 to soft-switch converter unit 51. Capacitors CAH and CAL may be connected between terminals T1 and T2, respectively.
  • the primary winding 531 does not include a center tap, and thus is configured only by the coil L11.
  • the coil L11 is connected between the terminal T2 and the terminal T1.
  • Coils L11, L3, and L4 are magnetically coupled so that terminal T2, center tap CT2, and terminal T4 have the same polarity.
  • the configuration of the converter unit 52 and the secondary winding 532 is the same CNT type as that in FIG.
  • ⁇ Period ST1> to ⁇ Period ST4> shown below correspond to ⁇ Period ST1> to ⁇ Period ST4> described in Embodiment 13.
  • voltages VT1, VT3, and VT4 shown in FIG. 7 are voltages of coils L11, L3, and L4 with reference to terminals T1, T3, and T4, respectively.
  • the operation of the converter unit 7 is the same as that in the thirteenth embodiment, and thus the description thereof is omitted.
  • the polarity of the voltages VT1 and VT3 is gradually reversed from positive to negative by the resonance operation of the exciting current of the coil L11 and the capacitors CAH and CAL, thereby realizing soft switching.
  • ⁇ Period ST4> Similar to the period ST2, the control unit 13 turns the switching elements AH, AL OFF, and inverts the polarities of the voltages VT1, VT3, VT4.
  • the power conversion system 1M is configured by an HB-CNT type circuit, the same effect as the power conversion system 1K can be obtained.
  • both converter units 51 and 52 are full bridge type (FB type), and in the fourteenth embodiment, both converter units 51 and 52 are center tap type (CNT type).
  • the converter unit 51 is a half-bridge type (HB type) and the converter unit 52 is a center tap type.
  • the combination of the converter units 51 and 52 is not limited to the above combination.
  • the converter unit 51 may be a center tap type
  • the converter unit 52 may be a full bridge type
  • both the converter units 51 and 52 may be a half bridge type.
  • snubber circuit 60 instead of the snubber circuit 60, snubber circuits 60A to 60C shown in FIGS. 47 to 49 may be applied.
  • FIG. 58 is a circuit diagram of power conversion system 1N according to the sixteenth embodiment.
  • the power conversion system 1N according to the sixteenth embodiment is characterized in that the converter unit 7 is configured by a single-phase inverter.
  • converter units 51 and 52 are each a CNT type as in FIG.
  • a filter circuit 9 is provided between the converter unit 7 and the connection unit 15.
  • the filter circuit 9 includes a pair of coils 91 and 92 and a capacitor 93.
  • the converter unit 7 is a single-phase inverter that generates, for example, a commercial AC voltage having a frequency of 50 Hz or 60 Hz from a positive voltage supplied between the terminal P3 and the terminal N3.
  • the converter unit 7 includes a switching element UL (an example of a ninth switching element), a switching element UL (an example of a tenth switching element), a switching element WH (an example of an eleventh switching element), and a switching element WL (a twelfth switching element).
  • An example of a switching element four diodes D1 to D4, a terminal U1, and a terminal W1, a single-phase inverter in which the switching elements UH, UL, WH, WL are connected in a full bridge.
  • the switching elements UH to WL are each composed of an n-type field effect transistor.
  • the switching element UH has a drain connected to the terminal P3 and a source connected to the terminal U1.
  • the switching element WH has a drain connected to the terminal P3 and a source connected to the terminal W1.
  • the switching element UL has a drain connected to the terminal U1 and a source connected to the terminal N3.
  • the switching element WL has a drain connected to the terminal W1 and a source connected to the terminal N3.
  • the diodes D1 to D4 are connected to the switching elements UH to WL so that the anode is connected to the source and the cathode is connected to the drain.
  • the switching elements UH, UL, WH, WL may each be constituted by, for example, an npn-type insulated gate bipolar transistor instead of the field effect transistor.
  • the diodes D1, D2, D3, D4 are provided as freewheeling diodes.
  • the diode D1 is connected across the emitter and the collector so that a current having a direction opposite to that flowing through the switching element UH flows when the switching element UH is turned on. The same applies to the diodes D2, D3, and D4.
  • the control unit 13 controls the amplitude of at least one of the voltage Vout at the terminals U2 and W2 or the current Ibus flowing through the terminal P2 by turning ON or OFF the switching elements UH to WL. Details will be described later.
  • the coil 91 is connected between the terminal U1 and the terminal U2, and the coil 92 is connected between the terminal W1 and the terminal W2.
  • the capacitor 93 is connected between the terminal U2 and the terminal W2.
  • the coils 91 and 92 and the capacitor 93 constitute a filter circuit that smoothes the rectangular wave AC voltage output from the converter unit 7. As a result, the rectangular wave AC voltage output from the converter unit 7 is converted into a sinusoidal AC voltage having an amplitude corresponding to the pulse width.
  • the terminals U2 and W2 are connected to the AC power system 29.
  • the AC device 30 When supplying power from the DC power supply 17 to the AC device 30, the terminals U ⁇ b> 2 and W ⁇ b> 2 are connected to the AC device 30.
  • the AC device 30 is, for example, an electric device that is driven by a commercial AC voltage.
  • the control unit 13 is configured by, for example, a CPU, FPGA, ASIC, or the like, and controls the converter unit 51 and the converter unit 7.
  • the control unit 13 controls the converter unit 51 so that a high-frequency AC voltage is supplied to the primary winding 531 and the secondary winding 532, and a voltage having a positive polarity is supplied between the terminal P3 and the terminal N3. To do.
  • control unit 13 assigns an inversion period and a circulation period in a first period that constitutes a half cycle (an example of a unit period) of the AC voltage supplied to the primary winding 531. What is the first period?
  • the converter units 51 and 7 are controlled so that a first transmission period, which will be described later, is allocated to different second periods.
  • control unit 13 generates the target voltage Vout or current Ibus by changing the ratio of the second period in each unit period by PWM control of the converter unit 7.
  • the target voltage Vout or current IL is, for example, a voltage or current having the same waveform as a modulation wave signal used in PWM control.
  • FIG. 59 is a diagram showing a timing chart of the power conversion system 1N.
  • (1) shows ON and OFF of the switching elements BL and AL, where the high level is ON and the low level is OFF.
  • (2) indicates ON and OFF of the switching elements UH and UL, where the high level is ON and the low level is OFF.
  • (3) indicates ON and OFF of the switching elements WH and WL, where the high level is ON and the low level is OFF.
  • (5) indicates the voltage “P3-N3”.
  • (6) shows the current IL and the voltage Vout.
  • (7) is the same as (1).
  • (8) shows the voltage VT1 and the current IL1.
  • (9) shows the voltage VT3 and the current IL3.
  • (10) indicates the voltage VT2 and the current IL2.
  • (11) shows the voltage VT4 and the current IL4.
  • (12) indicates the exciting current of the transformer 53.
  • the exciting current is (IL1-IL2)-(IL3-IL4).
  • the circulation period TB1 is started following the first transmission period TA1.
  • the current IL decreases linearly.
  • the currents IL1 and IL3 change substantially to 0 after rapidly decreasing. Specifically, the current IL3 is 0, but the exciting current flows through the current IL1.
  • the currents IL2 and IL4 0.
  • the voltage “P3-N3” maintains a constant value.
  • the voltages VT1 and VT3 are inverted from positive to negative polarity, and with reference to (10) and (11), the voltages VT2 and VT4 are inverted from negative to positive polarity. To do. Further, referring to (5), the voltage “P3-N3” maintains a constant value.
  • VT1 ⁇ VE
  • VT2 VE
  • VT3 ⁇ VE
  • VT4 VE
  • the circulation period TB2 is started following the first transmission period TA2.
  • the current IL decreases linearly. Further, referring to (8), (9), (10), and (11), the currents IL1 and IL3 are maintained substantially at zero. The currents IL2 and IL4 decrease substantially, and then change to almost zero. Specifically, the current IL4 is 0, but the current IL2 flows only in the excitation current. Further, referring to (5), the voltage “P3-N3” maintains a constant value.
  • the voltages VT1 and VT3 are inverted from negative to positive polarity, and with reference to (10) and (11), the voltages VT2 and VT4 are inverted from positive to negative polarity. To do. Further, referring to (5), the voltage “P3-N3” maintains a constant value.
  • the power conversion system 1N cyclically repeats the first transmission period TA1, the circulation period TB1, the inversion period TC1, the first transmission period TA2, the circulation period TB2, and the inversion period TC2, and the AC power system 29 or the AC Power is supplied to the device 30.
  • the power conversion system 1N generates a desired voltage Vout by changing the ratio of the first transmission period TA1 and the first transmission period TA2 within one cycle by PWM control.
  • the converter unit 7 is a single-phase inverter
  • the converter unit 7 is not limited to a single-phase inverter, and may be a three-phase inverter.
  • the case where power is supplied from the DC power source 17 to the AC power system 29 (ie, the first direction) has been described as an example.
  • the DC power source 17 ie, the second direction
  • the AC power system 29 May be configured to supply power.
  • FIG. 60 is a circuit diagram of a power conversion system 1P according to the seventeenth embodiment.
  • the power conversion system 1 ⁇ / b> P is a power conversion system that converts power in a second unidirectional direction from the connection unit 15 toward the connection unit 3 and transmits it.
  • a DC power supply 17 (an example of a second connection target) is connected to the connection unit 15, and a DC device 28 (an example of a first connection target) is connected to the connection unit 3. Is connected.
  • the positive terminal of the DC device 28 is connected to the terminal P2 (an example of the first external connection terminal), and the negative electrode of the DC device 28 is connected to the terminal N2 (an example of the second external connection terminal).
  • the positive electrode of the DC power supply 17 is connected to the terminal U2 (an example of the third external connection terminal), and the negative electrode of the DC power supply 17 is connected to the terminal W2 (an example of the fourth external connection terminal).
  • the power conversion system 1P includes the converter unit 51 and the primary winding 531 as a full-bridge type (FB type) circuit, and the converter unit 52
  • the secondary winding 532 is formed of a full bridge type (FB type) circuit (FB-FB type).
  • FB type full bridge type circuit
  • the configuration of the converter unit 51 and the primary winding 531 is the same FB type as that in FIG. However, FIG. 60 is different in that the switching elements AH, AL, BH, and BL are omitted.
  • the diode DAH has an anode connected to the terminal T2, a cathode connected to the terminal P2
  • the diode DAL has an anode connected to the terminal N2
  • a diode DBH has an anode connected to the terminal T1.
  • the cathode is connected to the terminal P2
  • the anode of the diode DBL is connected to the terminal N2, and the cathode is connected to the terminal T1.
  • the configurations of the converter unit 52 and the secondary winding 532 are the same FB type as that in FIG. However, FIG. 60 is different in that switching elements XH, XL, YH, and YL are added.
  • the switching element XH has a source connected to the terminal T3, a drain connected to the terminal P3, a switching element XL has a source connected to the terminal N3, a drain connected to the terminal T3, and the switching element YH
  • the source is connected to the terminal T4, the drain is connected to the terminal P3, and the switching element YL has the source connected to the terminal N3 and the drain connected to the terminal T4.
  • the converter unit 7 includes a chopper circuit that transmits power in the second unidirectional direction.
  • converter unit 7 includes a switching element UL (an example of a ninth switching element), two diodes D1 and D2, a coil 71, and a capacitor 72.
  • the converter unit 7 boosts the voltage Vout supplied from the DC device 28 and supplies the boosted voltage between the terminal P3 and the terminal N3.
  • the coil 71 is connected between the terminal U2 and the terminal U1.
  • the capacitor 72 is connected between the terminal U2 and the terminal W2.
  • the switching element UL is composed of an n-type field effect transistor.
  • the switching element UL has a drain connected to the terminal U1 and a source connected to the terminal N3.
  • the diode D2 has a cathode connected to the drain of the switching element UL and an anode connected to the source of the switching element UL.
  • the diode D1 has a cathode connected to the terminal P3 and an anode connected to the terminal U1.
  • the switching element UL may be composed of, for example, an npn-type insulated gate bipolar transistor instead of the field effect transistor.
  • the diode D2 is provided as a freewheeling diode. Further, in this case, the diode D2 is connected across the emitter and the collector so that a current having a direction opposite to a current flowing through the switching element UL flows when the switching element UL is turned on.
  • the control unit 13 controls at least one of the current Iout flowing through the terminal U2 and the voltage Vbus between the terminal P2 and the terminal N2 by turning the switching element UL on and off. Details will be described later.
  • the control unit 13 controls the converter unit 7 so that power is not transmitted between the transformer circuit unit 5 and the converter unit 7 in the first period including the inversion period in which the polarity of the voltage of the primary winding 531 is inverted.
  • the control unit 13 controls the converter unit 7 so that power is transmitted in the second unidirectional direction from the converter unit 7 toward the transformer circuit unit 5 in a second period different from the first period.
  • control unit 13 assigns an inversion period and a later-described circulation period in a first period constituting a half cycle (an example of a unit period) of the AC voltage supplied to the primary winding 531. 51 and 52 and the converter unit 7 are controlled.
  • control unit 13 sets the duty ratio of the converter unit 7 to obtain the voltage Vbus or the current Iout having a target value, and controls the switching element UL with the set duty ratio.
  • the power conversion system 1P operates such that a voltage drop occurs between the terminal U2 and the terminal W2 in a direction opposite to the direction in which the current flows through the DC power supply 17, that is, the polarity of the voltage Vout and the current IL is different. To do.
  • FIG. 61 is a diagram showing a timing chart of the power conversion system 1P.
  • (1) shows ON and OFF of the switching elements XH and XL, where the high level is ON and the low level is OFF.
  • the switching element YL is turned on and off at the same timing as the switching element XH.
  • the switching element YH is turned on and off at the same timing as the switching element XL.
  • (2) indicates ON / OFF of the switching element UL, where the high level is ON and the low level is OFF.
  • (3) shows a current IL flowing through the coil 71 and a current IL3 flowing through the coil L12.
  • (4) shows a voltage “P3-N3” of the terminal P3 with the terminal N3 as a reference, and a voltage VT3 of the coil L12 with the terminal T4 as a reference.
  • (5) indicates the voltage Vbus.
  • the voltage at the terminal P2 with respect to the terminal N2 will be described as the voltage VE.
  • the period T indicates one period of the AC voltage supplied to the primary winding 531.
  • the voltage VE is a voltage obtained by boosting the voltage Vout by the converter unit 7.
  • the sequence focused on the converter units 51 and 52 is shown in the periods ST1 to ST4, and the sequence focused on the converter unit 7 is shown in the periods labeled TD1, TE1, TF1, TE3, TD2, TE2, TF2, and TE4. .
  • the polarity of the voltages VT1 and VT3 is gradually reversed from positive to negative by the resonance operation of the exciting current of the coil L11 and the capacitors CAH, CAL, CBH, and CBL, thereby realizing soft switching.
  • the period in which the polarity is inverted is the inversion period.
  • ⁇ Period ST4> Similar to the period ST2, the control unit 13 turns off the switching elements XH, XL, YH, and YL and inverts the polarities of the voltages VT1 and VT3.
  • the second transmission period is a period during which power is transmitted from the DC power source 17 to the DC device 28. Become.
  • the current IL increases linearly. Further, referring to (3), the current IL3 increases rapidly and then decreases with a gentle slope.
  • the circulation period TE1 is started following the second transmission period TD1.
  • a circulation period in which the current IL flows through the circulation path K4 (FIG. 60) is entered.
  • the circulation path K ⁇ b> 4 is a closed loop in the converter unit 7, and power transmission from the converter unit 7 to the DC power source 17 is interrupted. As a result, the converter unit 7 enters a circulation mode.
  • the current IL decreases linearly.
  • the current IL3 has increased substantially and then has changed to almost zero.
  • ⁇ Inversion period TF1> Following the circulation period TE1, an inversion period TF1 is started.
  • the inversion period TF1 is the same as the above-described period ST2.
  • ⁇ Circulation period TE3> Following the inversion period TF1, the circulation period TE3 is started.
  • the converter unit 7 continues the circulation mode, and the transmission of power from the converter unit 7 to the DC power source 17 is interrupted.
  • ⁇ Second transmission period TD2> Following the circulation period TE3, the second transmission period TD2 is started.
  • the current IL increases linearly. Further, referring to (3), the current IL3 rapidly decreases and then increases with a gentle slope.
  • the circulation period TE2 is started following the second transmission period TD2.
  • the current IL decreases linearly.
  • the current IL3 has increased substantially and then has changed to almost zero.
  • the inversion period TF2 is started.
  • the inversion period TF2 is the same as the above-described period ST4.
  • ⁇ Circulation period TE4> Following the inversion period TF2, the circulation period TE4 is started.
  • the converter unit 7 continues in the circulation mode, and the transmission of power from the converter unit 7 to the DC power source 17 is interrupted.
  • the power conversion system 1P cyclically sets the second transmission period TD1, the circulation period TE1, the inversion period TF1, the circulation period TE3, the second transmission period TD2, the circulation period TE2, the inversion period TF2, and the circulation period TE4.
  • the power of the DC device 28 is repeatedly supplied.
  • the control unit 13 sets the voltage Vbus to a desired value by setting the half cycle of the cycle T as a unit cycle and setting the ratio of the second transmission periods TD1 and TD2 in the unit cycle as the duty ratio of the converter unit 7. To do. Referring to (5), the voltage Vbus has a slight ripple observed in the range from about 254V to about 254.35V, but it can be seen that it has a value of about 254.175V on average. Therefore, a DC voltage of about 254.175 V is supplied to the DC device 28.
  • the controller 13 adjusts the value of the voltage Vbus by changing the duty ratio.
  • FIG. 62 is a timing chart showing the inversion periods TF1 and TF2 in FIG. 61 in an enlarged manner. 62, (1) to (5) are enlarged views of the inversion period TF2 of (1) to (5) of FIG. 61, and (6) to (10) are (1) to (5) of FIG. ) Is an enlarged view of the inversion period TF1.
  • the dead time Td is, for example, 2 ⁇ s.
  • the dead time Ta is, for example, 0.5 ⁇ s. As a result, the switching element is protected.
  • the voltage VT3 is inverted from positive to negative polarity at the dead time Td.
  • the same effect as the thirteenth embodiment can be obtained even when power is transmitted in the second unidirectional direction.
  • FIG. 63 is a circuit diagram of a power conversion system 1Q according to the eighteenth embodiment.
  • the converter unit 51 and the primary winding 531 are configured by a center tap type (CNT type) circuit
  • the secondary winding 532 is formed of a center tap type (CNT type) circuit (CNT-CNT type).
  • CNT type center tap type circuit
  • the configuration of the converter unit 51 and the primary winding 531 is the same CNT type as in FIG. However, FIG. 63 is different in that the switching elements AL and BL are omitted. Specifically, the diode DAL has an anode connected to the terminal N2, a cathode connected to the terminal T2, and the diode DBL has an anode connected to the terminal N2 and a cathode connected to the terminal T1.
  • the configuration of the converter unit 52 and the secondary winding 532 is the same CNT type as that in FIG. However, in FIG. 63, switching elements YL and XL are added. Specifically, the switching element YL has a source connected to the terminal N3 and a drain connected to the terminal T3. The switching element XL has a source connected to the terminal N3 and a drain connected to the terminal T4.
  • ⁇ Period ST1> to ⁇ Period ST4> shown below correspond to ⁇ Period ST1> to ⁇ Period ST4> described in Embodiment 17.
  • voltages VT1, VT2, VT3, and VT4 shown in FIG. 63 are voltages of coils L1, L2, L3, and L4 with respect to terminals T1, T2, T3, and T4, respectively.
  • the operation of the converter unit 7 is the same as that in the seventeenth embodiment, and thus description thereof is omitted.
  • ⁇ Period ST4> Similar to the period ST2, the control unit 13 turns off the switching elements YL and XL, and inverts the polarities of the voltages VT1 to VT4.
  • the power conversion system 1Q is configured by a CNT-CNT type circuit, the same effect as the power conversion system 1P can be obtained.
  • FIG. 64 is a circuit diagram of a power conversion system 1R according to the nineteenth embodiment.
  • converter unit 51 and primary winding 531 are configured by a half-bridge type (HB type) circuit
  • converter unit 52 and secondary winding 532 are a center tap type (CNT type).
  • CNT type center tap type
  • HB-CNT type center tap type
  • the power conversion system 1Q according to the nineteenth embodiment is also a power conversion system that transmits power in the second unidirectional direction, as in the seventeenth and eighteenth embodiments.
  • the converter unit 51 is the same HB type as in FIG. However, the switching elements AH and AL are omitted. Specifically, the diode DAH has an anode connected to the terminal T2, a cathode connected to the terminal P2, and the diode DAL has an anode connected to the terminal N2 and a cathode connected to the terminal T2.
  • Converter section 52 and secondary winding 532 are the same CNT type as in FIG. However, switching elements YL and XL are added. Specifically, the switching element YL has a source connected to the terminal N3 and a drain connected to the terminal T3. The switching element XL has a source connected to the terminal N3 and a drain connected to the terminal T4.
  • ⁇ Period ST1> to ⁇ Period ST4> shown below correspond to ⁇ Period ST1> to ⁇ Period ST4> described in Embodiment 17.
  • voltages VT1, VT3, and VT4 shown in FIG. 64 are voltages of coils L11, L3, and L4 with reference to terminals T1, T3, and T4, respectively.
  • the operation of the converter unit 7 is the same as that in the seventeenth embodiment, and thus the description thereof is omitted.
  • the polarity of the voltages VT1 and VT3 is gradually reversed from positive to negative by the resonance operation of the exciting current of the coil L11 and the capacitors CAH and CAL, thereby realizing soft switching.
  • VT1 ⁇ VE
  • VT3 ⁇ VE
  • ⁇ Period ST4> Similar to the period ST2, the control unit 13 turns the switching elements YL, XL OFF and inverts the polarities of the voltages VT1, VT3, VT4.
  • the power conversion system 1R is configured by an HB-CNT type circuit, the same effect as the power conversion system 1P can be obtained.
  • the converter units 51 and 52 are both full bridge type (FB type), and in the eighteenth embodiment, both the converter units 51 and 52 are center tap type (CNT type).
  • the converter unit 51 is a half-bridge type (HB type) and the converter unit 52 is a center tap type.
  • the combination of the converter units 51 and 52 is not limited to the above combination.
  • the converter unit 51 may be a center tap type
  • the converter unit 52 may be a full bridge type
  • both the converter units 51 and 52 may be a half bridge type.
  • snubber circuit 60 instead of the snubber circuit 60, snubber circuits 60A to 60C shown in FIGS. 47 to 49 may be applied.
  • FIG. 65 is a circuit diagram of a power conversion system 1S according to the twentieth embodiment.
  • the power conversion system 1S of the twentieth embodiment is characterized in that the converter unit 7 is configured by a single-phase inverter.
  • converter units 51 and 52 are each a CNT type as in FIG.
  • the configurations of the converter unit 7 and the filter circuit 9 are the same as those in FIG.
  • the power conversion system 1S according to the twentieth embodiment is also a power conversion system that transmits power in the second unidirectional direction, as in the seventeenth, eighteenth, and nineteenth embodiments.
  • the controller 13 controls the amplitude of at least one of the voltage Vbus at the terminals P2 and U2 and the current Iout flowing through the terminal U2 by turning on or off the switching elements UH to WL. Details will be described later.
  • the terminals U2 and W2 are connected to the AC power system 29.
  • the terminals U ⁇ b> 2 and W ⁇ b> 2 are connected to the AC device 30.
  • the control unit 13 assigns an inversion period and a circulation period in a first period that constitutes a half cycle (an example of a unit period) of the AC voltage supplied to the primary winding 531, and a second period different from the first period
  • the converter units 52 and 7 are controlled so as to allocate the second transmission period to the second transmission period.
  • the converter unit 7 is a single-phase inverter
  • the converter unit 7 is not limited to a single-phase inverter, and may be a three-phase inverter.
  • the power conversion system 1T includes a transformer circuit unit 5, a converter unit 7, and a control unit 13.
  • the transformer circuit unit 5 performs power conversion on at least one of the power from the first connection target (DC power supply 17 in this case) and the power to the first connection target.
  • the converter unit 7 performs power conversion on at least one of the power from the second connection target (here, the AC power system 29) and the power to the second connection target.
  • the control unit 13 stops the converter unit 7 and operates the transformer circuit unit 5 for a predetermined period when the converter unit 7 is disconnected from the second connection target.
  • the power conversion system 1T can reduce stress applied to the switch units (switching elements XL and YL) by operating the transformer circuit unit 5 even when the terminals 15a and 15b are opened. .
  • the power conversion system 1T is used for power conversion between an AC power system 29 as a second connection target and a DC power source (for example, a storage battery) 17 as a first connection target, as shown in FIG. .
  • the “AC power system” here refers to the entire system for an electric power company such as an electric power company to supply power to a power receiving facility of a consumer.
  • the power conversion system 1T includes a connection part (first external connection part) 3 to which the DC power supply 17 is electrically connected and a connection part (second output) to which the AC power system 29 is electrically connected. External connection portion) 15.
  • the power conversion system 1T converts AC power input from the AC power system 29 into DC power, and supplies the converted DC power to the DC power supply 17.
  • the power conversion system 1T converts the DC power input from the DC power supply 17 into AC power, and outputs the converted AC power to the AC power system 3.
  • the power conversion system 1T is configured to perform bidirectional power conversion between the terminals P2 and N2 and the terminals 15a and 15b so as to support both charging and discharging of the DC power supply 17.
  • the power conversion system 1T according to the present embodiment is a bidirectional DC / AC inverter.
  • the power conversion system 1T can charge the DC power supply 17 or supply the discharge power of the DC power supply 17 to a load connected to the AC power system 29.
  • a power storage system including the power conversion system 1T and the DC power supply 17 is introduced into a non-residential facility such as an office building, a hospital, a commercial facility, or a school. To do.
  • the power conversion system 1T includes a connection unit 3, a capacitor 4, a transformer circuit unit 5, a connection unit 6, a converter unit 7, a filter circuit 9, and a control unit. 13 and a connection portion 15.
  • Connection unit 3 includes a terminal P2 and a terminal N2.
  • Connection unit 6 includes a terminal P3, a terminal N3, and a snubber circuit 60.
  • the connection unit 15 includes a terminal 15a and a terminal 15b.
  • the DC power supply 17 is electrically connected between the two terminals P2 and N2 so that the terminal P2 has a high potential (positive electrode).
  • An AC power system 29 is electrically connected between the two terminals 15a and 15b.
  • the “terminal” here may not be a component for connecting an electric wire or the like, and may be, for example, a lead of an electronic component or a part of a conductor included in a circuit board.
  • the opening / closing part 2 is electrically connected between the two terminals 15a and 15b and the AC power system 29 (see FIG. 66).
  • the opening / closing unit 2 is configured to open / close in accordance with an opening / closing signal output from the control unit 13. Therefore, the control unit 13 grasps the open / closed state of the open / close unit 2.
  • the opening / closing unit 2 is a relay for disconnecting the power conversion system 1T from the AC power system 29, for example.
  • the capacitor 4 is a capacitor for smoothing to a DC voltage, and may be an electric field capacitor or a film capacitor having a desired capacity. Here, it is an electrolytic capacitor, and is electrically connected between the two terminals P2, N2.
  • the capacitor 4 has a function of stabilizing the voltage between the two terminals P2 and N2.
  • the snubber circuit 60 has a resistor 61 and a capacitor 62.
  • the resistor 61 and the capacitor 62 are electrically connected in series between the two terminals P3 and N3.
  • a DC voltage is generated between the two terminals P3 and N3.
  • the transformer circuit unit 5 is electrically connected between the capacitor 4 and the connection unit 6.
  • Transformer circuit unit 5 includes a converter unit 51 (an example of a first converter unit), a converter unit 52 (an example of a second converter unit), and a transformer 53.
  • the converter unit 51 includes two switching elements AL and BL, two diodes DA and DB, and two capacitors CA and CB.
  • the switching elements AL and BL are made of, for example, a depletion type n-channel MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor-Field-Effect-Transistor).
  • the diode DA is a free-wheeling diode, and has an anode connected to the source of the switching element AL and a cathode connected to the drain of the switching element AL.
  • the diode DB is a free-wheeling diode similar to the diode DA, and has a cathode connected to the source of the switching element BL and an anode connected to the drain of the switching element BL.
  • the capacitor CA is connected between the source and drain of the switching element AL, and the capacitor CB is connected between the source and drain of the switching element BL.
  • the converter unit 52 includes two switching elements YL and XL and two diodes DY and DX.
  • the switching elements YL and XL are made of, for example, a depletion type n-channel MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor).
  • the diode DY is a free-wheeling diode, and has an anode connected to the source of the switching element YL and a cathode connected to the drain of the switching element YL.
  • the diode DX is a freewheeling diode, and has a cathode connected to the source of the switching element XL and an anode connected to the drain of the switching element XL.
  • the diodes DA, DB, DY, DX may be MOSFET parasitic diodes.
  • the transformer 53 is a high-frequency insulation transformer with a center tap, and includes a primary winding 531 and a secondary winding 532 that are magnetically coupled to each other.
  • the primary winding 531 is configured by a series circuit of two windings L1 and L2 having a primary side center tap (primary side intermediate terminal) CT1 as a connection point.
  • the secondary winding 532 is configured by a series circuit of two windings L3 and L4 with the secondary side center tap (secondary side intermediate terminal) CT2 as a connection point.
  • the primary side center tap CT1 is electrically connected to the positive terminal (terminal P2) of the capacitor 4, in other words, to the first end of the DC power source 17.
  • the secondary side center tap CT2 is electrically connected to the high potential side terminal P3 of the two terminals P3 and N3.
  • the turns ratio of the windings L1, L2, L3, and L4 is 1: 1: 1: 1.
  • the primary winding 531 has a primary side first winding terminal 5311 and a primary side second winding terminal 5312.
  • the primary side first winding terminal 5311 is provided at the end of the winding L2 opposite to the winding L1, and is electrically connected to the second end of the DC power source 17 via the switching element AL.
  • the primary second winding terminal 5312 is provided at the end of the winding L1 opposite to the winding L2, and is electrically connected to the second end of the DC power supply 17 via the switching element BL. .
  • the secondary winding 532 has a secondary side first winding terminal 5321 and a secondary side second winding terminal 5322.
  • the secondary side first winding terminal 5321 is provided at the end of the winding L4 opposite to the winding L3, and is electrically connected to the terminal N3 via the switching element XL.
  • the secondary side second winding terminal 5322 is provided at the end of the winding L3 opposite to the winding L4, and is electrically connected to the terminal N3 via the switching element YL.
  • the switching element AL is electrically connected in series with the winding L2 between both ends of the capacitor 4.
  • the switching element BL is electrically connected in series with the winding L ⁇ b> 1 between both ends of the capacitor 4.
  • a series circuit of the winding L2 and the switching element AL and a series circuit of the winding L1 and the switching element BL are electrically connected in parallel between the two terminals P2 and N2.
  • the drain of the switching element AL is electrically connected to the primary side center tap CT1 via the winding L2
  • the drain of the switching element BL is electrically connected to the primary side center tap CT1 via the winding L1.
  • the sources of the switching elements AL and BL are both electrically connected to the negative terminal (terminal N2) of the capacitor 4.
  • the switching element YL is electrically connected in series with the winding L3 between both ends of the snubber circuit 60.
  • the switching element XL is electrically connected in series with the winding L4 between both ends of the snubber circuit 60.
  • a series circuit of the winding L3 and the switching element YL and a series circuit of the winding L4 and the switching element XL are electrically connected in parallel between the two terminals P3 and N3.
  • the drain of the switching element YL is electrically connected to the secondary side center tap CT2 via the winding L3
  • the drain of the switching element XL is connected to the secondary side center tap CT2 via the winding L4. Is electrically connected.
  • the sources of the switching elements YL and XL are both electrically connected to the low potential side terminal N3 of the two terminals P3 and N3.
  • the converter unit 7 is electrically connected between the snubber circuit 60 and the two terminals 15a and 15b.
  • the converter unit 7 has four switching elements UH, UL, WH, and WL.
  • the four switching elements UH, UL, WH, WL are respectively connected with reflux diodes D1 to D4 in antiparallel.
  • the converter unit 7 constitutes a DC / AC converter (inverter) that performs conversion from a DC voltage to an AC voltage or an AC voltage to a DC voltage between the snubber circuit 60 and the filter circuit 9.
  • the converter unit 7 converts the DC power from the transformer circuit unit 5 into single-phase AC power to the AC power system 29 or converts the single-phase AC power from the AC power system 29 to the transformer circuit unit 5.
  • each of the switching elements UH, UL, WH, WL is composed of a depletion type n-channel MOSFET.
  • the switching elements UH, UL, WH, WL are connected by a full bridge. That is, the switching element UH is electrically connected in series with the switching element UL between both ends of the snubber circuit 60.
  • the switching element WH is electrically connected in series with the switching element WL between both ends of the snubber circuit 60.
  • the series circuit of the switching elements UH and UL and the series circuit of the switching elements WH and WL are electrically connected in parallel.
  • the drains of the switching elements UH and WH are both electrically connected to the high potential side terminal P3 of the two terminals P3 and N3.
  • the sources of the switching elements UL and WL are both electrically connected to the low potential side terminal N3 of the two terminals P3 and N3.
  • the filter circuit 9 has two coils 91 and 92 and a capacitor 93 as shown in FIG.
  • One end of the coil 91 in other words, one of the pair of terminals on the converter unit 7 side in the filter circuit 9 is electrically connected to a connection point between the source of the switching element UH and the drain of the switching element UL.
  • One end of the coil 92 in other words, the other of the pair of terminals on the converter unit 7 side in the filter circuit 9 is electrically connected to a connection point between the source of the switching element WH and the drain of the switching element WL.
  • the other ends of the coils 91 and 92 in other words, the pair of terminals on the side of the terminals 15a and 15b in the filter circuit 9 are electrically connected to the two terminals 15a and 15b.
  • the converter unit 7 is electrically connected to the two terminals 15 a and 15 b via the filter circuit 9.
  • a capacitor 93 is electrically connected between the other end of the coil 91 and the other end of the coil 92.
  • the control unit 13 outputs control signals AL, BL, YL, XL, UH, UL, WH, WL for controlling the eight switching elements AL, BL, YL, XL, UH, UL, WH, WL, respectively. .
  • the control signals AL, BL, YL, XL, UH, UL, WH, WL are applied to the gates of the switching elements AL, BL, YL, XL, UH, UL, WH, WL directly or through a drive circuit.
  • the switching element is turned on / off individually for AL, BL, YL, XL, UH, UL, WH, WL.
  • the control unit 13 controls the switching elements AL, BL, YL, XL, UH, UL, WH, WL by a PWM (Pulse Width Modulation) method capable of adjusting the duty ratio.
  • the control unit 13 includes, for example, a microcomputer including a CPU (Central Processing Unit), an FPGA (Field-Programmable Gate Array), or an ASIC (Application Specific Integrated Circuit).
  • the power conversion system 1T is configured to perform bidirectional power conversion via the transformer 53 between the two terminals P2 and N2 and the two terminals 15a and 15b.
  • the power conversion system 1T has two operation modes of “inverter mode” and “converter mode”.
  • the inverter mode is an operation mode in which DC power input to the two terminals P2 and N2 is converted into AC power and output from the two terminals 15a and 15b.
  • the converter mode is an operation mode in which AC power input to the two terminals 15a and 15b is converted into DC power and output from the two terminals P2 and N2.
  • the control unit 13 controls the switching elements AL, BL, XL, and YL of the transformer circuit unit 5 so that the combination of the switching elements AL and XL and the combination of the switching elements BL and YL are alternately turned on.
  • the duty ratio of the switching elements AL and XL is 50%.
  • a voltage “ ⁇ E” is generated at both ends of the winding L4
  • a voltage “E” is generated at both ends of the winding L3. . Therefore, the voltage “E” is alternately applied to the two terminals P3 and N3 from the winding L3 and the winding L4.
  • the control unit 13 controls the output voltage of the converter unit 7 by PWM control of the converter unit 7. Specifically, during the supply period when the switching elements UH and WL (or the switching elements UL and WH) are turned on, current is supplied from the winding L3 (or winding L4) to the two terminals 15a and 15b through the converter unit 7. Is done. On the other hand, in the circulation period in which the switching elements UH and WH (or the switching elements UL and WL) are turned on, currents from the coils 91 and 92 flow through the converter unit 7 as a return path. The control unit 13 controls the output voltage of the converter unit 7 by changing the ratio between the supply period and the circulation period. The inversion operation in the secondary winding 532 of the transformer 53 of the transformer circuit unit 5 is performed in the circulation period.
  • the power conversion system 1T converts the DC power from the DC power source (storage battery) 17 into AC power and outputs the AC power to the AC power system 29 from the two terminals 15a and 15b.
  • the power conversion system 1T operates the transformer circuit unit 5 (converter units 51 and 52) and the converter unit 7 basically in the same sequence as the inverter mode. That is, in the power conversion system 1T, if the output voltage of the converter unit 7 is lower than the voltage of the AC power system 29, the AC power from the AC power system 29 is converted into DC power, and the DC power is supplied from the two terminals P2 and N2. It is output to the power source 17.
  • the control unit 13 normally stops the transformer circuit unit 5 (converter units 51 and 52) and the converter unit 7.
  • the regenerative current from the coils 91 and 92 flows, for example, through the diode D3 toward the secondary side center tap CT2 of the transformer circuit unit 5.
  • the control unit 13 stops the converter unit 7 and operates the transformer circuit unit 5 for a predetermined period when the converter unit 7 and the AC power system 29 are disconnected. In other words, the control unit 13 stops the converter unit 7 and operates the transformer circuit unit 5 for a predetermined period when the opening / closing unit 2 is opened. Specifically, the control unit 13 causes the transformer circuit unit 5 to perform the same operation as before the opening / closing unit 2 is opened during the predetermined period. In other words, the control unit 13 operates the transformer circuit unit 5 so that the power on the secondary winding 532 side is regenerated in the primary winding 531 during the predetermined period. That is, the control unit 13 sets the duty ratio of the switching elements AL and XL (or the switching elements BL and YL) to 50% in the predetermined period.
  • the predetermined period is a predetermined period here.
  • Sig1 is an open / close signal from the control unit 13 to the open / close unit 2
  • Sig2 is a control signal from the control unit 13 to the converter unit 7
  • Sig3 is from the control unit 13. This is a control signal to the transformer circuit unit 5.
  • the control unit 13 outputs a low-level opening / closing signal Sig1 to the opening / closing unit 2 at time t1.
  • the opening / closing unit 2 is opened by an opening / closing signal Sig 1 from the control unit 13.
  • the control unit 13 outputs a low-level control signal Sig2 to the converter unit 7 at time t2.
  • Converter unit 7 stops its operation in accordance with control signal Sig2 from control unit 13. In other words, converter unit 7 turns off switching elements UH, UL, WH, WL in accordance with control signal Sig2.
  • the control unit 13 outputs a high-level control signal Sig3 to the transformer circuit unit 5 until time t3.
  • the transformer circuit unit 5 performs an on / off operation with a duty ratio of 50% in accordance with the control signal Sig3 from the control unit 13.
  • the control unit 13 outputs a low-level control signal Sig3 to the transformer circuit unit 5 at time t3.
  • the transformer circuit unit 5 stops its operation in accordance with the control signal Sig3 from the control unit 13. In other words, the transformer circuit unit 5 turns off the switching elements AL, BL, XL, YL according to the control signal Sig3.
  • the converter unit 7 is stopped and the transformer circuit unit 5 is operated during a period Ti1 from time t2 to time t3. That is, the period Ti1 is a predetermined period. Then, during the period Ti1, by operating the transformer circuit unit 5, energy generated on the secondary winding 532 side can be regenerated on the primary winding 531 side. Details of the regenerative operation will be described below with reference to FIGS. 68A and 68B.
  • the operation of the power conversion system 1T when the switching elements BL and YL are on will be described with reference to FIG. 68A.
  • the energy even accumulated in the coils 91 and 92 is regenerated to the converter unit 7 side.
  • the regenerative current flows in the direction of the coil 91 ⁇ the capacitor 93 ⁇ the coil 92 (the direction of the arrow A1 in FIG. 68A), for example.
  • This regenerative current flows, for example, through the diode D3 to the secondary side center tap CT2 of the transformer circuit unit 5 (see arrow A2 in FIG. 68A).
  • the switching element YL since the switching element YL is on, the regenerative current is wound in the direction from the secondary side center tap CT2 toward the secondary side second winding terminal 5322 (direction of arrow A3 in FIG. 68A). Flowing into.
  • the winding directions of the winding L1 and the winding L3 are the same, a current in the direction opposite to that of the winding L3 flows through the winding L1 on the primary side.
  • the switching element BL since the switching element BL is on, the current flows through the path of the winding L1 ⁇ the capacitor 4 ⁇ the switching element BL ⁇ the winding L1 (see arrow A4 in FIG. 68A).
  • the energy accumulated in the coils 91 and 92 is regenerated in the capacitor 4.
  • the operation of the power conversion system 1T when the switching elements AL and XL are on will be described with reference to FIG. 68B.
  • the energy accumulated in the coils 91 and 92 is regenerated to the converter unit 7 side.
  • the regenerative current flows in the direction of the coil 91 ⁇ the capacitor 93 ⁇ the coil 92 (the direction of the arrow B1 in FIG. 68B) by the energy.
  • This regenerative current flows, for example, through the diode D3 to the secondary side center tap CT2 of the transformer circuit unit 5 (see arrow B2 in FIG. 68B).
  • the switching element XL since the switching element XL is on, the regenerative current flows to the winding L4 in the direction from the secondary side center tap CT2 toward the secondary side first winding terminal 5321 (direction of arrow B3 in FIG. 68B). Flowing.
  • the winding directions of the winding L2 and the winding L4 are the same, a current in the direction opposite to that of the winding L4 flows through the winding L2 on the primary side.
  • the switching element AL since the switching element AL is on, the current flows through the path of the winding L2 ⁇ the capacitor 4 ⁇ the switching element AL ⁇ the winding L2 (see arrow B4 in FIG. 68B).
  • the energy accumulated in the coils 91 and 92 is regenerated in the capacitor 4.
  • control part 13 stops the transformer circuit part 5 when the said predetermined period passes.
  • control unit 13 turns off the four switching elements AL, BL, XL, and YL.
  • the sequence described above is a sequence when the DC power supply (storage battery) 17 is discharged (inverter mode), but is stored in the coils 91 and 92 according to the same sequence when the DC power supply 17 is charged (converter mode). Energy can be regenerated in the capacitor 4.
  • the transformer circuit unit 5 when the opening / closing unit 2 is in the open state, the transformer circuit unit 5 performs the same operation as before the opening / closing unit 2 is in the open state. ing.
  • the control unit 13 operates the transformer circuit unit 5 so that the power on the secondary winding 532 side is regenerated in the primary winding 531 during the predetermined period. Therefore, the energy stored in the coils 91 and 92 of the filter circuit 9 can be regenerated in the DC power supply 17 side, in other words, in the capacitor 4 connected between both ends of the DC power supply 17.
  • the stress applied to the switching elements YL and XL can be reduced.
  • the converter unit 7 is stopped by the control signal Sig2 after the open / close unit 2 is opened by the open / close signal Sig1.
  • the switching unit 2 may actually be opened after the converter unit 7 is stopped due to a response delay of the switching unit 2, but the operation order of the switching unit 2 and the converter unit 7 is You can replace it.
  • the opening / closing part 2 is changed.
  • the stop process (gate block) of the converter unit 7 is dealt with without setting the open state.
  • the operation of the converter unit 7 on the output side is stopped (gate block). Therefore, in this case, if the transformer circuit unit 5 is also stopped, the switching elements XL and YL may be excessively stressed by the regenerative current from the coils 91 and 92 as in the above-described embodiment.
  • control unit 13 is configured to stop the converter unit 7 and operate the transformer circuit unit 5 for a predetermined period. Since the operation is the same as that of the above-described embodiment, the description is omitted here.
  • the power storage system including the power conversion system 1T and the DC power supply (storage battery) 17 is not limited to a non-residential facility, and may be introduced into a house or applied to a facility other than a facility such as an electric vehicle.
  • the power conversion system 1T is not limited to power conversion between the AC power system 29 and the DC power source 17, and is, for example, between a power generation facility such as a solar power generation device or a fuel cell and the AC power system 29. It may be used for power conversion.
  • the power conversion system 1T is not limited to a configuration that performs power conversion in both directions.
  • the power conversion system 1T performs power conversion only in one direction (one direction) from the two terminals P2 and N2 to the two terminals 15a and 15b. It may be a configuration.
  • switching elements AL, BL, XL, YL, UH, UL, WL, WL are MOSFETs
  • the switching elements AL, BL, XL, instead of the return diodes DA, DB, DY, DX, D1 to D4 are used.
  • YL, UH, UL, WL, WL parasitic diodes may be used.
  • each of the switching elements AL, BL, XL, YL, UH, UL, WL, WL is not limited to a MOSFET, and may be, for example, an IGBT (Insulated Gate Gate Bipolar Transistor) or the like.
  • the converter unit 7 is a single-phase inverter has been described as an example, but the converter unit 7 may be a three-phase converter.
  • the second connection target is the AC power system 29
  • the second connection target is not limited to the AC power system 29, but is, for example, an AC load using AC power as an operation power supply. May be.
  • the first connection target is the DC power supply 17
  • the first connection target is not limited to the DC power supply 17 and may be, for example, a DC load or bidirectional. It may be a DC / DC converter that performs power conversion.
  • the converter units 51 and 52 are the center tap type (CNT type)
  • the converter units 51 and 52 may each be a full bridge type (FB type). It may be a half bridge type (HB type). That is, the transformer circuit unit 5 may be configured by a combination of these.
  • snubber circuit 60 instead of the snubber circuit 60, snubber circuits 60A to 60C shown in FIGS. 47 to 49 may be applied.
  • the power conversion system (1, 1A to 1T) includes a DC power supply (17) (an example of a first connection target) and an AC load (27) (first 2 is an example of a power conversion system that transmits electric power in at least one direction.
  • the power conversion system (1, 1A to 1T) includes a connection unit (3) (an example of a first external connection unit), a connection unit (15) (an example of a second external connection unit), and a transformer circuit unit (5).
  • a converter unit (7) (an example of a third converter unit), a connection unit (6), and a control unit (13).
  • the connection (3) is connected to the DC load (17).
  • the connection (15) is connected to the AC load (27).
  • the transformer circuit section (5) includes a primary winding (531), a secondary winding (532), a converter section (51) (an example of a first converter section), and a converter section (52) (second converter section). Example).
  • the primary winding (531) is provided on the DC power supply (17) side.
  • the secondary winding (532) is magnetically coupled to the primary winding (531).
  • the converter part (51) is connected between the connection part (3) and the primary winding (531).
  • the converter unit (52) is connected to the secondary winding (532).
  • the converter part (7) is connected to the connection part (15).
  • the connection part (6) includes a terminal (P3) (an example of a first connection terminal) and a terminal (N3) (an example of a second connection terminal) for connecting the converter part (52) and the converter part (7).
  • the control unit (13) is configured so that positive and negative voltages are alternately applied to the primary winding (531), and the voltage of the terminal (P3) with respect to the terminal (N3) becomes positive. Control at least one of the parts (52).
  • the control unit (13) does not transmit power between the transformer circuit unit (5) and the converter unit (7) in the first period including the inversion period in which the polarity of the voltage of the primary winding (531) is inverted. Thus, the converter unit (7) is controlled. In the second period different from the first period, the control unit (13) transmits power in the first direction from the transformer circuit unit (5) to the converter unit (7) or in the second direction opposite to the first direction.
  • the converter unit (7) is controlled such that
  • a large-capacitance capacitor for smoothing is not required, the circuit scale can be reduced, and the polarity of the voltage applied to the primary winding (531) can be stably inverted, whereby the switching element ( AL, BL, YL, XL, UH, UL, WH, WL) and the breakdown voltage can be reduced.
  • the first connection target is the DC power supply (17), and the second connection target is the AC power system (29).
  • the first connection target is a DC power source (17) and the second connection target is an AC load (27), and the first connection target is a DC load (28) and the second connection target.
  • the target is either the case of the AC power system (29).
  • the power conversion system (1, 1A to 1I) transmits power bidirectionally between the first connection target and the second connection target.
  • power can be transmitted bidirectionally between the first connection target and the second connection target.
  • the first connection target is a DC power source (17) and the second connection target is a DC load (28).
  • the one connection target is a DC load (28) and the second connection target is a DC power source (17), or the case where both the first connection target and the second connection target are DC power sources (17) It is.
  • the power conversion system (1J) transmits DC power bidirectionally between the first connection target and the second connection target.
  • the first connection target is one of the DC power source (17) and the DC device (27) (an example of a load).
  • the two connection targets are the other of the DC power source (17) and the DC device (27) or the AC power system (29).
  • the power conversion system (1K to 1S) transmits power in one direction between the DC power source (17) and the DC device (27) or the AC power system (29).
  • electric power can be transmitted in a single direction between the DC power source (17) and the DC device (27) or the AC power system (29).
  • connection portion (6) is connected between the terminal (P3) and the terminal (N3).
  • a snubber circuit (60) is included.
  • the snubber circuit (60) can suppress ringing that occurs in the power conversion system (1, 1A to 1T).
  • the power conversion system (1, 1A to 1I) includes, in any of the first to fourth aspects, two or more power supply terminals (U1, W1) connected to the second connection target.
  • the control unit (13) controls the third converter unit (7) so that the two or more power supply terminals (U1, W1) are short-circuited in the first period.
  • the control unit (13) performs one of the first control and the second control in the first period.
  • the first control is control for turning on two or more high-side switching elements (UH, WH) and turning off two or more low-side switching elements (UL, WL).
  • the second control is a control for turning off the high-side switching elements (UH, WH) and turning on the low-side switching elements (UL, WL).
  • the high-side switching element (UH, WH) is connected to any one of the terminal (P3) and the two or more power supply terminals (U1, W1).
  • the low-side switching element (UL, WL) is connected to any one of the terminal (N3) and the two or more power supply terminals (U1, W1).
  • the seventh aspect it is possible to prevent electric power from being transmitted between the transformer circuit section (5) and the converter section (7).
  • the power conversion system (1, 1A to 1J) according to the eighth aspect is the first inverter mode, the second inverter mode, the first converter mode, and the second converter according to any one of the first to third aspects. Drive in either mode.
  • the first inverter mode the output voltage output from the converter unit (7) to the second external connection unit (15) is positive, and in the second inverter mode, the output voltage is negative.
  • the first converter mode the input voltage input to the converter unit (7) via the second external connection unit (15) is positive, and in the second converter mode, the input voltage is negative.
  • the control unit (13) controls the converter unit (7) in the same sequence in the first inverter mode and the first converter mode, and the converter unit (7) is the same in the second inverter mode and the second converter mode. Control by the sequence.
  • the eighth aspect even if the polarity of the output current or input current of the converter unit (7) indicates a polarity different from the assumed polarity, the first inverter mode and the first converter mode are continuously switched, In addition, the second inverter mode and the second converter mode can be switched continuously. As a result, it can be applied to independent operation such as UPS (uninterruptible power supply).
  • UPS uninterruptible power supply
  • the first connection target is the DC power supply (17).
  • the second connection target is a load.
  • the load (device) is a DC device (27) (DC load).
  • the connection part (15) includes a terminal (U2) (an example of a first external connection terminal) and a terminal (W2) (an example of a second external connection terminal) connected to the terminal (N3).
  • the converter unit (7) includes a chopper circuit that transmits DC power in the first direction.
  • the chopper circuit includes a coil (71), a switching element (UH), and a diode (D2).
  • the first coil terminal of the coil (71) is connected to the terminal (U2).
  • the switching element (UH) is connected between the second coil terminal (U1) and the terminal (P3) of the coil (71).
  • the diode (D2) has a cathode connected to the second coil terminal (U1) and an anode connected to the terminal (N3).
  • power can be transmitted in the first direction.
  • the control unit (13) turns off the switching element (UH) in the first period and turns off the switching element (UH) in the second period. Turn on.
  • power can be transmitted in the first direction.
  • the first connection target is a load.
  • the second connection target is a DC power supply (17) or an AC power system (29).
  • the load (device) is a DC device (27) (DC load).
  • the connection part (15) includes a terminal (U2) (an example of a first external connection terminal) and a terminal (W2) (an example of a second external connection terminal) connected to the terminal (N3).
  • the converter unit (7) includes a chopper circuit that transmits DC power in the second direction.
  • the chopper circuit includes a coil (71), a diode (D1), and a switching element (UL).
  • the first coil terminal of the coil (71) is connected to the terminal (U2).
  • the diode (D1) has an anode connected to the second coil terminal (U1) of the coil (71) and a cathode connected to the terminal (P3).
  • the switching element (UL) is connected between the second coil terminal (U1) and the terminal (N3).
  • power can be transmitted in the second direction.
  • the control unit (13) turns on the switching element (UL) in the first period and turns on the switching element (UL) in the second period. Turn off.
  • power can be transmitted in the second direction.
  • control unit (13) converts the closed loop in which the current flows without passing through the transformer circuit unit (5) in the first period to the converter unit ( 7) It has a circulation mode that is formed inside and circulates current in a closed loop.
  • the control unit (13) controls the power between the converter unit (7) and the AC power system (29).
  • the converter unit (7) is stopped and the transformer circuit unit (5) is operated for a predetermined period.
  • the secondary winding is operated by operating the transformer circuit unit (5) for a predetermined period. Electric power generated on the line (532) side can be regenerated on the primary winding (531) side.
  • control unit (13) causes the power on the secondary winding (532) side to be transmitted to the primary winding (531) side in a predetermined period.
  • the transformer circuit section (5) is operated so as to be regenerated.
  • the electric power generated on the secondary winding (532) side can be regenerated on the primary winding (531) side.
  • the configuration according to the second to fifteenth aspects is not an essential configuration of the power conversion system (1, 1A to 1T) and can be omitted as appropriate.
  • the present disclosure can be used for, for example, a stationary battery storage power conditioner, EV / PHV V2H (Vehicle to Home) power conditioner, motor drive, or the like.

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Abstract

回路規模を小さくし、かつ一次巻線にかかる電圧の極性の反転を安定的に行う。制御部（１３）は、一次巻線（５３１）の電圧の極性が反転する反転期間を含む第１期間において、トランス回路部（５）及びコンバータ部（７）間で電力の伝達が行われないようにコンバータ部（７）を制御する。制御部（１３）は、第１期間とは異なる第２期間において、トランス回路部（５）からコンバータ部（７）に向かう第１方向又は第１方向とは逆の第２方向で電力の伝達が行われるようにコンバータ部（７）を制御する。

Description

電力変換システム
　本開示は、一般に電力変換システムに関し、より詳細には、少なくとも単方向において電力を変換する電力変換システムに関する。
　近年、会社または個人が、分散型電源（例えば、太陽電池、燃料電池、蓄電池）から得た電力を電力会社に売るビジネス（売電）が拡大している。売電は、分散型電源を商用電力系統と接続する系統連系によって実施される。系統連系では、パワーコンディショナと称される電力変換装置を用いて、分散型電源の電力を、商用電力系統に適応した電力に変換する。
　特許文献１は、バッテリー（２１）及び電気二重層コンデンサ（２２）間に設けられた絶縁型の双方向昇降圧チョッパ回路（４０）を開示する。この双方向昇降圧チョッパ回路（４０）は、センタータップ付きのトランス（４１）を備えている。トランス（４１）の一次巻線のセンタータップはリアクトル（４２）を介して低電圧バッテリー（２１）の（＋）端子に接続され、一次巻線の両端には一対の昇圧チョッパ素子（４３，４５）が接続されている。また、二次巻線のセンタータップは電圧ライン（ＶＬ）を介して電気二重層コンデンサ（２２）に接続され、二次巻線の両端に一対の降圧チョッパ素子（４６，４７）が接続されている。
　しかし、上記の従来技術は、平滑用の大容量コンデンサが必要となり、回路規模が大きくなるという課題がある。また、一次巻線にかかる電圧極性の反転を安定的に行うことができず、スイッチング素子の損失及び耐圧の悪化を招くという課題がある。
特開平７－２３５０５号公報
　本開示は上記問題点に鑑みて為されており、回路規模を小さくし、かつ一次巻線にかかる電圧の極性の反転を安定的に行うことができる電力変換システムを提供することを目的とする。
　本開示の一態様に係る電力変換システムは、第１接続対象と第２接続対象との間で少なくとも単方向に電力を伝達する電力変換システムである。前記電力変換システムは、第１外部接続部と、第２外部接続部と、トランス回路部と、第３コンバータ部と、接続部と、制御部と、を備える。前記第１外部接続部は、前記第１接続対象に接続される。前記第２外部接続部は、前記第２接続対象に接続される。前記トランス回路部は、前記第１外部接続部側に設けられた一次巻線と、前記一次巻線と磁気結合される二次巻線と、前記第１外部接続部及び前記一次巻線間に接続される第１コンバータ部と、前記二次巻線に接続される第２コンバータ部とを含む。前記第３コンバータ部は、前記第２外部接続部に接続される。前記接続部は、前記第２コンバータ部及び前記第３コンバータ部間を接続する第１接続端子及び第２接続端子を含む。前記制御部は、前記一次巻線に正及び負の電圧が交互に印加され、かつ前記第２接続端子に対する前記第１接続端子の電圧が正となるように前記第１コンバータ部及び前記第２コンバータ部の少なくとも一方を制御する。前記制御部は、前記一次巻線の電圧の極性が反転する反転期間を含む第１期間において、前記トランス回路部及び前記第３コンバータ部間で電力の伝達が行われないように前記第３コンバータ部を制御する。前記制御部は、前記第１期間とは異なる第２期間において、前記トランス回路部から前記第３コンバータ部に向かう第１方向又は前記第１方向とは逆の第２方向で電力の伝達が行われるように前記第３コンバータ部を制御する。
実施の形態１に係る電力変換システム１の回路図である。 インバータモードにおける電力変換システム１の動作を示す波形図である。 コンバータ部７に流れる電流経路を示す図である。 コンバータモードにおける電力変換システム１の動作を示す波形図である。 コンバータ部７に流れる電流経路を示す図である。 インバータモード（１）における電力変換システム１の動作を示す波形図である。 図６の各期間におけるスイッチング素子の状態を示す図である。 図６の各期間におけるスイッチング素子の状態を示す図である。 インバータモード（２）における電力変換システム１の動作を示す波形図である。 図９の各期間におけるスイッチング素子の状態を示す図である。 図９の各期間におけるスイッチング素子の状態を示す図である。 コンバータモード（３）における電力変換システム１の動作を示す波形図である。 図１２の各期間におけるスイッチング素子の状態を示す図である。 図１２の各期間におけるスイッチング素子の状態を示す図である。 コンバータモード（４）における電力変換システム１の動作を示す波形図である。 図１５の各期間におけるスイッチング素子の状態を示す図である。 図１５の各期間におけるスイッチング素子の状態を示す図である。 反転期間におけるスイッチング素子の動作を示す回路図である。 スナバ回路６０の効果を説明する図である。 スナバ回路６０の効果を説明する図である。 スナバ回路６０の効果を説明する図である。 電力変換システム１のインピーダンス特性を示すグラフである。 インバータモードにおける電力変換システム１のタイミングチャートを示す図である。 図２３において反転期間ＴＣ１，ＴＣ２を拡大して示したタイミングチャートである。 コンバータモードにおける電力変換システム１のタイミングチャートを示す図である。 図２５において反転期間ＴＦ１，ＴＦ２を拡大して示したタイミングチャートである。 実施の形態２に係る電力変換システム１Ａの回路図である。 インバータモードにおける電力変換システム１Ａのタイミングチャートを示す図である。 図２８において反転期間ＴＣ１，ＴＣ２を拡大して示したタイミングチャートである。 コンバータモードにおける電力変換システム１Ａのタイミングチャートを示す図である。 図３０において反転期間ＴＦ１，ＴＦ２を拡大して示したタイミングチャートである。 実施の形態３に係る電力変換システム１Ｂの回路図である。 インバータモードにおける電力変換システム１Ｂのタイミングチャートを示す図である。 図３０において反転期間ＴＣ１，ＴＣ２を拡大して示したタイミングチャートである。 コンバータモードにおける電力変換システム１Ｂのタイミングチャートを示す図である。 図３５において反転期間ＴＦ１，ＴＦ２を拡大して示したタイミングチャートである。 実施の形態４に係る電力変換システム１Ｃの回路図である。 実施の形態５に係る電力変換システム１Ｄの回路図である。 実施の形態６に係る電力変換システム１Ｅの回路図である。 実施の形態７に係る電力変換システム１Ｆの回路図である。 実施の形態８に係る電力変換システム１Ｇの回路図である。 実施の形態９に係る電力変換システム１Ｈの回路図である。 実施の形態１０に係る電力変換システム１Ｉの回路図である。 インバータモードにおける電力変換システム１Ｉのタイミングチャートであり、位相が０度の場合を示している。 コンバータモードにおける電力変換システム１Ｉのタイミングチャートであり、位相が０度の場合を示している。 スナバ回路６０の回路構成と、電圧「Ｐ３－Ｎ３」の波形図とを示す。 実施の形態１１の第１態様のスナバ回路６０Ａの回路構成と、電圧「Ｐ３－Ｎ３」の波形図とを示す。 実施の形態１１の第２態様のスナバ回路６０Ｂの回路構成と、電圧「Ｐ３－Ｎ３」の波形図とを示す。 実施の形態１１の第３態様のスナバ回路６０Ｃの回路構成と、電圧「Ｐ３－Ｎ３」の波形図とを示す。 実施の形態１２に係る電力変換システム１Ｊの回路図である。 第１伝達モードにおける電力変換システム１Ｊのタイミングチャートを示す図である。 第２伝達モードにおける電力変換システム１Ｊのタイミングチャートを示す図である。 実施の形態１３に係る電力変換システム１Ｋの回路図である。 電力変換システム１Ｋのタイミングチャートを示す図である。 図５３において反転期間ＴＣ１，ＴＣ２を拡大して示したタイミングチャートである。 実施の形態１４に係る電力変換システム１Ｌの回路図である。 実施の形態１５に係る電力変換システム１Ｍの回路図である。 実施の形態１６に係る電力変換システム１Ｎの回路図である。 電力変換システム１Ｎのタイミングチャートを示す図である。 実施の形態１７に係る電力変換システム１Ｐの回路図である。 電力変換システム１Ｐのタイミングチャートを示す図である。 図６１において反転期間ＴＦ１，ＴＦ２を拡大して示したタイミングチャートである。 実施の形態１８に係る電力変換システム１Ｑの回路図である。 実施の形態１９に係る電力変換システム１Ｒの回路図である。 実施の形態２０に係る電力変換システム１Ｓの回路図である。 実施の形態２１に係る電力変換システム１Ｔの回路図である。 電力変換システム１Ｔのタイミングチャートを示す図である。 電力変換システム１Ｔの動作を説明するための回路図である。
　（本開示に至る経緯）
　直流電力を交流電力に変換する絶縁型電力変換装置として、一次側の直流電源をインバータを介して高周波トランスの一次側巻線に接続し、前記高周波トランスの二次側巻線をコンバータを介して大容量コンデンサおよび出力インバータに接続し、前記出力インバータを交流電力系統もしくは交流負荷に接続したものがある（特許文献１）。
　このような従来の絶縁型電力変換装置は、直流電源からの直流電圧をインバータにより極性が高速で反転する矩形波状の高周波交流電圧に変換し、この高周波交流電圧をトランスを介してコンバータに供給し、大容量コンデンサにより直流電圧に平滑させる。そして、従来の電力変換装置は、その直流電圧を出力インバータによりＰＷＭ制御することで、所望の周波数及び振幅を持つ交流電圧を生成し、商用電力系統に出力する。
　しかし、従来の電力変換装置は、コンバータと出力インバータとの間に大容量コンデンサが必要であり、回路規模が増大する課題があった。また、一次巻線に掛かる電圧極性の反転を安定的に行うことができず、一次側のコンバータのスイッチ素子はターンＯＮおよびターンＯＦＦにてハードスイッチングとなり、スイッチング損失が増大し、素子に掛かるリンギング電圧も大きくなるといった課題があった。
　このように、上記の特許文献１は、平滑用の大容量コンデンサが必要となり回路規模が大きくなるという課題がある。また、一次巻線に掛かる電圧極性の反転を安定的に行うことができず、スイッチング素子の損失及び耐圧の悪化を招くという課題がある。
　また、特許文献１は、一次側が電流駆動型であるので、一次巻線のセンタータップにリアクトル（４２）が接続されている。したがって、特許文献１の双方向昇降圧チョッパ回路（４０）を本願に適用すると、大きなリンギング電圧が発生するので、回路が使いものにならなくなってしまう。
　本開示の目的は、平滑用の大容量コンデンサが不要となり回路規模を小さくすることができ、且つ、一次巻線に掛かる電圧極性の反転を安定的に行うことで、スイッチング素子の損失及び耐圧を低下させることができる電力変換システムを提供することである。
　（概要１）
　本開示の一態様は、直流電源と交流電力系統又は交流負荷との間で双方向に電力を伝達する電力変換装置であって、
　前記直流電源側に設けられた一次巻線と、前記一次巻線と磁気結合される二次巻線と、前記直流電源及び前記一次巻線間に接続される第１コンバータ部と、前記二次巻線に接続される第２コンバータ部とを含むトランス回路部と、
　前記交流電力系統又は前記交流負荷に接続される第３コンバータ部と、
　前記第２コンバータ部及び前記第３コンバータ部間を接続する第１接続端子及び第２接続端子を含む接続部と、
　前記一次巻線に正及び負の電圧が交互に印加されるように前記第１コンバータ部を制御し、且つ、前記第２接続端子に対する前記第１接続端子の電圧が正となるように前記第２コンバータ部を制御する制御部とを含み、
　前記制御部は、前記一次巻線の電圧の極性が反転する反転期間を含む第１期間において、前記トランス回路部及び前記第３コンバータ部間で電力の伝達が行われないように前記第３コンバータ部を制御し、前記第１期間とは異なる第２期間において、前記トランス回路部から前記第３コンバータ部に向かう第１方向又は前記第１方向とは逆の第２方向で電力の伝達が行われるように前記第３コンバータ部を制御する。
　ここで、第１～第３コンバータ部は、いわゆる電力変換器のことであり、ＤＣ／ＡＣ変換器、ＡＣ／ＤＣ変換器、ＤＣ／ＤＣ変換器を含む。
　本態様は、一次巻線の電圧の極性が反転する反転期間を含む第１期間において、第２コンバータ部及び第３コンバータ部間で電力の伝達が行わないように第３コンバータ部を制御する。そのため、本態様は、第１コンバータ部及び第２コンバータ部をＺＣＳ（ｚｅｒｏ　ｃｕｒｒｅｎｔ　ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）することが可能となり、一次巻線にかかる電圧の極性の反転を安定的に行うことができる。そのため、スイッチング素子の損失及び耐圧を低下させることができる。
　また、本態様は、特許文献１に示すような平滑用の大容量コンデンサが不要なので、回路規模を小さくできる。
　また、本態様は、一次巻線に正及び負の電圧が交互に印加されるように第１コンバータ部が制御されているが、第２接続端子に対する第１接続端子の電圧が正となるように第２コンバータ部を制御する。そのため、本態様は、第３コンバータ部に極性が一定の電圧が入力される。その結果、本態様は、第３コンバータ部を通常のフルブリッジ型の回路で構成でき、通常の制御を適用できる。
　また、本態様は、第１期間とは異なる第２期間において、トランス回路部から第３コンバータ部に向かう第１方向又は第１方向とは逆の第２方向で電力の伝達が行われるように第３コンバータ部を制御する。そのため、本態様は、第１期間に対する第２期間の割合を変化させることで、第３コンバータ部から出力される交流電圧及び交流電流又は交流電源から直流電源へ回生する電流の振幅を調整できる。
　上記態様において、図１を参照し、前記直流電源と接続される第１及び第２電源端子（Ｐ２及びＮ２）を更に含み、
　前記一次巻線は、前記第１電源端子（Ｐ２）と接続される第１センタータップ（ＣＴ１）を含み、
　前記第１コンバータ部（５１）は、
　前記一次巻線の第１巻線端子（Ｔ２）及び前記第２電源端子（Ｎ２）間に接続される第１スイッチング素子（ＡＬ）と、
　前記一次巻線の第２巻線端子（Ｔ１）及び前記第２電源端子（Ｎ２）間に接続される第２スイッチング素子（ＢＬ）とを含んでもよい。
　本態様は、一次巻線及び第１コンバータ部をセンタータップ型の回路で構成したものである。
　上記態様において、図２７を参照し、前記直流電源と接続される第１及び第２電源端子（Ｐ２及びＮ２）を更に含み、
　前記第１コンバータ部（５１）は、フルブリッジ型の回路で構成され、
　前記フルブリッジ型の回路は、
　前記第１電源端子（Ｐ２）及び前記一次巻線の第１巻線端子（Ｔ２）間に接続される第１スイッチング素子（ＡＨ）と、
　前記第１巻線端子（Ｔ２）及び第２電源端子（Ｎ２）間に接続される第２スイッチング素子（ＡＬ）と、
　前記第１電源端子（Ｐ２）及び前記一次巻線の第２巻線端子（Ｔ１）に接続される第３スイッチング素子（ＢＨ）と、
　前記第２巻線端子（Ｔ１）及び第２電源端子（Ｎ２）間に接続される第４スイッチング素子（ＢＬ）とを含んでもよい。
　本態様は、一次巻線及び第１コンバータ部をフルブリッジ型の回路で構成したものである。
　上記態様において、図３２を参照し、前記直流電源と接続される第１及び第２電源端子（Ｐ２及びＮ２）を更に含み、
　前記第１コンバータ部（５１）は、ハーフブリッジ型の回路で構成され、
　前記ハーフブリッジ型の回路は、
　前記第１電源端子（Ｐ２）及び前記一次巻線の第１巻線端子（Ｔ２）間に接続される第１スイッチング素子（ＡＨ）と、
　前記第１巻線端子（Ｔ２）及び前記第２電源端子（Ｎ２）間に接続される第２スイッチング素子（ＡＬ）とを含み、
　前記第１電源端子（Ｐ２）及び前記一次巻線の第２巻線端子（Ｔ１）間に接続される第１コンデンサ（Ｃ＊１）と、前記第２巻線端子（Ｔ１）及び前記第２電源端子（Ｎ２）間に接続される第２コンデンサ（Ｃ＊２）との少なくとも一方を更に含んでもよい。
　本態様は、一次巻線及び第１コンバータ部をハーフリッジ型の回路で構成したものである。
　上記態様において、図１を参照し、前記二次巻線は、前記第１接続端子（Ｐ３）と接続される第２センタータップ（ＣＴ２）を含み、
　前記第２コンバータ部（５２）は、
　前記二次巻線の第３巻線端子（Ｔ４）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第５スイッチング素子（ＸＬ）と、
　前記二次巻線の第４巻線端子（Ｔ３）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第６スイッチング素子（ＹＬ）とを含んでもよい。
　本態様は、二次巻線及び第２コンバータ部をセンタータップ型の回路で構成したものである。
　上記態様において、図２７を参照し、前記第２コンバータ部（５２）は、フルブリッジ型の回路で構成され、
　前記フルブリッジ型の回路は、
　前記第１接続端子（Ｐ３）及び前記二次巻き線の第３巻線端子（Ｔ４）間に接続される第５スイッチング素子（ＹＨ）と、
　前記第３巻線端子（Ｔ４）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第６スイッチング素子（ＹＬ）と、
　前記二次巻線の第４巻線端子（Ｔ３）及び第１接続端子（Ｐ３）間に接続される第７スイッチング素子（ＸＨ）と、
　前記第４巻線端子（Ｔ３）及び第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第８スイッチング素子（ＸＬ）とを含んでもよい。
　本態様は、二次巻線及び第２コンバータ部をフルブリッジ型の回路で構成したものである。
　上記態様において、図４０を参照し、前記第２コンバータ部（５２）は、ハーフブリッジ型の回路で構成され、
　前記ハーフブリッジ型の回路は、
　前記第１接続端子（Ｐ３）及び前記二次巻線の第４巻線端子（Ｔ３）間に接続される第５スイッチング素子（ＸＨ）と、
　前記第４巻線端子（Ｔ３）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第６スイッチング素子（ＸＬ）とを含み、
　前記二次巻線の第３巻線端子（Ｔ４）及び第１接続端子（Ｐ３）間に接続される第３コンデンサ（ＣＸＨ）と、前記第３巻線端子（Ｔ４）及び第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第４コンデンサ（ＣＸＬ）との少なくとも一方を更に含んでもよい。
　本態様は、二次巻線及び第２コンバータ部をハーフブリッジ型の回路で構成したものである。
　上記態様において、図１を参照し、前記交流電力系統又は交流負荷と接続される第３電源端子（Ｕ１）及び第４電源端子（Ｗ１）を更に含み、
　前記第３コンバータ部（７）は、
　前記第１接続端子（Ｐ３）及び前記第３電源端子（Ｕ１）間に接続される第９スイッチング素子（ＵＨ）と、
　前記第３電源端子（Ｕ１）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第１０スイッチング素子（ＵＬ）と、
　前記第１接続端子（Ｐ３）及び前記第４電源端子（Ｗ１）間に接続される第１１スイッチング素子（ＷＨ）と、
　前記第４電源端子（Ｗ１）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第１２スイッチング素子（ＷＬ）とを含んでもよい。
　本態様は、第３コンバータ部を単相インバータで構成したものである。
　上記態様において、図４３を参照し、前記交流電力系統又は交流負荷と接続される第３、第４、及び第５電源端子（Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１）を更に含み、
　前記第３コンバータ部（７）は、三相インバータで構成され、
　前記三相インバータは、
　前記第１接続端子（Ｐ３）及び第３電源端子（Ｕ１）間に接続される第９スイッチング素子（ＵＨ）と、
　前記第３電源端子（Ｕ１）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第１０スイッチング素子（ＵＬ）と、
　前記第１接続端子（Ｐ３）及び前記第４電源端子（Ｖ１）間に接続される第１１スイッチング素子（ＶＨ）と、
　前記第４電源端子（Ｖ１）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第１２スイッチング素子（ＶＬ）と、
　前記第１接続端子（Ｐ３）及び前記第５電源端子（Ｗ１）間に接続される第１３スイッチング素子（ＷＨ）と、
　前記第５電源端子（Ｗ１）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第１４スイッチング素子（ＷＬ）とを含んでもよい。
　本態様は、第３コンバータ部を三相インバータで構成したものである。
　上記態様において、図１を参照し、前記接続部は、前記第１及び第２接続端子（Ｐ３，Ｎ３）間に接続されるスナバ回路（６０）を含んでもよい。
　本態様によれば、電力変換回路内に発生するリンギングを抑制できる。
　上記態様において図４９を参照し、前記スナバ回路（６０）は、
　一端が前記第１接続端子（Ｐ３）に接続されるスナバダイオード（６３，６７）と、前記スナバダイオード（６３，６７）の他端と前記第２接続端子（Ｎ３）との間に接続されるスナバコンデンサ（６４）と、前記スナバダイオード（６３，６７）と並列接続されるスナバ抵抗（６５，６８）とを含む１又は複数のＣＲＤスナバを含んでもよい。
　本態様によれば、第１，第２接続端子間で発生するリンギングがスナバコンデンサにより吸収され、リンギングを抑制できる。
　上記態様において、図１を参照し、前記制御部は、前記第１期間において、前記第３及び第４電源端子（Ｕ１，Ｗ１）間が短絡されるように前記第３コンバータ部（７）を制御してもよい。
　本態様は、第３コンバータ部を単相インバータで構成した場合の第１期間の制御の一例である。
　上記態様において、図１を参照し、前記制御部は、前記第１期間において、前記第９スイッチング素子（ＵＨ）及び第１１スイッチング素子（ＷＨ）を含むハイサイド側のスイッチング素子をオンし、且つ、前記第１０スイッチング素子（ＵＬ）及び第１２スイッチング素子（ＷＬ）を含むローサイド側のスイッチング素子をオフする制御と、前記ハイサイド側のスイッチング素子（ＵＨ，ＷＨ）をオフし、且つ、前記ローサイド側のスイッチング素子（ＵＬ，ＷＬ）をオンする制御とのいずれか一方を行ってもよい。
　本態様は、第３コンバータ部を単相インバータで構成した場合の第１期間の制御の一例である。
　上記態様において、図４３を参照し、前記制御部は、前記第１期間において、前記第３電源端子（Ｕ１）、第４電源端子（Ｖ１）、及び前記第５電源端子（Ｖ１）間が短絡されるように前記第３コンバータ部を制御してもよい。
　本態様は、第３コンバータ部を三相インバータで構成した場合の第１期間の制御の一例である。
　上記態様において、図４３を参照し、前記制御部は、前記第１期間において、前記第９スイッチング素子（ＵＨ）、第１１スイッチング素子（ＶＨ）、及び第１３スイッチング素子（ＷＨ）を含むハイサイド側のスイッチング素子をオンし、且つ、前記第１０スイッチング素子（ＵＬ）、第１２スイッチング素子（ＶＬ）、及び第１４スイッチング素子（ＷＬ）を含むローサイド側のスイッチング素子をオフする制御と、前記ハイサイド側のスイッチング素子（ＵＨ，ＶＨ，ＷＨ）をオフし、且つ、前記ローサイド側のスイッチング素子（ＵＬ，ＶＬ，ＷＬ）をオンする制御とのいずれか一方を行ってもよい。
　本態様は、第３インバータ部を三相インバータで構成した場合の第１期間の制御の一例である。
　上記態様において、前記電力変換装置は、前記第３コンバータ部の出力電圧が正の第１インバータモードと、前記出力電圧が負の第２インバータモードと、前記第３コンバータ部の入力電圧が正の第１コンバータモードと、前記入力電圧が負の第２コンバータモードとのいずれかのモードで駆動し、
　前記制御部は、前記第１インバータモードと前記第１コンバータモードとにおいて、前記第３コンバータ部を同一シーケンスで制御し、前記第２インバータモードと前記第２コンバータモードとにおいて、前記第３コンバータ部を同一シーケンスで制御してもよい。
　本態様によれば、第１インバータモードと第１コンバータモードにおいて、第３コンバータ部が同一シーケンスで駆動される。また、第２インバータモードと第２コンバータモードにおいて、第３コンバータ部が同一シーケンスで駆動される。
　そのため、第３コンバータ部の出力電流又は入力電流の極性が想定する極性と異なる極性を示したとしても、第１インバータモードと第１コンバータモードとを連続的に切り替え、且つ、第２インバータモードと第２コンバータモードとを連続的に切り替えることができる。その結果、ＵＰＳ（無停電電源装置）などの自立運転にも適応できる。
　上記態様において、前記制御部は、前記第１期間及び前記第２期間からなる単位期間が一定周期で繰り返されるように前記第１コンバータ部を制御し、前記第３コンバータ部をＰＷＭ制御して各単位期間における前記第２期間の割合を変更することで目標とする出力電圧若しくは入力電圧又は出力電流若しくは入力電流を生成してもよい。
　本態様によれば、ＰＷＭ制御により各単位期間における第２期間の割合を変更することで、目標とする電圧又は電流が生成できる。
　上記態様において、前記第１、第２、及び第３コンバータ部は、それぞれ、複数のスイッチで構成され、
　前記複数のスイッチは、それぞれ、１つのスイッチング素子で構成されていてもよい。
　本態様によれば、各スイッチは、１つのスイッチング素子で構成されているので、各スイッチを複数のスイッチング素子で構成する場合に比べて、スイッチング素子の個数を少なくできる。
　（概要２）
　本開示の一態様に係る電力変換装置は、直流電源と直流機器との間で双方向に直流電力を伝達する電力変換装置であって、
　前記直流電源及び前記直流機器の一方に接続される第１外部接続部と、
　前記直流電源及び前記直流機器の他方に接続される第２外部接続部と、
　前記第１外部接続部側に設けられた一次巻線と、前記一次巻線と磁気結合される二次巻線と、前記第１外部接続部及び前記一次巻線間に接続される第１コンバータ部と、前記二次巻線に接続される第２コンバータ部とを含むトランス回路部と、
　前記第２外部接続部に接続される双方向のＤＣＤＣコンバータと、
　前記第２コンバータ部及び前記ＤＣＤＣコンバータ間を接続する第１接続端子及び第２接続端子を含む接続部と、
　前記一次巻線に正及び負の電圧が交互に印加されるように前記第１コンバータ部を制御し、且つ、前記第２接続端子に対する前記第１接続端子の電圧が正となるように前記第２コンバータ部を制御する制御部とを含み、
　前記制御部は、前記一次巻線の電圧の極性が反転する反転期間を含む第１期間において、前記トランス回路部及び前記ＤＣＤＣコンバータ間で電力の伝達が行われないように前記ＤＣＤＣコンバータを制御し、前記第１期間とは異なる第２期間において、前記トランス回路部から前記ＤＣＤＣコンバータに向かう第１方向又は前記第１方向とは逆の第２方向で電力の伝達が行われるように前記ＤＣＤＣコンバータを制御するものである。
　本態様は、一次巻線の電圧の極性が反転する反転期間を含む第１期間において、第２コンバータ部及びＤＣＤＣコンバータ間で電力の伝達が行わないようにＤＣＤＣコンバータを制御する。そのため、本態様は、第１コンバータ部及び第２コンバータ部をＺＣＳ（ｚｅｒｏ　ｃｕｒｒｅｎｔ　ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）することが可能となり、一次巻線にかかる電圧の極性の反転を安定的に行うことができる。そのため、スイッチング素子の損失及び耐圧を低下させることが出来る。
　また、本態様は、特許文献１に示すような平滑用の大容量コンデンサが不要なので、回路規模を小さくできる。
　また、本態様は、一次巻線に正及び負の電圧が交互に印加されるように第１コンバータ部が制御されているが、第２接続端子に対する第１接続端子の電圧が正となるように第２コンバータ部を制御する。そのため、本態様は、ＤＣＤＣコンバータに極性が一定の電圧が入力される。その結果、本態様は、ＤＣＤＣコンバータを通常のＤＣＤＣコンバータで構成でき、通常の制御をそのまま適用できる。
　また、本態様は、第１期間とは異なる第２期間において、トランス回路部からＤＣＤＣコンバータに向かう第１方向又は第１方向とは逆の第２方向で電力の伝達が行われるようにＤＣＤＣコンバータを制御する。そのため、本態様は、第１期間に対する第２期間の割合に応じた大きさを持つ直流電圧及び直流電流をＤＣＤＣコンバータに入力又は出力させることができる。
　また、上記態様において、図１を参照し、前記第１外部接続部（３）は、第１及び第２外部接続端子（Ｐ２，Ｎ２）を含み、
　前記一次巻線（５３１）は、前記第１外部接続端子（Ｐ２）と接続される第１センタータップ（ＣＴ１）を含み、
　前記第１コンバータ部（５１）は、
　前記一次巻線（５３１）の第１巻線端子（Ｔ１）及び前記第２外部接続端子（Ｎ２）間に接続される第１スイッチング素子（ＢＬ）と、
　前記一次巻線（５３１）の第２巻線端子（Ｔ２）及び前記第２外部接続端子（Ｎ２）間に接続される第２スイッチング素子（ＡＬ）とを含んでもよい。
　本態様は、一次巻線及び第１コンバータ部をセンタータップ型の回路で構成したものである。
　上記態様において、図５０を参照し、前記第１外部接続部（３）は、第１及び第２外部接続端子（Ｐ２，Ｎ２）を含み、
　前記第１コンバータ部（５１）は、フルブリッジ型の回路で構成され、
　前記フルブリッジ型の回路（５１）は、
　前記第１外部接続端子（Ｐ２）及び前記一次巻線（５３１）の第１巻線端子（Ｔ１）に接続される第１スイッチング素子（ＢＨ）と、
　前記第１巻線端子（Ｔ１）及び第２外部接続端子（Ｎ２）間に接続される第２スイッチング素子（ＢＬ）と、
　前記第１外部接続端子（Ｐ２）及び前記一次巻線（５３１）の第２巻線端子（Ｔ２）間に接続される第３スイッチング素子（ＡＨ）と、
　前記第２巻線端子（Ｔ２）及び第２外部接続端子（Ｎ２）間に接続される第４スイッチング素子（ＡＬ）とを含んでもよい。
　本態様は、一次巻線及び第１コンバータ部をフルブリッジ型の回路で構成したものである。
　上記態様において、図３８を参照し、前記第１外部接続部（３）は、第１及び第２外部接続端子（Ｐ２，Ｎ２）を含み、
　前記第１コンバータ部（５１）は、ハーフブリッジ型の回路で構成され、
　前記ハーフブリッジ型の回路は、
　前記第１外部接続端子（Ｐ２）及び前記一次巻線（５３１）の第１巻線端子（Ｔ１）間に接続される第１コンデンサ（Ｃ＊１）と、前記第１巻線端子（Ｔ１）及び前記第２外部接続端子（Ｎ２）間に接続される第２コンデンサ（Ｃ＊２）との少なくとも一方と、
　前記第１外部接続端子（Ｐ２）及び前記一次巻線（５３１）の第２巻線端子（Ｔ２）間に接続される第１スイッチング素子（ＡＨ）と、
　前記第２巻線端子（Ｔ２）及び前記第２外部接続端子（Ｎ２）間に接続される第２スイッチング素子（ＡＬ）とを含んでもよい。
　本態様は、一次巻線及び第１コンバータ部をハーフリッジ型の回路で構成したものである。
　上記態様において、図１を参照し、前記二次巻線（５３２）は、前記第１接続端子（Ｐ３）と接続される第２センタータップ（ＣＴ２）を含み、
　前記第２コンバータ部（５２）は、
　前記二次巻線（５３２）の第３巻線端子（Ｔ３）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第５スイッチング素子（ＹＬ）と、
　前記二次巻線（５３２）の第４巻線端子（Ｔ４）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第６スイッチング素子（ＸＬ）とを含んでもよい。
　本態様は、二次巻線及び第２コンバータ部をセンタータップ型の回路で構成したものである。
　上記態様において、図５０を参照し、前記第２コンバータ部（５２）は、フルブリッジ型の回路で構成され、
　前記フルブリッジ型の回路は、
　前記二次巻線（５３２）の第３巻線端子（Ｔ３）及び第１接続端子（Ｐ３）間に接続される第５スイッチング素子（ＸＨ）と、
　前記第３巻線端子（Ｔ３）及び第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第６スイッチング素子（ＸＬ）と、
　前記第１接続端子（Ｐ３）及び前記二次巻線（５３２）の第４巻線端子（Ｔ４）間に接続される第７スイッチング素子（ＹＨ）と、
　前記第４巻線端子（Ｔ４）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第８スイッチング素子（ＹＬ）とを含んでもよい。
　本態様は、二次巻線及び第２コンバータ部をフルブリッジ型の回路で構成したものである。
　上記態様において、図４２を参照し、前記第２コンバータ部（５２）は、ハーフブリッジ型の回路で構成され、
　前記ハーフブリッジ型の回路は、
　前記第１接続端子（Ｐ３）及び前記二次巻線（５３２）の第３巻線端子（Ｔ３）間に接続される第５スイッチング素子（ＸＨ）と、
　前記第３巻線端子（Ｔ３）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第６スイッチング素子（ＸＬ）とを含み、
　前記二次巻線（５３２）の第４巻線端子（Ｔ４）及び第１接続端子（Ｐ３）間に接続される第３コンデンサ（ＣＸＨ）と、前記第４巻線端子（Ｔ４）及び第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第４コンデンサ（ＣＸＬ）との少なくとも一方を更に含んでもよい。
　本態様は、二次巻線及び第２コンバータ部をハーフブリッジ型の回路で構成したものである。
　上記態様において、図５０を参照し、前記第２外部接続部（１５）は、第３外部接続端子（Ｕ２）、及び前記第２接続端子（Ｎ３）に接続される第４外部接続端子（Ｗ２）を含み、
　前記ＤＣＤＣコンバータは、双方向チョッパ回路で構成され、
　前記双方向チョッパ回路は、
　前記第３外部接続端子（Ｕ２）に第１コイル端子が接続されるコイル（７１）と、
　前記コイル（７１）の第２コイル端子（Ｕ１）及び前記第１接続端子（Ｐ３）間に接続される第９スイッチング素子（ＵＨ）と、
　前記第２コイル端子（Ｕ１）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第１０スイッチング素子（ＵＬ）とを含んでもよい。
　本態様は、ＤＣＤＣコンバータを双方向チョッパ回路で構成したものである。
　上記態様において、前記制御部は、前記第１期間において、前記第２コイル端子（Ｕ１）及び第２接続端子（Ｎ３）間が短絡されるように前記双方向チョッパ回路を制御してもよい。
　本態様は、ＤＣＤＣコンバータを双方向チョッパ回路で構成した場合の第１期間の制御の一例である。
　上記態様において、前記制御部は、前記第１期間において、前記第９スイッチング素子（ＵＨ）をオフし、且つ、前記第１０スイッチング素子（ＵＬ）をオンしてもよい。
　本態様は、双方向チョッパ回路の第１期間の制御のより詳細な一例である。
　上記態様において、前記制御部は、前記第２期間において、前記第９スイッチング素子（ＵＨ）をオンし、且つ、前記第１０スイッチング素子（ＵＬ）をオフしてもよい。
　本態様は、双方向チョッパ回路の第２期間の制御の一例である。
　上記態様において、前記第１コンバータ部、前記第２コンバータ部、及び前記ＤＣＤＣコンバータは、それぞれ、複数のアームを含み、
　各アームは、１つのスイッチを含んでもよい。
　本態様によれば、各アームは、１つのスイッチで構成されているので、スイッチの個数を少なくできる。なお、スイッチとは、トランジスタ等のスイッチング素子と、このスイッチング素子に接続される還流ダイオードとを含む。
　上記態様において、図５０を参照し、前記接続部は、前記第１及び第２接続端子（Ｐ３，Ｎ３）間に接続されるスナバ回路（６０）を含んでもよい。
　本態様によれば、電力変換回路内に発生するリンギングを抑制できる。
　上記態様において図４９を参照し、前記スナバ回路（６０）は、
　一端が前記第１接続端子（Ｐ３）に接続されるスナバダイオード（６３，６７）と、前記スナバダイオード（６３，６７）の他端と前記第２接続端子（Ｎ３）との間に接続されるスナバコンデンサ（６４，６９）と、前記スナバダイオード（６３，６７）と並列接続されるスナバ抵抗（６５，６８）とを含む１又は複数のＣＲＤスナバを含んでもよい。
　本態様によれば、第１，第２接続端子間で発生するリンギングがスナバコンデンサにより吸収され、リンギングを抑制できる。
　（概要３）
　本開示の一態様に係る電力変換装置は、直流電源と機器又は交流電力系統との間で単方向に電力を伝達する電力変換装置であって、
　前記直流電源及び前記機器の一方に接続される第１外部接続部と、
　前記直流電源及び機器のいずれか他方又は前記交流電力系統が接続される第２外部接続部と、
　前記第１外部接続部側に設けられた一次巻線と、前記一次巻線と磁気結合される二次巻線と、前記第１外部接続部及び前記一次巻線間に接続される第１コンバータ部と、前記二次巻線に接続される第２コンバータ部とを含むトランス回路部と、
　前記第２外部接続部に接続され、単方向に電力を伝達する第３コンバータ部と、
　前記第２コンバータ部及び前記第３コンバータ部間を接続する第１接続端子及び第２接続端子を含む接続部と、
　前記一次巻線に正及び負の電圧が交互に印加され、且つ、前記第２接続端子に対する前記第１接続端子の電圧が正となるように前記第１及び前記第２コンバータ部の少なくとも一方を制御する制御部とを含み、
　前記制御部は、前記一次巻線の電圧の極性が反転する反転期間を含む第１期間において、前記トランス回路部及び前記第３コンバータ部間で電力の伝達が行われないように前記第３コンバータ部を制御し、前記第１期間とは異なる第２期間において、前記トランス回路部から前記第３コンバータ部に向かう第１単方向又は前記第１単方向とは逆の第２単方向で電力の伝達が行われるように前記第３コンバータ部を制御する。
　本態様は、一次巻線の電圧の極性が反転する反転期間を含む第１期間において、第２コンバータ部及び第３コンバータ部間で電力の伝達が行わないように第３コンバータ部を制御する。そのため、本態様は、第１コンバータ部をＺＣＳ（ｚｅｒｏ　ｃｕｒｒｅｎｔ　ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）することが可能となり、一次巻線にかかる電圧の極性の反転を安定的に行うことができる。そのため、スイッチング素子の損失及び耐圧を低下させることができる。
　また、本態様は、特許文献１に示すような平滑用の大容量コンデンサが不要なので、回路規模を小さくできる。
　また、本態様は、一次巻線に正及び負の電圧が交互に印加され、且つ、第２接続端子に対する第１接続端子の電圧が正となるように第１及び第２コンバータ部の少なくとも一方を制御する。そのため、本態様は、第３コンバータ部に極性が一定の電圧が入力される。その結果、本態様は、第３コンバータ部が、例えば、直流機器に接続される場合においては、第３コンバータ部を通常の単方向のチョッパ回路で構成でき、第３コンバータ部が交流機器又は交流電力系統に接続される場合においては、例えば第３コンバータ部を通常のフルブリッジ型の回路で構成できる。その結果、本態様は第３コンバータ部に対して通常の制御をそのまま適用できる。
　また、本態様は、第１期間とは異なる第２期間において、トランス回路部から第３コンバータ部に向かう第１単方向又は第１単方向とは逆の第２単方向で電力の伝達が行われるように第３コンバータ部を制御する。そのため、本態様は、第１期間に対する第２期間の割合に応じた大きさを持つ電圧又は電流を第３コンバータ部に入力又は出力させることができる。
　上記態様において、図５６を参照し、前記第１外部接続部（３）は、第１及び第２外部接続端子（Ｐ２，Ｎ２）を含み、
　前記一次巻線（５３１）は、前記第１外部接続端子（Ｐ２）と接続される第１センタータップ（ＣＴ１）を含み、
　前記第１コンバータ部（５１）は、
　前記一次巻線の第１巻線端子（Ｔ１）及び前記第２外部接続端子（Ｎ２）間に接続される第１スイッチング素子（ＢＬ）と、
　前記一次巻線の第２巻線端子（Ｔ２）及び前記第２外部接続端子（Ｎ２）間に接続される第２スイッチング素子（ＡＬ）とを含んでもよい。
　本態様は、一次巻線及び第１コンバータ部をセンタータップ型の回路で構成したものである。
　上記態様において、図５３を参照し、前記第１外部接続部（３）は、第１及び第２外部接続端子（Ｐ２，Ｎ２）を含み、
　前記第１コンバータ部（５１）は、フルブリッジ型の回路で構成され、
　前記フルブリッジ型の回路は、
　前記第１外部接続端子（Ｐ２）及び前記一次巻線の第１巻線端子（Ｔ１）間に接続される第１スイッチング素子（ＢＨ）と、
　前記第１巻線端子（Ｔ１）及び第２外部接続端子（Ｎ２）間に接続される第２スイッチング素子（ＢＬ）と、
　前記第１外部接続端子（Ｐ２）及び前記一次巻線の第２巻線端子（Ｔ２）に接続される第３スイッチング素子（ＡＨ）と、
　前記第２巻線端子（Ｔ２）及び第２外部接続端子間（Ｎ２）に接続される第４スイッチング素子（ＡＬ）とを含んでもよい。
　本態様は、一次巻線及び第１コンバータ部をフルブリッジ型の回路で構成したものである。
　上記態様において、図５７を参照し、前記第１外部接続部（３）は、第１及び第２外部接続端子（Ｐ２，Ｎ２）を含み、
　前記第１コンバータ部（５１）は、ハーフブリッジ型の回路で構成され、
　前記ハーフブリッジ型の回路は、
　前記第１外部接続端子（Ｐ２）及び前記一次巻線の第１巻線端子（Ｔ１）間に接続される第１コンデンサ（Ｃ＊１）と、前記第１巻線端子（Ｔ１）及び前記第２外部接続端子（Ｎ２）間に接続される第２コンデンサ（Ｃ＊２）との少なくとも一方と、
　前記第１外部接続端子（Ｐ２）及び前記一次巻線の第２巻線端子（Ｔ２）間に接続される第１スイッチング素子（ＡＨ）と、
　前記第２巻線端子（Ｔ２）及び前記第２電源端子（Ｎ２）間に接続される第２スイッチング素子（ＡＬ）とを含んでもよい。
　本態様は、一次巻線及び第１コンバータ部をハーフリッジ型の回路で構成したものである。
　上記態様において、図５６を参照し、前記二次巻線（５３２）は、前記第１接続端子（Ｐ３）と接続される第２センタータップ（ＣＴ２）を含み、
　前記第２コンバータ部（５２）は、
　前記二次巻線の第３巻線端子（Ｔ３）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第５スイッチング素子（ＤＹＬ）と、
　前記二次巻線の第４巻線端子（Ｔ４）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第６スイッチング素子（ＤＸＬ）とを含んでもよい。
　本態様は、二次巻線及び第２コンバータ部をセンタータップ型の回路で構成したものである。
　上記態様において、図５３を参照し、前記第２コンバータ部（５２）は、フルブリッジ型の回路で構成され、
　前記フルブリッジ型の回路は、
　前記第１接続端子（Ｐ３）及び前記二次巻線の第３巻線端子（Ｔ３）間に接続される第５スイッチング素子（ＤＸＨ）と、
　前記第３巻線端子（Ｔ３）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第６スイッチング素子（ＤＸＬ）と、
　前記二次巻線の第４巻線端子（Ｔ４）及び第１接続端子（Ｐ３）間に接続される第７スイッチング素子（ＤＹＨ）と、
　前記第４巻線端子（Ｔ４）及び第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第８スイッチング素子（ＤＹＬ）とを含んでもよい。
　本態様は、二次巻線及び第２コンバータ部をフルブリッジ型の回路で構成したものである。
　上記態様において、前記第２コンバータ部（５２）は、ハーフブリッジ型の回路で構成され、
　前記ハーフブリッジ型の回路は、
　前記第１接続端子（Ｐ３）及び前記二次巻線の第３巻線端子（Ｔ３）間に接続される第５スイッチング素子（ＤＸＨ）と、
　前記第３巻線端子（Ｔ３）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第６スイッチング素子（ＤＸＬ）とを含み、
　前記二次巻線の第４巻線端子（Ｔ４）及び第１接続端子（Ｐ３）間に接続される第３コンデンサ（ＣＸＨ）と、前記第４巻線端子（Ｔ４）及び第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第４コンデンサ（ＣＸＬ）との少なくとも一方を更に含んでもよい。
　本態様は、二次巻線及び第２コンバータ部をハーフブリッジ型の回路で構成したものである。
　上記態様において、図５３を参照し、前記機器は直流機器（２７）であり、
　前記第２外部接続部（１５）は、第３外部接続端子（Ｕ２）及び前記第２接続端子（Ｎ３）に接続される第４外部接続端子（Ｗ２）を含み、
　前記第３コンバータ部（７）は、前記第１単方向に直流電力を伝達するチョッパ回路で構成され、
　前記チョッパ回路は、
　前記第３外部接続端子（Ｕ２）に第１コイル端子が接続されるコイル（７１）と、
　前記コイルの第２コイル端子（Ｕ１）及び前記第１接続端子（Ｐ３）間に接続される第９スイッチング素子（ＵＨ）と、
　カソードが前記第２コイル端子（Ｕ１）に接続され、アノードが前記第２接続端子（Ｎ３）に接続されるダイオード（Ｄ２）とを含んでもよい。
　本態様は、第１単方向に電力を伝達するチョッパ回路の一例である。
　上記態様において、前記制御部は、前記第１期間において、前記第９スイッチング素子をオフし、前記第２期間において前記第９スイッチング素子をオンしてもよい。
　本態様は、第１単方向に電力を伝達するチョッパ回路の制御の一例である。
　上記態様において、図６０を参照し、前記機器は直流機器（２７）であり、
　前記第２外部接続部（１５）は、第３外部接続端子（Ｕ２）、及び前記第２接続端子（Ｎ３）に接続される第４外部接続端子（Ｗ２）を含み、
　前記第３コンバータ部（７）は、前記第２単方向に直流電力を伝達するチョッパ回路で構成され、
　前記チョッパ回路は、
　前記第３外部接続端子（Ｕ２）に第１コイル端子が接続されるコイル（７１）と、
　アノードが前記コイルの第２コイル端子（Ｕ１）に接続され、カソードが前記第１接続端子（Ｐ３）に接続されるダイオード（Ｄ１）と、
　前記第２コイル端子（Ｕ１）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第９スイッチング素子（ＵＬ）とを含んでもよい。
　本態様は、第２単方向に電力を伝達するチョッパ回路の一例である。
　上記態様において、前記制御部は、前記第１期間において、前記第９スイッチング素子をオンし、前記第２期間において、前記第９スイッチング素子をオフしてもよい。
　本態様は、第２単方向に電力を伝達するチョッパ回路の制御の一例である。
　上記態様において、図５８を参照し、前記機器は単相交流機器（３０）であり、
　前記第２外部接続部（１５）は、第３外部接続端子（Ｕ２）、及び４外部接続端子（Ｗ２）を含み、
　前記第３コンバータ部は、単相インバータで構成され、
　前記単相インバータは、
　前記第１接続端子（Ｐ３）及び前記第３外部接続端子（Ｕ２）間に接続される第９スイッチング素子（ＵＨ）と、
　前記第３外部接続端子（Ｕ２）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第１０スイッチング素子（ＵＬ）と、
　前記第１接続端子（Ｐ３）及び前記第４外部接続端子（Ｗ２）間に接続される第１１スイッチング素子（ＷＨ）と、
　前記第４外部接続端子（Ｗ２）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第１２スイッチング素子（ＷＬ）とを含んでもよい。
　本態様によれば、直流電源からの直流電力を単相交流電力に変換し、交流電力系統又は単相交流機器に伝達できる。又は、単相交流機器からの直流電力を直流電力に変換し、直流電源に伝達できる。
　上記態様において、図４３を参照し、前記機器は三相交流機器（２７）であり、
　前記第２外部接続部（１５）は、第３外部接続端子（１５ｕ）、４外部接続端子（１５ｗ）、及び第５外部接続端子（１５ｖ）を含み、
　前記第３コンバータ部は、三相インバータで構成され、
　前記三相インバータは、
　前記第１接続端子（Ｐ３）及び第３外部接続端子（１５ｕ）間に接続される第９スイッチング素子（ＵＨ）と、
　前記第３外部接続端子（１５ｕ）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第１０スイッチング素子（ＵＬ）と、
　前記第１接続端子（Ｐ３）及び前記第４外部接続端子（１５ｗ）間に接続される第１１スイッチング素子（ＷＨ）と、
　前記第４外部接続端子（１５ｗ）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第１２スイッチング素子（ＷＬ）と、
　前記第１接続端子（Ｐ３）及び前記第５外部接続端子（１５ｖ）間に接続される第１３スイッチング素子（ＶＨ）と、
　前記第５外部接続端子（１５ｖ）及び前記第２接続端子（Ｎ３）間に接続される第１４スイッチング素子（ＶＬ）とを含んでもよい。
　本態様によれば、直流電源からの直流電力を三相交流電力に変換し、交流電力系統又は三相交流機器に伝達できる。又は、三相交流機器からの交流電力を直流電力に変換し、直流電源に伝達できる。
　上記態様において、図５３を参照し、前記接続部は、前記第１及び第２接続端子（Ｐ３，Ｎ３）間に接続されるスナバ回路（６０）を含んでもよい。
　本態様によれば、電力変換回路内に発生するリンギングを抑制できる。
　上記態様において図４９を参照し、前記スナバ回路（６０）は、
　一端が前記第１接続端子（Ｐ３）に接続されるスナバダイオード（６３，６７）と、前記スナバダイオード（６３，６７）の他端と前記第２接続端子（Ｎ３）との間に接続されるスナバコンデンサ（６４，６９）と、前記スナバダイオード（６３，６７）と並列接続されるスナバ抵抗（６５，６８）とを含む１又は複数のＣＲＤスナバを含んでもよい。
　本態様によれば、第１，第２接続端子間で発生するリンギングがスナバコンデンサにより吸収され、リンギングを抑制できる。
　以下、図面に基づいて本開示の実施形態を詳細に説明する。
　（実施の形態１）
　図１は、実施の形態１に係る電力変換システム１の回路図である。電力変換システム１は、直流電源１７と交流電力系統２９又は交流負荷２７との間で双方向に電力を変換して伝達する電力変換システムである。
　電力変換システム１は、接続部３（第１外部接続部の一例）、コンデンサ４、トランス回路部５、接続部６、コンバータ部７（第３コンバータ部の一例）、フィルタ回路９、及び接続部１５（第２外部接続部の一例）を備えるパワーコンディショナである。接続部３は、端子Ｐ２（第１電源端子の一例）と、端子Ｎ２（第２電源端子の一例）とを含む。
　トランス回路部５は、コンバータ部５１（第１コンバータ部の一例）、コンバータ部５２（第２コンバータ部の一例）、及びトランス５３を含む。接続部６は、端子Ｐ３（第１接続端子の一例）と、端子Ｎ３（第２接続端子の一例）と、スナバ回路６０とを含む。スナバ回路６０は、抵抗６１及びコンデンサ６２を含む。コンバータ部７は、単相インバータで構成されている。フィルタ回路９は、一対のコイル９１，９２及びコンデンサ９３を含む。接続部１５は、端子１５ａと端子１５ｂとを含む。
　直流電源１７（第１接続対象の一例）は、例えば、蓄電池、太陽電池、燃料電池などで構成される。直流電源１７の正極は端子Ｐ２と接続され、直流電源１７の負極は端子Ｎ２と接続される。以下、接続するとは電気的に接続することを意味する。直流電源１７の電力は、端子Ｐ２及び端子Ｎ２を介して、トランス回路部５に供給される。なお、直流電源１７は、蓄電池、太陽電池、燃料電池などとチョッパ回路とで構成されていてもよい。
　コンデンサ４は、端子Ｐ２及び端子Ｎ２間に接続された電解コンデンサであり、端子Ｐ２及び端子Ｎ２間の電圧を安定化させる。
　トランス５３は、センタータップ型の高周波トランスであり、互いに磁気的に結合された一次巻線５３１と、二次巻線５３２とを含む。一次巻線５３１は、センタータップＣＴ１（第１センタータップの一例）により分離される２つのコイルＬ１，Ｌ２を含む。
　センタータップＣＴ１は、端子Ｐ２と接続される。一次巻線５３１の一端である端子Ｔ１（第２巻線端子の一例）は、スイッチング素子ＢＬ（第２スイッチング素子の一例）に接続されている。一次巻線５３１の他端である端子Ｔ２（第１巻線端子の一例）は、スイッチング素子ＡＬ（第１スイッチング素子の一例）に接続されている。
　二次巻線５３２は、センタータップＣＴ２（第２センタータップの一例）により分離される２つのコイルＬ３，Ｌ４を含む。センタータップＣＴ２は、端子Ｐ３と接続されている。二次巻線５３２の一端である端子Ｔ３（第４巻線端子の一例）は、スイッチング素子ＹＬ（第６スイッチング素子の一例）に接続されている。二次巻線５３２の他端である端子Ｔ４（第４巻線端子の一例）は、スイッチング素子ＸＬ（第５スイッチング素子の一例）に接続されている。コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４は、それぞれ、センタータップＣＴ１，端子Ｔ２，センタータップＣＴ２，端子Ｔ２の極性が同じになるように磁気結合されている。
　コンバータ部５１は、直流電源１７から供給される直流電圧を例えば２０ｋＨｚの矩形波状の高周波の交流電圧に変換し、一次巻線５３１及び二次巻線５３２に供給する高周波インバータである。コンバータ部５１は、２個のスイッチング素子ＡＬ，ＢＬと、２個のダイオードＤＡ，ＤＢと、２個のコンデンサＣＡ，ＣＢとを備える。
　スイッチング素子ＡＬ，ＢＬは、例えば、ｎ型の電界効果トランジスタで構成されている。スイッチング素子ＡＬは、ドレインが端子Ｔ２と接続され、ソースが端子Ｎ２と接続されている。スイッチング素子ＢＬはドレインが端子Ｔ１と接続され、ソースが端子Ｎ２と接続されている。
　ダイオードＤＡは、アノードがスイッチング素子ＡＬのソースに接続され、カソードがスイッチング素子ＡＬのドレインに接続されている。ダイオードＤＢは、アノードがスイッチング素子ＢＬのソースに接続され、カソードがスイッチング素子ＢＬのドレインに接続されている。
　ダイオードＤＡ，ＤＢは、それぞれ、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬのボディダイオードであってもよいし、外付けのダイオードであってもよい。
　コンデンサＣＡは、スイッチング素子ＡＬのソース及びドレイン間に接続されている。コンデンサＣＢは、スイッチング素子ＢＬのソース及びドレイン間に接続されている。コンデンサＣＡ，ＣＢは、一次巻線５３１と共振することで、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬのソフトスイッチングを実現する。なお、コンデンサＣＡ，ＣＢは端子Ｔ１、Ｔ２間に接続されてもよいし、コイルＬ１，Ｌ２それぞれに並列に接続されてもよい。
　コンバータ部５２は、二次巻線５３２に交互に供給される正及び負の極性を持つ矩形波状の交流電圧を、正の極性を持つ電圧に変換し、端子Ｐ３及び端子Ｎ３間に供給する。コンバータ部５２は、２個のスイッチング素子ＹＬ，ＸＬと、２個のダイオードＤＹ，ＤＸとを備える。
　スイッチング素子ＹＬ，ＸＬは、例えば、ｎ型の電界効果トランジスタで構成されている。スイッチング素子ＹＬは、ドレインが端子Ｔ３と接続され、ソースが端子Ｎ３と接続されている。スイッチング素子ＸＬはドレインが端子Ｔ４と接続され、ソースが端子Ｎ３と接続されている。
　ダイオードＤＹは、アノードがスイッチング素子ＹＬのソースに接続され、カソードがスイッチング素子ＹＬのドレインに接続されている。ダイオードＤＸは、アノードがスイッチング素子ＸＬのソースに接続され、カソードがスイッチング素子ＸＬのドレインに接続されている。
　スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬは、それぞれ、電界効果型トランジスタに代えて、例えばｎｐｎ型の絶縁ゲートバイポーラトランジスタで構成されてもよい。この場合、ダイオードＤＡ，ＤＢ，ＤＹ，ＤＸは還流ダイオードとして設けられる。更にこの場合、ダイオードＤＡは、スイッチング素子ＡＬがオンされているときにスイッチング素子ＡＬに流れる電流と逆向きの電流が流れるように、エミッタ及びコレクタにわたって接続される。このことは、ダイオードＤＢ，ＤＹ，ＤＸも同じである。
　制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬをＯＮしているときにスイッチング素子ＡＬ，ＸＬをＯＦＦし、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬをＯＦＦしているときにスイッチング素子ＡＬ，ＸＬをＯＮする。ここで、制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＸＬ，ＹＬを同じデューティ比で制御する。なお、図２の例では、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＸＬ，ＹＬのデューティ比は、実質的に５０％である。実質的に５０％とは、５０％のデューティ比からデッドタイム（反転期間）を差し引いたデューティ比である。
　コンバータ部７は、端子Ｐ３及び端子Ｎ３間に供給される正の電圧から例えば、周波数が５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの商用の交流電圧を生成する単相インバータである。コンバータ部７は、スイッチング素子ＵＨ（第９スイッチング素子の一例）と、スイッチング素子ＵＬ（第１０スイッチング素子の一例）と、スイッチング素子ＷＨ（第１１スイッチング素子の一例）と、スイッチング素子ＷＬ（第１２スイッチング素子の一例）と、４つのダイオードＤ１～Ｄ４と、端子Ｕ１（第３電源端子の一例）と、端子Ｗ１（第４電源端子の一例）とを含み、スイッチング素子、ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬがフルブリッジ接続された単相インバータである。
　スイッチング素子ＵＨ～ＷＬは、それぞれ、ｎ型の電界効果型トランジスタで構成されている。スイッチング素子ＵＨは、ドレインが端子Ｐ３と接続され、ソースが端子Ｕ１と接続されている。スイッチング素子ＷＨはドレインが端子Ｐ３と接続され、ソースが端子Ｗ１と接続されている。
　スイッチング素子ＵＬはドレインが端子Ｕ１に接続され、ソースが端子Ｎ３に接続されている。スイッチング素子ＷＬはドレインが端子Ｗ１に接続され、ソースが端子Ｎ３に接続されている。
　ダイオードＤ１～Ｄ４は、それぞれ、アノードがソースに接続され、カソードがドレインに接続されるようにスイッチング素子ＵＨ～ＷＬと接続されている。
　スイッチング素子ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬは、それぞれ、電界効果型トランジスタに代えて、例えばｎｐｎ型の絶縁ゲートバイポーラトランジスタで構成されてもよい。この場合、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４は還流ダイオードとして設けられる。更にこの場合、ダイオードＤ１は、スイッチング素子ＵＨがオンされているときにスイッチング素子ＵＨに流れる電流と逆向きの電流が流れるように、エミッタ及びコレクタにわたって接続される。このことは、ダイオードＤ２，Ｄ３，Ｄ４も同じである。
　制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ～ＷＬをＯＮ又はＯＦＦすることによって、端子１５ａ，１５ｂにおける電圧Ｖｏｕｔまたは電流ＩＬの少なくとも一方の振幅を制御する。詳しくは、後で説明する。
　コイル９１は、端子Ｕ１及び端子１５ａ間に接続され、コイル９２は、端子Ｗ１及び端子１５ｂ間に接続される。コンデンサ９３は端子１５ａ及び端子１５ｂ間に接続される。コイル９１，９２とコンデンサ９３とは、コンバータ部７から出力された矩形波状の交流電圧を平滑化するフィルタ回路を構成する。これにより、コンバータ部７から出力された矩形波状の交流電圧は、パルス幅に応じた振幅を持つ正弦波状の交流電圧に変換される。
　直流電源１７から交流電力系統２９に電力を供給するとき（売電）、または、交流電力系統２９から電力供給を受けて直流電源１７を充電するとき、端子１５ａ，１５ｂが交流電力系統２９に接続される。
　直流電源１７から交流負荷２７に電力を供給するとき、または、交流負荷２７から電力供給を受けて直流電源１７を充電するとき、端子１５ａ，１５ｂが交流負荷２７に接続される。交流負荷２７（第２接続対象の一例）は、例えば、商用の交流電圧で駆動する電気機器である。
　制御部１３は、例えば、ＣＰＵ、ＦＰＧＡ、又はＡＳＩＣ等で構成され、コンバータ部５１，５２及びコンバータ部７を制御する。
　制御部１３は、一次巻線５３１及び二次巻線５３２に高周波の交流電圧が供給されるようにコンバータ部５１を制御し、且つ、端子Ｐ３及び端子Ｎ３間に正の極性を持つ電圧が供給されるようにコンバータ部５２を制御する。
　制御部１３は、一次巻線５３１の電圧の極性が反転する反転期間を含む第１期間において、トランス回路部５及びコンバータ部７間で電力の伝達が行わないようにコンバータ部７を制御する。制御部１３は、第１期間とは異なる第２期間において、トランス回路部５からコンバータ部７に向かう第１方向又は第１方向とは逆の第２方向で電力の伝達が行われるようにコンバータ部７を制御する。
　詳細には、制御部１３は、一次巻線５３１に供給される交流電圧の半周期（単位期間の一例）を構成する第１期間において、反転期間と後述の循環期間とを割り付け、第１期間とは異なる第２期間に後述の供給期間又は回生期間を割り付けるようにコンバータ部５１，５２，７を制御する。
　より詳細には、制御部１３は、コンバータ部７をＰＷＭ制御して各単位期間における第２期間の割合を変更することで目標とする電圧Ｖｏｕｔ又は電流ＩＬを生成する。目標とする電圧Ｖｏｕｔ又は電流ＩＬとは、例えば、ＰＷＭ制御で用いられる変調波信号と同じ波形を持つ電圧又は電流である。
　次に、電力変換システム１の動作を説明する。
　電力変換システム１は、直流電源１７から交流電力系統２９又は交流負荷２７に電力を供給するインバータモードと、交流電力系統２９又は交流負荷２７から直流電源１７に電力を回生するコンバータモードとのいずれかで動作する。
　インバータモードは、端子１５ａ，１５ｂの間において、交流電力系統２９又は交流負荷２７を介して電流が流れる向きと同じ向きに電圧降下が発生するモード、すなわち、電圧Ｖｏｕｔと電流ＩＬとの極性が同じモードである。コンバータモードは、端子１５ａ，１５ｂの間において、交流電力系統２９又は交流負荷２７を介して電流が流れる向きと逆の向きに電圧降下が発生するモード、すなわち、電圧Ｖｏｕｔと電流ＩＬとの極性が異なるモードである。
　図２は、インバータモードにおける電力変換システム１の動作を示す波形図である。図２において、（１）はスイッチング素子ＢＬ，ＡＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦであり、（２）はスイッチング素子ＹＬ，ＸＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦであり、（３）はスイッチング素子ＵＨ，ＵＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦであり、（４）はスイッチング素子ＷＨ，ＷＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。
　また、図２において、（５）は端子Ｔ１を基準とするセンタータップＣＴ１の電圧ＶＴ１と、端子Ｔ２を基準とするセンタータップＣＴ１の電圧ＶＴ２との波形図であり、（６）は端子Ｔ３を基準とするセンタータップＣＴ２の電圧ＶＴ３と端子Ｔ４を基準とするセンタータップＣＴ２の電圧ＶＴ４との波形図であり、（７）はコイルＬ１の電流ＩＬ１とコイルＬ２の電流ＩＬ２との波形図であり、（８）はコイル９１に流れる電流ＩＬと電圧Ｖｏｕｔとの波形図である。図３は、コンバータ部７に流れる電流経路を示す図である。
　以下、端子Ｐ２及び端子Ｎ２間の電圧を電圧ＶＥとしてインバータモードについて説明する。なお、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＸＬ，ＹＬはデューティ比が実質的に５０％でＰＷＭ制御されている。以下、コイルＬ１～Ｌ４（高周波トランス）の巻数比は１：１：１：１であるとして説明する。但し、これは一例であり、コイルＬ１～Ｌ４の巻数比は１：１：１：１とは異なる巻数比が採用されてもよい。
　＜期間ＳＴ１＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬ＝ＯＮ、スイッチング素子ＡＬ，ＸＬ＝ＯＦＦにする。これにより、ＶＴ１＝ＶＥとなり、ＶＴ２＝－ＶＥ、ＶＴ３＝ＶＥ，ＶＴ４＝－ＶＥとなる。
　このとき、端子Ｎ２を基準とする端子Ｔ１の電圧「Ｔ１－Ｎ２」＝０、端子Ｎ２を基準とする端子Ｔ２の電圧「Ｔ２－Ｎ２」＝２ＶＥとなる。また、端子Ｎ３を基準とする端子Ｔ３の電圧「Ｔ３－Ｎ３」＝０、端子Ｎ３を基準とする端子Ｔ４の電圧「Ｔ４－Ｎ３」＝２ＶＥとなる。よって、端子Ｎ３を基準とする端子Ｐ３の電圧「Ｐ３－Ｎ３」＝ＶＥになる。
　＜期間ＳＴ２＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ，ＷＨ＝ＯＦＦ、スイッチング素子ＵＬ，ＷＬ＝ＯＮにし、電流ＩＬを循環させた状態で、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＸＬ，ＹＬ＝ＯＦＦにする。これにより、コイルＬ１の励磁電流とコンデンサＣＡ，ＣＢとの共振動作により、電圧ＶＴ１の極性が正から負に次第に反転され、電圧ＶＴ２の極性が負から正に次第に反転され、ソフトスイッチングが実現される。以下、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬとスイッチング素子ＡＬ，ＸＬとの極性が正から負、又は負から正に切り替わる期間を反転期間と呼ぶ。
　＜期間ＳＴ３＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＡＬ，ＸＬ＝ＯＮにする。これにより、ＶＴ２＝ＶＥとなり、ＶＴ１＝－ＶＥ、ＶＴ３＝－ＶＥ、ＶＴ４＝ＶＥになる。
　このとき、電圧「Ｔ１－Ｎ２」＝２ＶＥ、電圧「Ｔ２－Ｎ２」＝０、電圧「Ｔ３－Ｎ３」＝２ＶＥ、電圧「Ｔ４－Ｎ３」＝０となる。
　＜期間ＳＴ４＞
　期間ＳＴ２と同様、制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬ＝ＯＦＦにし、電圧ＶＴ１～ＶＴ４の極性を反転させる。
　以後、コンバータ部５１，５２は、期間ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３、ＳＴ４の動作を繰り返す。これにより、電圧「Ｐ３－Ｎ３」＝ＶＥが維持され、コンバータ部７に供給される。その結果、コンバータ部７には一定の電圧ＶＥが供給されるので、コンバータ部７は、双方向スイッチの構成が不要となり、通常のフルブリッジ型の回路で構成できる。
　なお、コンバータ部７は、トランス５３を介して直流電源１７と接続されている。そのため、コンバータ部７は、トランス５３の漏れインダクタンスを介して直流電源１７と直接的に接続さているとみなすことができる。これにより、コンバータ部７のスイッチング時に、電力変換システム１内でリンギングが生じる。これを防止するためにスナバ回路６０が設けられているが、電圧「Ｐ３－Ｎ３」の極性が反転すると、スナバ回路６０に流れる電流の向きも反転するので、コンデンサ６２を大容量化することができない。そのため、電圧「Ｐ３－Ｎ３」の極性が反転すると、リンギングを抑制することが困難である。
　一方、電力変換システム１は、電圧「Ｐ３－Ｎ３」の極性が反転しないので、コンデンサ６２の容量を、電圧「Ｐ３－Ｎ３」の極性が反転する場合に比べて大きくすることができる。そのため、電力変換システム１は、リンギングを抑制できる。
　＜期間ＳＴ５＞
　制御部１３は、ＶＴ１＝ＶＥの固定期間に、スイッチング素子ＵＨ，ＷＨ＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＬ，ＷＬ＝ＯＦＦにする。これにより、電流ＩＬが循環経路７１を流れる循環期間となる（図３）。循環経路７１は、コンバータ部７内で閉ループになっており、直流電源１７からコンバータ部７への電力の伝達が遮断されている。その結果、コンバータ部７は循環モードになり、端子Ｗ１を基準とする端子Ｕ１の電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝０となる。この場合、Ｖｏｕｔ＞Ｖｏなので、電流ＩＬは減少する。
　＜期間ＳＴ６＞
　制御部１３は、ＶＴ１＝ＶＥの固定期間に、スイッチング素子ＵＨ，ＷＬ＝ＯＮ、ＵＬ，ＷＨ＝ＯＦＦにする。これにより、電流ＩＬが供給経路７２を流れる供給期間となる（図３）。供給経路７２は、二次巻線５３２に電流が流れており、直流電源１７からコンバータ部７へ電力が伝達されている。その結果、コンバータ部７は、供給モードとなり、電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝ＶＥとなる。この場合、Ｖｏｕｔ＜Ｖｏなので、電流ＩＬは増大する。
　＜期間ＳＴ７＞
　制御部１３は、ＶＴ２＝ＶＥの固定期間にスイッチング素子ＵＬ，ＷＬ＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＨ，ＷＨ＝ＯＦＦにする。コンバータ部７は、期間ＳＴ５と同様、循環モードになり、電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝０になる。この場合、Ｖｏｕｔ＞Ｖｏなので、電流ＩＬは減少する。
　＜期間ＳＴ８＞
　制御部１３は、ＶＴ２＝ＶＥの固定期間にスイッチング素子ＵＨ，ＷＬ＝ＯＮ、ＵＬ，ＷＨ＝ＯＦＦにする。コンバータ部７は、期間ＳＴ６と同様、供給モードになり、電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝ＶＥになる。この場合、Ｖｏｕｔ＜Ｖｏなので、電流ＩＬは増大する。
　このように、コンバータ部７は、ＶＴ１＝ＶＥ又はＶＴ２＝ＶＥの固定期間中に循環モードと供給モードとで動作する。したがって、制御部１３は、コンバータ部７をＰＷＭ制御して、循環期間と供給期間との割合が変えることで、所望の電圧Ｖｏｕｔを生成できる。
　＜補足＞
　ここで、一次巻線５３１に供給される交流電圧の半周期をＴとし、Ｖｏ＝ＶＥの期間をＴｏｎ、期間Ｔｏｎ中での電流ＩＬの増加量をΔＩ２０とすると、ΔＩ２０は下記の式で表される。
　ΔＩ２０＝（ＶＥ－Ｖｏｕｔ）／Ｌ×Ｔｏｎ
　Ｖｏ＝０の期間をＴｏｆｆ（＝Ｔ－Ｔｏｎ）、期間Ｔｏｆｆ中での電流ＩＬの減少量をΔＩ２０とすると、ΔＩ２０は下記の式で表される。
　ΔＩ２０＝Ｖｏｕｔ／Ｌ×（Ｔ－Ｔｏｎ）
　安定状態では、それぞれのΔＩ２０は等しいので、電圧Ｖｏｕｔは下記の式で表される。
　Ｖｏｕｔ＝Ｔｏｎ／Ｔ×ＶＥ＝Ｄ×ＶＥ
　但し、Ｄ＝Ｔｏｎ／Ｔであり、デューティ比を示す。上式より、デューティ比ＤをＰＷＭ制御することで、電圧Ｖｏｕｔを所望の波形を持つ交流電圧として出力できることが分かる。
　次に、コンバータモードについて説明する。図４は、コンバータモードにおける電力変換システム１の動作を示す波形図である。ここでは、図５に示すとおり端子Ｕ２及び端子Ｗ２間の電圧をＶｉｎ、端子Ｐ２及び端子Ｎ２間の電圧をＶｏｕｔとして説明する。図５は、コンバータ部７に流れる電流経路を示す図である。
　図４の（１）～（８）は図２の（１）～（８）と同じである。また、図５では、電流ＩＬの向きは図３と反対向きに取られている。
　＜期間ＳＴ１＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬ＝ＯＮ、スイッチング素子ＡＬ，ＸＬ＝ＯＦＦにする。これにより、ＶＴ１＝Ｖｏｕｔとなり、ＶＴ２＝－Ｖｏｕｔ、ＶＴ３＝Ｖｏｕｔ，ＶＴ４＝－Ｖｏｕｔになる。
　このとき、電圧「Ｔ１－Ｎ２」＝０、電圧「Ｔ２－Ｎ２」＝２Ｖｏｕｔとなる。また、電圧「Ｔ３－Ｎ３」＝０、電圧「Ｔ４－Ｎ３」＝２Ｖｏｕｔとなる。よって、電圧「Ｐ３－Ｎ３」＝Ｖｏｕｔとなる。
　＜期間ＳＴ２＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ，ＷＨ＝ＯＦＦ、スイッチング素子ＵＬ，ＷＬ＝ＯＮにし、電流ＩＬを循環させた状態で、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＸＬ，ＹＬ＝ＯＦＦにする。これにより、反転期間になり、電圧ＶＴ１の極性が正から負に次第に反転され、電圧ＶＴ２の極性が負から正に次第に反転され、ソフトスイッチングが実現される。
　＜期間ＳＴ３＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＡＬ，ＸＬ＝ＯＮにする。これにより、ＶＴ２＝Ｖｏｕｔとなり、ＶＴ１＝－Ｖｏｕｔ、ＶＴ３＝－Ｖｏｕｔ、ＶＴ４＝Ｖｏｕｔになる。
　このとき、電圧「Ｔ１－Ｎ２」＝２Ｖｏｕｔ、電圧「Ｔ２－Ｎ２」＝０、電圧「Ｔ３－Ｎ３」＝２Ｖｏｕｔ、電圧「Ｔ４－Ｎ３」＝０となる。
　＜期間ＳＴ４＞
　期間ＳＴ２と同様、制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬ＝ＯＦＦにし、電圧ＶＴ１～ＶＴ４の極性を反転させる。以後、制御部１３は、期間ＳＴ１～ＳＴ４の動作を繰り返す。これにより、電圧「Ｐ３－Ｎ３」＝ＶＥ（Ｖｏｕｔ）が維持される。
　＜期間ＳＴ５＞
　制御部１３は、ＶＴ１＝Ｖｏｕｔの固定期間に、スイッチング素子ＵＨ，ＷＨ＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＬ，ＷＬ＝ＯＦＦにする。これにより、電流ＩＬが循環経路８１を流れ、循環期間となる（図５参照）。循環経路８１は、循環経路７１と方向が逆である以外は循環経路７１と同じである。その結果、コンバータ部７は循環モードになり、電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝０となる。この場合、Ｖｉｎ＞Ｖｏなので、電流ＩＬは増大する。
　＜期間ＳＴ６＞
　制御部１３は、ＶＴ１＝Ｖｏｕｔの固定期間に、スイッチング素子ＵＨ，ＷＬ＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＬ，ＷＨ＝ＯＦＦにする。これにより、電流ＩＬが回生経路８２を流れる回生期間となる（図５）。回生経路８２は、供給経路７２と方向が逆である。その結果、コンバータ部７は、回生モードとなり、電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝Ｖｏｕｔとなる。この場合、Ｖｉｎ＜Ｖｏなので、電流ＩＬは減少する。
　＜期間ＳＴ７＞
　制御部１３は、ＶＴ２＝Ｖｏｕｔの固定期間にスイッチング素子ＵＬ，ＷＬ＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＨ，ＷＨ＝ＯＦＦにする。コンバータ部７は、期間ＳＴ５と同様、循環モードになり、電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝０になる。この場合、Ｖｉｎ＞Ｖｏなので、電流ＩＬは増大する。
　＜期間ＳＴ８＞
　制御部１３は、ＶＴ２＝Ｖｏｕｔの固定期間にスイッチング素子ＵＨ，ＷＬ＝ＯＮ、ＵＬ，ＷＨ＝ＯＦＦにする。コンバータ部７は、期間ＳＴ６と同様、回生モードになり、電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝Ｖｏｕｔになる。この場合、Ｖｉｎ＜Ｖｏなので、電流ＩＬは減少する。
　このように、コンバータ部７は、ＶＴ１＝Ｖｏｕｔ又はＶＴ２＝Ｖｏｕｔの固定期間中に循環モードと回生モードとで動作する。したがって、制御部１３は、コンバータ部７をＰＷＭ制御して、循環期間と回生期間との割合を変えることで、所望の電圧Ｖｏｕｔを生成できる。
　＜補足＞
　ここで、一次巻線５３１に供給される交流電圧の半周期をＴとし、Ｖｏ＝０の期間をＴｏｎ、期間Ｔｏｎ中での電流ＩＬの増加量をΔＩ２０とすると、ΔＩ２０は下記の式で表される。
　ΔＩ２０＝Ｖｉｎ／Ｌ×Ｔｏｎ
　Ｖｏ＝Ｖｏｕｔを印加している期間をＴｏｆｆ（＝Ｔ－Ｔｏｎ）、期間Ｔｏｆｆ中での電流ＩＬの減少量をΔＩ２０とすると、ΔＩ２０は下記の式で表される。
　ΔＩ２０＝（Ｖｏｕｔ－Ｖｉｎ）／Ｌ×（Ｔ－Ｔｏｎ）
　安定状態では、それぞれのΔＩ２０は等しいので、電圧Ｖｏｕｔは下記の式で表される。
　Ｖｏｕｔ＝Ｔ／（Ｔ－Ｔｏｎ）×Ｖｉｎ＝１／（１－Ｄ）×Ｖｉｎ
　上式を１－Ｄ＝Ｄｏｆｆで表すと下記の式となる。
　Ｖｏｕｔ＝１／Ｄｏｆｆ×Ｖｉｎ
　上式より、ＤｏｆｆをＰＷＭ制御することで、電圧Ｖｉｎを直流電圧に変換できる。
　次に、インバータモードにおける電力変換システム１のスイッチング動作の詳細について説明する。
　インバータモードには、図６で示す電圧Ｖｏｕｔが正であり、電流ＩＬが正であるインバータモード（１）と、図９で示す電圧Ｖｏｕｔが負であり、電流ＩＬが負であるインバータモード（２）とがある。
　＜インバータモード（１）＞
　図６は、インバータモード（１）における電力変換システム１の動作を示す波形図である。図６の上段は、電圧Ｖｏｕｔ及び電流ＩＬの波形図である。図６の下段は、一次巻線５３１に供給される交流電圧の１周期（２Ｔ）でのスイッチング素子ＢＬ，ＹＬ，ＡＬ，ＸＬ，ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬのＯＮ、ＯＦＦを示す波形図である。
　図７，図８は、図６の各期間におけるスイッチング素子の状態を示す図である。なお、図７，図８では、電圧Ｖｏｕｔが正なので、コイル９１側が正「＋」になる。また、インバータモードなので、電流ＩＬはプラス「＋」側に流れ込む。
　＜期間（１）＞
　期間（１）は反転期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬ＝ＯＦＦ、スイッチング素子ＵＨ，ＷＨ＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＬ，ＷＬ＝ＯＦＦにする。このとき、電流ＩＬは、コイル９２→スイッチング素子ＷＨ→スイッチング素子ＵＨ→コイル９１を通る循環経路７１を流れる。そのため、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が遮断される。
　＜期間（２）＞
　期間（２）は反転期間から供給期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬ＝ＯＮにする。このとき、コンバータ部７の状態は期間（１）と変わらないので、電流ＩＬは循環経路７１を流れる。
　＜期間（３）＞
　期間（３）は反転期間から供給期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＷＨ＝ＯＦＦにする。スイッチング素子ＷＨ＝ＯＦＦにしても、スイッチング素子ＷＨに接続されたダイオードＤ３を介して電流ＩＬは循環経路７１を流れる。
　＜期間（４）＞
　期間（４）は供給期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ，ＷＬ＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＬ，ＷＨ＝ＯＦＦにする。このとき、コンバータ部７は、供給モードになり、電流ＩＬは、コイル９２→スイッチング素子ＷＬ→スイッチング素子ＹＬ→コイルＬ３→スイッチング素子ＵＨ→コイル９１を通る供給経路７２を流れる。また、トランス５３の一次側の電流は、コイルＬ１→スイッチング素子ＢＬ→直流電源１７を通る経路７５を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が行われる。
　＜期間（５）＞
　期間（５）は供給期間から循環期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＦＦにする。このとき、電流ＩＬは、コイル９２→スイッチング素子ＷＬ→ダイオードＤ２→コイル９１を通る循環経路７３を流れる。また、トランス５３の一次側と二次側とが遮断されるので、トランス５３の一次側に電流は流れない。
　＜期間（６）＞
　期間（６）は循環期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＮにする。このとき、電流ＩＬは、循環経路７３を流れる。そのため、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が遮断される。
　＜期間（７）＞
　期間（７）は反転期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬ＝ＯＦＦにする。このとき、電流ＩＬは、循環経路７３を流れる。そのため、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が遮断される。
　＜期間（８）＞
　期間（８）は反転期間から供給期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＸＬ＝ＯＮにする。このとき、コンバータ部７の状態は期間（７）と変わらないので、電流ＩＬは、循環経路７３を流れる。
　＜期間（９）＞
　期間（９）は反転期間から供給期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＦＦにする。スイッチング素子ＵＬ＝ＯＦＦにしても、スイッチング素子ＵＬに接続されたダイオードＤ２を介して電流ＩＬは循環経路７３を流れる。
　＜期間（１０）＞
　期間（１０）は供給期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ，ＷＬ＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＬ，ＷＨ＝ＯＦＦにする。このとき、コンバータ部７は、供給モードになり、電流ＩＬは、コイル９２→スイッチング素子ＷＬ→スイッチング素子ＸＬ→コイルＬ４→スイッチング素子ＵＨ→コイル９１を通る供給経路７４を流れる。また、トランス５３の一次側の電流は、コイルＬ２→スイッチング素子ＡＬ→直流電源１７を通る経路７６を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が行われる。
　＜期間（１１）＞
　期間（１１）は供給期間から循環期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＷＬ＝ＯＦＦにする。このとき、電流ＩＬは、スイッチング素子ＷＨに接続されたダイオードＤ３を通る循環経路７１を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が遮断される。
　＜期間（１２）＞
　期間（１２）は循環期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＷＨ＝ＯＮにする。このとき、電流ＩＬは、循環経路７１を流れる。そのため、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が遮断される。
　＜インバータモード（２）＞
　図９は、インバータモード（２）における電力変換システム１の動作を示す波形図である。図９の上段は、電圧Ｖｏｕｔ及び電流ＩＬの波形図である。図９の下段は、一次巻線５３１に供給される交流電圧の１周期（２Ｔ）でのスイッチング素子ＢＬ，ＹＬ，ＡＬ，ＸＬ，ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬのＯＮ、ＯＦＦを示す波形図である。図１０、図１１は、図９の各期間におけるスイッチング素子の状態を示す図である。なお、図１０，図１１では、電圧Ｖｏｕｔが負なので、コイル９２側が正「＋」になる。また、インバータモードなので、電流ＩＬはプラス「＋」側に流れ込む。
　＜期間（１）＞
　期間（１）は反転期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬ＝ＯＦＦ、スイッチング素子ＵＨ，ＷＨ＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＬ，ＷＬ＝ＯＦＦにする。このとき、電流ＩＬは、コイル９１→スイッチング素子ＵＨ→スイッチング素子ＷＨ→コイル９２を通る循環経路７７を流れる。そのため、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が遮断される。
　＜期間（２）＞
　期間（２）は反転期間から供給期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬ＝ＯＮにする。このとき、コンバータ部７の状態は期間（１）と変わらないので、電流ＩＬは循環経路７７を流れる。
　＜期間（３）＞
　期間（３）は反転期間から供給期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＦＦにする。スイッチング素子ＵＨ＝ＯＦＦにしても、スイッチング素子ＵＨに接続されたダイオードＤ１を介して電流ＩＬは循環経路７７を流れる。
　＜期間（４）＞
　期間（４）は供給期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＬ，ＷＨ＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＨ，ＷＬ＝ＯＦＦにする。このとき、コンバータ部７は、供給モードになり、電流ＩＬは、コイル９１→スイッチング素子ＵＬ→スイッチング素子ＹＬ→コイルＬ３→スイッチング素子ＷＨ→コイル９２を通る供給経路７８を流れる。また、トランス５３の一次側の電流は、コイルＬ１→スイッチング素子ＢＬ→直流電源１７を通る経路７５を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が行われる。
　＜期間（５）＞
　期間（５）は供給期間から循環期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＷＨ＝ＯＦＦにする。このとき、電流ＩＬは、コイル９１→スイッチング素子ＵＬ→ダイオードＤ４→コイル９２を通る循環経路７９を流れる。また、トランス５３の一次側と二次側とが遮断されるので、トランス５３の一次側に電流は流れない。
　＜期間（６）＞
　期間（６）は循環期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＷＬ＝ＯＮにする。このとき、電流ＩＬは、循環経路７９を流れる。そのため、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が遮断される。
　＜期間（７）＞
　期間（７）は反転期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬ＝ＯＦＦにする。このとき、電流ＩＬは、循環経路７９を流れる。そのため、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が遮断される。
　＜期間（８）＞
　期間（８）は反転期間から供給期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＸＬ＝ＯＮにする。このとき、コンバータ部７の状態は期間（７）と変わらないので、電流ＩＬは、循環経路７９を流れる。
　＜期間（９）＞
　期間（９）は反転期間から供給期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＷＬ＝ＯＦＦにする。スイッチング素子ＷＬ＝ＯＦＦにしても、スイッチング素子ＷＬに接続されたダイオードＤ４を介して電流ＩＬは循環経路７９を流れる。
　＜期間（１０）＞
　期間（１０）は供給期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＬ，ＷＨ＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＨ，ＷＬ＝ＯＦＦにする。このとき、コンバータ部７は、供給モードになり、電流ＩＬは、コイル９１→スイッチング素子ＵＬ→スイッチング素子ＸＬ→コイルＬ４→スイッチング素子ＷＨ→コイル９２を通る供給経路８０を流れる。また、トランス５３の一次側の電流は、コイルＬ２→スイッチング素子ＡＬ→直流電源１７を通る経路７６を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が行われる。
　＜期間（１１）＞
　期間（１１）は供給期間から循環期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＦＦにする。このとき、電流ＩＬは、スイッチング素子ＵＨに接続されたダイオードＤ１を通る循環経路７７を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が遮断される。
　＜期間（１２）＞
　期間（１２）は循環期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＮにする。このとき、電流ＩＬは、循環経路７７を流れる。そのため、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が遮断される。
　次に、コンバータモードにおける電力変換システム１のスイッチング動作の詳細について説明する。コンバータモードには、図１２で示す電圧Ｖｏｕｔが正であり、電流ＩＬが負であるコンバータモード（３）と、図１５で示す電圧Ｖｏｕｔが負であり、電流ＩＬが正であるコンバータモード（４）とがある。
　＜コンバータモード（３）＞
　図１２は、コンバータモード（３）における電力変換システム１の動作を示す波形図である。図１２の上段は、電圧Ｖｏｕｔ及び電流ＩＬの波形図である。図１２の下段は、一次巻線５３１に供給される交流電圧の１周期（２Ｔ）でのスイッチング素子ＢＬ，ＹＬ，ＡＬ，ＸＬ，ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬのＯＮ、ＯＦＦを示す波形図である。図１３，図１４は、図１２の各期間におけるスイッチング素子の状態を示す図である。なお、図１３，図１４では、電圧Ｖｏｕｔが正なので、コイル９１側が正「＋」になる。また、コンバータモードなので、電流ＩＬはプラス「＋」側から流れ出る。
　＜期間（１）＞
　期間（１）は反転期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬ＝ＯＦＦ、スイッチング素子ＵＨ，ＷＨ＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＬ，ＷＬ＝ＯＦＦにする。このとき、電流ＩＬは、コイル９１→スイッチング素子ＵＨ→スイッチング素子ＷＨ→コイル９２を通る循環経路８１を流れる。そのため、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が遮断される。循環経路８１は図７，図８に示す循環経路７１（但し、向きは逆）と同じである。
　＜期間（２）＞
　期間（２）は反転期間から回生期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬ＝ＯＮにする。このとき、コンバータ部７の状態は期間（１）と変わらないので、電流ＩＬは循環経路８１を流れる。
　＜期間（３）＞
　期間（３）は反転期間から回生期間へ過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＷＨ＝ＯＦＦにする。このとき、コンバータ部７は、回生モードを開始し、電流ＩＬは、コイル９１→スイッチング素子ＵＨ→コイルＬ３→スイッチング素子ＹＬ→ダイオードＤ４→コイル９２を通る回生経路８２を通る。また、トランス５３の一次側の電流は、コイルＬ１→直流電源１７→スイッチング素子ＢＬを通る経路８５を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が行われる。
　＜期間（４）＞
　期間（４）は回生期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ，ＷＬ＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＬ，ＷＨ＝ＯＦＦにする。このとき、コンバータ部７は、回生モードになり、電流ＩＬは、コイル９１→スイッチング素子ＵＨ→コイルＬ３→スイッチング素子ＹＬ→スイッチング素子ＷＬ→コイル９２を通る回生経路８２を流れる。また、トランス５３の一次側の電流は、経路８５を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が行われる。
　＜期間（５）＞
　期間（５）は回生期間から循環モードへの過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＦＦにする。このとき、コンバータ部７は回生モードを維持し、電流ＩＬは、コイル９１→ダイオードＤ１→コイルＬ３→スイッチング素子ＹＬ→スイッチング素子ＷＬを通る回生経路８２→コイル９２を流れる。また、トランス５３の一次側の電流は、経路８５を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が行われる。
　＜期間（６）＞
　期間（６）は循環期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＮにする。このとき、電流ＩＬは、コイル９１→スイッチング素子ＵＬ→スイッチング素子ＷＬ→コイル９２を通る循環経路８３を流れる。そのため、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が遮断される。循環経路８３は循環経路７３と同じ（但し、向きは逆）である。
　＜期間（７）＞
　期間（７）は反転期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬ＝ＯＦＦにする。このとき、電流ＩＬは、循環経路８３を流れる。そのため、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が遮断される。
　＜期間（８）＞
　期間（８）は反転期間から回生期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＸＬ＝ＯＮにする。このとき、コンバータ部７の状態は期間（７）と変わらないので、電流ＩＬは、循環経路８３を流れる。
　＜期間（９）＞
　期間（９）は反転期間から回生期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＦＦにする。このとき、コンバータ部７は回生モードになって、電流ＩＬは、コイル９１→ダイオードＤ１→コイルＬ４→スイッチング素子ＸＬ→スイッチング素子ＷＬ→コイル９２を通る回生経路８４を流れる。また、トランス５３の一次側の電流は、スイッチング素子ＡＬ→コイルＬ２→直流電源１７を通る経路８６を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が行われる。
　＜期間（１０）＞
　期間（１０）は回生期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ，ＷＬ＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＬ，ＷＨ＝ＯＦＦにする。このとき、コンバータ部７は、回生モードになり、電流ＩＬは、コイル９１→スイッチング素子ＵＨ→コイルＬ４→スイッチング素子ＸＬ→スイッチング素子ＷＬ→コイル９２を通る回生経路８４を流れる。また、トランス５３の一次側の電流は、経路８６を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が行われる。
　＜期間（１１）＞
　期間（１１）は回生期間から循環期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＷＬ＝ＯＦＦにする。このとき、電流ＩＬは、コイル９１→スイッチング素子ＵＨ→コイルＬ４→スイッチング素子ＸＬ→ダイオードＤ４→コイル９２を通る回生経路８４を流れる。また、トランス５３の一次側の電流は、経路８６を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が行われる。
　＜期間（１２）＞
　期間（１２）は循環期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＷＨ＝ＯＮにする。このとき、電流ＩＬは、循環経路８１を流れる。そのため、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が遮断される。
　＜コンバータモード（４）＞
　図１５は、コンバータモード（４）における電力変換システム１の動作を示す波形図である。図１５の上段は、電圧Ｖｏｕｔ及び電流ＩＬの波形図である。図１５の下段は、一次巻線５３１に供給される交流電圧の１周期（２Ｔ）でのスイッチング素子ＢＬ，ＹＬ，ＡＬ，ＸＬ，ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬのＯＮ、ＯＦＦを示す波形図である。図１６，図１７は、図１５の各期間におけるスイッチング素子の状態を示す図である。なお、図１６，図１７では、電圧Ｖｏｕｔが負なので、コイル９２側が正「＋」になる。また、コンバータモードなので、電流ＩＬはプラス「＋」側から流れ出る。
　＜期間（１）＞
　期間（１）は反転期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬ＝ＯＦＦ、スイッチング素子ＵＨ，ＷＨ＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＬ，ＷＬ＝ＯＦＦにする。このとき、電流ＩＬは、コイル９２→スイッチング素子ＷＨ→スイッチング素子ＵＨ→コイル９１を通る循環経路８７を流れる。そのため、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が遮断される。循環経路８７は、図１０，図１１に示す循環経路７７（但し、向きは逆）と同じである。
　＜期間（２）＞
　期間（２）は反転期間から回生期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬ＝ＯＮにする。このとき、コンバータ部７の状態は期間（１）と変わらないので、電流ＩＬは循環経路８７を流れる。
　＜期間（３）＞
　期間（３）は反転期間から回生期間へ過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＦＦにする。このとき、コンバータ部７は、回生モードを開始し、電流ＩＬは、コイル９２→スイッチング素子ＷＨ→コイルＬ３→スイッチング素子ＹＬ→ダイオードＤ２→コイル９１を通る回生経路８８を通る。また、トランス５３の一次側の電流は、コイルＬ１→直流電源１７→スイッチング素子ＢＬを通る経路８５を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が行われる。
　＜期間（４）＞
　期間（４）は回生期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＬ，ＷＨ＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＨ，ＷＬ＝ＯＦＦにする。このとき、コンバータ部７は、回生モードになり、電流ＩＬは、コイル９２→スイッチング素子ＷＨ→コイルＬ３→スイッチング素子ＹＬ→スイッチング素子ＵＬ→コイル９１を通る回生経路８８を流れる。また、トランス５３の一次側の電流は、経路８５を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が行われる。
　＜期間（５）＞
　期間（５）は回生期間から循環モードへの過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＷＨ＝ＯＦＦにする。このとき、コンバータ部７は回生モードを維持し、電流ＩＬは、コイル９２→ダイオードＤ３→コイルＬ３→スイッチング素子ＹＬ→スイッチング素子ＵＬ→コイル９１を通る回生経路８８を流れる。また、トランス５３の一次側の電流は、経路８５を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が行われる。
　＜期間（６）＞
　期間（６）は循環期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＷＬ＝ＯＮにする。このとき、電流ＩＬは、コイル９２→スイッチング素子ＷＬ→スイッチング素子ＵＬ→コイル９１を通る循環経路８９を流れる。そのため、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が遮断される。循環経路８９は、図１０，図１１に示す循環経路７９（但し、向きは逆）と同じである。
　＜期間（７）＞
　期間（７）は反転期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬ＝ＯＦＦにする。このとき、電流ＩＬは、循環経路８９を流れる。そのため、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が遮断される。
　＜期間（８）＞
　期間（８）は反転期間から回生期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＸＬ＝ＯＮにする。このとき、コンバータ部７の状態は期間（７）と変わらないので、電流ＩＬは、循環経路８９を流れる。
　＜期間（９）＞
　期間（９）は反転期間から回生期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＷＬ＝ＯＦＦにする。このとき、コンバータ部７は回生モードになって、電流ＩＬは、コイル９２→ダイオードＤ３→コイルＬ４→スイッチング素子ＸＬ→スイッチング素子ＵＬ→コイル９１を通る回生経路９０を流れる。また、トランス５３の一次側の電流は、経路８６を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が行われる。
　＜期間（１０）＞
　期間（１０）は回生期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＬ，ＷＨ＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＨ，ＷＬ＝ＯＦＦにする。このとき、コンバータ部７は、回生モードになり、電流ＩＬは、コイル９２→スイッチング素子ＷＨ→コイルＬ４→スイッチング素子ＸＬ→スイッチング素子ＵＬ→コイル９１を通る回生経路９０を流れる。また、トランス５３の一次側の電流は、経路８６を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が行われる。
　＜期間（１１）＞
　期間（１１）は回生期間から循環期間への過渡期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＦＦにする。このとき、電流ＩＬは、コイル９２→スイッチング素子ＷＨ→コイルＬ４→スイッチング素子ＸＬ→ダイオードＤ２→コイル９１を通る回生経路９０を流れる。また、トランス５３の一次側の電流は、経路８６を流れる。したがって、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が行われる。
　＜期間（１２）＞
　期間（１２）は循環期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＮにする。このとき、電流ＩＬは、循環経路８７を流れる。そのため、トランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が遮断される。
　図６，図９，図１２，図１５の波形図を比較すると、電圧Ｖｏｕｔが正のインバータモード（１）及び電圧Ｖｏｕｔが正のコンバータモード（３）は、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬ，ＡＬ，ＸＬ，ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬを同一のシーケンスで駆動できることが分かる。また、電圧Ｖｏｕｔが負のインバータモード（２）及び電圧Ｖｏｕｔが負のコンバータモード（４）は、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬ，ＡＬ，ＸＬ，ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬを同一のシーケンスで駆動できることが分かる。
　例えば、電流ＩＬの極性の誤検出や外乱による電流ＩＬの乱れにより、電流ＩＬが想定する極性とは異なる極性を示すことがある。電力変換システム１は、インバータモード（１）及びコンバータモード（３）とが同一シーケンスなので（インバータモード（２）及びコンバータモード（４）とが同一シーケンスなので）、両モードにおいて電流ＩＬは同一経路をたどることになる。その結果、電力変換システム１は、電流ＩＬが想定する極性と異なる極性を示したとしても、その影響を受けにくくなる。
　例えば、電力変換システム１が、インバータモードのあるタイミングでＶＥ＝３４０Ｖ、端子Ｕ２及び端子Ｗ２間の電圧＝３４Ｖとなるように動作している場合を考察する。すなわち、電力変換システム１がインバータモードにおいてデューティ比ＤがＤ＝０．１で動作しているタイミングについて考察する。このタイミングにおいて瞬間的に逆向きの電流ＩＬが発生したとする。この場合、インバータモードは、コンバータモードと同一シーケンスなので、電力変換システム１は、デューティ比ＤｏｆｆがＤｏｆｆ＝０．１のコンバータモードと等価の動作となり、端子Ｕ２及び端子Ｗ２間の電圧３４ＶからＶＥ＝３４０Ｖを生成するように動作する。したがって、電力変換システム１は、電流ＩＬが想定する極性とは異なる極性を示したとしても、インバータモードとコンバータモードとを連続的に切り替えることができる。その結果、ＵＰＳ（無停電電源装置）などの自立運転にも適応できる。
　詳細には、制御部１３は、以下のようにして、インバータモード（１）及びコンバータモード（３）を実現する。制御部１３は、コイルＬ１，Ｌ３の電圧の極性が正の期間を含む半周期Ｔａと、コイルＬ１，Ｌ３の電圧が負の期間を含む半周期Ｔｂとのそれぞれを、第１，第２期間に分ける。なお、第１，第２期間の順序は問わない。そして、制御部１３は、半周期Ｔａの第１期間において、スイッチング素子ＵＨ，ＷＨ（以下、単に「ハイサイド側」と記述する。）＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＬ，ＷＬ（以下、単に「ローサイド側」と記述する。）＝ＯＦＦにして循環期間を設定した後、ハイサイド側＝ＯＮ、ローサイド側＝ＯＦＦの状態でスイッチング素子ＢＬ，ＡＬ，ＹＬ，ＸＬ＝ＯＦＦにして反転期間を設定する。
　制御部１３は、半周期Ｔｂの第１期間において、ローサイド側＝ＯＮ、ハイサイド側＝ＯＦＦにして循環期間を設定した後、ローサイド側＝ＯＮ、ハイサイド側＝ＯＦＦの状態でスイッチング素子ＢＬ，ＡＬ，ＹＬ，ＸＬ＝ＯＦＦにして反転期間を設定する。
　制御部１３は、半周期Ｔａ，Ｔｂの第２期間において、スイッチング素子ＵＨ，ＷＬ＝ＯＮ，ＵＬ，ＷＨ＝ＯＦＦにして供給期間又は回生期間を設定する。これは、端子１５ａが正だからである。
　また、制御部１３は、以下のようにして、インバータモード（２）及びコンバータモード（４）を実現する。制御部１３は、半周期Ｔａの第１期間において、ハイサイド側＝ＯＮ、ローサイド側＝ＯＦＦにして循環期間を設定した後、ハイサイド側＝ＯＮ、ローサイド側＝ＯＦＦの状態でスイッチング素子ＢＬ，ＡＬ，ＹＬ，ＸＬ＝ＯＦＦにして反転期間を設定する。
　制御部１３は、半周期Ｔｂの第１期間において、ローサイド側＝ＯＮ、ハイサイド側＝ＯＦＦにして循環期間を設定した後、ローサイド側＝ＯＮ、ハイサイド側＝ＯＦＦの状態でスイッチング素子ＢＬ，ＡＬ，ＹＬ，ＸＬ＝ＯＦＦにして反転期間を設定する。
　制御部１３は、半周期Ｔａ，Ｔｂの第２期間において、スイッチング素子ＵＬ，ＷＨ＝ＯＮ，ＵＨ，ＷＬ＝ＯＦＦにして供給期間又は回生期間を設定する。これは、端子１５ｂが正だからである。
　なお、制御部１３は、循環期間と次の循環期間とにおいて、ハイサイド側とローサイド側とを交互にＯＮさせたが、本発明はこれに限定されない。制御部１３は、循環期間と次の循環期間とにおいて、ハイサイド側のみをＯＮさせる、或いはローサイド側のみをＯＮさせる態様を採用してもよい。但し、熱分散の観点からは前者が好ましい。
　＜反転期間＞
　次に、反転期間におけるスイッチング素子の動作について説明する。図１８は、反転期間におけるスイッチング素子の動作を示す回路図である。端子Ｔ１，Ｔ２間に設けられたコンデンサＣ１４は、図１に示すコンデンサＣＡ，ＣＢを表している。なお、図１８では、電圧ＶＴ２，ＶＴ４の矢印の向きは図１とは逆である。
　＜期間ＳＫ１＞
　期間ＳＫ１はトランス５３の一次側と二次側とで電力の伝達が行われる伝達期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬ＝ＯＮ、スイッチング素子ＡＬ，ＸＬ＝ＯＦＦにしている。
　このとき、コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４には、それぞれＶＥの電圧が印加される。そのため、コンデンサＣ１４には、端子Ｔ１を基準に２ＶＥの電圧が印加される。また、コイルＬ１には一次側のコイル電流Ｉ１が流れ、コイルＬ３には二次側のコイル電流Ｉ２が流れている。コイル電流Ｉ１には、直流電源１７から供給される駆動電流Ｉ０１と、コイルＬ１の励磁電流Ｉ０２とが含まれる。
　＜期間ＳＫ２＞
　期間ＳＫ２は反転期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ，ＡＬ，ＹＬ，ＸＬ＝ＯＦＦにする。このとき、スイッチング素子ＵＬ，ＷＬ＝ＯＮ、スイッチング素子ＵＨ，ＷＨ＝ＯＦＦにされているので、コンバータ部７は循環モードになっている。そのため、コイル電流Ｉ２は流れていない。また、駆動電流Ｉ０１の供給が停止され、コイル電流Ｉ１には励磁電流Ｉ０２（大きさはコイルＬ２の励磁電流Ｉ０３と同じ）が含まれている。
　コイル電流Ｉ１は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ＝ＯＦＦにより、コイルＬ１→コンデンサＣ１４→コイルＬ２の経路を流れる。これにより、コンデンサＣ１４の電荷が次第に抜けていく。
　＜期間ＳＫ３＞
　期間ＳＫ３は反転期間である。励磁電流Ｉ０２により、コンデンサＣ１４の電圧の極性が期間ＳＫ２に対して反転している。これにより、期間ＳＫ２に対してコイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４の電圧の極性がそれぞれ反転している。コイル電流Ｉ１は、引き続きコイルＬ１→コンデンサＣ１４→コイルＬ２の経路を流れ、コンデンサＣ１４に電荷が貯まっていく（端子Ｔ１側を正とする。）。
　＜期間ＳＫ４＞
　期間ＳＫ４は反転期間である。コンデンサＣ１４の電圧が端子Ｔ２を基準に２ＶＥになると、ダイオードＤＡがＯＮする。これにより、コイル電流Ｉ１は、ダイオードＤＡ→コイルＬ２→ＶＥの経路を流れる。励磁電流Ｉ０２＝０になり、コイル電流Ｉ１は励磁電流Ｉ０３のみとなる。
　＜期間ＳＫ５＞
　期間ＳＫ５は伝達期間である。制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬ＝ＯＦＦ，ＡＬ，ＸＬ＝ＯＮにする。このとき、コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４には、それぞれ、－ＶＥ，－ＶＥ，－ＶＥ，－ＶＥの電圧が印加される。そのため、コンデンサＣ１４には、端子Ｔ２を基準に２ＶＥの電圧が印加される。また、コイルＬ１には駆動電流Ｉ０１及び励磁電流Ｉ０３を含むコイル電流Ｉ１が流れ、コイルＬ４にはコイル電流Ｉ２が流れている。
　このように、コンバータ部５１，５２は、コイルＬ１，Ｌ２とコンデンサＣ１４とを共振させることで反転動作を行うので、低損失なスイッチング（ソフトスイッチング）による反転動作を実現できる。
　＜スナバ回路＞
　次に、スナバ回路６０について説明する。図１９～図２１は、スナバ回路６０の効果を説明する図である。図１９はスナバ回路６０を設けない場合、図２０はスナバ回路６０としてコンデンサ及び抵抗からなるスナバ回路ＳＣＲを設けた場合、図２１はスナバ回路６０としてコンデンサのみからなるスナバ回路ＳＣを設けた場合を示している。
　図１９，図２０，図２１において、上段は、電力変換システム１においてリンギングを観測するためのシミュレーション回路１００，１０１，１０２を示し、中段は周波数特性Ｇ１００，Ｇ１０１，Ｇ１０２を示し、下段は電力変換システム１を構成するスイッチング素子の電圧の波形を示している。
　図１９を参照し、シミュレーション回路１００は、直列接続された漏れインダクタンスＬ１００とコンデンサＣ１００と交流電源ＡＣ１０とで構成される。
　漏れインダクタンスＬ１００は、トランス５３の漏れインダクタンスを示す。コンデンサＣ１００はＯＦＦ状態にあるコンバータ部７のハイサイド側のスイッチング素子ＵＨ，ＷＨを等価的に示したコンデンサである。交流電源ＡＣ１０は、コンバータ部７のローサイド側のスイッチング素子ＵＬ，ＷＬがＯＦＦ状態からＯＮ状態に遷移する状態を等価的に示した交流電源である。
　コンデンサＣ２００及び抵抗Ｒ２００はスナバ回路ＳＣＲを示しているが、ここでは、シミュレーション回路１００に組み込まれていない。電圧Ｖ１はグラウンドＧを基準とするスイッチング素子ＵＨ，ＷＨのドレインの電圧であり、電圧Ｖ２はグラウンドＧを基準とするスイッチング素子ＵＬ，ＷＬのドレインの電圧である。
　図１９の中段はシミュレーション回路１００の周波数特性Ｇ１００を示す両対数グラフであり、縦軸は電圧Ｖ２を基準とする電圧「Ｖ１－Ｖ２」をｄＢ単位で示し、横軸は交流電源ＡＣ１０の周波数を示している。
　このシミュレーションでは、交流電源ＡＣ１０の周波数を１０Ｈｚから１ＧＨｚにスイープさせて電圧「Ｖ１－Ｖ２」の実効値を計測することで、漏れインダクタンスＬ１００とコンデンサＣ１００との周波数特性Ｇ１００を生成した。
　周波数特性Ｇ１００には、１０ＭＨｚ付近に急峻なピークが表れており、漏れインダクタンスＬ１００とコンデンサＣ１００とが大きく共振していることが分かる。
　図１９の下段はスナバ回路ＳＣＲを設けていない場合の電力変換システム１に発生するリンギングを示した波形図である。図１９の下段において、１段目はスイッチング素子ＡＬ，ＢＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、２段目は端子Ｎ２を基準とする端子Ｔ１，Ｔ２の電圧Ｖ（Ｔ１，Ｎ２），Ｖ（Ｔ２，Ｎ２）を示し、３段目は端子Ｎ３を基準とする端子Ｔ３，Ｔ４の電圧Ｖ（Ｔ３，Ｎ３），Ｖ（Ｔ４，Ｎ３）を示し、４段目は端子Ｎ３を基準とする端子Ｕ１，Ｗ１の電圧Ｖ（Ｕ１，Ｎ３），Ｖ（Ｗ１，Ｎ３）を示す。
　図１９の下段に示すようにスイッチング素子ＢＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＯＦＦの期間において、コンバータ部７のスイッチングに応答して、電圧Ｖ（Ｔ２，Ｎ２）に大きなリンギング表れており、電圧Ｖ（Ｔ４，Ｎ３），Ｖ（Ｕ１，Ｎ３）に更に大きなリンギングが表れていることが分かる。すなわち、ＯＦＦ状態にあるスイッチング素子ＡＬ，ＸＬ等に印加される電圧に大きなリンギングが表れていることが分かる。
　また、スイッチング素子ＡＬ＝ＯＮ，ＢＬ＝ＯＦＦの期間にもコンバータ部７のスイッチングに応答して、電圧Ｖ（Ｔ１，Ｎ２）に大きなリンギングが表れ、且つ、電圧Ｖ（Ｔ３，Ｎ３），Ｖ（Ｕ１，Ｎ３）に更に大きなリンギングが表れていることが分かる。すなわち、ＯＦＦ状態にあるスイッチング素子ＢＬ，ＹＬ等に印加される電圧に大きなリンギングが表れていることが分かる。
　図２０を参照する。図２０の上段に示すように、シミュレーション回路１０１はシミュレーション回路１００に対して、スナバ回路ＳＣＲが設けられている。そのため、図２０の中段に示すように周波数特性Ｇ１０１にはオーバーシュートが表れておらず、漏れインダクタンスＬ１００とコンデンサＣ１００との共振が発生していないことが分かる。したがって、図２０の下段に示すように、スイッチング素子ＢＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＯＦＦの期間において、ＯＦＦ状態のスイッチング素子ＡＬ，ＸＬ等に表れるリンギングが図１９に比べて大幅に低下されていることが分かる。また、スイッチング素子ＡＬ＝ＯＮ，ＢＬ＝ＯＦＦの期間において、ＯＦＦ状態のスイッチング素子ＢＬ，ＹＬ等に表れるリンギングが図１９に比べて大幅に低下されていることが分かる。
　図２１を参照する。図２１の上段に示すように、シミュレーション回路１０２はスナバ回路ＳＣが設けられている。そのため、図２１の中段に示すように周波数特性Ｇ１０２には周波数の全域においてオーバーシュートが表れておらず、漏れインダクタンスＬ１００とコンデンサＣ１００との共振が発生していないことが分かる。したがって、図２１の下段に示すように、スイッチング素子ＢＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＯＦＦの期間において、ＯＦＦ状態のスイッチング素子ＡＬ，ＸＬ等に表れるリンギングが図１９に比べて大幅に低下されていることが分かる。また、スイッチング素子ＡＬ＝ＯＮ，ＢＬ＝ＯＦＦの期間において、ＯＦＦ状態のスイッチング素子ＢＬ，ＹＬ等に表れるリンギングが図１９に比べて大幅に低下されていることが分かる。但し、図２０及び図２１においても、トランス電圧の反転時の波形に多少のリンギングが重畳されている。これは、トランス電圧が反転する際に漏れインダクタンスＬ１００とコンデンサＣ２００とが共振するからである。
　そのため、図２０，図２１を比較すると、スナバ回路ＳＣＲの方がスナバ回路ＳＣよりもリンギングの抑制効果が高いことが分かる。
　図２２は、電力変換システム１のインピーダンス特性を示すグラフである。上段は漏れインダクタンスＬ１００のインピーダンス特性Ｇ１１を示し、中段はスナバ回路ＳＣＲのインピーダンス特性Ｇ１２を示し、下段は漏れインダクタンスＬ１００にスナバ回路ＳＣＲを並列接続させたときのインピーダンス特性Ｇ１３を示している。なお、図２２の各グラフは両対数グラフであり、縦軸はインピーダンス（Ｚ）、横軸は角周波数（ω）を示している。
　インピーダンス特性Ｇ１１は、漏れインダクタンスＬ１００の影響により、角周波数が増大するにつれて、インピーダンスが一定の傾きで増大していることが分かる。インピーダンス特性Ｇ１２は、コンデンサＣ２００の値をＣ、抵抗Ｒ２００の値をＲとすると、ω＜１／ＣＲの領域では、コンデンサＣ２００の影響により、角周波数が増大するにつれてインピーダンスが一定の傾きで減少し、ω＞１／ＣＲの領域では、抵抗Ｒ２００の影響により、周波数が増大するにつれてインピーダンスが一定の値を維持していることが分かる。
　インピーダンス特性Ｇ１３は、漏れインダクタンスＬ１００の値をＬ、コンデンサＣ２００の値をＣとすると、ω＜１√（ＬＣ）の領域ではインピーダンス特性Ｇ１１，Ｇ１２のうちインピーダンスの低い方のインピーダンス特性Ｇ１１と同じ特性を持ち、ω＞１√（ＬＣ）の領域ではインピーダンス特性Ｇ１１，Ｇ１２のうちインピーダンスの低い方のインピーダンス特性Ｇ１２と同じ特性を持っている。
　したがって、リンギングの角周波数をωｒとすると、１／ＣＲ＜ωｒとなるように、スナバ回路ＳＣＲを設計することで、スナバ回路ＳＣＲはリンギング電流を積極的に吸収することができ、リンギングを抑制できる。ここで、漏れインダクタンスＬ１００の値をＬ、コンデンサＣ１００の値をＣｐとすると、ωｒ＝１／√（ＬＣｐ）である。また、キャリア周波数ωＣＡを１／ＣＲに対して低周波側に設定することで、スナバ回路ＳＣＲのインピーダンス特性Ｇ１２はキャリア周波数に対して高インピーダンスになるので、スナバ回路ＳＣＲはキャリア周波数付近の電流を吸収しない。これにより、スナバ回路ＳＣＲは電力ロスを抑制できる。なお、キャリア周波数とは、ＰＷＭ制御に用いられるキャリア信号の周波数であり、例えば２０ｋＨｚが採用できる。
　＜タイミングチャート＞
　＜インバータモード＞
　次に、インバータモードにおける電力変換システム１のタイミングチャートについて説明する。図２３はインバータモードにおける電力変換システム１のタイミングチャートを示す図である。図２３において、（１）はスイッチング素子ＢＬ，ＡＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。（２）はスイッチング素子ＵＨ，ＵＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。（３）はスイッチング素子ＷＨ，ＷＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。（４）は電圧ＶＴ１と電流＝（ＩＬ１－ＩＬ２）とを示す。（５）は電圧「Ｐ３－Ｎ３を示す。（６）は電流ＩＬと、電圧Ｖｏｕｔとを示す。
　（７）は（１）と同じである。（８）は電圧ＶＴ１と電流ＩＬ１とを示す。（９）は電圧ＶＴ３と電流ＩＬ３とを示す。（１０）は電圧ＶＴ２と電流ＩＬ２とを示す。（１１）は電圧ＶＴ４と電流ＩＬ４とを示す。（１２）はトランス５３の励磁電流を示す。励磁電流は（ＩＬ１－ＩＬ２）－（ＩＬ３－ＩＬ４）である。
　なお、図２３において、スイッチング素子ＹＬの動作は、スイッチング素子ＢＬと同じであり、スイッチング素子ＸＬの動作は、スイッチング素子ＡＬと同じであるため、説明を省く。また、図２の例では、スイッチング素子ＢＬ＝ＯＮに応答して、循環期間が先に開始されていたが、図２３の例では、スイッチング素子ＢＬ＝ＯＮに応答して、供給期間が先に開始されている。
　＜供給期間ＴＡ１＞
　（１）、（７）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ＝ＹＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＦＦにする。このとき、（２）、（３）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を供給モードにする。
　したがって、（６）を参照し、電流ＩＬが直線的に増大している。また、（８）、（９）、（１０）、（１１）を参照し、電流ＩＬ１，ＩＬ３は急激に増大した後、緩やかな傾きで増大し、電流ＩＬ２，ＩＬ４＝０である。また、（５）を参照し、電圧「Ｐ３－Ｎ３」は一定の値を維持している。
　＜循環期間ＴＢ１＞
　供給期間ＴＡ１に続いて循環期間ＴＢ１が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＦＦの状態で、（２）、（３）を参照し、スイッチング素子ＵＬ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＨ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を循環モードにする。
　したがって、（６）を参照し、電流ＩＬが直線的に減少している。また、（８）、（９）、（１０）、（１１）を参照し、電流ＩＬ１，ＩＬ３は急激に減少した後、ほぼ０で推移する。詳細には、電流ＩＬ３は０であるが、電流ＩＬ１は励磁電流が流れる。電流ＩＬ２，ＩＬ４＝０である。また、（５）を参照し、電圧「Ｐ３－Ｎ３」は一定の値を維持している。
　＜反転期間ＴＣ１＞
　循環期間ＴＢ１に続いて反転期間ＴＣ１が開始される。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、（１）、（７）を参照し、スイッチング素子ＢＬ＝ＡＬ＝ＹＬ＝ＸＬ＝ＯＦＦにする。
　したがって、（８）、（９）を参照し、電圧ＶＴ１，ＶＴ３は正から負の極性に反転し、（１０）、（１１）を参照し、電圧ＶＴ２，ＶＴ４は負から正の極性に反転する。また、（５）を参照し、電圧「Ｐ３－Ｎ３」は一定の値を維持している。
　＜供給期間ＴＡ２＞
　反転期間ＴＣ１に続いて供給期間ＴＡ２が開始される。（１）、（７）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ＝ＹＬ＝ＯＦＦ，ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＮにする。このとき、（２）、（３）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を供給モードにする。
　したがって、（６）を参照し、電流ＩＬが直線的に増大している。また、（８）、（９）、（１０）、（１１）を参照し、電流ＩＬ１，ＩＬ３＝０であり、電流ＩＬ２，ＩＬ４は急激に増大した後、緩やかな傾きで増大している。また、（５）を参照し、電圧「Ｐ３－Ｎ３」は一定の値を維持している。
　＜循環期間ＴＢ２＞
　供給期間ＴＡ２に続いて循環期間ＴＢ２が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ＝ＹＬ＝ＯＦＦ，ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＮの状態で、（２）、（３）を参照し、スイッチング素子ＵＨ＝ＷＨ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＷＬ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を循環モードにする。
　したがって、（６）を参照し、電流ＩＬが直線的に減少している。また、（８）、（９）、（１０）、（１１）を参照し、電流ＩＬ１，ＩＬ３はほぼ０を維持する。電流ＩＬ２，ＩＬ４は急激に減少した後、ほぼ０で推移する。詳細には、電流ＩＬ４は０であるが、電流ＩＬ２は励磁電流のみ流れる。また、（５）を参照し、電圧「Ｐ３－Ｎ３」は一定の値を維持している。
　＜反転期間ＴＣ２＞
　循環期間ＴＢ２に続いて反転期間ＴＣ２が開始される。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、（１）、（７）を参照し、スイッチング素子ＢＬ＝ＡＬ＝ＹＬ＝ＸＬ＝ＯＦＦにする。
　したがって、（８）、（９）を参照し、電圧ＶＴ１，ＶＴ３は負から正の極性で反転し、（１０）、（１１）を参照し、電圧ＶＴ２，ＶＴ４は正から負の極性に反転する。また、（５）を参照し、電圧「Ｐ３－Ｎ３」は一定の値を維持している。
　このように、電力変換システム１は、供給期間ＴＡ１、循環期間ＴＢ１、反転期間ＴＣ１、供給期間ＴＡ２、循環期間ＴＢ２、及び反転期間ＴＣ２をサイクリックに繰り返し、インバータモードを実行する。また、電力変換システム１は、ＰＷＭ制御により、一周期内における供給期間ＴＡ１及び供給期間ＴＡ２の割合を変化させることで、所望の電圧Ｖｏｕｔを生成する。
　また、全期間において電圧「Ｐ３－Ｎ３」は一定の値を維持しており、極性が反転していないことが分かる。
　図２４は、図２３において反転期間ＴＣ１，ＴＣ２を拡大して示したタイミングチャートである。図２４において、（１）～（６）は図２３の（１）～（６）の反転期間ＴＣ２を拡大した図であり、（７）～（８）は図２３の（１）～（６）の反転期間ＴＣ１を拡大した図である。
　（１）を参照し、反転期間ＴＣ２において、スイッチング素子ＡＬ＝ＯＦＦからスイッチング素子ＢＬ＝ＯＮまでデッドタイムＴｄが設けられていることが分かる。デッドタイムＴｄは、例えば２μｓである。また、（２）を参照し、スイッチング素子ＢＬ＝ＯＮからスイッチング素子ＷＨ＝ＯＦＦまでデッドタイムＴａが設けられていることが分かる。デッドタイムＴａは、例えば０．５μｓである。また、（３）を参照し、スイッチング素子ＷＨ＝ＯＦＦからスイッチング素子ＷＬ＝ＯＮまでデッドタイムＴｂが設けられていることが分かる。デッドタイムＴｂは、例えば０．５μｓである。これにより、スイッチング素子の保護が図られている。
　（４）を参照し、電圧ＶＴ１はデッドタイムＴｄにおいて正から負の極性に反転していることが分かる。
　（５）を参照し、全期間に亘って電圧「Ｐ３－Ｎ３」は一定の値を維持していることが分かる。
　（７）を参照し、反転期間ＴＣ１において、スイッチング素子ＢＬ＝ＯＦＦからスイッチング素子ＡＬ＝ＯＮまでデッドタイムＴｄが設けられていることが分かる。また、（８）を参照し、スイッチング素子ＡＬ＝ＯＮからスイッチング素子ＵＬ＝ＯＦＦまでデッドタイムＴａが設けられていることが分かる。また、（８）を参照し、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＦＦからスイッチング素子ＵＨ＝ＯＮまでデッドタイムＴｂが設けられていることが分かる。（１０）を参照し、電圧ＶＴ１はデッドタイムＴｄにおいて正から負の極性に反転していることが分かる。
　（１１）を参照し、全期間に亘って電圧「Ｐ３－Ｎ３」は一定の値を維持していることが分かる。
　＜コンバータモード＞
　次に、コンバータモードにおける電力変換システム１のタイミングチャートについて説明する。図２５はコンバータモードにおける電力変換システム１のタイミングチャートを示す図である。図２５において（１）～（１２）は図２３の（１）～（１２）と同じ波形を示す。
　＜回生期間ＴＤ１＞
　（１）、（７）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ＝ＹＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＦＦにする。このとき、（２）、（３）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を回生モードにする。ここでは、電流ＩＬは図１の矢印とは逆方向を正としている。
　したがって、（６）を参照し、電流ＩＬが直線的に減少している。また、（８）、（９）、（１０）、（１１）を参照し、電流ＩＬ１，ＩＬ３は急激に減少した後、緩やかな傾きで増大し、電流ＩＬ２，ＩＬ４＝０である。なお、また、（５）を参照し、電圧「Ｐ３－Ｎ３」は一定の値を維持している。
　＜循環期間ＴＥ１＞
　回生期間ＴＤ１に続いて循環期間ＴＥ１が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ＝ＹＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＦＦの状態で、（２）、（３）を参照し、スイッチング素子ＵＬ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＨ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を循環モードにする。
　したがって、（６）を参照し、電流ＩＬが直線的に増大している。また、（８）、（９）、（１０）、（１１）を参照し、電流ＩＬ１，ＩＬ３は急激に増大した後、ほぼ０で推移する。詳細には、電流ＩＬ３＝０、電流ＩＬ１は励磁電流のみ流れる。また、電流ＩＬ２，ＩＬ４＝０である。また、（５）を参照し、電圧「Ｐ３－Ｎ３」は一定の値を維持している。
　＜反転期間ＴＦ１＞
　循環期間ＴＥ１に続いて反転期間ＴＦ１が開始される。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、（１）、（７）を参照し、スイッチング素子ＢＬ＝ＡＬ＝ＹＬ＝ＸＬ＝ＯＦＦにする。
　したがって、（８）、（９）を参照し、電圧ＶＴ１，ＶＴ３は正から負の極性に反転し、（１０）、（１１）を参照し、電圧ＶＴ２，ＶＴ４は負から正の極性に反転する。また、（５）を参照し、電圧「Ｐ３－Ｎ３」は一定の値を維持している。
　＜回生期間ＴＤ２＞
　反転期間ＴＦ１に続いて回生期間ＴＤ２が開始される。（１）、（７）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ＝ＹＬ＝ＯＦＦ，ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＮにする。このとき、（２）、（３）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を回生モードにする。
　したがって、（６）を参照し、電流ＩＬが直線的に減少している。また、（８）、（９）、（１０）、（１１）を参照し、電流ＩＬ１，ＩＬ３＝０であり、電流ＩＬ２，ＩＬ４は急激に減少した後、緩やかな傾きで増大している。また、（５）を参照し、電圧「Ｐ３－Ｎ３」は一定の値を維持している。
　＜循環期間ＴＥ２＞
　回生期間ＴＤ２に続いて循環期間ＴＥ２が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ＝ＹＬ＝ＯＦＦ，ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＮの状態で、（２）、（３）を参照し、スイッチング素子ＵＬ＝ＷＬ＝ＯＦＦ，ＵＨ＝ＷＨ＝ＯＮにし、コンバータ部７を循環モードにする。
　したがって、（６）を参照し、電流ＩＬが直線的に増大している。また、（８）、（９）、（１０）、（１１）を参照し、電流ＩＬ１，ＩＬ３＝０であり、電流ＩＬ２，ＩＬ４は急激に増大した後、ほぼ０で推移している。詳細には、電流ＩＬ４＝０で推移し、電流ＩＬ２は励磁電流のみ流れる。また、（５）を参照し、電圧「Ｐ３－Ｎ３」は一定の値を維持している。
　＜反転期間ＴＦ２＞
　循環期間ＴＥ２に続いて反転期間ＴＦ２が開始される。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、（１）、（７）を参照し、スイッチング素子ＢＬ＝ＡＬ＝ＹＬ＝ＸＬ＝ＯＦＦにする。
　したがって、（８）、（９）を参照し、電圧ＶＴ１，ＶＴ３は負から正の極性に反転し、（１０）、（１１）を参照し、電圧ＶＴ２，ＶＴ４は正から負の極性に反転する。また、（５）を参照し、電圧「Ｐ３－Ｎ３」は一定の値を維持している。
　このように、電力変換システム１は、回生期間ＴＤ１、循環期間ＴＥ１、反転期間ＴＦ１、回生期間ＴＤ２、循環期間ＴＥ２、及び反転期間ＴＦ２をサイクリックに繰り返し、コンバータモードを実行する。また、電力変換システム１は、ＰＷＭ制御により、一周期内における回生期間ＴＤ１及び回生期間ＴＤ２の割合を変化させることで、所望の電圧Ｖｏｕｔを直流電源１７に回生させる。
　図２６は、図２５において反転期間ＴＦ１，ＴＦ２を拡大して示したタイミングチャートである。図２６において（１）～（１２）は図２４の（１）～（１２）と同じ波形を示している。
　図２６を参照し、コンバータモードにおいても、図２５と同様、デッドタイムＴｄ，Ｔａ，Ｔｂが設けられている。
　以上、電力変換システム１は、コイルＬ１，Ｌ２のそれぞれに正及び負の電圧が交互に印加されるようにコンバータ部５１を制御するが、電圧「Ｐ３－Ｎ３」が正となるようにコンバータ部５２を制御する。そのため、コンバータ部７には、極性が一定の電圧が入力される。その結果、コンバータ部７は、通常のフルブリッジ型の回路で構成でき、通常の制御を適用できる。
　また、電力変換システム１は、第２期間（循環期間及び反転期間）では、トランス５３の等価回路上、コンバータ部７はコンデンサ４（図１）とトランス５３の漏れインダクタンスとで直結される状態となる。
　電力変換システム１では、この第２期間のみで一次側と二次側とで電力の伝達を行うため、電力の伝達を行うタイミングでは常にコンデンサ４とコンバータ部７とが直結されることになる。
　そのため、端子Ｐ３及び端子Ｎ３間に、平滑用のコンデンサは不要となり、回路規模を小さくできる。
　また、リンギング対策として、スナバ回路６０を設ける際に、小さな容量のコンデンサで対応することが可能である。
　また、電力変換システム１は、コンバータ部７が還流モードに設定されている期間において、コイルＬ１，Ｌ２の極性を反転させる反転期間を設けている。そのため、電力変換システム１は、コンバータモード及びインバータモードのいずれのモードで駆動している場合であっても、負荷電流によらず、励磁電流と共振用のコンデンサＣＡ，ＣＢとの共振動作により反転動作を行うことができる。その結果、電力変換システム１は、コイルＬ１，Ｌ２にかかる電圧の極性の反転を安定的に行うことができる。
　（実施の形態２）
　図２７は、実施の形態２に係る電力変換システム１Ａの回路図である。実施の形態２の電力変換システム１Ａは、コンバータ部５１及び一次巻線５３１をフルブリッジ型（ＦＢ型）の回路で構成し、コンバータ部５２及び二次巻線５３２をフルブリッジ型（ＦＢ型）の回路で構成したことを特徴とする（ＦＢ－ＦＢ型）。コンバータ部５１は、フルブリッジ接続された４つのスイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬを備える。
　スイッチング素子ＡＨはドレインが端子Ｐ２に接続され、ソースが端子Ｔ２に接続されている。スイッチング素子ＡＬは、ドレインが端子Ｔ２に接続され、ソースが端子Ｎ２に接続されている。スイッチング素子ＢＨはドレインが端子Ｐ２に接続され、ソースが端子Ｔ１に接続されている。スイッチング素子ＢＬはドレインが端子Ｔ１に接続され、ソースが端子Ｎ２に接続されている。
　スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬには、それぞれ、アノードがソース、カソードがドレインに接続されるダイオードＤＡＨ，ＤＡＬ，ＤＢＨ，ＤＢＬが接続されている。
　更に、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬには、それぞれ、ドレイン、ソース間にコンデンサＣＡＨ，ＣＡＬ，ＣＢＨ，ＣＢＬが接続されている。コンデンサＣＡＨ，ＣＡＬ，ＣＢＨ，ＣＢＬは、図１４で示すコンデンサＣ１４と同じ機能を持ち、コイルＬ１１とで共振することで、コンバータ部５１をソフトスイッチングさせる。なお、コンデンサＣＡＨ，ＣＢＨと、コンデンサＣＡＬ，ＣＢＬとは、それぞれ、端子Ｔ１，Ｔ２間に接続されてもよい。また、コンデンサＣＡＬ，ＣＢＬのみ設けられてもよいし、コンデンサＣＡＨ，ＣＢＨのみ設けられてもよい。
　実施の形態２では、一次巻線５３１は、センタータップを備えていないので、コイルＬ１１のみで構成されている。また、二次巻線５３２も、センタータップを備えていないので、コイルＬ１２のみで構成されている。一次巻線５３１，５３２は、端子Ｔ２，Ｔ３が同じ極性になるように磁気結合されている。
　コンバータ部５２は、フルブリッジ接続された４つのスイッチング素子ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬを備える。
　スイッチング素子ＸＨはドレインが端子Ｐ３に接続されソースが端子Ｔ３に接続されている。スイッチング素子ＸＬは、ドレインが端子Ｔ３に接続され、ソースが端子Ｎ３に接続されている。スイッチング素子ＹＨはドレインが端子Ｐ３に接続され、ソースが端子Ｔ４に接続されている。スイッチング素子ＹＬはドレインが端子Ｔ４に接続され、ソースが端子Ｎ３に接続されている。
　スイッチング素子ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬには、それぞれ、アノードがソース、カソードがドレインに接続されるダイオードＤＸＨ，ＤＸＬ，ＤＹＨ，ＤＹＬが接続されている。
　＜タイミングチャート＞
　＜インバータモード＞
　次に、インバータモードにおける電力変換システム１Ａのタイミングチャートについて説明する。図２８はインバータモードにおける電力変換システム１Ａのタイミングチャートを示す図である。
　図２８において、（１）はスイッチング素子ＡＨ，ＡＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。（２）はスイッチング素子ＵＨ，ＵＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。（３）はスイッチング素子ＷＨ，ＷＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。（４）は電圧ＶＴ１と電流ＩＬ１とを示す。（５）は電圧「Ｐ３－Ｎ３」を示す。（６）は電流ＩＬと、電圧Ｖｏｕｔとを示す。
　（７）は（１）と同じである。（８）は電圧ＶＴ１と電流ＩＬ１とを示す。（９）は電圧ＶＴ３と電流ＩＬ３とを示す。（１０）は励磁電流＝（ＩＬ１－ＩＬ３）を示す。なお、図２８において、スイッチング素子ＢＬ，ＸＨ，ＹＬの動作は、スイッチング素子ＡＨと同じであり、スイッチング素子ＢＨ，ＸＬ，ＹＨの動作は、スイッチング素子ＡＬと同じであるため、図示を省略している。
　＜供給期間ＴＡ１＞
　（１）、（７）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ＝ＢＬ＝ＸＨ＝ＹＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＢＨ＝ＸＬ＝ＹＨ＝ＯＦＦにする。このとき、（２）、（３）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を供給モードにする。
　＜循環期間ＴＢ１＞
　供給期間ＴＡ１に続いて循環期間ＴＢ１が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ＝ＢＬ＝ＸＨ＝ＹＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＢＨ＝ＸＬ＝ＹＨ＝ＯＦＦの状態で、（２）、（３）を参照し、スイッチング素子ＵＬ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＨ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を循環モードにする。
　＜反転期間ＴＣ１＞
　循環期間ＴＢ１に続いて反転期間ＴＣ１が開始される。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、（１）、（７）を参照し、スイッチング素子ＡＨ＝ＡＬ＝ＢＨ＝ＢＬ＝ＸＨ＝ＸＬ＝ＷＨ＝ＷＬ＝ＯＦＦにする。
　＜供給期間ＴＡ２＞
　反転期間ＴＣ１に続いて供給期間ＴＡ２が開始される。（１）、（７）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ＝ＢＬ＝ＸＨ＝ＹＨ＝ＯＦＦ，ＡＬ＝ＢＨ＝ＸＬ＝ＹＬ＝ＯＮにする。このとき、（２）、（３）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を供給モードにする。
　＜循環期間ＴＢ２＞
　供給期間ＴＡ２に続いて循環期間ＴＢ２が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ＝ＢＨ＝ＸＬ＝ＹＨ＝ＯＮ，ＡＨ＝ＢＬ＝ＸＨ＝ＹＬ＝ＯＦＦの状態で、（２）、（３）を参照し、スイッチング素子ＵＨ＝ＷＨ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＷＬ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を循環モードにする。
　＜反転期間ＴＣ２＞
　循環期間ＴＢ２に続いて反転期間ＴＣ２が開始される。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、（１）、（７）を参照し、スイッチング素子ＡＨ＝ＡＬ＝ＢＨ＝ＢＬ＝ＸＨ＝ＸＬ＝ＹＨ＝ＹＬ＝ＯＦＦにする。
　図２９は、図２８において反転期間ＴＣ１，ＴＣ２を拡大して示したタイミングチャートである。図２９の詳細は図２４と同じなので説明は省く。
　このように、電力変換システム１Ａは、供給期間ＴＡ１、循環期間ＴＢ１、反転期間ＴＣ１、供給期間ＴＡ２、循環期間ＴＢ２、及び反転期間ＴＣ２をサイクリックに繰り返し、インバータモードを実行する。また、電力変換システム１Ａは、ＰＷＭ制御により、一周期内における供給期間ＴＡ１および供給期間ＴＡ２の割合を変化させることで、所望の電圧Ｖｏｕｔを生成する。
　＜コンバータモード＞
　次に、コンバータモードにおける電力変換システム１Ａのタイミングチャートについて説明する。図３０はコンバータモードにおける電力変換システム１Ａのタイミングチャートを示す図である。図３０において（１）～（１０）は図２９の（１）～（１０）と同じ波形を示す。ここでは、電流ＩＬは、図２７で示す矢印とは逆向きを正としている。
　＜回生期間ＴＤ１＞
　（１）、（７）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ＝ＢＬ＝ＸＨ＝ＹＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＢＨ＝ＸＬ＝ＹＨ＝ＯＦＦにする。このとき、（２）、（３）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を回生モードにする。
　＜循環期間ＴＥ１＞
　回生期間ＴＤ１に続いて循環期間ＴＥ１が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ＝ＢＬ＝ＸＨ＝ＹＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＢＨ＝ＸＬ＝ＹＨ＝ＯＦＦの状態で、（２）、（３）を参照し、スイッチング素子ＵＬ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＨ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を循環モードにする。
　＜反転期間ＴＦ１＞
　循環期間ＴＥ１に続いて反転期間ＴＦ１が開始される。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、（１）、（７）を参照し、スイッチング素子ＡＨ＝ＡＬ＝ＢＨ＝ＢＬ＝ＸＨ＝ＸＬ＝ＹＨ＝ＹＬ＝ＯＦＦにする。
　＜回生期間ＴＤ２＞
　反転期間ＴＦ１に続いて回生期間ＴＤ２が開始される。（１）、（７）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ＝ＢＨ＝ＸＬ＝ＹＨ＝ＯＮ，ＡＨ＝ＢＬ＝ＸＨ＝ＹＬ＝ＯＦＦにする。このとき、（２）、（３）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を回生モードにする。
　＜循環期間ＴＥ２＞
　回生期間ＴＤ２に続いて循環期間ＴＥ２が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ＝ＢＨ＝ＸＬ＝ＹＨ＝ＯＮ，ＡＨ＝ＢＬ＝ＸＨ＝ＹＬ＝ＯＦＦの状態で、（２）、（３）を参照し、スイッチング素子ＵＬ＝ＷＬ＝ＯＦＦ，ＵＨ＝ＷＨ＝ＯＮにし、コンバータ部７を循環モードにする。
　＜反転期間ＴＦ２＞
　循環期間ＴＥ２に続いて反転期間ＴＦ２が開始される。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、（１）、（７）を参照し、スイッチング素子ＡＨ＝ＡＬ＝ＢＨ＝ＢＬ＝ＸＨ＝ＸＬ＝ＹＨ＝ＹＬ＝ＯＦＦにする。
　図３１は、図３０において反転期間ＴＦ１，ＴＦ２を拡大して示したタイミングチャートである。図３０の詳細は図２６と同じなので説明は省く。
　このように、電力変換システム１Ａは、回生期間ＴＤ１、循環期間ＴＥ１、反転期間ＴＦ１、回生期間ＴＤ２、循環期間ＴＥ２、及び反転期間ＴＦ２をサイクリックに繰り返し、コンバータモードを実行する。また、電力変換システム１Ａは、ＰＷＭ制御により、一周期内における回生期間ＴＤ１および回生期間ＴＤ２の割合を変化させることで、所望の電圧Ｖｏｕｔを直流電源１７に回生させる。
　以上、電力変換システム１Ａは、ＦＢ－ＦＢ型の回路で構成した場合においても電力変換システム１と同じ効果が得られる。
　（実施の形態３）
　図３２は、実施の形態３に係る電力変換システム１Ｂの回路図である。実施の形態３の電力変換システム１Ｂは、コンバータ部５１及び一次巻線５３１をハーフブリッジ型（ＨＢ型）の回路で構成し、コンバータ部５２及び二次巻線５３２をセンタータップ型（ＣＮＴ型）の回路で構成したことを特徴とする（ＨＢ－ＣＮＴ型）。
　コンバータ部５１は、ハーフブリッジ接続された２つのスイッチング素子ＡＨ，ＡＬを備える。スイッチング素子ＡＨはドレインが端子Ｐ２に接続され、ソースが端子Ｔ２に接続されている。スイッチング素子ＡＬは、ドレインが端子Ｔ２に接続され、ソースが端子Ｎ２に接続されている。
　スイッチング素子ＡＨ，ＡＬには、それぞれ、アノードがソース、カソードがドレインに接続されるダイオードＤＡＨ，ＤＡＬが接続されている。コンデンサＣ＊１とコンデンサＣ＊２とは、直流電源１７の電圧ＶＥを分圧した直流電圧Ｖｍを生成するためのコンデンサである。コンデンサＣ＊１は端子Ｐ２と端子Ｔ１との間に接続され、コンデンサＣ＊２は端子Ｔ１と端子Ｎ２との間に接続されている。
　スイッチング素子ＡＨのドレイン、ソース間にコンデンサＣＡＨが接続され、スイッチング素子ＡＬのドレイン、ソース間にコンデンサＣＡＬが接続される。コンデンサＣＡＨ，ＣＡＬは、図１８で示すコンデンサＣ１４と同じ機能を持ち、コイルＬ１１とで共振することで、コンバータ部５１をソフトスイッチングさせる。なお、コンデンサＣＡＨ，ＣＡＬは、それぞれ、端子Ｔ１と端子Ｔ２との間に接続されてもよい。
　実施の形態３では、一次巻線５３１は、センタータップを備えていないので、コイルＬ１１のみで構成されている。コイルＬ１１は端子Ｔ２及び端子Ｔ１間に接続されている。コイルＬ１１，Ｌ３，Ｌ４は、端子Ｔ２、センタータップＣＴ２，端子Ｔ４が同じ極性になるように磁気結合されている。
　コンバータ部５２及び二次巻線５３２の構成は図１と同じＣＮＴ型なので説明を省く。
　＜タイミングチャート＞
　＜インバータモード＞
　次に、インバータモードにおける電力変換システム１Ｂのタイミングチャートについて説明する。図３３はインバータモードにおける電力変換システム１Ｂのタイミングチャートを示す図である。
　図３３の（１）～（９）の波形は、（４）で直流電圧Ｖｍが追加されている以外は、図２８の（１）～（９）の波形と同じである。直流電圧Ｖｍは、端子Ｎ２を基準とする端子Ｔ２の電圧「Ｔ２－Ｎ２」であり、全期間を通じてほぼ一定の値で推移している。図３３の（１０）の波形は、電圧ＶＴ４と電流ＩＬ４との波形である。図３３の（１１）の波形は、ＩＬ１－（ＩＬ３－ＩＬ４）の励磁電流である。
　なお、図３３において、スイッチング素子ＹＬの動作は、スイッチング素子ＡＨと同じであり、スイッチング素子ＸＬの動作は、スイッチング素子ＡＬと同じであるため、図示を省略している。
　＜供給期間ＴＡ１＞
　（１）、（７）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ＝ＹＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＦＦにする。このとき、（２）、（３）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を供給モードにする。
　＜循環期間ＴＢ１＞
　供給期間ＴＡ１に続いて循環期間ＴＢ１が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ＝ＹＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＦＦの状態で、（２）、（３）を参照し、スイッチング素子ＵＬ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＨ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を循環モードにする。
　＜反転期間ＴＣ１＞
　循環期間ＴＢ１に続いて反転期間ＴＣ１が開始される。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、（１）、（７）を参照し、スイッチング素子ＡＨ＝ＡＬ＝ＹＬ＝ＸＬ＝ＯＦＦにする。
　＜供給期間ＴＡ２＞
　反転期間ＴＣ１に続いて供給期間ＴＡ２が開始される。（１）、（７）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＮ，ＡＨ＝ＹＬ＝ＯＦＦにする。このとき、（２）、（３）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を供給モードにする。
　＜循環期間ＴＢ２＞
　供給期間ＴＡ２に続いて循環期間ＴＢ２が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＮ，ＡＨ＝ＹＬ＝ＯＦＦの状態で、（２）、（３）を参照し、スイッチング素子ＵＨ＝ＷＨ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＷＬ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を循環モードにする。
　＜反転期間ＴＣ２＞
　循環期間ＴＢ２に続いて反転期間ＴＣ２が開始される。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、（１）、（７）を参照し、スイッチング素子ＡＨ＝ＡＬ＝ＸＬ＝ＹＬ＝ＯＦＦにする。
　図３４は、図３３において反転期間ＴＣ１，ＴＣ２を拡大して示したタイミングチャートである。図３４の詳細は図２４と同じなので説明は省く。
　このように、電力変換システム１Ｂは、供給期間ＴＡ１、循環期間ＴＢ１、反転期間ＴＣ１、供給期間ＴＡ２、循環期間ＴＢ２、及び反転期間ＴＣ２をサイクリックに繰り返し、インバータモードを実行する。また、電力変換システム１Ｂは、ＰＷＭ制御により、一周期内における供給期間ＴＡ１と供給期間ＴＡ２との割合を変化させることで、所望の電圧Ｖｏｕｔを生成する。
　＜コンバータモード＞
　次に、コンバータモードにおける電力変換システム１Ｂのタイミングチャートについて説明する。図３５はコンバータモードにおける電力変換システム１Ｂのタイミングチャートを示す図である。図３５の（１）～（９）の波形は、（４）で直流電圧Ｖｍが追加されている以外は、図３０の（１）～（９）の波形と同じである。図３５の（１０）の波形は、電圧ＶＴ４と電流ＩＬ４との波形である。図３５の（１１）の波形は、ＩＬ１－（ＩＬ３－ＩＬ４）の励磁電流である。ここでは、電流ＩＬは、図３２の矢印とは逆向きを正としている。
　なお、図３５において、スイッチング素子ＹＬの動作は、スイッチング素子ＡＨと同じであり、スイッチング素子ＸＬの動作は、スイッチング素子ＡＬと同じであるため、図示を省略している。
　＜回生期間ＴＤ１＞
　（１）、（７）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ＝ＹＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＸＬ＝＝ＯＦＦにする。このとき、（２）、（３）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を回生モードにする。
　＜循環期間ＴＥ１＞
　回生期間ＴＤ１に続いて循環期間ＴＥ１が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ＝ＹＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＦＦの状態で、（２）、（３）を参照し、スイッチング素子ＵＬ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＨ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を循環モードにする。
　＜反転期間ＴＦ１＞
　循環期間ＴＥ１に続いて反転期間ＴＦ１が開始される。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、（１）、（７）を参照し、スイッチング素子ＡＨ＝ＡＬ＝ＸＬ＝ＹＬ＝ＯＦＦにする。
　＜回生期間ＴＤ２＞
　反転期間ＴＦ１に続いて回生期間ＴＤ２が開始される。（１）、（７）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ＝ＹＬ＝ＯＮ，ＡＨ＝ＸＬ＝ＯＦＦにする。このとき、（２）、（３）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を回生モードにする。
　＜循環期間ＴＥ２＞
　回生期間ＴＤ２に続いて循環期間ＴＥ２が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ＝ＹＬ＝ＯＮ，ＡＨ＝ＸＬ＝ＯＦＦの状態で、（２）、（３）を参照し、スイッチング素子ＵＬ＝ＷＬ＝ＯＦＦ，ＵＨ＝ＷＨ＝ＯＮにし、コンバータ部７を循環モードにする。
　＜反転期間ＴＦ２＞
　循環期間ＴＥ２に続いて反転期間ＴＦ２が開始される。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、（１）、（７）を参照し、スイッチング素子ＡＨ＝ＡＬ＝ＹＬ＝ＸＬ＝ＯＦＦにする。
　図３６は、図３５において反転期間ＴＦ１，ＴＦ２を拡大して示したタイミングチャートである。図３６の詳細は図２６と同じなので説明は省く。
　このように、電力変換システム１Ｂは、回生期間ＴＤ１、循環期間ＴＥ１、反転期間ＴＦ１、回生期間ＴＤ２、循環期間ＴＥ２、及び反転期間ＴＦ２をサイクリックに繰り返し、コンバータモードを実行する。また、電力変換システム１Ｂは、ＰＷＭ制御により、一周期内における回生期間ＴＤ１と回生期間ＴＤ２との割合を変化させることで、所望の電圧Ｖｏｕｔを直流電源１７に回生させる。
　以上、電力変換システム１Ｂは、ＨＢ－ＣＮＴ型の回路で構成した場合においても電力変換システム１と同じ効果が得られる。
　（実施の形態４）
　図３７は、実施の形態４に係る電力変換システム１Ｃの回路図である。実施の形態４の電力変換システム１Ｃは、コンバータ部５１及び一次巻線５３１をセンタータップ型（ＣＮＴ型）の回路で構成し、コンバータ部５２及び二次巻線５３２をフルブリッジ型（ＦＢ型）の回路で構成しことを特徴とする（ＣＮＴ－ＦＢ型）。
　コンバータ部５１及び一次巻線５３１の構成は図１と同じＣＮＴ型なので説明を省く。
　コンバータ部５２及び二次巻線５３２の構成は図２７と同じＦＢ型なので説明を省く。
　以上、電力変換システム１Ｃは、ＣＮＴ－ＦＢ型の回路で構成した場合においても電力変換システム１と同じ効果が得られる。
　（実施の形態５）
　図３８は、実施の形態５に係る電力変換システム１Ｄの回路図である。実施の形態５の電力変換システム１Ｄは、コンバータ部５１及び一次巻線５３１をハーフブリッジ型（ＨＢ型）の回路で構成し、コンバータ部５２及び二次巻線５３２をフルブリッジ型（ＦＢ型）の回路で構成しことを特徴とする（ＨＢ－ＦＢ型）。
　コンバータ部５１及び一次巻線５３１の構成は図３７と同じＨＢ型なので説明を省く。
　コンバータ部５２及び二次巻線５３２の構成は図２７と同じＦＢ型なので説明を省く。
　以上、電力変換システム１Ｄは、ＨＢ－ＦＢ型の回路で構成した場合においても電力変換システム１と同じ効果が得られる。
　（実施の形態６）
　図３９は、実施の形態６に係る電力変換システム１Ｅの回路図である。実施の形態６の電力変換システム１Ｅは、コンバータ部５１及び一次巻線５３１をフルブリッジ型（ＦＢ型）の回路で構成し、コンバータ部５２及び二次巻線５３２をセンタータップ型（ＣＮＴ型）の回路で構成したことを特徴とする（ＦＢ－ＣＮＴ型）。
　コンバータ部５１及び一次巻線５３１の構成は図２７と同じＦＢ型なので説明を省く。
　コンバータ部５２及び二次巻線５３２の構成は図１と同じＣＮＴ型なので説明を省く。
　以上、電力変換システム１Ｅは、ＦＢ－ＣＮＴ型の回路で構成した場合においても電力変換システム１と同じ効果が得られる。
　（実施の形態７）
　図４０は、実施の形態７に係る電力変換システム１Ｆの回路図である。実施の形態７の電力変換システム１Ｆは、コンバータ部５１及び一次巻線５３１をセンタータップ型（ＣＮＴ型）の回路で構成し、コンバータ部５２及び二次巻線５３２をハーフブリッジ型（ＨＢ型）の回路で構成したことを特徴とする（ＣＮＴ－ＨＢ型）。
　コンバータ部５１及び一次巻線５３１の構成は図１と同じＣＮＴ型なので説明を省く。
　コンバータ部５２は、ハーフブリッジ接続された２つのスイッチング素子ＸＨ，ＸＬを備える。スイッチング素子ＸＨはドレインが端子Ｐ３に接続され、ソースが端子Ｔ３に接続されている。スイッチング素子ＸＬは、ドレインが端子Ｔ３に接続され、ソースが端子Ｎ３に接続されている。
　スイッチング素子ＸＨ，ＸＬには、それぞれ、アノードがソース、カソードがドレインに接続されるダイオードＤＸＨ，ＤＸＬが接続されている。
　端子Ｐ３と端子Ｔ４との間にはコンデンサＣＸＨが接続され、端子Ｔ４と端子Ｎ３との間にはコンデンサＣＸＬが接続されている。コンデンサＣＸＨとコンデンサＣＸＬとは端子Ｐ３及び端子Ｎ３間の電圧を分圧した直流電圧を生成するためのコンデンサである。
　実施の形態７では、二次巻線５３２は、センタータップを備えていないので、コイルＬ１２のみで構成されている。コイルＬ１２は端子Ｔ３及び端子Ｔ４間に接続されている。
　コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ１２は、それぞれ、センタータップＣＴ１，端子Ｔ２，端子Ｔ３が同じ極性になるように磁気結合されている。
　以上、電力変換システム１Ｆは、ＣＮＴ－ＨＢ型の回路で構成した場合においても電力変換システム１と同じ効果が得られる。
　（実施の形態８）
　図４１は、実施の形態８に係る電力変換システム１Ｇの回路図である。実施の形態８の電力変換システム１Ｇは、コンバータ部５１及び一次巻線５３１をハーフブリッジ型（ＨＢ型）の回路で構成し、コンバータ部５２及び二次巻線５３２をハーフブリッジ型（ＨＢ型）の回路で構成しことを特徴とする（ＨＢ－ＨＢ型）。
　コンバータ部５１及び一次巻線５３１の構成は図３２と同じＨＢ型なので説明を省く。
　コンバータ部５２及び二次巻線５３２の構成は図４０と同じＨＢ型なので説明を省く。
　以上、電力変換システム１Ｇは、ＨＢ－ＨＢ型の回路で構成した場合においても電力変換システム１と同じ効果が得られる。
　（実施の形態９）
　図４２は、実施の形態９に係る電力変換システム１Ｈの回路図である。実施の形態９の電力変換システム１Ｈは、コンバータ部５１及び一次巻線５３１をフルブリッジ型（ＦＢ型）の回路で構成し、コンバータ部５２及び二次巻線５３２をハーフブリッジ型（ＨＢ型）の回路で構成しことを特徴とする（ＦＢ－ＨＢ型）。
　コンバータ部５１及び一次巻線５３１の構成は図２７と同じＦＢ型なので説明を省く。
　コンバータ部５２及び二次巻線５３２の構成は図４０と同じＨＢ型なので説明を省く。
　以上、電力変換システム１Ｈは、ＦＢ－ＨＢ型の回路で構成した場合においても電力変換システム１と同じ効果が得られる。
　（実施の形態１０）
　図４３は、実施の形態１０に係る電力変換システム１Ｉの回路図である。実施の形態１０の電力変換システム１Ｉは、図１に示す電力変換システム１において、コンバータ部７を三相インバータで構成したことを特徴とする。
　図４３において、コンバータ部７は、図１に対して更にスイッチング素子ＶＨ，ＶＬが追加されている。スイッチング素子ＶＨは、ドレインが端子Ｐ３に接続されソースが端子Ｖ１に接続されている。スイッチング素子ＶＬは、ドレインが端子Ｖ１に接続されソースが端子Ｎ３に接続されている。
　スイッチング素子ＶＨ，ＶＬには、それぞれ、アノードがソース、カソードがドレインに接続されるダイオードＤ５，Ｄ６が接続されている。フィルタ回路９は、コイル９ｕ，９ｖ，９ｗと、コンデンサ９ｕｖ，９ｖｗ，９ｕｗを備えている。
　コイル９ｕは端子１５ｕ及び端子Ｕ１間に接続され、コイル９ｖは端子１５ｖ及び端子Ｖ１間に接続され、コイル９ｗは端子１５ｗ及び端子Ｗ１間に接続されている。
　コンデンサ９ｕｖは端子１５ｕ及び端子１５ｖ間に接続され、コンデンサ９ｖｗは端子１５ｖ及び端子１５ｗ間に接続され、コンデンサ９ｕｗは端子１５ｕ及び端子１５ｗ間に接続されている。交流負荷２７は、三相の交流電圧で駆動する電気機器である。
　＜タイミングチャート＞
　次に、インバータモードにおける電力変換システム１Ｉのタイミングチャートについて説明する。図４４は、インバータモードにおける電力変換システム１Ｉのタイミングチャートであり、位相が０度の場合を示している。
　図４４において、（Ａ）は電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗの概略波形を示し、縦軸はデューティ比、横軸は位相を示す。電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗは、それぞれ対地電圧を基準とする端子１５ｕ，１５ｖ，１５ｗの電圧であり、いわゆる相電圧である。電圧Ｅｕは位相の基準とされている。電圧Ｅｖは電圧Ｅｕに対して位相が１２０度進み、電圧Ｅｗは電圧Ｅｕに対して位相が１２０度遅れている。
　図４４において、（１）はスイッチング素子ＢＬ，ＡＬのＯＮ，ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。スイッチング素子ＹＬ，ＸＬは、実施の形態１と同様、それぞれ、スイッチング素子ＢＬ，ＡＬと同期してＯＮ，ＯＦＦするので図示を省く。（２）は電圧ＶＴ１と、電流＝（ＩＬ１－ＩＬ２）と、電圧「Ｐ３－Ｎ３」とを示す。
　（３），（４），（５）は、それぞれ、スイッチング素子ＵＨ，ＶＨ，ＷＨのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。なお、スイッチング素子ＵＬ，ＶＬ，ＷＬはスイッチング素子ＵＨ，ＶＨ，ＷＨに対してＯＮ，ＯＦＦが反転するだけなので、図示を省略する。スイッチング素子ＵＨ，ＶＨ，ＷＨのＯＮ期間は、デューティ比に依存する。スイッチング素子ＵＨ，ＶＨ，ＷＨのＯＮ期間は、反転期間ＴＣ１，ＴＣ２の中間時点を基準に左右対称であり、デューティ比が増大するにつれて長くなる。
　（６）は電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗの波形を示す。（７）は電流ＩＬｕ，ＩＬｖ，ＩＬｗの波形を示す。
　＜インバータモード＞
　＜供給期間ＴＡ１＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ＝ＹＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＶＨ＝ＯＮにする。これにより、スイッチング素子ＵＨ，ＶＨ，ＷＨの全てがＯＦＦでなくなったので、コンバータ部７は供給モードになる。
　図４４の例では、（Ａ）に示すように位相が０度であり、電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗのデューティ比はそれぞれ「０．５」、「０．８５」、「０．１５」である。そのため、制御部１３は、スイッチング素子ＶＨ，ＵＨ，ＷＨの順にスイッチング素子をＯＮする。スイッチング素子ＵＨ，ＶＨ，ＷＨのそれぞれのＯＮに応答して、電流ＩＬｕ，ＩＬｖ，ＩＬｗが変化する。
　＜循環期間ＴＢ１＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＷＨ＝ＯＮにする。これにより、スイッチング素子ＵＨ，ＶＨ，ＷＨの全てがＯＮになったので、コンバータ部７は、循環モードになる。
　＜反転期間ＴＣ１＞
　制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、スイッチング素子ＡＬ＝ＢＬ＝ＸＬ＝ＹＬ＝ＯＦＦにする。これにより、電圧ＶＴ１は正から負の極性に反転する。
　＜循環期間ＴＢ３＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＮ，ＢＬ＝ＹＬ＝ＯＦＦにする。これにより、反転期間ＴＣ１が終了する。また、コンバータ部７は、循環モードを継続しているので、循環期間ＴＢ３に戻る。
　＜供給期間ＴＡ２＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＷＨのＯＦＦタイミングが到来したので、スイッチング素子ＷＨをＯＦＦする。これにより、スイッチング素子ＵＨ，ＶＨ，ＷＨの全てがＯＮでなくなったので、コンバータ部７は循環モードではなくなる。
　その後、制御部１３は、デューティ比に応じてスイッチング素子ＵＨ，ＶＨを順次ＯＦＦする。スイッチング素子ＵＨ，ＶＨ，ＷＨのＯＦＦに応答して電流ＩＬｕ，ＩＬｖ，ＩＬｗが変化する。
　＜循環期間ＴＢ２＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＶＨ＝ＯＦＦにする。これにより、スイッチング素子ＵＨ，ＶＨ，ＷＨの全てがＯＦＦになったので、コンバータ部７は、循環モードになる。
　＜反転期間ＴＣ２＞
　制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、スイッチング素子ＡＬ＝ＢＬ＝ＸＬ＝ＹＬ＝ＯＦＦにする。これにより、電圧ＶＴ１は負から正の極性に反転する。
　＜循環期間ＴＢ４＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＦＦ，ＢＬ＝ＹＬ＝ＯＮにする。これにより、反転期間ＴＣ２が終了する。また、コンバータ部７は、循環モードを継続しているので、循環期間ＴＢ４に戻る。
　このように、電力変換システム１Ｉは、供給期間ＴＡ１、循環期間ＴＢ１、反転期間ＴＣ１、循環期間ＴＢ３、供給期間ＴＡ２、循環期間ＴＢ２、反転期間ＴＣ２、循環期間ＴＢ４をサイクリックに繰り返し、インバータモードを実行する。また、電力変換システム１Ｉは、コンバータ部７が循環モードにあるときに反転期間ＴＣ１，ＴＣ２を設けているので、負荷電流によらず、励磁電流と共振用のコンデンサＣＡ，ＣＢとの共振動作により反転動作が行われ、反転動作を安定的に行うことができる。
　＜コンバータモード＞
　次に、コンバータモードにおける電力変換システム１Ｉのタイミングチャートについて説明する。図４５は、コンバータモードにおける電力変換システム１Ｉのタイミングチャートであり、位相が０度の場合を示している。図４５において、（Ａ）、（１）～（７）は、（３）～（５）において、スイッチング素子ＵＨ，ＶＨ，ＷＨではなく、スイッチング素子ＵＬ，ＶＬ，ＷＬを示している以外は、図４４と同じである。スイッチング素子ＵＬ，ＶＬ，ＷＬのＯＦＦ期間は、デューティ比に依存する。スイッチング素子ＵＬ，ＶＬ，ＷＬのＯＦＦ期間は、反転期間ＴＦ１，ＴＦ２の中間時点を基準に左右対称であり、デューティ比が増大するにつれて長くなる。ここでは、電流ＩＬｕ，ＩＬｖ，ＩＬｗは、図４５の矢印の向きを正としている。
　＜回生期間ＴＤ１＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ＝ＹＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＶＬ＝ＯＦＦにする。これにより、スイッチング素子ＵＬ，ＶＬ，ＷＬの全てがＯＮでなくなったので、コンバータ部７は循環モードではなくなる。
　図４５の例では、（Ａ）に示すように位相が０度であり、電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗのデューティ比はそれぞれ「０．５」、「０．８５」、「０．１５」である。そのため、制御部１３は、スイッチング素子ＶＬ，ＵＬ，ＷＬの順にスイッチング素子をＯＦＦする。スイッチング素子ＵＬ，ＶＬ，ＷＬのそれぞれのＯＦＦに応答して、電流ＩＬｕ，ＩＬｖ，ＩＬｗが変化する。
　＜循環期間ＴＥ１＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＷＬ＝ＯＦＦにする。これにより、スイッチング素子ＵＬ，ＶＬ，ＷＬの全てがＯＦＦになったので、コンバータ部７は、循環モードになる。
　＜反転期間ＴＦ１＞
　制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、スイッチング素子ＡＬ＝ＢＬ＝ＸＬ＝ＹＬ＝ＯＦＦにする。これにより、電圧ＶＴ１は正から負の極性に反転する。
　＜循環期間ＴＥ３＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＮ，ＢＬ＝ＹＬ＝ＯＦＦにする。これにより、反転期間ＴＦ１が終了する。また、コンバータ部７は、循環モードを継続しているので、循環期間ＴＥ３に戻る。
　＜回生期間ＴＤ２＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＷＬのＯＮのタイミングが到来したので、スイッチング素子ＷＬをＯＮする。これにより、スイッチング素子ＵＬ，ＶＬ，ＷＬの全てがＯＦＦでなくなったので、コンバータ部７は循環モードでなくなる。
　その後、制御部１３は、デューティ比に応じてスイッチング素子ＵＬ，ＷＬを順次ＯＮする。スイッチング素子ＵＬ，ＶＬ，ＷＬのＯＦＦに応答して電流ＩＬｕ，ＩＬｖ，ＩＬｗが変化する。
　＜循環期間ＴＥ２＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＶＬ＝ＯＮにする。これにより、スイッチング素子ＵＬ，ＶＬ，ＷＬの全てがＯＮになったので、コンバータ部７は、循環モードになる。
　＜反転期間ＴＦ２＞
　制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、スイッチング素子ＡＬ＝ＢＬ＝ＸＬ＝ＹＬ＝ＯＦＦにする。これにより、電圧ＶＴ１は負から正の極性に反転する。
　＜循環期間ＴＥ４＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ＝ＸＬ＝ＯＦＦ，ＢＬ＝ＹＬ＝ＯＮにする。これにより、反転期間ＴＦ２が終了する。また、コンバータ部７は、循環モードを継続しているので、循環期間ＴＥ４に戻る。
　このように、電力変換システム１Ｉは、回生期間ＴＤ１、循環期間ＴＥ１、反転期間ＴＦ１、循環期間ＴＥ３、回生期間ＴＤ２、循環期間ＴＥ２、反転期間ＴＦ２、循環期間ＴＥ４をサイクリックに繰り返し、コンバータモードを実行する。また、電力変換システム１Ｉは、コンバータ部７が循環モードにあるときに反転期間ＴＦ１，ＴＦ２を設けているので、反転動作を安定的に行うことができる。また、端子Ｐ３及び端子Ｎ３間の電圧をほぼ一定の電圧に保つことができるため、端子Ｐ３及び端子Ｎ３間の電圧を直流電圧と見なすことができ、コンバータ部７に従来のＰＷＭ制御を適用することで、三相インバータ動作も可能となる。
　また、電力変換システム１Ｉは、実施の形態１で示したコンバータ部７を単相インバータで構成した場合と同様、電流ＩＬが想定とは異なる極性となったとしても、インバータモードとコンバータモードとを連続に切り替えることができ、ＵＰＳなどの自立運転にも対応ができる。
　（実施の形態１１）
　実施の形態１１は、実施の形態１～１０において、スナバ回路６０の構成が異なる。図４６は、実施の形態１と同じスナバ回路６０の回路構成と、電圧「Ｐ３－Ｎ３」の波形図とを示す。図４７は、実施の形態１１の第１態様のスナバ回路６０Ａの回路構成と、電圧「Ｐ３－Ｎ３」及び電圧Ｖｃｌｐ１の波形図とを示す。図４８は、実施の形態１１の第２態様のスナバ回路６０Ｂの回路構成と、電圧「Ｐ３－Ｎ３」及び電圧Ｖｃｌｐ２の波形図とを示す。図４９は、実施の形態１１の第３態様のスナバ回路６０Ｃの回路構成と、電圧「Ｐ３－Ｎ３」及び電圧Ｖｃｌｐ１，Ｖｃｌｐ２の波形図とを示す。
　図４６に示すように、抵抗６１及びコンデンサ６２からなるＣＲスナバ回路でスナバ回路６０を構成した場合、コンデンサ６２を大きくすれば電圧「Ｐ３－Ｎ３」のリンギングを低減できるが、抵抗６１の損失が増加する。図４６の例では、電圧「Ｐ３－Ｎ３」は、定常電圧が３５０Ｖであり、上側のピークが４２８Ｖ、下側のピークが２９３Ｖの範囲でリンギングが発生している。
　そこで、実施の形態１１は、コンデンサ、抵抗、及びダイオードを含むＣＲＤスナバ回路を用いてスナバ回路６０Ａ～６０Ｃを構成する。
　図４７に示すスナバ回路６０Ａは、抵抗６１及びコンデンサ６２に加えて、ダイオード６３、コンデンサ６４、及び抵抗６５を含む。ダイオード６３はアノードが端子Ｐ３に接続され、カソードがコンデンサ６４を介して端子Ｎ３に接続されている。抵抗６５はダイオード６３と並列接続されている。
　コンデンサ６４は、ダイオード６３及びコンデンサ６４の接続点に、電圧「Ｐ３－Ｎ３」の定常電圧（３５０Ｖ）よりも高い直流電圧（電圧Ｖｃｌｐ１）を生成する。また、コンデンサ６４は、リンギングの発生時に電荷を蓄積することで、リンギングを吸収する。ダイオード６３は電圧Ｖｃｌｐ１をクランプするためのクランプダイオードである。抵抗６５は、電圧Ｖｃｌｐ１を所望の電圧に低下させるための放電抵抗である。
　スナバ回路６０Ａは、リンギングにより、端子Ｐ３の電圧が電圧Ｖｃｌｐ１より高くなるとダイオード６３がＯＮし、コンデンサ６４に電流を流し、リンギングを吸収する。これにより、スナバ回路６０Ａは、低損失で電圧「Ｐ３－Ｎ３」の上側のリンギングを抑制できる。図４７の例では、電圧「Ｐ３－Ｎ３」のリンギングは上側のピークが３６８Ｖに抑制されており、スナバ回路６０に対して上側のリンギングが抑制されている。
　スナバ回路６０Ｂでは、スナバ回路６０Ａと同様、ダイオード６７、コンデンサ６９、及び抵抗６８を備えているが、ダイオード６７がダイオード６３に対して逆方向に接続されている。すなわち、ダイオード６７は、カソードが端子Ｐ３に接続され、アノードがコンデンサ６９を介して端子Ｎ３に接続されている。
　スナバ回路６０Ｂでは、コンデンサ６９は、電圧「Ｐ３－Ｎ３」の定常電圧（３５０Ｖ）よりも低い直流電圧である電圧Ｖｃｌｐ２を生成する。また、コンデンサ６９は、リンギングの発生時に電荷を放電することで、リンギングを吸収する。ダイオード６７は電圧Ｖｃｌｐ２をクランプするクランプダイオードである。抵抗６８は電圧Ｖｃｌｐ２を所望の電圧に低下させるための抵抗である。
　スナバ回路６０Ｂは、リンギングにより、端子Ｐ３の電圧が電圧Ｖｃｌｐ２より低くなるとダイオード６７がＯＮし、コンデンサ６９に電流を流し、リンギングを吸収する。
　これにより、スナバ回路６０Ｂは、低損失で電圧「Ｐ３－Ｎ３」の下側のリンギングを抑制することができる。図４８の例では、電圧「Ｐ３－Ｎ３」のリンギングは下側のピークが３３２Ｖに抑制されており、スナバ回路６０に比べて下側のリンギングを抑制する効果が高い。
　スナバ回路６０Ｃは、スナバ回路６０，６０Ａ，６０Ｂを組み合わせた構成を有する。スナバ回路６０Ｃでは、スナバ回路６０Ａ，６０Ｂを備えているので、電圧「Ｐ３－Ｎ３」のリンギングは、上側のピークが３６８Ｖに抑制され、下側のピークが３３２Ｖに抑制されており、スナバ回路６０に対して上側及び下側ともリンギングの抑制効果が高い。
　なお、スナバ回路６０Ａ～６０Ｃにおいて、抵抗６１，６３，Ｒ３は、それぞれ、例えば、６．４Ω，１８０Ω，３３０Ωが採用されている。また、コンデンサ６２，６４，６９は、それぞれ、例えば、１０ｎＦ，１μＦ，１μＦが採用されている。また、スナバ回路６０Ａ～６０Ｃにおいて、抵抗６１及びコンデンサ６２は、電圧Ｖｃｐｌ１以下、電圧Ｖｃｐｌ２以上の範囲でのリンギングを除去するように機能する。また、スナバ回路６０Ａ～６０Ｃにおいて、抵抗６１及びコンデンサ６２は省かれても良い。
　以上、実施の形態１１によれば、低損失でありながら、リンギングの抑制効果の高い電力変換システムを提供できる。
　（実施の形態１２）
　図５０は、実施の形態１２に係る電力変換システム１Ｊの回路図である。電力変換システム１Ｊは、直流電源１７と直流機器２８との間で双方向に電力を変換して伝達する電力変換システムである。
　電力変換システム１Ｊは、接続部３（第１外部接続部の一例）、コンデンサ４、トランス回路部５、接続部６、ＤＣＤＣコンバータ７（第３コンバータ部の一例）、及び接続部１５（第２外部接続部の一例）を備えるパワーコンディショナである。接続部３は、端子Ｐ２（第１外部接続端子の一例）と、端子Ｎ２（第２外部接続端子の一例）とを含む。
　接続部３は、直流電源１７及び直流機器２８の一方（第１接続対象の一例）が接続される。接続部１５は、直流機器２８及び直流電源１７の他方（第２接続対象の一例）が接続される。すなわち、接続部３に直流電源１７が接続されている場合、接続部１５には直流機器２８が接続され、接続部３に直流機器２８が接続されている場合、接続部１５には直流電源１７が接続される。
　トランス回路部５は、コンバータ部５１（第１コンバータ部の一例）、コンバータ部５２（第２コンバータ部の一例）、及びトランス５３を含む。接続部６は、端子Ｐ３（第１接続端子の一例）と、端子Ｎ３（第２接続端子の一例）と、スナバ回路６０とを含む。スナバ回路６０は、抵抗６１及びコンデンサ６２を含む。ＤＣＤＣコンバータ７は、双方向チョッパ回路で構成されている。接続部１５は、端子Ｕ２（第３外部接続端子の一例）と端子Ｗ２（第４外部接続端子の一例）とを含む。端子Ｕ２はコイル７１と接続され、端子Ｗ２は端子Ｎ３と接続されている。
　直流電源１７は、例えば、蓄電池、太陽電池、燃料電池などで構成される。直流電源１７は、接続部３に接続される場合、正極が端子Ｐ２と接続され、負極が端子Ｎ２と接続される。以下、接続するとは電気的に接続することを意味する。直流電源１７は、接続部３に接続される場合、直流電源１７の電力は、端子Ｐ２及び端子Ｎ２を介して、トランス回路部５に供給される。
　一方、直流電源１７は、接続部１５に接続される場合、正極が端子Ｕ２に接続され、負極が端子Ｗ２に接続される。直流電源１７は、接続部１５に接続される場合、直流電源１７の電力は、端子Ｕ２及び端子Ｗ２を介して、トランス回路部５に供給される。
　コンデンサ４は、端子Ｐ２及び端子Ｎ２間に接続された電解コンデンサであり、端子Ｐ２及び端子Ｎ２間の電圧を安定化させる。
　トランス５３は、高周波トランスであり、互いに磁気的に結合された一次巻線５３１と、二次巻線５３２とを含む。一次巻線５３１はコイルＬ１１を含む。一次巻線５３１は端子Ｔ１（第１巻線端子の一例）と端子Ｔ２（第２巻線端子の一例）とを含む。
　二次巻線５３２はコイルＬ１２を含む。二次巻線５３２は端子Ｔ３（第３巻線端子の一例）と端子Ｔ４（第４巻線端子の一例）とを含む。
　コイルＬ１１，Ｌ１２は、それぞれ、端子Ｔ２，Ｔ３の極性が同じになるように磁気結合されている。また、コイルＬ１１，Ｌ１２の巻数比は１：１であるとして説明する。但し、これは一例であり、コイルＬ１１，Ｌ１２の巻数比は１：１とは異なる巻数比が採用されてもよい。
　コンバータ部５１は、直流電源１７から供給される直流電圧を例えば２０ｋＨｚの矩形波状の高周波の交流電圧に変換し、一次巻線５３１及び二次巻線５３２に供給する高周波インバータである。コンバータ部５１は、４個のスイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬと、４個のダイオードＤＡＨ，ＤＡＬ，ＤＢＨ，ＤＢＬと、４個のコンデンサＣＡＨ，ＣＡＬ，ＣＢＨ，ＣＢＬとを備える。
　スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬは、例えば、ｎ型の電界効果トランジスタで構成されている。スイッチング素子ＡＨ（第３スイッチング素子の一例）は、ドレインが端子Ｐ２と接続され、ソースが端子Ｔ２と接続されている。スイッチング素子ＡＬ（第４スイッチング素子の一例）は、ドレインが端子Ｔ２と接続され、ソースが端子Ｎ２と接続されている。スイッチング素子ＢＨ（第１スイッチング素子の一例）は、ドレインが端子Ｐ２と接続され、ソースが端子Ｔ１と接続されている。スイッチング素子ＢＬ（第２スイッチング素子の一例）はドレインが端子Ｔ１と接続され、ソースが端子Ｎ２と接続されている。すなわち、コンバータ部５１は、４個のスイッチング素子がフルブリッジ接続されたフルブリッジ型（ＦＢ型）の回路で構成されている。
　ダイオードＤＡＨ，ＤＡＬ，ＤＢＨ，ＤＢＬは、それぞれ、アノードがスイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬのソースに接続され、カソードがスイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬのドレインに接続されている。
　ダイオードＤＡＨ，ＤＡＬ，ＤＢＨ，ＤＢＬは、それぞれ、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬのボディダイオードであってもよいし、外付けのダイオードであってもよい。更にこの場合、ダイオードＤＡＨは、スイッチング素子ＡＨがオンされているときにスイッチング素子ＡＨに流れる電流と逆向きの電流が流れるように、エミッタ及びコレクタにわたって接続される。このことは、ダイオードＤＡＬ，ＤＢＨ，ＤＢＬも同じである。
　コンデンサＣＡＨ，ＣＡＬ，ＣＢＨ，ＣＢＬは、それぞれ、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬのソース及びドレイン間に接続されている。コンデンサＣＡＨ，ＣＡＬ，ＣＢＨ，ＣＢＬは、一次巻線５３１と共振することで、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬのソフトスイッチングを実現する。なお、コンデンサＣＡＨ，ＣＢＨと、コンデンサＣＡＬ，ＣＢＬとは、それぞれ、端子Ｔ１，Ｔ２間に接続されてもよい。また、コンデンサＣＡＬ，ＣＢＬのみ設けられてもよいし、コンデンサＣＡＨ，ＣＢＨのみ設けられてもよい。
　コンバータ部５２は、二次巻線５３２に交互に供給される正及び負の極性を持つ矩形波状の交流電圧を、正の極性を持つ電圧に変換し、端子Ｐ３及び端子Ｎ３間に供給する。コンバータ部５２は、４個のスイッチング素子ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬと、４個のダイオードＤＸＨ，ＤＸＬ，ＤＹＨ，ＤＹＬとを備える。
　スイッチング素子ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬは、例えば、ｎ型の電界効果トランジスタで構成されている。スイッチング素子ＸＨ（第５スイッチング素子の一例）は、ドレインが端子Ｐ３と接続され、ソースが端子Ｔ３と接続されている。スイッチング素子ＸＬ（第６スイッチング素子の一例）はドレインが端子Ｔ３と接続され、ソースが端子Ｎ３と接続されている。スイッチング素子ＹＨ（第７スイッチング素子の一例）は、ドレインが端子Ｐ３と接続され、ソースが端子Ｔ４と接続されている。スイッチング素子ＹＬ（第８スイッチング素子の一例）は、ドレインが端子Ｔ４と接続され、ソースが端子Ｎ３と接続されている。すなわち、コンバータ部５２は、４個のスイッチング素子がフルブリッジ接続されたフルブリッジ型（ＦＢ型）の回路で構成されている。
　ダイオードＤＸＨ，ＤＸＬ，ＤＹＨ，ＤＹＬは、それぞれ、アノードがスイッチング素子ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬのソースに接続され、カソードがスイッチング素子ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬのドレインに接続されている。
　スイッチング素子ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬは、それぞれ、電界効果型トランジスタに代えて、例えばｎｐｎ型の絶縁ゲートバイポーラトランジスタで構成されてもよい。この場合、ダイオードＤＸＨ，ＤＸＬ，ＤＹＨ，ＤＹＬは還流ダイオードとして設けられる。更にこの場合、ダイオードＤＸＨは、スイッチング素子ＸＨがオンされているときにスイッチング素子ＸＨに流れる電流と逆向きの電流が流れるように、エミッタ及びコレクタにわたって接続される。このことは、ダイオードＤＸＬ，ＤＹＨ，ＤＹＬも同じである。
　制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＹＬをＯＮしているときにスイッチング素子ＡＬ，ＢＨ，ＸＬ，ＹＨをＯＦＦし、スイッチング素子ＡＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＹＬをＯＦＦしているときにスイッチング素子ＡＬ，ＢＨ，ＸＬ，ＹＨをＯＮする。ここで、制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬを同じデューティ比で制御する。なお、図５１の例では、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬのデューティ比は、実質的に５０％である。実質的に５０％とは、５０％のデューティ比からデッドタイム（スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬが全てＯＦＦする反転期間）を差し引いたデューティ比である。
　ＤＣＤＣコンバータ７は、スイッチング素子ＵＨ（第９スイッチング素子の一例）と、スイッチング素子ＵＬ（第１０スイッチング素子の一例）と、２つのダイオードＤ１，Ｄ２と、コイル７１と、コンデンサ７２とを含む。
　ＤＣＤＣコンバータ７は、後述の第１伝達モードにおいては、端子Ｐ３及び端子Ｎ３間に供給される正の電圧を、例えば降圧して接続部１５に供給する。また、ＤＣＤＣコンバータ７は、後述の第２伝達モードにおいては、接続部１５から供給される直流電圧を、例えば、昇圧して端子Ｐ３及び端子Ｎ３間に供給する。
　コイル７１は、端子Ｕ２及び端子Ｕ１間に接続されている。コンデンサ７２は、端子Ｕ２及び端子Ｗ２間に接続されている。なお、コンデンサ７２は直流機器２８又は直流電源１７が備えていても良い。
　スイッチング素子ＵＨ，ＵＬは、それぞれ、ｎ型の電界効果型トランジスタで構成されている。スイッチング素子ＵＨは、ドレインが端子Ｐ３と接続され、ソースが端子Ｕ１と接続されている。スイッチング素子ＵＬはドレインが端子Ｕ１に接続され、ソースが端子Ｎ３に接続されている。
　ダイオードＤ１，Ｄ２は、それぞれ、アノードがスイッチング素子ＵＨ，ＵＬのソースに接続され、カソードがスイッチング素子ＵＨ，ＵＬのドレインに接続されている。
　スイッチング素子ＵＨ，ＵＬは、それぞれ、電界効果型トランジスタに代えて、例えばｎｐｎ型の絶縁ゲートバイポーラトランジスタで構成されてもよい。この場合、ダイオードＤ１，Ｄ２は還流ダイオードとして設けられる。更にこの場合、ダイオードＤ１は、スイッチング素子ＵＨがオンされているときにスイッチング素子ＵＨに流れる電流と逆向きの電流が流れるように、エミッタ及びコレクタにわたって接続される。このことは、ダイオードＤ２も同じである。
　制御部１３は、スイッチング素子ＵＨとスイッチング素子ＵＬとを相補的にＯＮ又はＯＦＦすることによって、直流機器２８が接続部１５に接続される場合、端子Ｕ２，Ｗ２から出力若しくは入力される直流電圧である電圧Ｖｏｕｔと、端子Ｐ２を流れる電流Ｉｂｕｓとの少なくとも一方の大きさを制御する。詳しくは、後で説明する。
　直流機器２８は、例えば、直流電力で駆動する電気機器又は直流電源１７を充電する充電器で構成される。直流機器２８は、接続部１５に接続される場合、正極が端子Ｕ２に接続され、負極が端子Ｗ２に接続される。一方、直流機器２８は、接続部３に接続される場合、正極が端子Ｐ２に接続され、負極が端子Ｎ２に接続される。
　制御部１３は、例えば、ＣＰＵ、ＦＰＧＡ、又はＡＳＩＣ等で構成され、コンバータ部５１，５２及びＤＣＤＣコンバータ７を制御する。
　制御部１３は、一次巻線５３１及び二次巻線５３２に高周波の交流電圧が供給されるようにコンバータ部５１を制御し、且つ、端子Ｐ３及び端子Ｎ３間に正の極性を持つ電圧が供給されるようにコンバータ部５２を制御する。
　制御部１３は、一次巻線５３１の電圧の極性が反転する反転期間を含む第１期間において、トランス回路部５及びＤＣＤＣコンバータ７間で電力の伝達が行わないようにＤＣＤＣコンバータ７を制御する。制御部１３は、第１期間とは異なる第２期間において、トランス回路部５からＤＣＤＣコンバータ７に向かう第１方向又は第１方向とは逆の第２方向で電力の伝達が行われるようにＤＣＤＣコンバータ７を制御する。
　詳細には、制御部１３は、一次巻線５３１に供給される交流電圧の半周期（単位期間の一例）を構成する第１期間において、反転期間と後述の循環期間とを割り付け、第１期間とは異なる第２期間に後述の第１伝達期間又は第２伝達期間を割り付けるようにコンバータ部５１，５２及びＤＣＤＣコンバータ７を制御する。
　より詳細には、制御部１３は、目標とする値を持つ電圧Ｖｏｕｔ又は電流ＩｂｕｓにするためのＤＣＤＣコンバータ７のデューティ比を設定し、設定したデューティ比でスイッチング素子ＵＨ，ＵＬを制御する。
　次に、電力変換システム１Ｊの動作を説明する。
　電力変換システム１Ｊは、接続部３から接続部１５に直流電力を供給する第１伝達モード（降圧モード）と、接続部１５から接続部３に直流電力を供給する第２伝達モード（昇圧モード）とのいずれかで動作する。
　第１伝達モードは、端子Ｕ２及び端子Ｗ２間において、電流が流れる向きと同じ向きに電圧降下が発生するモード、すなわち、電圧Ｖｏｕｔと電流ＩＬとの極性が同じモードである。第２伝達モードは、端子Ｕ２及び端子Ｗ２間において、電流が流れる向きと逆の向きに電圧降下が発生するモード、すなわち、電圧Ｖｏｕｔと電流ＩＬとの極性が異なるモードである。
　＜タイミングチャート＞
　＜第１伝達モード＞
　次に、第１伝達モードにおける電力変換システム１Ｊのタイミングチャートについて説明する。図５１は第１伝達モードにおける電力変換システム１Ｊのタイミングチャートを示す図である。以下の説明では、接続部３に直流電源１７が接続され、接続部１５に直流機器２８が接続されているものとする。
　図５１において、（１）はスイッチング素子ＡＬ，ＡＨのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。なお、スイッチング素子ＢＨ，ＸＬ，ＹＨはスイッチング素子ＡＬと同一タイミングでＯＮ、ＯＦＦする。また、スイッチング素子ＢＬ，ＸＨ，ＹＬは、スイッチング素子ＡＨと同一タイミングでＯＮ、ＯＦＦする。
　（２）はスイッチング素子ＵＨ，ＵＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。（３）はコイル７１に流れる電流ＩＬと、コイルＬ１２に流れる電流ＩＬ３とを示す。（４）は端子Ｎ３を基準とする端子Ｐ３の電圧「Ｐ３－Ｎ３」と、端子Ｔ４を基準とするコイルＬ１２の電圧ＶＴ３とを示す。（５）は端子Ｗ２を基準とする端子Ｕ２の電圧Ｖｏｕｔを示す。以下、端子Ｎ２を基準とする端子Ｐ２の電圧を電圧ＶＥとして説明する。また、周期Ｔは、一次巻線５３１に供給される交流電圧の１周期を示す。
　以下、コンバータ部５１，５２に着目したシーケンスを期間ＳＴ１～ＳＴ４に示し、ＤＣＤＣコンバータ７に着目したシーケンスをＴＡ１，ＴＢ１，ＴＣ１，ＴＢ３，ＴＡ２，ＴＢ２，ＴＣ２，ＴＢ４の符号を付した期間に示す。
　＜期間ＳＴ１＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＹＬ＝ＯＮ、スイッチング素子ＡＬ，ＢＨ，ＸＬ，ＹＨ＝ＯＦＦにする。これにより、電圧ＶＴ１＝ＶＥ，ＶＴ３＝ＶＥとなる。
　＜期間ＳＴ２＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＦＦ、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＮにし、電流ＩＬを循環させた状態で、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬ＝ＯＦＦにする。これにより、コイルＬ１１の励磁電流とコンデンサＣＡＨ，ＣＡＬ，ＣＢＨ，ＣＢＬとの共振動作により、電圧ＶＴ１，ＶＴ３の極性が正から負に次第に反転され、ソフトスイッチングが実現される。この極性が反転する期間が反転期間である。
　＜期間ＳＴ３＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＹＬ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＡＬ，ＢＨ，ＸＬ，ＹＨ＝ＯＮにする。これにより、電圧ＶＴ１，ＶＴ３＝－ＶＥとなる。
　＜期間ＳＴ４＞
　期間ＳＴ２と同様、制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬ＝ＯＦＦにし、電圧ＶＴ１，ＶＴ３の極性を反転させる。
　以後、コンバータ部５１，５２は、期間ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３、ＳＴ４の動作を繰り返す。これにより、電圧「Ｐ３－Ｎ３」＝ＶＥが維持され、ＤＣＤＣコンバータ７に供給される。
　なお、ＤＣＤＣコンバータ７は、トランス５３を介して直流電源１７又は直流機器２８と接続されている。そのため、ＤＣＤＣコンバータ７は、トランス５３の漏れインダクタンスを介して直流電源１７又は直流機器２８と直接的に接続されているとみなすことができる。これにより、ＤＣＤＣコンバータ７のスイッチング時に、電力変換システム１Ｊ内でリンギングが生じる。これを防止するためにスナバ回路６０が設けられているが、電圧「Ｐ３－Ｎ３」の極性が反転すると、スナバ回路６０に流れる電流の向きも反転するので、コンデンサ６２を大容量化することができない。そのため、電圧「Ｐ３－Ｎ３」の極性が反転すると、リンギングを抑制することが困難である。
　一方、電力変換システム１Ｊは、電圧「Ｐ３－Ｎ３」の極性が反転しないので、コンデンサ６２の容量を、電圧「Ｐ３－Ｎ３」の極性が反転する場合に比べて大きくすることができる。そのため、電力変換システム１Ｊは、リンギングを抑制できる。
　＜第１伝達期間ＴＡ１＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＹＬ＝ＯＮ，ＡＬ，ＢＨ，ＸＬ，ＹＨ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＮ、ＵＬ＝ＯＦＦにする。これにより、電流ＩＬが伝達経路Ｋ１（図５０）を流れる第１伝達期間となる。第１伝達経路Ｋ１は、二次巻線５３２に電流が流れており、接続部３からＤＣＤＣコンバータ７へ電力が伝達されている。その結果、ＤＣＤＣコンバータ７は、第１伝達モードとなる。
　このとき、（３）を参照し、電流ＩＬは直線的に増大している。また、（３）を参照し、電流ＩＬ３は急激に減少した後、緩やかな傾きで減少している。
　＜循環期間ＴＢ１＞
　第１伝達期間ＴＡ１に続いて循環期間ＴＢ１が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＹＬ＝ＯＮ，ＡＬ，ＢＨ，ＸＬ，ＹＨ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＦＦ、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＮにする。これにより、電流ＩＬが循環経路Ｋ２（図５０）を流れる循環期間となる。循環経路Ｋ２は、ＤＣＤＣコンバータ７内で閉ループになっており、接続部３からＤＣＤＣコンバータ７への電力の伝達が遮断されている。その結果、ＤＣＤＣコンバータ７は循環モードになる。
　このとき、（３）を参照し、電流ＩＬが直線的に減少している。また、（３）を参照し、電流ＩＬ３は急激に増大した後、０で推移している。
　＜反転期間ＴＣ１＞
　循環期間ＴＢ１に続いて反転期間ＴＣ１が開始される。反転期間ＴＣ１は上述の期間ＳＴ２と同じである。制御部１３は、ＤＣＤＣコンバータ７を循環モードにした状態で、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬ＝ＯＦＦにする。
　＜循環期間ＴＢ３＞
　反転期間ＴＣ１に続いて循環期間ＴＢ３が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＦＦ，ＵＬ＝ＯＮの状態で（ＤＣＤＣコンバータ７を循環モードにした状態で）スイッチング素子ＡＬ，ＢＨ，ＸＬ，ＹＨ＝ＯＮにする。循環期間ＴＢ１、反転期間ＴＣ１、及び循環期間ＴＢ３にわたって、ＤＣＤＣコンバータ７は循環モードを継続し、接続部３からＤＣＤＣコンバータ７への電力の伝達が遮断されている。
　＜第１伝達期間ＴＡ２＞
　循環期間ＴＢ３に続いて第１伝達期間ＴＡ２が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＨ，ＸＬ，ＹＨ＝ＯＮ，ＡＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＹＬ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＯＦＦにする。これにより、ＤＣＤＣコンバータ７は第１伝達モードになる。
　このとき、（３）を参照し、電流ＩＬは直線的に増大している。また、（３）を参照し、電流ＩＬ３は急激に増大した後、緩やかな傾きで増大している。
　＜循環期間ＴＢ２＞
　第１伝達期間ＴＡ２に続いて循環期間ＴＢ２が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＨ，ＸＬ，ＹＨ＝ＯＮ，ＡＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＹＬ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＮ，ＵＨ＝ＯＦＦにし、ＤＣＤＣコンバータ７を循環モードにする。
　このとき、（３）を参照し、電流ＩＬは直線的に減少している。また、（３）を参照し、電流ＩＬ３は急激に減少した後、０で推移している。
　＜反転期間ＴＣ２＞
　循環期間ＴＢ２に続いて反転期間ＴＣ２が開始される。反転期間ＴＣ２は上述の期間ＳＴ４と同じである。制御部１３は、ＤＣＤＣコンバータ７を循環モードにした状態で、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬ＝ＯＦＦにする。
　＜循環期間ＴＢ４＞
　反転期間ＴＣ２に続いて循環期間ＴＢ４が開始される。制御部１３は、ＤＣＤＣコンバータ７を循環モードにした状態でスイッチング素子ＡＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＹＬ＝ＯＮにする。循環期間ＴＢ２、反転期間ＴＣ２、及び循環期間ＴＢ４にわたって、ＤＣＤＣコンバータ７は循環モードを継続し、接続部３からＤＣＤＣコンバータ７への電力の伝達が遮断されている。
　このように、電力変換システム１Ｊは、第１伝達期間ＴＡ１、循環期間ＴＢ１、反転期間ＴＣ１、循環期間ＴＢ３、第１伝達期間ＴＡ２、循環期間ＴＢ２、反転期間ＴＣ２、及び循環期間ＴＢ４をサイクリックに繰り返し、第１伝達モードを実行する。また、制御部１３は、周期Ｔの半周期を単位周期とし、単位周期における第１伝達期間ＴＡ１，ＴＡ２の割合をＤＣＤＣコンバータ７のデューティ比として設定することで、ＤＣＤＣコンバータ７から所望の値の電圧Ｖｏｕｔを出力する。（５）を参照し、電圧Ｖｏｕｔは約２４９Ｖから約２５１Ｖまでの範囲で若干のリプルが観測されているが、平均すると約２５０Ｖの値を持つことが分かる。したがって、接続部１５には、約２５０Ｖの直流電圧が供給されることになる。制御部１３は、このデューティ比を変更することで電圧Ｖｏｕｔの値を調節する。
　＜第２伝達モード＞
　図５２は第２伝達モードにおける電力変換システム１Ｊのタイミングチャートを示す図である。以下の説明では、接続部３に直流電源１７が接続され、接続部１５に直流機器２８が接続されているものとする。図５２において、（１）～（４）は図５１の（１）～（４）と同じであり、（５）は電圧Ｖｏｕｔを示す。なお、スイッチング素子ＢＨ，ＸＬ，ＹＨはスイッチング素子ＡＬと同一タイミングでＯＮ、ＯＦＦする。また、スイッチング素子ＢＬ，ＸＨ，ＹＬは、スイッチング素子ＡＨと同一タイミングでＯＮ、ＯＦＦする。
　以下、コンバータ部５１，５２に着目したシーケンスを期間ＳＴ１～ＳＴ４に示し、ＤＣＤＣコンバータ７に着目したシーケンスをＴＤ１，ＴＥ１，ＴＦ１，ＴＥ３，ＴＤ２，ＴＥ２，ＴＦ２，ＴＥ４の符号を付した期間に示す。
　＜期間ＳＴ１＞～＜期間ＳＴ４＞
　図５２において、＜期間ＳＴ１＞～＜期間ＳＴ４＞のシーケンスは、図５１の＜期間ＳＴ１＞～＜期間ＳＴ４＞と同じなので、説明を省く。
　＜第２伝達期間ＴＤ１＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＹＬ＝ＯＮ，ＡＬ，ＢＨ，ＸＬ，ＹＨ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＮ、ＵＬ＝ＯＦＦにする。これにより、電流ＩＬが伝達経路Ｋ３（図５０）を流れる第２伝達期間となる。伝達経路Ｋ３は、二次巻線５３２に電流が流れており、ＤＣＤＣコンバータ７から接続部３へ電力が伝達されている。その結果、ＤＣＤＣコンバータ７は、第２伝達モードとなる。
　このとき、（３）を参照し、電流ＩＬは直線的に増大している。また、（３）を参照し、電流ＩＬ３は急激に増大した後、緩やかな傾きで減少している。
　＜循環期間ＴＥ１＞
　第２伝達期間ＴＤ１に続いて循環期間ＴＥ１が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＹＬ＝ＯＮ，ＡＬ，ＢＨ，ＸＬ，ＹＨ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＦＦ、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＮにする。これにより、電流ＩＬが循環経路Ｋ４（図５０）を流れる循環期間となる。循環経路Ｋ４は、ＤＣＤＣコンバータ７内で閉ループになっており、ＤＣＤＣコンバータ７から接続部３への電力の伝達が遮断されている。その結果、ＤＣＤＣコンバータ７は循環モードになる。
　このとき、（３）を参照し、電流ＩＬは直線的に減少している。また、（３）を参照し、電流ＩＬ３は急激に減少した後、０で推移している。
　＜反転期間ＴＦ１＞
　循環期間ＴＥ１に続いて反転期間ＴＦ１が開始される。反転期間ＴＦ１は上述の期間ＳＴ２と同じである。制御部１３は、ＤＣＤＣコンバータ７を循環モードにした状態で、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬ＝ＯＦＦにする。
　＜循環期間ＴＥ３＞
　反転期間ＴＦ１に続いて循環期間ＴＥ３が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＦＦ，ＵＬ＝ＯＮの状態で（ＤＣＤＣコンバータ７を循環モードにした状態で）スイッチング素子ＡＬ，ＢＨ，ＸＬ，ＹＨ＝ＯＮにする。循環期間ＴＥ１、反転期間ＴＦ１、及び循環期間ＴＥ３にわたって、ＤＣＤＣコンバータ７は循環モードを継続し、ＤＣＤＣコンバータ７から接続部３への電力の伝達が遮断されている。
　＜第２伝達期間ＴＤ２＞
　循環期間ＴＥ３に続いて第２伝達期間ＴＤ２が開始される。（１）、（２）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＨ，ＸＬ，ＹＨ＝ＯＮ，ＡＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＹＬ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＯＦＦにする。これにより、ＤＣＤＣコンバータ７は第２伝達モードになる。
　このとき、（３）を参照し、電流ＩＬが直線的に増大している。また、（３）を参照し、電流ＩＬ１は急激に減少した後、緩やかな傾きで増大している。
　＜循環期間ＴＥ２＞
　第２伝達期間ＴＤ２に続いて循環期間ＴＥ２が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＨ，ＸＬ，ＹＨ＝ＯＮ，ＡＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＹＬ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＮ，ＵＨ＝ＯＦＦにし、ＤＣＤＣコンバータ７を循環モードにする。
　このとき、（３）を参照し、電流ＩＬは直線的に減少している。また、（３）を参照し、電流ＩＬ３は急激に増大した後、０で推移している。
　＜反転期間ＴＦ２＞
　循環期間ＴＥ２に続いて反転期間ＴＦ２が開始される。反転期間ＴＦ２は上述の期間ＳＴ４と同じである。制御部１３は、ＤＣＤＣコンバータ７を循環モードにした状態で、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬ＝ＯＦＦにする。
　＜循環期間ＴＥ４＞
　反転期間ＴＦ２に続いて循環期間ＴＥ４が開始される。制御部１３は、ＤＣＤＣコンバータ７を循環モードにした状態でスイッチング素子ＡＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＹＬ＝ＯＮにする。循環期間ＴＥ２、反転期間ＴＦ２、及び循環期間ＴＥ４にわたって、ＤＣＤＣコンバータ７は循環モードを継続し、ＤＣＤＣコンバータ７から接続部３への電力の伝達が遮断されている。
　このように、電力変換システム１Ｊは、第２伝達期間ＴＤ１、循環期間ＴＥ１、反転期間ＴＦ１、循環期間ＴＥ３、第２伝達期間ＴＤ２、循環期間ＴＥ２、反転期間ＴＦ２、及び循環期間ＴＥ４をサイクリックに繰り返し、第２伝達モードを実行する。また、制御部１３は、周期Ｔの半周期を単位周期とし、単位周期における第２伝達期間ＴＤ１，ＴＤ２の割合をＤＣＤＣコンバータ７のデューティ比として設定することで、接続部３に所望の値の電圧Ｖｂｕｓを出力する。（５）を参照し、電圧Ｖｂｕｓは約２５４．２Ｖから約２５４．６Ｖまでの範囲で若干のリプルが観測されているが、平均すると約２５４Ｖの値を持つことが分かる。したがって、接続部３には、約２５４Ｖの直流電圧が供給されることになる。制御部１３は、このデューティ比を変更することで電圧Ｖｂｕｓの値を調節する。
　図５１，図５２の波形図を比較すると、第１伝達モードと第２伝達モードとは、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬ，ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬを同一のシーケンスで駆動できることが分かる。
　例えば、電流ＩＬの極性の誤検出や外乱による電流ＩＬの乱れにより、電流ＩＬが想定する極性とは異なる極性を示すことがある。電力変換システム１Ｊは、第１伝達モード及び第２伝達モードとが同一シーケンスなので、両モードにおいて電流ＩＬは同一経路をたどることになる。その結果、電力変換システム１Ｊは、電流ＩＬが想定する極性と異なる極性を示したとしても、その影響を受けにくくなる。したがって、電力変換システム１Ｊは、電流ＩＬが想定する極性とは異なる極性を示したとしても、第１伝達モードと第２伝達モードとを連続的に切り替えることができる。その結果、ＵＰＳ（無停電電源装置）など自立運転にも適応できる。
　以上、電力変換システム１Ｊは、コイルＬ１１，Ｌ１２のそれぞれに正及び負の電圧が交互に印加されるようにコンバータ部５１を制御するが、電圧「Ｐ３－Ｎ３」が正となるようにコンバータ部５２を制御する。そのため、ＤＣＤＣコンバータ７には、極性が一定の電圧が入力される。その結果、ＤＣＤＣコンバータ７は、通常のＤＣＤＣコンバータで構成でき、通常の制御をそのまま適用できる。
　また、電力変換システム１Ｊは、第２期間（第１及び第２伝達期間）では、トランス５３の等価回路上、ＤＣＤＣコンバータ７はコンデンサ４（図５０）とトランス５３の漏れインダクタンスで直結される状態となる。
　電力変換システム１Ｊでは、この第２期間のみで一次側と二次側とで電力の伝達を行うため、電力の伝達を行うタイミングでは常にコンデンサ４とＤＣＤＣコンバータ７とが直結されることになる。
　そのため、端子Ｐ３及び端子Ｎ３間に、平滑用のコンデンサは不要となり、回路規模を小さくできる。
　また、リンギング対策として、スナバ回路６０を設ける際に、小さな容量のコンデンサで対応することが可能である。
　また、電力変換システム１Ｊは、ＤＣＤＣコンバータ７が循環モードに設定されている期間において、コイルＬ１１，Ｌ１２の極性を反転させる反転期間を設けている。そのため、電力変換システム１Ｊは、第２伝達モード及び第１伝達モードのいずれのモードで駆動している場合であっても、負荷電流によらず、励磁電流と共振用のコンデンサＣＡＨ，ＣＡＬ，ＣＢＨ，ＣＢＬとの共振動作により反転動作を行うことができる。その結果、電力変換システム１Ｊは、コイルＬ１１，Ｌ１２にかかる電圧の極性の反転を安定的に行うことができる。
　実施の形態１２では、コンバータ部５１，５２が共にフルブリッジ型（ＦＢ型）である場合を例として説明したが、コンバータ部５１，５２は、それぞれ、センタータップ型（ＣＮＴ型）であってもよいし、ハーフブリッジ型（ＨＢ型）であってもよい。すなわち、トランス回路部５は、これらの組み合わせにより構成されていればよい。
　また、スナバ回路６０の代わりに、図４７～図４９に示すスナバ回路６０Ａ～６０Ｃを適用してもよい。
　（実施の形態１３）
　図５３は、実施の形態１３に係る電力変換システム１Ｋの回路図である。電力変換システム１Ｋは、接続部３（第１外部接続部の一例）から接続部１５（第２外部接続部の一例）に向かう第１単方向に電力を変換して伝達する電力変換システムである。
　電力変換システム１Ｋは、接続部３、コンデンサ４、トランス回路部５、接続部６、コンバータ部７、及び接続部１５を備えるパワーコンディショナである。接続部３は、端子Ｐ２（第１外部接続端子の一例）と、端子Ｎ２（第２外部接続端子の一例）とを含む。
　トランス回路部５は、コンバータ部５１（第１コンバータ部の一例）、コンバータ部５２（第２コンバータ部の一例）、及びトランス５３を含む。接続部６は、端子Ｐ３（第１接続端子の一例）と、端子Ｎ３（第２接続端子の一例）と、スナバ回路６０とを含む。スナバ回路６０は、抵抗６１及びコンデンサ６２を含む。コンバータ部７（第３コンバータ部の一例）は、第１単方向に電力を伝達するチョッパ回路で構成されている。接続部１５は、端子Ｕ２（第３外部接続端子の一例）と端子Ｗ２（第４外部接続端子の一例）とを含む。端子Ｕ２はコイル７１と接続され、端子Ｗ２は端子Ｎ３と接続されている。
　直流電源１７（第１接続対象の一例）は、例えば、蓄電池、太陽電池、燃料電池などで構成される。直流電源１７の正極は端子Ｐ２と接続され、直流電源１７の負極は端子Ｎ２と接続される。以下、接続するとは電気的に接続することを意味する。直流電源１７の電力は、端子Ｐ２及び端子Ｎ２を介して、トランス回路部５に供給される。
　コンデンサ４は、端子Ｐ２及び端子Ｎ２間に接続された電解コンデンサであり、端子Ｐ２及び端子Ｎ２間の電圧を安定化させる。
　トランス５３は、高周波トランスであり、互いに磁気的に結合された一次巻線５３１と、二次巻線５３２とを含む。一次巻線５３１はコイルＬ１１を含む。一次巻線５３１は端子Ｔ１（第１巻線端子の一例）と端子Ｔ２（第２巻線端子の一例）とを含む。
　二次巻線５３２はコイルＬ１２を含む。二次巻線５３２は端子Ｔ３（第３巻線端子の一例）と端子Ｔ４（第４巻線端子の一例）とを含む。
　コイルＬ１１，Ｌ１２は、それぞれ、端子Ｔ２，Ｔ３の極性が同じになるように磁気結合されている。また、コイルＬ１１，Ｌ１２の巻数比は１：１であるとして説明する。但し、これは一例であり、コイルＬ１１，Ｌ１２の巻数比は１：１とは異なる巻数比が採用されてもよい。
　コンバータ部５１は、直流電源１７から供給される直流電圧を例えば２０ｋＨｚの矩形波状の高周波の交流電圧に変換し、一次巻線５３１及び二次巻線５３２に供給する高周波インバータである。コンバータ部５１は、４個のスイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬと、４個のダイオードＤＡＨ，ＤＡＬ，ＤＢＨ，ＤＢＬと、４個のコンデンサＣＡＨ，ＣＡＬ，ＣＢＨ，ＣＢＬとを備える。
　スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬは、例えば、ｎ型の電界効果トランジスタで構成されている。スイッチング素子ＡＨ（第３スイッチング素子の一例）は、ドレインが端子Ｐ２と接続され、ソースが端子Ｔ２と接続されている。スイッチング素子ＡＬ（第４スイッチング素子の一例）は、ドレインが端子Ｔ２と接続され、ソースが端子Ｎ２と接続されている。スイッチング素子ＢＨ（第１スイッチング素子の一例）は、ドレインが端子Ｐ２と接続され、ソースが端子Ｔ１と接続されている。スイッチング素子ＢＬ（第２スイッチング素子の一例）はドレインが端子Ｔ１と接続され、ソースが端子Ｎ２と接続されている。すなわち、コンバータ部５１は、４個のスイッチング素子がフルブリッジ接続されたフルブリッジ型（ＦＢ型）の回路で構成されている。
　ダイオードＤＡＨ，ＤＡＬ，ＤＢＨ，ＤＢＬは、それぞれ、アノードがスイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬのソースに接続され、カソードがスイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬのドレインに接続されている。
　ダイオードＤＡＨ，ＤＡＬ，ＤＢＨ，ＤＢＬは、それぞれ、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬのボディダイオードであってもよいし、外付けのダイオードであってもよい。更にこの場合、ダイオードＤＡＨは、スイッチング素子ＡＨがオンされているときにスイッチング素子ＡＨに流れる電流と逆向きの電流が流れるように、エミッタ及びコレクタにわたって接続される。このことは、ダイオードＤＡＬ，ＤＢＨ，ＤＢＬも同じである。
　コンデンサＣＡＨ，ＣＡＬ，ＣＢＨ，ＣＢＬは、それぞれ、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬのソース及びドレイン間に接続されている。コンデンサＣＡＨ，ＣＡＬ，ＣＢＨ，ＣＢＬは、一次巻線５３１と共振することで、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬのソフトスイッチングを実現する。なお、コンデンサＣＡＨ，ＣＢＨと、コンデンサＣＡＬ，ＣＢＬとは、それぞれ、端子Ｔ１，Ｔ２間に接続されてもよい。また、コンデンサＣＡＬ，ＣＢＬのみ設けられてもよいし、コンデンサＣＡＨ，ＣＢＨのみ設けられてもよい。
　コンバータ部５２は、二次巻線５３２に交互に供給される正及び負の極性を持つ矩形波状の交流電圧を、正の極性を持つ電圧に変換し、端子Ｐ３及び端子Ｎ３間に供給する。コンバータ部５２は、４個のダイオードＤＸＨ，ＤＸＬ，ＤＹＨ，ＤＹＬを備える。
　ダイオードＤＸＨ（第５スイッチング素子の一例）は、カソードが端子Ｐ３と接続され、アノードが端子Ｔ３と接続されている。ダイオードＤＸＬ（第６スイッチング素子の一例）は、カソードが端子Ｔ３と接続され、アノードが端子Ｎ３と接続されている。ダイオードＤＹＨ（第７スイッチング素子の一例）は、カソードが端子Ｐ３と接続され、アノードが端子Ｔ４と接続されている。ダイオードＤＹＬ（第８スイッチング素子の一例）は、カソードが端子Ｔ４と接続され、アノードが端子Ｎ３と接続されている。すなわち、コンバータ部５２は、４個のダイオードがフルブリッジ接続されたフルブリッジ型（ＦＢ型）の回路で構成されている。なお、コンバータ部５２は、２つのダイオードがハーフブリッジ接続されたハーフブリッジ型の回路で構成されていてもよい。
　制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ，ＢＬをＯＮしているときにスイッチング素子ＡＬ，ＢＨをＯＦＦし、スイッチング素子ＡＨ，ＢＬをＯＦＦしているときにスイッチング素子ＡＬ，ＢＨをＯＮする。ここで、制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬを同じデューティ比で制御する。なお、図５４の例では、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬのデューティ比は、実質的に５０％である。実質的に５０％とは、５０％のデューティ比からデッドタイム（スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬが全てＯＦＦする反転期間）を差し引いたデューティ比である。
　コンバータ部７は、スイッチング素子ＵＨ（第９スイッチング素子の一例）と、２つのダイオードＤ１，Ｄ２と、コイル７１と、コンデンサ７２とを含む。
　コンバータ部７は、端子Ｐ３及び端子Ｎ３間に供給される正の電圧を、例えば降圧して直流機器２８に供給する。
　コイル７１は、端子Ｕ２及び端子Ｕ１間に接続されている。コンデンサ７２は、端子Ｕ２及び端子Ｗ２間に接続されている。
　スイッチング素子ＵＨは、ｎ型の電界効果型トランジスタで構成されている。スイッチング素子ＵＨは、ドレインが端子Ｐ３と接続され、ソースが端子Ｕ１と接続されている。
　ダイオードＤ１は、カソードがスイッチング素子ＵＨのドレインに接続され、アノードがスイッチング素子ＵＨのソースに接続されている。ダイオードＤ２は、カソードが端子Ｕ１に接続され、アノードが端子Ｎ３に接続されている。
　スイッチング素子ＵＨは、電界効果型トランジスタに代えて、例えばｎｐｎ型の絶縁ゲートバイポーラトランジスタで構成されてもよい。この場合、ダイオードＤ１は還流ダイオードとして設けられる。更にこの場合、ダイオードＤ１は、スイッチング素子ＵＨがオンされているときにスイッチング素子ＵＨに流れる電流と逆向きの電流が流れるように、エミッタ及びコレクタにわたって接続される。
　制御部１３は、スイッチング素子ＵＨをＯＮ及びＯＦＦすることによって、端子Ｕ２，Ｗ２から出力される直流電圧である電圧Ｖｏｕｔと、端子Ｐ２に流れる電流Ｉｂｕｓとの少なくとも一方の大きさを制御する。詳しくは、後で説明する。
　直流機器２８（第２接続対象の一例）は、例えば、直流電力で駆動する電気機器、又は直流電源１７を充電する充電器で構成される。
　制御部１３は、例えば、ＣＰＵ、ＦＰＧＡ、又はＡＳＩＣ等で構成され、コンバータ部５１及びコンバータ部７を制御する。
　制御部１３は、一次巻線５３１及び二次巻線５３２に高周波の交流電圧が供給され、且つ、端子Ｐ３及び端子Ｎ３間に正の極性を持つ電圧が供給されるようにコンバータ部５１を制御する。
　制御部１３は、一次巻線５３１の電圧の極性が反転する反転期間を含む第１期間において、トランス回路部５及びコンバータ部７間で電力の伝達が行わないようにコンバータ部７を制御する。制御部１３は、第１期間とは異なる第２期間において、トランス回路部５からコンバータ部７に向かう第１単方向で電力の伝達が行われるようにコンバータ部７を制御する。
　詳細には、制御部１３は、一次巻線５３１に供給される交流電圧の半周期（単位期間の一例）を構成する第１期間において、反転期間と後述の循環期間とを割り付けるようにコンバータ部５１及びコンバータ部７を制御する。
　より詳細には、制御部１３は、目標とする値を持つ電圧Ｖｏｕｔ又は電流Ｉｂｕｓにするためのコンバータ部７のデューティ比を設定し、設定したデューティ比でスイッチング素子ＵＨを制御する。
　電力変換システム１Ｋは、端子Ｕ２及び端子Ｗ２間において、直流機器２８を介して電流が流れる向きと同じ向きに電圧降下が発生する、すなわち、電圧Ｖｏｕｔと電流ＩＬとの極性が同じになるように動作する。
　＜タイミングチャート＞
　次に、電力変換システム１Ｋのタイミングチャートについて説明する。図５４は電力変換システム１Ｋのタイミングチャートを示す図である。図５４において、（１）はスイッチング素子ＡＬ，ＡＨのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。なお、スイッチング素子ＢＨ，ＸＬはスイッチング素子ＡＬと同一タイミングでＯＮ、ＯＦＦする。また、スイッチング素子ＢＬ，ＸＨは、スイッチング素子ＡＨと同一タイミングでＯＮ、ＯＦＦする。
　（２）はスイッチング素子ＵＨのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。（３）はコイル７１に流れる電流ＩＬと、コイルＬ１２に流れる電流ＩＬ３とを示す。（４）は端子Ｎ３を基準とする端子Ｐ３の電圧「Ｐ３－Ｎ３」と、端子Ｔ４を基準とするコイルＬ１２の電圧ＶＴ３とを示す。（５）は端子Ｗ２を基準とする端子Ｕ２の電圧Ｖｏｕｔを示す。以下、端子Ｎ２を基準とする端子Ｐ２の電圧を電圧ＶＥとして説明する。また、周期Ｔは、一次巻線５３１に供給される交流電圧の１周期を示す。
　以下、コンバータ部５１，５２に着目したシーケンスを期間ＳＴ１～ＳＴ４に示し、コンバータ部７に着目したシーケンスをＴＡ１，ＴＢ１，ＴＣ１，ＴＢ３，ＴＡ２，ＴＢ２，ＴＣ２，ＴＢ４の符号を付した期間に示す。
　＜期間ＳＴ１＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ，ＢＬ＝ＯＮ、スイッチング素子ＡＬ，ＢＨ＝ＯＦＦにする。これにより、電圧ＶＴ１＝ＶＥ，ＶＴ３＝ＶＥとなる。このとき、ダイオードＤＸＨ，ＤＹＬ＝ＯＮ，ＤＸＬ，ＤＹＨ＝ＯＦＦになるので、電圧「Ｐ３－Ｎ３」＝ＶＥとなる。
　＜期間ＳＴ２＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＦＦにし、電流ＩＬを循環させた状態で、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬ＝ＯＦＦにする。これにより、コイルＬ１１の励磁電流とコンデンサＣＡＨ，ＣＡＬ，ＣＢＨ，ＣＢＬとの共振動作により、電圧ＶＴ１，ＶＴ３の極性が正から負に次第に反転され、ソフトスイッチングが実現される。この極性が反転する期間が反転期間である。
　＜期間ＳＴ３＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ，ＢＬ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＡＬ，ＢＨ＝ＯＮにする。これにより、電圧ＶＴ１，ＶＴ３＝－ＶＥとなる。このとき、ダイオードＤＸＨ，ＤＹＬ＝ＯＦＦ，ＤＸＬ，ＤＹＨ＝ＯＮになるので、電圧「Ｐ３－Ｎ３」＝ＶＥとなる。
　＜期間ＳＴ４＞
　期間ＳＴ２と同様、制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬ＝ＯＦＦにし、電圧ＶＴ１，ＶＴ３の極性を反転させる。
　以後、コンバータ部５１，５２は、期間ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３、ＳＴ４の動作を繰り返す。これにより、電圧「Ｐ３－Ｎ３」＝ＶＥが維持され、コンバータ部７に供給される。
　なお、コンバータ部７は、トランス５３を介して直流電源１７と接続されている。そのため、コンバータ部７は、トランス５３の漏れインダクタンスを介して直流電源１７と直接的に接続されているとみなすことができる。これにより、コンバータ部７のスイッチング時に、電力変換システム１Ｋ内でリンギングが生じる。これを防止するためにスナバ回路６０が設けられているが、電圧「Ｐ３－Ｎ３」の極性が反転すると、スナバ回路６０に流れる電流の向きも反転するので、コンデンサ６２を大容量化することができない。そのため、電圧「Ｐ３－Ｎ３」の極性が反転すると、リンギングを抑制することが困難である。
　一方、電力変換システム１Ｋは、電圧「Ｐ３－Ｎ３」の極性が反転しないので、コンデンサ６２の容量を、電圧「Ｐ３－Ｎ３」の極性が反転する場合に比べて大きくすることができる。そのため、電力変換システム１Ｋは、リンギングを抑制できる。
　＜第１伝達期間ＴＡ１＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ，ＢＬ＝ＯＮ，ＡＬ，ＢＨ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＮにする。これにより、電流ＩＬが第１伝達経路Ｋ１（図５３）を流れる第１伝達期間となる。第１伝達経路Ｋ１は、二次巻線５３２に電流が流れており、第１単方向に電力が伝達されている。その結果、コンバータ部７は、第１単方向に電力を伝達する第１伝達モードとなる。ここでは、接続部３には直流電源１７が接続され、接続部１５には直流機器２８が接続されているので、第１伝達期間は直流電源１７から直流機器２８に電力が伝達される期間になる。
　このとき、（３）を参照し、電流ＩＬは直線的に増大している。また、（３）を参照し、電流ＩＬ３は急激に減少した後、緩やかな傾きで減少している。
　＜循環期間ＴＢ１＞
　第１伝達期間ＴＡ１に続いて循環期間ＴＢ１が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ，ＢＬ＝ＯＮ，ＡＬ，ＢＨ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＦＦにする。これにより、電流ＩＬが循環経路Ｋ２（図５３）を流れる循環期間となる。循環経路Ｋ２は、コンバータ部７内で閉ループになっており、直流電源１７からコンバータ部７への電力の伝達が遮断されている。その結果、コンバータ部７は循環モードになる。
　このとき、（３）を参照し、電流ＩＬが直線的に減少している。また、（３）を参照し、電流ＩＬ３は急激に増大した後、０で推移している。
　＜反転期間ＴＣ１＞
　循環期間ＴＢ１に続いて反転期間ＴＣ１が開始される。反転期間ＴＣ１は上述の期間ＳＴ２と同じである。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬ＝ＯＦＦにする。
　＜循環期間ＴＢ３＞
　反転期間ＴＣ１に続いて循環期間ＴＢ３が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＦＦの状態で（コンバータ部７を循環モードにした状態で）スイッチング素子ＡＬ，ＢＨ＝ＯＮにする。循環期間ＴＢ１、反転期間ＴＣ１、及び循環期間ＴＢ３にわたって、コンバータ部７は循環モードを継続し、直流電源１７からコンバータ部７への電力の伝達が遮断されている。
　＜第１伝達期間ＴＡ２＞
　循環期間ＴＢ３に続いて第１伝達期間ＴＡ２が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＨ＝ＯＮ，ＡＨ，ＢＬ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＮにする。これにより、コンバータ部７は第１伝達モードになる。
　このとき、（３）を参照し、電流ＩＬは直線的に増大している。また、（３）を参照し、電流ＩＬ３は急激に増大した後、緩やかな傾きで増大している。
　＜循環期間ＴＢ２＞
　第１伝達期間ＴＡ２に続いて循環期間ＴＢ２が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＨ＝ＯＮ，ＡＨ，ＢＬ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を循環モードにする。
　このとき、（３）を参照し、電流ＩＬは直線的に減少している。また、（３）を参照し、電流ＩＬ３は急激に減少した後、０で推移している。
　＜反転期間ＴＣ２＞
　循環期間ＴＢ２に続いて反転期間ＴＣ２が開始される。反転期間ＴＣ２は上述の期間ＳＴ４と同じである。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬ＝ＯＦＦにする。
　＜循環期間ＴＢ４＞
　反転期間ＴＣ２に続いて循環期間ＴＢ４が開始される。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態でスイッチング素子ＡＨ，ＢＬ＝ＯＮにする。循環期間ＴＢ２、反転期間ＴＣ２、及び循環期間ＴＢ４にわたって、コンバータ部７は循環モードを継続し、直流電源１７からコンバータ部７への電力の伝達が遮断されている。
　このように、電力変換システム１Ｋは、第１伝達期間ＴＡ１、循環期間ＴＢ１、反転期間ＴＣ１、循環期間ＴＢ３、第１伝達期間ＴＡ２、循環期間ＴＢ２、反転期間ＴＣ２、及び循環期間ＴＢ４をサイクリックに繰り返し、直流機器２８に電力を供給する。また、制御部１３は、周期Ｔの半周期を単位周期とし、単位周期における第１伝達期間ＴＡ１，ＴＡ２の割合をコンバータ部７のデューティ比として設定することで、コンバータ部７から所望の値の電圧Ｖｏｕｔを出力する。（５）を参照し、電圧Ｖｏｕｔは約２４９Ｖから約２５０．７５Ｖまでの範囲で若干のリプルが観測されているが、平均すると約２５０Ｖの値を持つことが分かる。したがって、直流機器２８には、約２５０Ｖの直流電圧が供給されることになる。制御部１３は、このデューティ比を変更することで電圧Ｖｏｕｔの値を調節する。
　図５５は、図５４において反転期間ＴＣ１，ＴＣ２を拡大して示したタイミングチャートである。図５５において、（１）～（５）は図５４の（１）～（５）の反転期間ＴＣ２を拡大した図であり、（６）～（１０）は図５の（１）～（５）の反転期間ＴＣ１を拡大した図である。
　（１）を参照し、反転期間ＴＣ２において、スイッチング素子ＡＬ＝ＯＦＦからスイッチング素子ＡＨ＝ＯＮまでデッドタイムＴｄが設けられていることが分かる。デッドタイムＴｄは、例えば２μｓである。また、（２）を参照し、スイッチング素子ＡＨ＝ＯＮからスイッチング素子ＵＨ＝ＯＮまでデッドタイムＴａが設けられていることが分かる。デッドタイムＴａは、例えば０．５μｓである。これにより、スイッチング素子の保護が図られている。
　（４）を参照し、電圧ＶＴ３はデッドタイムＴｄにおいて負から正の極性に反転していることが分かる。
　（４）を参照し、全期間に亘って電圧「Ｐ３－Ｎ３」は一定の値を維持していることが分かる。
　（６）を参照し、反転期間ＴＣ１において、スイッチング素子ＡＨ＝ＯＦＦからスイッチング素子ＡＬ＝ＯＮまでデッドタイムＴｄが設けられていることが分かる。また、（７）を参照し、スイッチング素子ＡＬ＝ＯＮからスイッチング素子ＵＨ＝ＯＮまでデッドタイムＴａが設けられていることが分かる。（９）を参照し、電圧ＶＴ３はデッドタイムＴｄにおいて正から負の極性に反転していることが分かる。
　（９）を参照し、全期間に亘って電圧「Ｐ３－Ｎ３」は一定の値を維持していることが分かる。
　以上、電力変換システム１Ｋは、コイルＬ１１，Ｌ１２のそれぞれに正及び負の電圧が交互に印加され、且つ、電圧「Ｐ３－Ｎ３」が正となるようにコンバータ部５１を制御する。そのため、コンバータ部７には、極性が一定の電圧が入力される。その結果、コンバータ部７は、通常のチョッパ回路で構成でき、通常の制御をそのまま適用できる。
　また、電力変換システム１Ｋは、第２期間（第１伝達期間）では、トランス５３の等価回路上、コンバータ部７はコンデンサ４（図５３）とトランス５３の漏れインダクタンスで直結される状態となる。
　電力変換システム１Ｋでは、この第２期間のみで一次側と二次側とで電力の伝達を行うため、電力の伝達を行うタイミングでは常にコンデンサ４とコンバータ部７とが直結されることになる。
　そのため、端子Ｐ３及び端子Ｎ３間に、平滑用のコンデンサは不要となり、回路規模を小さくできる。
　また、リンギング対策として、スナバ回路６０を設ける際に、小さな容量のコンデンサで対応することが可能である。
　また、電力変換システム１Ｋは、コンバータ部７が循環モードに設定されている期間において、コイルＬ１１，Ｌ１２の極性を反転させる反転期間を設けている。そのため、電力変換システム１Ｋは、負荷電流によらず、励磁電流と共振用のコンデンサＣＡＨ，ＣＡＬ，ＣＢＨ，ＣＢＬとの共振動作により反転動作を行うことができる。その結果、電力変換システム１Ｋは、コイルＬ１１，Ｌ１２にかかる電圧の極性の反転を安定的に行うことができる。
　（実施の形態１４）
　図５６は、実施の形態１４に係る電力変換システム１Ｌの回路図である。実施の形態１４の電力変換システム１Ｌは、コンバータ部５１及び一次巻線５３１をセンタータップ型（ＣＮＴ型）の回路で構成し、コンバータ部５２及び二次巻線５３２をセンタータップ型（ＣＮＴ型）の回路で構成したことを特徴とする（ＣＮＴ－ＣＮＴ型）。以下、実施の形態１４において、実施の形態１３と同一構成は同一の符号を付して説明を省く。また、実施の形態１４に係る電力変換システム１Ｌも実施の形態１３と同様、第１単方向に電力を伝達する電力変換システムである。
　トランス５３は、センタータップ型の高周波トランスであり、互いに磁気的に結合された一次巻線５３１と、二次巻線５３２とを含む。一次巻線５３１は、センタータップＣＴ１（第１センタータップの一例）により分離される２つのコイルＬ１，Ｌ２を含む。
　センタータップＣＴ１は、端子Ｐ２と接続される。一次巻線５３１の一端である端子Ｔ１は、スイッチング素子ＢＬ（第１スイッチング素子の一例）に接続されている。一次巻線５３１の他端である端子Ｔ２（第２巻線端子の一例）は、スイッチング素子ＡＬ（第２スイッチング素子の一例）に接続されている。
　二次巻線５３２は、センタータップＣＴ２（第２センタータップの一例）により分離される２つのコイルＬ３，Ｌ４を含む。センタータップＣＴ２は、端子Ｐ３と接続されている。二次巻線５３２の一端である端子Ｔ３（第３巻線端子の一例）は、ダイオードＤＹＬ（第５スイッチング素子の一例）に接続されている。二次巻線５３２の他端である端子Ｔ４（第４巻線端子の一例）は、ダイオードＤＸＬ（第６スイッチング素子の一例）に接続されている。コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４は、それぞれ、センタータップＣＴ１，端子Ｔ２，センタータップＣＴ２，端子Ｔ４の極性が同じになるように磁気結合されている。
　以下、コイルＬ１～Ｌ４（高周波トランス）の巻数比は１：１：１：１であるとして説明する。但し、これは一例であり、コイルＬ１～Ｌ４の巻数比は１：１：１：１とは異なる巻数比が採用されてもよい。
　コンバータ部５１は、２個のスイッチング素子ＡＬ，ＢＬと、２個のダイオードＤＡＬ，ＤＢＬと、２個のコンデンサＣＡＬ，ＣＢＬとを備える。これらコンバータ部５１を構成する素子の接続関係は図５３の同一符号を付した素子と同じであるため、説明を省く。
　コンバータ部５２は、２個のダイオードＤＹＬ，ＤＸＬを備える。ダイオードＤＹＬは、カソードが端子Ｔ３と接続され、アノードが端子Ｎ３と接続されている。ダイオードＤＸＬはカソードが端子Ｔ４と接続され、アノードが端子Ｎ３と接続されている。
　次に、電力変換システム１Ｌのコンバータ部５１，５２の動作について説明する。下記に示す＜期間ＳＴ１＞～＜期間ＳＴ４＞は実施の形態１３で説明した＜期間ＳＴ１＞～＜期間ＳＴ４＞に対応している。以下の説明では、図５６に示す電圧ＶＴ１，ＶＴ２，ＶＴ３，ＶＴ４は、それぞれ、端子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４を基準とするコイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４の電圧である。なお、電力変換システム１Ｌにおいて、コンバータ部７の動作は実施の形態１３と同じであるため、説明を省く。
　＜期間ＳＴ１＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ＝ＯＮ、スイッチング素子ＡＬ＝ＯＦＦにする。これにより、ＶＴ１＝ＶＥ、ＶＴ２＝－ＶＥ、ＶＴ３＝ＶＥ，ＶＴ４＝－ＶＥとなる。
　このとき、端子Ｎ２を基準とする端子Ｔ１の電圧「Ｔ１－Ｎ２」＝０、端子Ｎ２を基準とする端子Ｔ２の電圧「Ｔ２－Ｎ２」＝２ＶＥとなる。また、ダイオードＤＹＬがＯＮし、ダイオードＤＸＬがＯＦＦになるので、端子Ｎ３を基準とする端子Ｔ３の電圧「Ｔ３－Ｎ３」＝０、端子Ｎ３を基準とする端子Ｔ４の電圧「Ｔ４－Ｎ３」＝２ＶＥとなる。よって、端子Ｎ３を基準とする端子Ｐ３の電圧「Ｐ３－Ｎ３」＝ＶＥになる。
　＜期間ＳＴ２＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＦＦにし、電流ＩＬを循環させた状態で、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ＝ＯＦＦにする。これにより、コイルＬ１の励磁電流とコンデンサＣＡＬ，ＣＢＬとの共振動作により、電圧ＶＴ１，ＶＴ３の極性が正から負に次第に反転され、電圧ＶＴ２，ＶＴ４の極性が負から正に次第に反転され、ソフトスイッチングが実現される。
　＜期間ＳＴ３＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＡＬ＝ＯＮにする。これにより、ＶＴ２＝ＶＥとなり、ＶＴ１＝－ＶＥ、ＶＴ３＝－ＶＥ、ＶＴ４＝ＶＥになる。
　このとき、ダイオードＤＸＬがＯＮし、ダイオードＤＹＬがＯＦＦになるので、電圧「Ｔ１－Ｎ２」＝２ＶＥ、電圧「Ｔ２－Ｎ２」＝０、電圧「Ｔ３－Ｎ３」＝２ＶＥ、電圧「Ｔ４－Ｎ３」＝０となる。よって、電圧「Ｐ３－Ｎ３」＝ＶＥになる。
　＜期間ＳＴ４＞
　期間ＳＴ２と同様、制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ＝ＯＦＦにし、電圧ＶＴ１～ＶＴ４の極性を反転させる。
　以後、コンバータ部５１，５２は、期間ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３、ＳＴ４の動作を繰り返す。これにより、電圧「Ｐ３－Ｎ３」＝ＶＥが維持され、コンバータ部７に供給される。
　以上、電力変換システム１Ｌは、ＣＮＴ－ＣＮＴ型の回路で構成した場合においても電力変換システム１Ｋと同じ効果が得られる。
　（実施の形態１５）
　図５７は、実施の形態１５に係る電力変換システム１Ｍの回路図である。実施の形態１５の電力変換システム１Ｍは、コンバータ部５１及び一次巻線５３１をハーフブリッジ型（ＨＢ型）の回路で構成し、コンバータ部５２及び二次巻線５３２をセンタータップ型（ＣＮＴ型）の回路で構成したことを特徴とする（ＨＢ－ＣＮＴ型）。以下、実施の形態１５において、実施の形態１３，１４と同一構成は同一の符号を付して説明を省く。また、実施の形態１５に係る電力変換システム１Ｍも実施の形態１３，１４と同様、第１単方向に電力を伝達する電力変換システムである。
　コンバータ部５１は、ハーフブリッジ接続された２つのスイッチング素子ＡＨ，ＡＬを備える。スイッチング素子ＡＨ（第１スイッチング素子の一例）はドレインが端子Ｐ２に接続され、ソースが端子Ｔ２に接続されている。スイッチング素子ＡＬ（第２スイッチング素子の一例）は、ドレインが端子Ｔ２に接続され、ソースが端子Ｎ２に接続されている。
　スイッチング素子ＡＨ，ＡＬには、それぞれ、アノードがソース、カソードがドレインに接続されるダイオードＤＡＨ，ＤＡＬが接続されている。コンデンサＣ＊１とコンデンサＣ＊２とは、直流電源１７の電圧ＶＥを分圧した直流電圧Ｖｍを生成するためのコンデンサである。コンデンサＣ＊１は端子Ｐ２と端子Ｔ１との間に接続され、コンデンサＣ＊２は端子Ｔ１と端子Ｎ２との間に接続されている。
　スイッチング素子ＡＨのドレイン、ソース間にコンデンサＣＡＨが接続され、スイッチング素子ＡＬのドレイン、ソース間にコンデンサＣＡＬが接続される。コンデンサＣＡＨ，ＣＡＬは、図５で示すコンデンサＣ１４と同じ機能を持ち、コイルＬ１１とで共振することで、コンバータ部５１をソフトスイッチングさせる。なお、コンデンサＣＡＨ，ＣＡＬは、それぞれ、端子Ｔ１と端子Ｔ２との間に接続されてもよい。
　実施の形態１５では、一次巻線５３１は、センタータップを備えていないので、コイルＬ１１のみで構成されている。コイルＬ１１は端子Ｔ２及び端子Ｔ１間に接続されている。コイルＬ１１，Ｌ３，Ｌ４は、端子Ｔ２、センタータップＣＴ２，端子Ｔ４が同じ極性になるように磁気結合されている。
　コンバータ部５２及び二次巻線５３２の構成は図５６と同じＣＮＴ型なので説明を省く。
　次に、電力変換システム１Ｍのコンバータ部５１，５２の動作について説明する。下記に示す＜期間ＳＴ１＞～＜期間ＳＴ４＞は実施の形態１３で説明した＜期間ＳＴ１＞～＜期間ＳＴ４＞に対応している。以下の説明では、図７に示す、電圧ＶＴ１，ＶＴ３，ＶＴ４は、それぞれ、端子Ｔ１，Ｔ３，Ｔ４を基準とするコイルＬ１１，Ｌ３，Ｌ４の電圧である。なお、電力変換システム１Ｍにおいて、コンバータ部７の動作は実施の形態１３と同じであるため、説明を省く。
　＜期間ＳＴ１＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ＝ＯＮ、スイッチング素子ＡＬ＝ＯＦＦにする。このとき、ダイオードＤＹＬ＝ＯＮ，ＤＸＬ＝ＯＦＦになる。これにより、ＶＴ１＝ＶＥ、ＶＴ３＝ＶＥ，ＶＴ４＝－ＶＥとなる。よって、端子Ｎ３を基準とする端子Ｐ３の電圧「Ｐ３－Ｎ３」＝ＶＥになる。
　＜期間ＳＴ２＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＯＦＦにし、電流ＩＬを循環させた状態で、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ＝ＯＦＦにする。これにより、コイルＬ１１の励磁電流とコンデンサＣＡＨ，ＣＡＬとの共振動作により、電圧ＶＴ１，ＶＴ３の極性が正から負に次第に反転され、ソフトスイッチングが実現される。
　＜期間ＳＴ３＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＡＬ＝ＯＮにする。このとき、ダイオードＤＹＬ＝ＯＦＦ，ＤＸＬ＝ＯＮになる。これにより、ＶＴ１＝－ＶＥ、ＶＴ３＝－ＶＥ、ＶＴ４＝ＶＥになる。よって、端子Ｎ３を基準とする端子Ｐ３の電圧「Ｐ３－Ｎ３」＝ＶＥになる。
　＜期間ＳＴ４＞
　期間ＳＴ２と同様、制御部１３は、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ＝ＯＦＦにし、電圧ＶＴ１，ＶＴ３，ＶＴ４の極性を反転させる。
　以後、コンバータ部５１，５２は、期間ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３、ＳＴ４の動作を繰り返す。これにより、電圧「Ｐ３－Ｎ３」＝ＶＥが維持され、コンバータ部７に供給される。
　以上、電力変換システム１Ｍは、ＨＢ－ＣＮＴ型の回路で構成した場合においても電力変換システム１Ｋと同じ効果が得られる。
　実施の形態１３では、コンバータ部５１，５２が共にフルブリッジ型（ＦＢ型）であり、実施の形態１４では、コンバータ部５１，５２が共にセンタータップ型（ＣＮＴ型）であり、実施の形態１５では、コンバータ部５１がハーフブリッジ型（ＨＢ型）、コンバータ部５２がセンタータップ型である場合を例として説明したが、コンバータ部５１，５２の組み合わせは上記の組み合わせに限定されない。例えば、コンバータ部５１がセンタータップ型、コンバータ部５２がフルブリッジ型であってもよいし、コンバータ部５１，５２が共にハーフブリッジ型であってもよい。
　また、スナバ回路６０の代わりに、図４７～図４９に示すスナバ回路６０Ａ～６０Ｃを適用してもよい。
　（実施の形態１６）
　図５８は、実施の形態１６に係る電力変換システム１Ｎの回路図である。実施の形態１６の電力変換システム１Ｎは、コンバータ部７を単相インバータで構成したことを特徴とする。本実施の形態において、コンバータ部５１，５２は、それぞれ、図５６と同様、ＣＮＴ型であるので詳細な説明は省略する。
　コンバータ部７及び接続部１５間にはフィルタ回路９が設けられている。フィルタ回路９は、一対のコイル９１，９２及びコンデンサ９３を含む。
　コンバータ部７は、端子Ｐ３及び端子Ｎ３間に供給される正の電圧から例えば、周波数が５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの商用の交流電圧を生成する単相インバータである。コンバータ部７は、スイッチング素子ＵＨ（第９スイッチング素子の一例）と、スイッチング素子ＵＬ（第１０スイッチング素子の一例）と、スイッチング素子ＷＨ（第１１スイッチング素子の一例）と、スイッチング素子ＷＬ（第１２スイッチング素子の一例）と、４つのダイオードＤ１～Ｄ４と、端子Ｕ１と、端子Ｗ１とを含み、スイッチング素子、ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬがフルブリッジ接続された単相インバータである。
　スイッチング素子ＵＨ～ＷＬは、それぞれ、ｎ型の電界効果型トランジスタで構成されている。スイッチング素子ＵＨは、ドレインが端子Ｐ３と接続され、ソースが端子Ｕ１と接続されている。スイッチング素子ＷＨはドレインが端子Ｐ３と接続され、ソースが端子Ｗ１と接続されている。
　スイッチング素子ＵＬはドレインが端子Ｕ１に接続され、ソースが端子Ｎ３に接続されている。スイッチング素子ＷＬはドレインが端子Ｗ１に接続され、ソースが端子Ｎ３に接続されている。
　ダイオードＤ１～Ｄ４は、それぞれ、アノードがソースに接続され、カソードがドレインに接続されるようにスイッチング素子ＵＨ～ＷＬと接続されている。
　スイッチング素子ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬは、それぞれ、電界効果型トランジスタに代えて、例えばｎｐｎ型の絶縁ゲートバイポーラトランジスタで構成されてもよい。この場合、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４は還流ダイオードとして設けられる。更にこの場合、ダイオードＤ１は、スイッチング素子ＵＨがオンされているときにスイッチング素子ＵＨに流れる電流と逆向きの電流が流れるように、エミッタ及びコレクタにわたって接続される。このことは、ダイオードＤ２，Ｄ３，Ｄ４も同じである。
　制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ～ＷＬをＯＮ又はＯＦＦすることによって、端子Ｕ２，Ｗ２における電圧Ｖｏｕｔまたは端子Ｐ２を流れる電流Ｉｂｕｓの少なくとも一方の振幅を制御する。詳しくは、後で説明する。
　コイル９１は、端子Ｕ１及び端子Ｕ２間に接続され、コイル９２は、端子Ｗ１及び端子Ｗ２間に接続される。コンデンサ９３は端子Ｕ２及び端子Ｗ２間に接続される。コイル９１，９２とコンデンサ９３とは、コンバータ部７から出力された矩形波状の交流電圧を平滑化するフィルタ回路を構成する。これにより、コンバータ部７から出力された矩形波状の交流電圧は、パルス幅に応じた振幅を持つ正弦波状の交流電圧に変換される。
　直流電源１７から交流電力系統２９に電力を供給するとき（売電）するとき、端子Ｕ２，Ｗ２が交流電力系統２９に接続される。
　直流電源１７から交流機器３０に電力を供給するとき、端子Ｕ２，Ｗ２が交流機器３０に接続される。交流機器３０は、例えば、商用の交流電圧で駆動する電気機器である。
　制御部１３は、例えば、ＣＰＵ、ＦＰＧＡ、又はＡＳＩＣ等で構成され、コンバータ部５１及びコンバータ部７を制御する。
　制御部１３は、一次巻線５３１及び二次巻線５３２に高周波の交流電圧が供給され、且つ、端子Ｐ３及び端子Ｎ３間に正の極性を持つ電圧が供給されるようにコンバータ部５１を制御する。
　詳細には、制御部１３は、一次巻線５３１に供給される交流電圧の半周期（単位期間の一例）を構成する第１期間において、反転期間と循環期間とを割り付け、第１期間とは異なる第２期間に後述の第１伝達期間を割り付けるようにコンバータ部５１，７を制御する。
　より詳細には、制御部１３は、コンバータ部７をＰＷＭ制御して各単位期間における第２期間の割合を変更することで目標とする電圧Ｖｏｕｔ又は電流Ｉｂｕｓを生成する。目標とする電圧Ｖｏｕｔ又は電流ＩＬとは、例えば、ＰＷＭ制御で用いられる変調波信号と同じ波形を持つ電圧又は電流である。
　＜タイミングチャート＞
　次に、電力変換システム１Ｎのタイミングチャートについて説明する。図５９は電力変換システム１Ｎのタイミングチャートを示す図である。図５９において、（１）はスイッチング素子ＢＬ，ＡＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。（２）はスイッチング素子ＵＨ，ＵＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。（３）はスイッチング素子ＷＨ，ＷＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。（４）は電圧ＶＴ１と電流＝（ＩＬ１－ＩＬ２）とを示す。（５）は電圧「Ｐ３－Ｎ３」を示す。（６）は電流ＩＬと、電圧Ｖｏｕｔとを示す。
　（７）は（１）と同じである。（８）は電圧ＶＴ１と電流ＩＬ１とを示す。（９）は電圧ＶＴ３と電流ＩＬ３とを示す。（１０）は電圧ＶＴ２と電流ＩＬ２とを示す。（１１）は電圧ＶＴ４と電流ＩＬ４とを示す。（１２）はトランス５３の励磁電流を示す。励磁電流は（ＩＬ１－ＩＬ２）－（ＩＬ３－ＩＬ４）である。
　＜第１伝達期間ＴＡ１＞
　（１）、（７）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＯＦＦにする。これにより、ＶＴ１＝ＶＥ，ＶＴ２＝－ＶＥ，ＶＴ３＝ＶＥ，ＶＴ４＝－ＶＥとなり、ダイオードＤＹＬ＝ＯＮ，ＤＸＬ＝ＯＦＦになる。このとき、（２）、（３）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ，ＷＬ＝ＯＮ，ＵＬ，ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を第１伝達モードにする。
　したがって、（６）を参照し、電流ＩＬが直線的に増大している。また、（８）、（９）、（１０）、（１１）を参照し、電流ＩＬ１，ＩＬ３は急激に増大した後、緩やかな傾きで増大し、電流ＩＬ２，ＩＬ４＝０である。また、（５）を参照し、電圧「Ｐ３－Ｎ３」は一定の値を維持している。
　＜循環期間ＴＢ１＞
　第１伝達期間ＴＡ１に続いて循環期間ＴＢ１が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ＝ＯＮ，ＡＬ＝ＯＦＦの状態で、（２）、（３）を参照し、スイッチング素子ＵＬ，ＷＬ＝ＯＮ，ＵＨ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を循環モードにする。
　したがって、（６）を参照し、電流ＩＬが直線的に減少している。また、（８）、（９）、（１０）、（１１）を参照し、電流ＩＬ１，ＩＬ３は急激に減少した後、ほぼ０で推移する。詳細には、電流ＩＬ３は０であるが、電流ＩＬ１は励磁電流が流れる。電流ＩＬ２，ＩＬ４＝０である。また、（５）を参照し、電圧「Ｐ３－Ｎ３」は一定の値を維持している。
　＜反転期間ＴＣ１＞
　循環期間ＴＢ１に続いて反転期間ＴＣ１が開始される。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、（１）、（７）を参照し、スイッチング素子ＢＬ，ＡＬ＝ＯＦＦにする。
　したがって、（８）、（９）を参照し、電圧ＶＴ１，ＶＴ３は正から負の極性に反転し、（１０）、（１１）を参照し、電圧ＶＴ２，ＶＴ４は負から正の極性に反転する。また、（５）を参照し、電圧「Ｐ３－Ｎ３」は一定の値を維持している。
　＜第１伝達期間ＴＡ２＞
　反転期間ＴＣ１に続いて第１伝達期間ＴＡ２が開始される。（１）、（７）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ＝ＯＦＦ，ＡＬ＝ＯＮにする。これにより、ＶＴ１＝－ＶＥ，ＶＴ２＝ＶＥ，ＶＴ３＝－ＶＥ，ＶＴ４＝ＶＥとなり、ダイオードＤＹＬ＝ＯＦＦ，ＤＸＬ＝ＯＮになる。このとき、（２）、（３）を参照し、制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ＝ＷＬ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＷＨ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を第１伝達モードにする。
　したがって、（６）を参照し、電流ＩＬが直線的に増大している。また、（８）、（９）、（１０）、（１１）を参照し、電流ＩＬ１，ＩＬ３＝０であり、電流ＩＬ２，ＩＬ４は急激に増大した後、緩やかな傾きで増大している。また、（５）を参照し、電圧「Ｐ３－Ｎ３」は一定の値を維持している。
　＜循環期間ＴＢ２＞
　第１伝達期間ＴＡ２に続いて循環期間ＴＢ２が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＢＬ＝ＯＦＦ，ＡＬ＝ＯＮの状態で、（２）、（３）を参照し、スイッチング素子ＵＨ＝ＷＨ＝ＯＮ，ＵＬ＝ＷＬ＝ＯＦＦにし、コンバータ部７を循環モードにする。
　したがって、（６）を参照し、電流ＩＬが直線的に減少している。また、（８）、（９）、（１０）、（１１）を参照し、電流ＩＬ１，ＩＬ３はほぼ０を維持する。電流ＩＬ２，ＩＬ４は急激に減少した後、ほぼ０で推移する。詳細には、電流ＩＬ４は０であるが、電流ＩＬ２は励磁電流のみ流れる。また、（５）を参照し、電圧「Ｐ３－Ｎ３」は一定の値を維持している。
　＜反転期間ＴＣ２＞
　循環期間ＴＢ２に続いて反転期間ＴＣ２が開始される。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、（１）、（７）を参照し、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ＝ＯＦＦにする。
　したがって、（８）、（９）を参照し、電圧ＶＴ１，ＶＴ３は負から正の極性で反転し、（１０）、（１１）を参照し、電圧ＶＴ２，ＶＴ４は正から負の極性に反転する。また、（５）を参照し、電圧「Ｐ３－Ｎ３」は一定の値を維持している。
　このように、電力変換システム１Ｎは、第１伝達期間ＴＡ１、循環期間ＴＢ１、反転期間ＴＣ１、第１伝達期間ＴＡ２、循環期間ＴＢ２、及び反転期間ＴＣ２をサイクリックに繰り返し、交流電力系統２９又は交流機器３０に電力を供給する。また、電力変換システム１Ｎは、ＰＷＭ制御により、一周期内における第１伝達期間ＴＡ１及び第１伝達期間ＴＡ２の割合を変化させることで、所望の電圧Ｖｏｕｔを生成する。
　また、全期間において電圧「Ｐ３－Ｎ３」は一定の値を維持しており、極性が反転していないことが分かる。
　実施の形態１６では、コンバータ部７が単相インバータである場合を例として説明したが、コンバータ部７は単相インバータに限らず、三相インバータであってもよい。
　また、実施の形態１６では、直流電源１７から交流電力系統２９（すなわち、第１方向）に電力を供給する場合を例として説明したが、交流電力系統２９から直流電源１７（すなわち、第２方向）に電力を供給するように構成されていてもよい。
　（実施の形態１７）
　図６０は、実施の形態１７に係る電力変換システム１Ｐの回路図である。電力変換システム１Ｐは、接続部１５から接続部３に向かう第２単方向に電力を変換して伝達する電力変換システムである。なお、図６０では、図５３とは異なり、接続部１５には直流電源１７（第２の接続対象の一例）が接続され、接続部３には直流機器２８（第１の接続対象の一例）が接続されている。詳細には、端子Ｐ２（第１外部接続端子の一例）に直流機器２８の正極が接続され、端子Ｎ２（第２外部接続端子の一例）に直流機器２８の負極が接続されている。また、端子Ｕ２（第３外部接続端子の一例）に直流電源１７の正極が接続され、端子Ｗ２（第４外部接続端子の一例）に直流電源１７の負極が接続されている。
　実施の形態１７に係る電力変換システム１Ｐは、実施の形態１３に係る電力変換システム１Ｋと同様、コンバータ部５１及び一次巻線５３１をフルブリッジ型（ＦＢ型）の回路で構成し、コンバータ部５２及び二次巻線５３２をフルブリッジ型（ＦＢ型）の回路で構成したことを特徴とする（ＦＢ－ＦＢ型）。以下、実施の形態１７において、実施の形態１３～１６と同一構成は同一の符号を付して説明を省く。
　コンバータ部５１及び一次巻線５３１の構成は図５３と同じＦＢ型である。但し、図６０では、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬが省かれている点が相違する。詳細には、ダイオードＤＡＨはアノードが端子Ｔ２に接続され、カソードが端子Ｐ２に接続され、ダイオードＤＡＬはアノードが端子Ｎ２に接続され、カソードが端子Ｔ２に接続され、ダイオードＤＢＨはアノードが端子Ｔ１に接続され、カソードが端子Ｐ２に接続され、ダイオードＤＢＬはアノードが端子Ｎ２に接続され、カソードが端子Ｔ１に接続されている。
　コンバータ部５２及び二次巻線５３２の構成は図５０と同じＦＢ型である。但し、図６０では、スイッチング素子ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬが追加されている点が相違する。詳細には、スイッチング素子ＸＨは、ソースが端子Ｔ３に接続され、ドレインが端子Ｐ３に接続され、スイッチング素子ＸＬは、ソースが端子Ｎ３に接続され、ドレインが端子Ｔ３に接続され、スイッチング素子ＹＨは、ソースが端子Ｔ４に接続され、ドレインが端子Ｐ３に接続され、スイッチング素子ＹＬは、ソースが端子Ｎ３に接続され、ドレインが端子Ｔ４に接続されている。
　コンバータ部７は、第２単方向に電力を伝達するチョッパ回路で構成されている。詳細には、コンバータ部７は、スイッチング素子ＵＬ（第９スイッチング素子の一例）と、２つのダイオードＤ１，Ｄ２と、コイル７１と、コンデンサ７２とを含む。
　コンバータ部７は、直流機器２８から供給される電圧Ｖｏｕｔを昇圧して端子Ｐ３及び端子Ｎ３間に供給する。
　コイル７１は、端子Ｕ２及び端子Ｕ１間に接続されている。コンデンサ７２は、端子Ｕ２及び端子Ｗ２間に接続されている。
　スイッチング素子ＵＬは、ｎ型の電界効果型トランジスタで構成されている。スイッチング素子ＵＬは、ドレインが端子Ｕ１と接続され、ソースが端子Ｎ３と接続されている。
　ダイオードＤ２は、カソードがスイッチング素子ＵＬのドレインに接続され、アノードがスイッチング素子ＵＬのソースに接続されている。ダイオードＤ１は、カソードが端子Ｐ３に接続され、アノードが端子Ｕ１に接続されている。
　スイッチング素子ＵＬは、電界効果型トランジスタに代えて、例えばｎｐｎ型の絶縁ゲートバイポーラトランジスタで構成されてもよい。この場合、ダイオードＤ２は還流ダイオードとして設けられる。更にこの場合、ダイオードＤ２は、スイッチング素子ＵＬがオンされているときにスイッチング素子ＵＬに流れる電流と逆向きの電流が流れるように、エミッタ及びコレクタにわたって接続される。
　制御部１３は、スイッチング素子ＵＬをＯＮ及びＯＦＦすることによって、端子Ｕ２に流れる電流Ｉｏｕｔと、端子Ｐ２及び端子Ｎ２間の電圧Ｖｂｕｓとの少なくとも一方の大きさを制御する。詳しくは、後で説明する。
　制御部１３は、一次巻線５３１の電圧の極性が反転する反転期間を含む第１期間において、トランス回路部５及びコンバータ部７間で電力の伝達が行わないようにコンバータ部７を制御する。制御部１３は、第１期間とは異なる第２期間において、コンバータ部７からトランス回路部５に向かう第２単方向で電力の伝達が行われるようにコンバータ部７を制御する。
　詳細には、制御部１３は、一次巻線５３１に供給される交流電圧の半周期（単位期間の一例）を構成する第１期間において、反転期間と後述の循環期間とを割り付けるようにコンバータ部５１，５２及びコンバータ部７を制御する。
　より詳細には、制御部１３は、目標とする値を持つ電圧Ｖｂｕｓ又は電流Ｉｏｕｔにするためのコンバータ部７のデューティ比を設定し、設定したデューティ比でスイッチング素子ＵＬを制御する。
　電力変換システム１Ｐは、端子Ｕ２及び端子Ｗ２間において、直流電源１７を介して電流が流れる向きと逆の向きに電圧降下が発生する、すなわち、電圧Ｖｏｕｔと電流ＩＬとの極性が異なるように動作する。
　＜タイミングチャート＞
　次に、電力変換システム１Ｐのタイミングチャートについて説明する。図６１は電力変換システム１Ｐのタイミングチャートを示す図である。図６１において、（１）はスイッチング素子ＸＨ，ＸＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。なお、スイッチング素子ＹＬはスイッチング素子ＸＨと同一タイミングでＯＮ、ＯＦＦする。また、スイッチング素子ＹＨは、スイッチング素子ＸＬと同一タイミングでＯＮ、ＯＦＦする。
　（２）はスイッチング素子ＵＬのＯＮ、ＯＦＦを示し、ハイレベルがＯＮ、ローレベルがＯＦＦである。（３）はコイル７１に流れる電流ＩＬと、コイルＬ１２に流れる電流ＩＬ３とを示す。（４）は端子Ｎ３を基準とする端子Ｐ３の電圧「Ｐ３－Ｎ３」と、端子Ｔ４を基準とするコイルＬ１２の電圧ＶＴ３とを示す。（５）は電圧Ｖｂｕｓを示す。以下、端子Ｎ２を基準とする端子Ｐ２の電圧を電圧ＶＥとして説明する。周期Ｔは、一次巻線５３１に供給される交流電圧の１周期を示す。なお、電圧ＶＥは、電圧Ｖｏｕｔがコンバータ部７により昇圧された電圧である。
　以下、コンバータ部５１，５２に着目したシーケンスを期間ＳＴ１～ＳＴ４に示し、コンバータ部７に着目したシーケンスをＴＤ１，ＴＥ１，ＴＦ１，ＴＥ３，ＴＤ２，ＴＥ２，ＴＦ２，ＴＥ４の符号を付した期間に示す。
　＜期間ＳＴ１＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＸＨ，ＹＬ＝ＯＮ、スイッチング素子ＸＬ，ＹＨ＝ＯＦＦにする。これにより、ダイオードＤＡＨ，ＤＢＬ＝ＯＮ，ＤＡＬ，ＤＢＨ＝ＯＦＦになり、電圧ＶＴ１＝ＶＥ，ＶＴ３＝ＶＥとなる。よって、電圧「Ｐ３－Ｎ３」＝ＶＥとなる。
　＜期間ＳＴ２＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＮにし、電流ＩＬを循環させた状態で、スイッチング素子ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬ＝ＯＦＦにする。これにより、コイルＬ１１の励磁電流とコンデンサＣＡＨ，ＣＡＬ，ＣＢＨ，ＣＢＬとの共振動作により、電圧ＶＴ１，ＶＴ３の極性が正から負に次第に反転され、ソフトスイッチングが実現される。この極性が反転する期間が反転期間である。
　＜期間ＳＴ３＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＸＨ，ＹＬ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＸＬ，ＹＨ＝ＯＮにする。これにより、ダイオードＤＡＨ，ＤＢＬ＝ＯＦＦ，ＤＡＬ，ＤＢＨ＝ＯＮになり、電圧ＶＴ１，ＶＴ３＝－ＶＥとなる。よって、電圧「Ｐ３－Ｎ３」＝ＶＥとなる。
　＜期間ＳＴ４＞
　期間ＳＴ２と同様、制御部１３は、スイッチング素子ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬ＝ＯＦＦにし、電圧ＶＴ１，ＶＴ３の極性を反転させる。
　以後、コンバータ部５１，５２は、期間ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３、ＳＴ４の動作を繰り返す。これにより、電圧「Ｐ３－Ｎ３」＝ＶＥが維持される。
　＜第２伝達期間ＴＤ１＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＸＨ，ＹＬ＝ＯＮ，ＸＬ，ＹＨ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＦＦにする。これにより、電流ＩＬが第２伝達経路Ｋ３（図６０）を流れる第２伝達期間となる。第２伝達経路Ｋ３は、二次巻線５３２に電流が流れており、第２単方向に電力が伝達されている。その結果、コンバータ部７は、第２単方向に電力を伝達する第２伝達モードとなる。ここでは、接続部３には直流機器２８が接続され、接続部１５には直流電源１７が接続されているので、第２伝達期間は直流電源１７から直流機器２８に電力が伝達される期間になる。
　このとき、（３）を参照し、電流ＩＬは直線的に増大している。また、（３）を参照し、電流ＩＬ３は急激に増大した後、緩やかな傾きで減少している。
　＜循環期間ＴＥ１＞
　第２伝達期間ＴＤ１に続いて循環期間ＴＥ１が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＸＨ，ＹＬ＝ＯＮ，ＸＬ，ＹＨ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＮにする。これにより、電流ＩＬが循環経路Ｋ４（図６０）を流れる循環期間となる。循環経路Ｋ４は、コンバータ部７内で閉ループになっており、コンバータ部７から直流電源１７への電力の伝達が遮断されている。その結果、コンバータ部７は循環モードになる。
　このとき、（３）を参照し、電流ＩＬが直線的に減少している。また、（３）を参照し、電流ＩＬ３は急激に増大した後、ほぼ０で推移している。
　＜反転期間ＴＦ１＞
　循環期間ＴＥ１に続いて反転期間ＴＦ１が開始される。反転期間ＴＦ１は上述の期間ＳＴ２と同じである。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、スイッチング素子ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬ＝ＯＦＦにする。
　＜循環期間ＴＥ３＞
　反転期間ＴＦ１に続いて循環期間ＴＥ３が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＮの状態で（コンバータ部７を循環モードにした状態で）スイッチング素子ＸＬ，ＹＨ＝ＯＮにする。循環期間ＴＥ１、反転期間ＴＦ１、及び循環期間ＴＥ３にわたって、コンバータ部７は循環モードを継続し、コンバータ部７から直流電源１７への電力の伝達が遮断されている。
　＜第２伝達期間ＴＤ２＞
　循環期間ＴＥ３に続いて第２伝達期間ＴＤ２が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＸＬ，ＹＨ＝ＯＮ，ＸＨ，ＹＬ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＦＦにする。これにより、コンバータ部７は第２伝達モードになる。
　このとき、（３）を参照し、電流ＩＬは直線的に増大している。また、（３）を参照し、電流ＩＬ３は急激に減少した後、緩やかな傾きで増大している。
　＜循環期間ＴＥ２＞
　第２伝達期間ＴＤ２に続いて循環期間ＴＥ２が開始される。制御部１３は、スイッチング素子ＸＬ，ＹＨ＝ＯＮ，ＸＨ，ＹＬ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＮにし、コンバータ部７を循環モードにする。
　このとき、（３）を参照し、電流ＩＬは直線的に減少している。また、（３）を参照し、電流ＩＬ３は急激に増大した後、ほぼ０で推移している。
　＜反転期間ＴＦ２＞
　循環期間ＴＥ２に続いて反転期間ＴＦ２が開始される。反転期間ＴＦ２は上述の期間ＳＴ４と同じである。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態で、スイッチング素子ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬ＝ＯＦＦにする。
　＜循環期間ＴＥ４＞
　反転期間ＴＦ２に続いて循環期間ＴＥ４が開始される。制御部１３は、コンバータ部７を循環モードにした状態でスイッチング素子ＸＨ，ＹＬ＝ＯＮにする。循環期間ＴＥ２、反転期間ＴＦ２、及び循環期間ＴＥ４にわたって、コンバータ部７は循環モードを継続し、コンバータ部７から直流電源１７への電力の伝達が遮断されている。
　このように、電力変換システム１Ｐは、第２伝達期間ＴＤ１、循環期間ＴＥ１、反転期間ＴＦ１、循環期間ＴＥ３、第２伝達期間ＴＤ２、循環期間ＴＥ２、反転期間ＴＦ２、及び循環期間ＴＥ４をサイクリックに繰り返し、直流機器２８の電力を供給する。また、制御部１３は、周期Ｔの半周期を単位周期とし、単位周期における第２伝達期間ＴＤ１，ＴＤ２の割合をコンバータ部７のデューティ比として設定することで、電圧Ｖｂｕｓを所望の値に設定する。（５）を参照し、電圧Ｖｂｕｓは約２５４Ｖから約２５４．３５Ｖまでの範囲で若干のリプルが観測されているが、平均すると約２５４．１７５Ｖの値を持つことが分かる。したがって、直流機器２８には、約２５４．１７５Ｖの直流電圧が供給されることになる。制御部１３は、このデューティ比を変更することで電圧Ｖｂｕｓの値を調節する。
　図６２は、図６１において反転期間ＴＦ１，ＴＦ２を拡大して示したタイミングチャートである。図６２において、（１）～（５）は図６１の（１）～（５）の反転期間ＴＦ２を拡大した図であり、（６）～（１０）は図６１の（１）～（５）の反転期間ＴＦ１を拡大した図である。
　（１）を参照し、反転期間ＴＦ２において、スイッチング素子ＸＬ＝ＯＦＦからスイッチング素子ＸＨ＝ＯＮまでデッドタイムＴｄが設けられていることが分かる。デッドタイムＴｄは、例えば２μｓである。また、（２）を参照し、スイッチング素子ＸＨ＝ＯＮからスイッチング素子ＵＬ＝ＯＦＦまでデッドタイムＴａが設けられていることが分かる。デッドタイムＴａは、例えば０．５μｓである。これにより、スイッチング素子の保護が図られている。
　（４）を参照し、電圧ＶＴ３はデッドタイムＴｄにおいて負から正の極性に反転していることが分かる。
　（４）を参照し、全期間に亘って電圧「Ｐ３－Ｎ３」は一定の値を維持していることが分かる。
　（６）を参照し、反転期間ＴＦ１において、スイッチング素子ＸＨ＝ＯＦＦからスイッチング素子ＸＬ＝ＯＮまでデッドタイムＴｄが設けられていることが分かる。また、（７）を参照し、スイッチング素子ＸＬ＝ＯＮからスイッチング素子ＵＬ＝ＯＦＦまでデッドタイムＴａが設けられていることが分かる。（９）を参照し、電圧ＶＴ３はデッドタイムＴｄにおいて正から負の極性に反転していることが分かる。
　（９）を参照し、全期間に亘って電圧「Ｐ３－Ｎ３」は一定の値を維持していることが分かる。
　このように実施の形態１７に係る電力変換システム１Ｐによれば、第２単方向に電力を伝達する場合においても実施の形態１３と同様の効果が得られる。
　（実施の形態１８）
　図６３は、実施の形態１８に係る電力変換システム１Ｑの回路図である。実施の形態１８に係る電力変換システム１Ｑは、実施の形態１４に係る電力変換システム１Ｌと同様、コンバータ部５１及び一次巻線５３１をセンタータップ型（ＣＮＴ型）の回路で構成し、コンバータ部５２及び二次巻線５３２をセンタータップ型（ＣＮＴ型）の回路で構成したことを特徴とする（ＣＮＴ－ＣＮＴ型）。以下、実施の形態１８において、実施の形態１３～１７と同一構成は同一の符号を付して説明を省く。また、実施の形態１８に係る電力変換システム１Ｑも実施の形態１７と同様、第２単方向に電力を伝達する電力変換システムである。
　コンバータ部５１及び一次巻線５３１の構成は図５６と同じＣＮＴ型である。但し、図６３では、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬが省かれている点が相違する。詳細には、ダイオードＤＡＬはアノードが端子Ｎ２に接続され、カソードが端子Ｔ２に接続され、ダイオードＤＢＬはアノードが端子Ｎ２に接続され、カソードが端子Ｔ１に接続されている。
　コンバータ部５２及び二次巻線５３２の構成は図５６と同じＣＮＴ型である。但し、図６３では、スイッチング素子ＹＬ，ＸＬが追加されている。詳細には、スイッチング素子ＹＬはソースが端子Ｎ３に接続され、ドレインが端子Ｔ３に接続されている。スイッチング素子ＸＬはソースが端子Ｎ３に接続され、ドレインが端子Ｔ４に接続されている。
　次に、電力変換システム１Ｑのコンバータ部５１，５２の動作について説明する。下記に示す＜期間ＳＴ１＞～＜期間ＳＴ４＞は実施の形態１７で説明した＜期間ＳＴ１＞～＜期間ＳＴ４＞に対応している。以下の説明では、図６３に示す電圧ＶＴ１，ＶＴ２，ＶＴ３，ＶＴ４は、それぞれ、端子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４を基準とするコイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４の電圧である。なお、電力変換システム１Ｑにおいて、コンバータ部７の動作は実施の形態１７と同じであるため、説明を省く。
　＜期間ＳＴ１＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＹＬ＝ＯＮ，ＸＬ＝ＯＦＦにする。これにより、ダイオードＤＢＬ＝ＯＮ，ＤＡＬ＝ＯＦＦとなり、ＶＴ１＝ＶＥ、ＶＴ２＝－ＶＥ、ＶＴ３＝ＶＥ，ＶＴ４＝－ＶＥとなる。よって、電圧「Ｐ３－Ｎ３」＝ＶＥになる。
　＜期間ＳＴ２＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＮにし、電流ＩＬを循環させた状態で、スイッチング素子ＹＬ，ＸＬ＝ＯＦＦにする。これにより、コイルＬ１の励磁電流とコンデンサＣＡＬ，ＣＢＬとの共振動作により、電圧ＶＴ１，ＶＴ３の極性が正から負に次第に反転され、電圧ＶＴ２，ＶＴ４の極性が負から正に次第に反転され、ソフトスイッチングが実現される。
　＜期間ＳＴ３＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＹＬ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＸＬ＝ＯＮにする。これにより、ダイオードＤＡＬ＝ＯＮ，ＤＢＬ＝ＯＦＦになり、ＶＴ１＝－ＶＥ、ＶＴ２＝ＶＥ、ＶＴ３＝－ＶＥ、ＶＴ４＝ＶＥになる。よって、電圧「Ｐ３－Ｎ３」＝ＶＥになる。
　＜期間ＳＴ４＞
　期間ＳＴ２と同様、制御部１３は、スイッチング素子ＹＬ，ＸＬ＝ＯＦＦにし、電圧ＶＴ１～ＶＴ４の極性を反転させる。
　以後、コンバータ部５１，５２は、期間ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３、ＳＴ４の動作を繰り返す。これにより、電圧「Ｐ３－Ｎ３」＝ＶＥが維持される。
　以上、電力変換システム１Ｑは、ＣＮＴ－ＣＮＴ型の回路で構成した場合においても電力変換システム１Ｐと同じ効果が得られる。
　（実施の形態１９）
　図６４は、実施の形態１９に係る電力変換システム１Ｒの回路図である。実施の形態１９の電力変換システム１Ｒは、コンバータ部５１及び一次巻線５３１をハーフブリッジ型（ＨＢ型）の回路で構成し、コンバータ部５２及び二次巻線５３２をセンタータップ型（ＣＮＴ型）の回路で構成したことを特徴とする（ＨＢ－ＣＮＴ型）。以下、実施の形態１９において、実施の形態１３～１８と同一構成は同一の符号を付して説明を省く。また、実施の形態１９に係る電力変換システム１Ｑも実施の形態１７，１８と同様、第２単方向に電力を伝達する電力変換システムである。
　コンバータ部５１は、図５７と同じＨＢ型である。但し、スイッチング素子ＡＨ，ＡＬが省かれている。詳細には、ダイオードＤＡＨはアノードが端子Ｔ２に接続され、カソードが端子Ｐ２に接続され、ダイオードＤＡＬはアノードが端子Ｎ２に接続され、カソードが端子Ｔ２に接続されている。
　コンバータ部５２及び二次巻線５３２は、図５７と同じＣＮＴ型である。但し、スイッチング素子ＹＬ，ＸＬが追加されている。詳細には、スイッチング素子ＹＬはソースが端子Ｎ３に接続され、ドレインが端子Ｔ３に接続されている。スイッチング素子ＸＬはソースが端子Ｎ３に接続され、ドレインが端子Ｔ４に接続されている。
　次に、電力変換システム１Ｒのコンバータ部５１，５２の動作について説明する。下記に示す＜期間ＳＴ１＞～＜期間ＳＴ４＞は実施の形態１７で説明した＜期間ＳＴ１＞～＜期間ＳＴ４＞に対応している。以下の説明では、図６４に示す、電圧ＶＴ１，ＶＴ３，ＶＴ４は、それぞれ、端子Ｔ１，Ｔ３，Ｔ４を基準とするコイルＬ１１，Ｌ３，Ｌ４の電圧である。なお、電力変換システム１Ｒにおいて、コンバータ部７の動作は実施の形態１７と同じであるため、説明を省く。
　＜期間ＳＴ１＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＹＬ＝ＯＮ、スイッチング素子ＸＬ＝ＯＦＦにする。このとき、ダイオードＤＡＨ＝ＯＮ，ＤＡＬ＝ＯＦＦになる。これにより、ＶＴ１＝ＶＥ、ＶＴ３＝ＶＥ，ＶＴ４＝－ＶＥとなる。よって、電圧「Ｐ３－Ｎ３」＝ＶＥになる。
　＜期間ＳＴ２＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＵＬ＝ＯＮにし、電流ＩＬを循環させた状態で、スイッチング素子ＹＬ，ＸＬ＝ＯＦＦにする。これにより、コイルＬ１１の励磁電流とコンデンサＣＡＨ，ＣＡＬとの共振動作により、電圧ＶＴ１，ＶＴ３の極性が正から負に次第に反転され、ソフトスイッチングが実現される。
　＜期間ＳＴ３＞
　制御部１３は、スイッチング素子ＹＬ＝ＯＦＦの状態で、スイッチング素子ＸＬ＝ＯＮにする。これにより、ダイオードＤＡＬ＝ＯＮ，ＤＡＨ＝ＯＦＦとなり、ＶＴ１＝－ＶＥ、ＶＴ３＝－ＶＥ、ＶＴ４＝ＶＥになる。よって、電圧「Ｐ３－Ｎ３」＝ＶＥになる。
　＜期間ＳＴ４＞
　期間ＳＴ２と同様、制御部１３は、スイッチング素子ＹＬ，ＸＬ＝ＯＦＦにし、電圧ＶＴ１，ＶＴ３，ＶＴ４の極性を反転させる。
　以後、コンバータ部５１，５２は、期間ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３、ＳＴ４の動作を繰り返す。これにより、電圧「Ｐ３－Ｎ３」＝ＶＥが維持される。
　以上、電力変換システム１Ｒは、ＨＢ－ＣＮＴ型の回路で構成した場合においても電力変換システム１Ｐと同じ効果が得られる。
　実施の形態１７では、コンバータ部５１，５２が共にフルブリッジ型（ＦＢ型）であり、実施の形態１８では、コンバータ部５１，５２が共にセンタータップ型（ＣＮＴ型）であり、実施の形態１９では、コンバータ部５１がハーフブリッジ型（ＨＢ型）、コンバータ部５２がセンタータップ型である場合を例として説明したが、コンバータ部５１，５２の組み合わせは上記の組み合わせに限定されない。例えば、コンバータ部５１がセンタータップ型、コンバータ部５２がフルブリッジ型であってもよいし、コンバータ部５１，５２が共にハーフブリッジ型であってもよい。
　また、スナバ回路６０の代わりに、図４７～図４９に示すスナバ回路６０Ａ～６０Ｃを適用してもよい。
　（実施の形態２０）
　図６５は、実施の形態２０に係る電力変換システム１Ｓの回路図である。実施の形態２０の電力変換システム１Ｓは、コンバータ部７を単相インバータで構成したことを特徴とする。本実施の形態において、コンバータ部５１，５２は、それぞれ、図６３と同様、ＣＮＴ型であるので詳細な説明は省略する。また、コンバータ部７及びフィルタ回路９の構成は、それぞれ、図５８と同一構成なので、詳細な説明は省略する。さらに、実施の形態２０に係る電力変換システム１Ｓも実施の形態１７，１８，１９と同様、第２単方向に電力を伝達する電力変換システムである。
　制御部１３は、スイッチング素子ＵＨ～ＷＬをＯＮ又はＯＦＦすることによって、端子Ｐ２，Ｕ２における電圧Ｖｂｕｓと端子Ｕ２に流れる電流Ｉｏｕｔとの少なくとも一方の振幅を制御する。詳しくは、後で説明する。
　交流電力系統２９から電力供給を受けて直流電源１７を充電するとき、端子Ｕ２，Ｗ２が交流電力系統２９に接続される。交流機器３０から電力供給を受けて直流電源１７を充電するとき、端子Ｕ２，Ｗ２が交流機器３０に接続される。
　制御部１３は、一次巻線５３１に供給される交流電圧の半周期（単位期間の一例）を構成する第１期間において、反転期間と循環期間とを割り付け、第１期間とは異なる第２期間に第２伝達期間を割り付けるようにコンバータ部５２，７を制御する。
　実施の形態２０では、コンバータ部７が単相インバータである場合を例として説明したが、コンバータ部７は単相インバータに限らず、三相インバータであってもよい。
　（実施の形態２１）
　（１）概要
　まず、実施の形態２１に係る電力変換システム１Ｔの概要について、図６６を参照して説明する。
　電力変換システム１Ｔは、トランス回路部５と、コンバータ部７と、制御部１３と、を備えている。トランス回路部５は、第１接続対象（ここでは直流電源１７）からの電力と第１接続対象への電力との少なくとも一方について電力変換を行う。コンバータ部７は、第２接続対象（ここでは交流電力系統２９）からの電力と第２接続対象への電力との少なくとも一方について電力変換を行う。制御部１３は、コンバータ部７と第２接続対象との間を遮断する場合に、コンバータ部７を停止させ、かつトランス回路部５を所定期間動作させる。例えば、接続部（第２外部接続部の一例）１５の端子１５ａ，１５ｂが開放状態になると、フィルタ回路９のコイル９１，９２からの回生エネルギによってスイッチ部（スイッチング素子ＸＬ，ＹＬ）に過大なストレスがかかる可能性がある。本実施形態に係る電力変換システム１Ｔは、端子１５ａ，１５ｂが開放状態になってもトランス回路部５を動作させることにより、スイッチ部（スイッチング素子ＸＬ，ＹＬ）にかかるストレスを低減することができる。
　電力変換システム１Ｔは、一例として、図６６に示すように、第２接続対象としての交流電力系統２９と第１接続対象としての直流電源（例えば、蓄電池）１７との間における電力変換に用いられる。ここでいう「交流電力系統」は、電力会社等の電気事業者が需要家の受電設備に電力を供給するためのシステム全体を意味する。図６６の例では、電力変換システム１Ｔは、直流電源１７が電気的に接続される接続部（第１外部接続部）３と、交流電力系統２９が電気的に接続される接続部（第２外部接続部）１５と、を有する。この電力変換システム１Ｔは、直流電源１７の充電時には、交流電力系統２９から入力される交流電力を直流電力に変換し、変換した直流電力を直流電源１７に供給する。また、電力変換システム１Ｔは、直流電源１７の放電時には、直流電源１７から入力される直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を交流電力系統３に出力する。
　本実施形態では、電力変換システム１Ｔは、直流電源１７の充電及び放電の両方に対応できるよう、端子Ｐ２，Ｎ２と端子１５ａ，１５ｂとの間で、双方向に電力の変換を行うように構成されている。すなわち、本実施形態に係る電力変換システム１Ｔは、双方向型のＤＣ／ＡＣインバータである。これにより、電力変換システム１Ｔは、直流電源１７を充電したり、直流電源１７の放電電力を交流電力系統２９に接続された負荷に供給したりすることができる。本実施形態では、一例として、このような電力変換システム１Ｔ及び直流電源１７を含む蓄電システムが、オフィスビル、病院、商業施設及び学校等の、非住宅施設に導入される場合を想定して説明する。
　（２）構成
　以下に、本実施形態に係る電力変換システム１Ｔの構成について、図６６を参照して説明する。
　本実施形態に係る電力変換システム１Ｔは、図６６に示すように、接続部３と、コンデンサ４と、トランス回路部５と、接続部６と、コンバータ部７と、フィルタ回路９と、制御部１３と、接続部１５と、を備えている。接続部３は、端子Ｐ２と、端子Ｎ２と、を含む。接続部６は、端子Ｐ３と、端子Ｎ３と、スナバ回路６０と、を含む。接続部１５は、端子１５ａと、端子１５ｂと、を含む。
　図６６の例では、端子Ｐ２が高電位（正極）となるように、２つの端子Ｐ２，Ｎ２間には直流電源１７が電気的に接続されている。また、２つの端子１５ａ，１５ｂ間には、交流電力系統２９が電気的に接続されている。ただし、ここでいう「端子」は、電線等を接続するための部品でなくてもよく、例えば、電子部品のリードや、回路基板に含まれる導体の一部であってもよい。
　本実施形態では、２つの端子１５ａ，１５ｂと交流電力系統２９との間に開閉部２が電気的に接続されている（図６６参照）。開閉部２は、制御部１３から出力される開閉信号に従って開閉するように構成されている。そのため、制御部１３は、開閉部２の開閉状態を把握している。開閉部２は、例えば交流電力系統２９から電力変換システム１Ｔを解列させるための解列用のリレーである。
　コンデンサ４は、直流電圧へ平滑するためのコンデンサであり、所望の容量を持つ電界コンデンサやフィルムコンデンサなどであっても構わない。ここでは電解コンデンサであって、２つの端子Ｐ２，Ｎ２間に電気的に接続されている。コンデンサ４は、２つの端子Ｐ２，Ｎ２間の電圧を安定化する機能を有している。
　スナバ回路６０は、抵抗６１と、コンデンサ６２と、を有している。抵抗６１及びコンデンサ６２は、２つの端子Ｐ３，Ｎ３間に電気的に直列に接続されている。電力変換システム１Ｔの動作時には、２つの端子Ｐ３，Ｎ３間に直流電圧が発生する。
　トランス回路部５は、コンデンサ４と接続部６との間に電気的に接続されている。トランス回路部５は、コンバータ部５１（第１コンバータ部の一例）と、コンバータ部５２（第２コンバータ部の一例）と、トランス５３と、を含む。
　コンバータ部５１は、２個のスイッチング素子ＡＬ，ＢＬと、２個のダイオードＤＡ，ＤＢと、２個のコンデンサＣＡ，ＣＢと、を備える。スイッチング素子ＡＬ，ＢＬは、例えば、デプレッション型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）からなる。ダイオードＤＡは、還流用のダイオードであって、アノードがスイッチング素子ＡＬのソースに接続され、カソードがスイッチング素子ＡＬのドレインに接続されている。また、ダイオードＤＢは、ダイオードＤＡと同様に還流用のダイオードであって、カソードがスイッチング素子ＢＬのソースに接続され、アノードがスイッチング素子ＢＬのドレインに接続されている。コンデンサＣＡは、スイッチング素子ＡＬのソース及びドレイン間に接続され、コンデンサＣＢは、スイッチング素子ＢＬのソース及びドレイン間に接続されている。
　コンバータ部５２は、２個のスイッチング素子ＹＬ，ＸＬと、２個のダイオードＤＹ，ＤＸと、を備える。スイッチング素子ＹＬ，ＸＬは、例えば、デプレッション型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）からなる。ダイオードＤＹは、還流用のダイオードであって、アノードがスイッチング素子ＹＬのソースに接続され、カソードがスイッチング素子ＹＬのドレインに接続されている。また、ダイオードＤＸは、ダイオードＤＹと同様に還流用のダイオードであって、カソードがスイッチング素子ＸＬのソースに接続され、アノードがスイッチング素子ＸＬのドレインに接続されている。なお、ダイオードＤＡ，ＤＢ，ＤＹ，ＤＸはＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードでも構わない。
　トランス５３は、センタータップ付きの高周波絶縁トランスであって、互いに磁気的に結合された一次巻線５３１と、二次巻線５３２と、を含む。一次巻線５３１は、一次側センタータップ（一次側中間端子）ＣＴ１を接続点とする、２つの巻線Ｌ１，Ｌ２の直列回路にて構成される。同様に、二次巻線５３２は、二次側センタータップ（二次側中間端子）ＣＴ２を接続点とする、２つの巻線Ｌ３，Ｌ４の直列回路にて構成される。一次側センタータップＣＴ１は、コンデンサ４の正極側の端子（端子Ｐ２）、言い換えれば、直流電源１７の第１端に電気的に接続されている。二次側センタータップＣＴ２は、２つの端子Ｐ３，Ｎ３のうち高電位側の端子Ｐ３に電気的に接続されている。本実施形態では、一例として、巻線Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４の巻数比は、１：１：１：１であることとする。
　また、一次巻線５３１は、一次側第１巻線端子５３１１と、一次側第２巻線端子５３１２と、を有している。一次側第１巻線端子５３１１は、巻線Ｌ２における巻線Ｌ１と反対側の端部に設けられており、スイッチング素子ＡＬを介して直流電源１７の第２端に電気的に接続されている。一次側第２巻線端子５３１２は、巻線Ｌ１における巻線Ｌ２と反対側の端部に設けられており、スイッチング素子ＢＬを介して直流電源１７の第２端に電気的に接続されている。
　また、二次巻線５３２は、二次側第１巻線端子５３２１と、二次側第２巻線端子５３２２と、を有している。二次側第１巻線端子５３２１は、巻線Ｌ４における巻線Ｌ３と反対側の端部に設けられており、スイッチング素子ＸＬを介して端子Ｎ３に電気的に接続されている。二次側第２巻線端子５３２２は、巻線Ｌ３における巻線Ｌ４と反対側の端部に設けられており、スイッチング素子ＹＬ介して端子Ｎ３に電気的に接続されている。
　スイッチング素子ＡＬは、コンデンサ４の両端間において、巻線Ｌ２と電気的に直列に接続されている。スイッチング素子ＢＬは、コンデンサ４の両端間において、巻線Ｌ１と電気的に直列に接続されている。言い換えれば、２つの端子Ｐ２，Ｎ２間には、巻線Ｌ２及びスイッチング素子ＡＬの直列回路と、巻線Ｌ１及びスイッチング素子ＢＬの直列回路とが、電気的に並列に接続されている。具体的には、スイッチング素子ＡＬのドレインが、巻線Ｌ２を介して一次側センタータップＣＴ１に電気的に接続され、スイッチング素子ＢＬのドレインが、巻線Ｌ１を介して一次側センタータップＣＴ１に電気的に接続されている。スイッチング素子ＡＬ，ＢＬのソースは、いずれもコンデンサ４の負極側の端子（端子Ｎ２）に電気的に接続されている。
　スイッチング素子ＹＬは、スナバ回路６０の両端間において、巻線Ｌ３と電気的に直列に接続されている。スイッチング素子ＸＬは、スナバ回路６０の両端間において、巻線Ｌ４と電気的に直列に接続されている。言い換えれば、２つの端子Ｐ３，Ｎ３間には、巻線Ｌ３及びスイッチング素子ＹＬの直列回路と、巻線Ｌ４及びスイッチング素子ＸＬの直列回路とが、電気的に並列に接続されている。具体的には、スイッチング素子ＹＬのドレインが、巻線Ｌ３を介して二次側センタータップＣＴ２に電気的に接続され、スイッチング素子ＸＬのドレインが、巻線Ｌ４を介して二次側センタータップＣＴ２に電気的に接続されている。スイッチング素子ＹＬ，ＸＬのソースは、いずれも２つの端子Ｐ３，Ｎ３のうち低電位側の端子Ｎ３に電気的に接続されている。
　コンバータ部７は、スナバ回路６０と２つの端子１５ａ，１５ｂとの間に電気的に接続されている。コンバータ部７は、４つのスイッチング素子ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬを有している。４つのスイッチング素子ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬには、還流用のダイオードＤ１～Ｄ４がそれぞれ逆並列に接続されている。コンバータ部７は、スナバ回路６０とフィルタ回路９との間において、直流電圧から交流電圧、又は交流電圧から直流電圧への変換を行うＤＣ／ＡＣコンバータ（インバータ）を構成する。言い換えれば、コンバータ部７は、トランス回路部５からの直流電力を交流電力系統２９への単相交流電力に変換し、又は交流電力系統２９からの単相交流電力をトランス回路部５への直流電力に変換する単相インバータを構成する。本実施形態では、一例として、スイッチング素子ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬの各々は、デプレッション型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなる。
　スイッチング素子ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬは、フルブリッジ接続されている。つまり、スイッチング素子ＵＨは、スナバ回路６０の両端間において、スイッチング素子ＵＬと電気的に直列に接続されている。スイッチング素子ＷＨは、スナバ回路６０の両端間において、スイッチング素子ＷＬと電気的に直列に接続されている。言い換えれば、スナバ回路６０の両端間において、スイッチング素子ＵＨ，ＵＬの直列回路と、スイッチング素子ＷＨ，ＷＬの直列回路とが、電気的に並列に接続されている。具体的には、スイッチング素子ＵＨ，ＷＨのドレインは、いずれも２つの端子Ｐ３，Ｎ３のうち高電位側の端子Ｐ３に電気的に接続されている。スイッチング素子ＵＬ，ＷＬのソースは、いずれも２つの端子Ｐ３，Ｎ３のうち低電位側の端子Ｎ３に電気的に接続されている。
　フィルタ回路９は、図６６に示すように、２つのコイル９１，９２と、コンデンサ９３と、を有している。コイル９１の一端、言い換えれば、フィルタ回路９におけるコンバータ部７側の一対の端子の一方は、スイッチング素子ＵＨのソース及びスイッチング素子ＵＬのドレインの接続点に、電気的に接続されている。コイル９２の一端、言い換えれば、フィルタ回路９におけるコンバータ部７側の一対の端子の他方は、スイッチング素子ＷＨのソース及びスイッチング素子ＷＬのドレインの接続点に、電気的に接続されている。コイル９１，９２の他端、言い換えれば、フィルタ回路９における端子１５ａ，１５ｂ側の一対の端子は、２つの端子１５ａ，１５ｂに電気的に接続されている。言い換えれば、コンバータ部７は、フィルタ回路９を介して２つの端子１５ａ，１５ｂに電気的に接続されている。また、コイル９１の他端とコイル９２の他端との間には、コンデンサ９３が電気的に接続されている。
　制御部１３は、８つのスイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬ，ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬをそれぞれ制御するための制御信号ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬ，ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬを出力する。制御信号ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬ，ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬは、直接的に、又は駆動回路を介して、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬ，ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬのゲートに印加され、スイッチング素子をＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬ，ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬを個別にオン／オフする。制御部１３は、デューティ比を調節可能なＰＷＭ（Pulse Width Modulation）方式によって、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬ，ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬを制御する。制御部１３は、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）を含むマイクロコンピュータ、ＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）、又はＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）等で構成される。
　（３）動作
　（３．１）基本動作
　以下に、電力変換システム１Ｔの基本動作について、図６６を参照して簡単に説明する。
　本実施形態では、上述したように電力変換システム１Ｔは、２つの端子Ｐ２，Ｎ２と２つの端子１５ａ，１５ｂとの間で、トランス５３を介して、双方向に電力の変換を行うように構成されている。そのため、電力変換システム１Ｔは、「インバータモード」と、「コンバータモード」との２つの動作モードを有している。インバータモードは、２つの端子Ｐ２，Ｎ２に入力される直流電力を交流電力に変換して２つの端子１５ａ，１５ｂから出力する動作モードである。コンバータモードは、２つの端子１５ａ，１５ｂに入力される交流電力を直流電力に変換して２つの端子Ｐ２，Ｎ２から出力する動作モードである。
　まず、インバータモードでの電力変換システム１Ｔの動作について説明する。ここでは、２つの端子Ｐ２，Ｎ２間の電圧、つまりコンデンサ４の両端電圧の大きさが「Ｅ」であることと仮定する。
　制御部１３は、スイッチング素子ＡＬ，ＸＬの組み合わせと、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬの組み合わせとが交互にオンするように、トランス回路部５のスイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＸＬ，ＹＬを制御する。ここで、スイッチング素子ＡＬ，ＸＬ（又はスイッチング素子ＢＬ，ＹＬ）のデューティ比は５０％である。これにより、スイッチング素子ＡＬ，ＸＬがオンのときには、巻線Ｌ４の両端に電圧「－Ｅ」が発生し、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬがオンのときには巻線Ｌ３の両端に電圧「Ｅ」が発生する。そのため、２つの端子Ｐ３，Ｎ３に対しては、巻線Ｌ３及び巻線Ｌ４から交互に電圧「Ｅ」が印加される。
　２つの端子Ｐ３，Ｎ３の電圧が固定されている期間において、制御部１３は、コンバータ部７をＰＷＭ制御することにより、コンバータ部７の出力電圧を制御する。具体的には、スイッチング素子ＵＨ，ＷＬ（又はスイッチング素子ＵＬ，ＷＨ）がオンする供給期間には、巻線Ｌ３（又は巻線Ｌ４）からコンバータ部７を通して２つの端子１５ａ，１５ｂに電流が供給される。一方、スイッチング素子ＵＨ，ＷＨ（又はスイッチング素子ＵＬ，ＷＬ）がオンする循環期間には、還流経路としてのコンバータ部７を通してコイル９１，９２からの電流が流れる。制御部１３は、これら供給期間と循環期間との比率を変えることにより、コンバータ部７の出力電圧を制御する。トランス回路部５のトランス５３の二次巻線５３２における反転動作は、循環期間において行われる。
　以上説明したような動作を繰り返すことにより、電力変換システム１Ｔは、直流電源（蓄電池）１７からの直流電力を交流電力に変換して、２つの端子１５ａ，１５ｂから交流電力系統２９に出力する。
　また、電力変換システム１Ｔは、コンバータモードにおいても、基本的には上記インバータモードと同様のシーケンスにより、トランス回路部５（コンバータ部５１，５２）及びコンバータ部７を動作させる。すなわち、電力変換システム１Ｔにおいて、コンバータ部７の出力電圧が交流電力系統２９の電圧を下回っていれば、交流電力系統２９からの交流電力は直流電力に変換され、２つの端子Ｐ２，Ｎ２から直流電源１７に出力される。
　ところで、上述した蓄電システムにおいて、制御部１３からの開閉信号によって開閉部２が開状態になった場合、フィルタ回路９のコイル９１，９２に蓄積されたエネルギがコンバータ部７側に回生される。このとき、制御部１３は、電力変換システム１Ｔが交流電力系統２９から解列しているため、通常であれば、トランス回路部５（コンバータ部５１，５２）及びコンバータ部７を停止させる。この場合、コンバータ部７では、コイル９１，９２からの回生電流が、例えばダイオードＤ３を通り、トランス回路部５の二次側センタータップＣＴ２に向けて流れる。しかしながら、トランス回路部５では、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬがオフであるため、上記回生電流が流れる経路を形成することができない。そのため、上記回生電流によって、スイッチング素子ＹＬ，ＸＬに過大なストレスがかかる可能性がある。
　（３．２）開閉部の開時における動作
　以下に、開閉部２の開時における電力変換システム１Ｔの動作、言い換えればコンバータ部７と交流電力系統２９との間を遮断する場合の電力変換システム１Ｔの動作について、図６７、図６８Ａ及び図６８Ｂを参照して説明する。
　本実施形態の電力変換システム１Ｔでは、制御部１３は、コンバータ部７と交流電力系統２９との間を遮断する場合、コンバータ部７を停止させ、かつトランス回路部５を所定期間動作させる。言い換えれば、制御部１３は、開閉部２を開状態にする場合、コンバータ部７を停止させ、かつトランス回路部５を所定期間動作させる。具体的には、制御部１３は、上記所定期間において、開閉部２を開状態にする前と同じ動作をトランス回路部５に行わせる。言い換えれば、制御部１３は、上記所定期間において、一次巻線５３１に二次巻線５３２側の電力が回生されるようにトランス回路部５を動作させる。つまり、制御部１３は、上記所定期間において、スイッチング素子ＡＬ，ＸＬ（又はスイッチング素子ＢＬ，ＹＬ）のデューティ比を５０％とする。なお、上記所定期間は、ここでは予め決められた期間である。
　まず、開閉部２の開時における電力変換システム１Ｔの動作の概略について、図６７を参照して説明する。図６７における「Ｓｉｇ１」は、制御部１３から開閉部２への開閉信号であり、「Ｓｉｇ２」は、制御部１３からコンバータ部７への制御信号であり、「Ｓｉｇ３」は、制御部１３からトランス回路部５への制御信号である。
　制御部１３は、時刻ｔ１のときに、ローレベルの開閉信号Ｓｉｇ１を開閉部２に出力する。開閉部２は、制御部１３からの開閉信号Ｓｉｇ１によって開状態になる。制御部１３は、時刻ｔ２のときに、ローレベルの制御信号Ｓｉｇ２をコンバータ部７に出力する。コンバータ部７は、制御部１３からの制御信号Ｓｉｇ２に従って動作を停止する。言い換えれば、コンバータ部７は、制御信号Ｓｉｇ２に従って、スイッチング素子ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬをオフする。
　一方、制御部１３は、時刻ｔ３になるまで、ハイレベルの制御信号Ｓｉｇ３をトランス回路部５に出力する。トランス回路部５は、制御部１３からの制御信号Ｓｉｇ３に従って、ディーティ比が５０％のオンオフ動作を行う。そして、制御部１３は、時刻ｔ３のときに、ローレベルの制御信号Ｓｉｇ３をトランス回路部５に出力する。トランス回路部５は、制御部１３からの制御信号Ｓｉｇ３に従って動作を停止する。言い換えれば、トランス回路部５は、制御信号Ｓｉｇ３に従って、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＸＬ，ＹＬをオフする。
　ここで、本実施形態では、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間Ｔｉ１において、コンバータ部７を停止させ、かつトランス回路部５を動作させている。すなわち、期間Ｔｉ１が所定期間である。そして、期間Ｔｉ１において、トランス回路部５を動作させることによって、二次巻線５３２側で発生するエネルギを一次巻線５３１側に回生させることができる。以下、回生動作の詳細について、図６８Ａ及び図６８Ｂを参照して説明する。
　まず、スイッチング素子ＢＬ，ＹＬがオンであるときの電力変換システム１Ｔの動作について、図６８Ａを参照して説明する。開閉部２が開状態となることでコンバータ部７と交流電力系統２９との間が遮断された状態では、コイル９１，９２に蓄積さえたエネルギがコンバータ部７側に回生される。このとき、上記エネルギによって、例えばコイル９１→コンデンサ９３→コイル９２の向き（図６８Ａ中の矢印Ａ１の向き）に回生電流が流れる。この回生電流は、例えばダイオードＤ３を通り、トランス回路部５の二次側センタータップＣＴ２へと流れる（図６８Ａ中の矢印Ａ２参照）。
　このとき、スイッチング素子ＹＬがオンであるため、上記回生電流は、二次側センタータップＣＴ２から二次側第２巻線端子５３２２に向かう向き（図６８Ａ中の矢印Ａ３の向き）で巻線Ｌ３に流れる。ここで、巻線Ｌ１と巻線Ｌ３とは巻き方向が同じなので、一次側の巻線Ｌ１には、巻線Ｌ３と逆向きの電流が流れる。このとき、スイッチング素子ＢＬがオンであるため、上記電流は、巻線Ｌ１→コンデンサ４→スイッチング素子ＢＬ→巻線Ｌ１の経路で流れる（図６８Ａ中の矢印Ａ４参照）。このように、コイル９１，９２に蓄積されたエネルギは、コンデンサ４に回生される。
　次に、スイッチング素子ＡＬ，ＸＬがオンであるときの電力変換システム１Ｔの動作について、図６８Ｂを参照して説明する。開閉部２が開状態になることでコンバータ部７と交流電力系統２９との間が遮断された状態では、コイル９１，９２に蓄積されたエネルギがコンバータ部７側に回生される。このとき、上記エネルギによって、例えばコイル９１→コンデンサ９３→コイル９２の向き（図６８Ｂ中の矢印Ｂ１の向き）に回生電流が流れる。この回生電流は、例えばダイオードＤ３を通り、トランス回路部５の二次側センタータップＣＴ２へと流れる（図６８Ｂ中の矢印Ｂ２参照）。
　このとき、スイッチング素子ＸＬがオンであるため、上記回生電流は、二次側センタータップＣＴ２から二次側第１巻線端子５３２１に向かう向き（図６８Ｂの矢印Ｂ３の向き）で巻線Ｌ４に流れる。ここで、巻線Ｌ２と巻線Ｌ４とは巻き方向が同じなので、一次側の巻線Ｌ２には、巻線Ｌ４と逆向きの電流が流れる。このとき、スイッチング素子ＡＬがオンであるため、上記電流は、巻線Ｌ２→コンデンサ４→スイッチング素子ＡＬ→巻線Ｌ２の経路で流れる（図６８Ｂ中の矢印Ｂ４参照）。このように、コイル９１，９２に蓄積されたエネルギは、コンデンサ４に回生される。
　そして、制御部１３は、上記所定期間が経過すると、トランス回路部５を停止させる。言い換えれば、制御部１３は、４つのスイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＸＬ，ＹＬをオフする。
　上述のシーケンスは、直流電源（蓄電池）１７の放電時（インバータモード）におけるシーケンスであるが、直流電源１７の充電時（コンバータモード）においても、同様のシーケンスにより、コイル９１，９２に蓄積されたエネルギをコンデンサ４に回生させることができる。
　本実施形態に係る電力変換システム１Ｔでは、上述のように、開閉部２が開状態となった場合に、開閉部２が開状態となる前と同じ動作をトランス回路部５に所定期間行わせている。言い換えれば、制御部１３は、上記所定期間において、一次巻線５３１に二次巻線５３２側の電力が回生されるようにトランス回路部５を動作させている。そのため、フィルタ回路９のコイル９１，９２に蓄積されたエネルギを、直流電源１７側、言い換えれば、直流電源１７の両端間に接続されたコンデンサ４に回生させることができる。これにより、上記所定期間においてトランス回路部５を停止させる場合に比べて、スイッチング素子ＹＬ，ＸＬにかかるストレスを低減することができる。なお、上述の実施例では、開閉信号Ｓｉｇ１によって開閉部２が開状態になった後に、制御信号Ｓｉｇ２によってコンバータ部７が停止している。これに対して、実際には開閉部２の応答遅れのため、コンバータ部７が停止した後に、開閉部２が開状態になる場合があるが、開閉部２とコンバータ部７の動作の順番が入れ替わっても構わない。
　ところで、上述の実施形態では、開閉部２を開状態にする場合を例に説明したが、例えば瞬間的な過電流などの異常状態を検出して電力の伝達を停止させる場合、開閉部２を開状態にしないでコンバータ部７の停止処理（ゲートブロック）のみで対応する場合がある。この場合、本実施形態に係る電力変換システム１Ｔでは、出力側のコンバータ部７の動作を停止させる（ゲートブロック）。したがって、この場合には、トランス回路部５も合わせて停止させてしまうと、上述の実施形態と同様に、コイル９１，９２からの回生電流によってスイッチング素子ＸＬ，ＹＬに過大なストレスがかかる可能性がある。したがって、この場合においても、制御部１３は、コンバータ部７を停止させ、かつトランス回路部５を所定期間動作させるように構成されていることが好ましい。なお、動作については上述の実施形態と同様であるため、ここでは説明を省略する。
　（４）変形例
　上述の実施形態は本開示の一例に過ぎず、本開示は、上述の実施形態に限定されることはなく、上述の実施形態以外であっても、本開示に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能である。以下、上述の実施形態の変形例について列挙する。
　電力変換システム１Ｔ及び直流電源（蓄電池）１７を含む蓄電システムは、非住宅施設に限らず、例えば、住宅に導入されてもよいし、電気自動車等、施設以外に適用されてもよい。また、電力変換システム１Ｔは、交流電力系統２９と、直流電源１７との間における電力変換に限らず、例えば、太陽光発電装置又は燃料電池等の発電設備と、交流電力系統２９との間の電力変換に用いられてもよい。
　電力変換システム１Ｔは、双方向に電力の変換を行う構成に限らず、例えば、２つの端子Ｐ２，Ｎ２から２つの端子１５ａ，１５ｂへの一方向（単方向）にのみ、電力の変換を行う構成であってもよい。
　スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＸＬ，ＹＬ，ＵＨ，ＵＬ，ＷＬ，ＷＬがＭＯＳＦＥＴであれば、還流用のダイオードＤＡ，ＤＢ，ＤＹ，ＤＸ，Ｄ１～Ｄ４の代わりに、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＸＬ，ＹＬ，ＵＨ，ＵＬ，ＷＬ，ＷＬの寄生ダイオードを利用してもよい。更に、スイッチング素子ＡＬ，ＢＬ，ＸＬ，ＹＬ，ＵＨ，ＵＬ，ＷＬ，ＷＬの各々は、ＭＯＳＦＥＴに限らず、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等であってもよい。
　上述の実施形態では、２個のスイッチング素子を同期させた同期整流の場合を例として説明したが、例えば、１個のスイッチング素子及び１個のダイオードによるダイオード整流（非同期整流）であってもよい。
　上述の実施形態では、コンバータ部７が単相インバータである場合を例として説明したが、コンバータ部７は三相コンバータであってもよい。
　上述の実施形態では、第２接続対象が交流電力系統２９である場合を例として説明したが、第２接続対象は交流電力系統２９に限らず、例えば交流電力を動作電源とする交流負荷であってもよい。
　また、上述の実施形態では、第１接続対象が直流電源１７である場合を例として説明したが、第１接続対象は直流電源１７に限らず、例えば直流負荷であってもよいし、双方向に電力変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータであってもよい。
　上述の実施形態では、コンバータ部５１，５２が共にセンタータップ型（ＣＮＴ型）である場合を例として説明したが、コンバータ部５１，５２は、それぞれ、フルブリッジ型（ＦＢ型）であってもよいし、ハーフブリッジ型（ＨＢ型）であってもよい。すなわち、トランス回路部５は、これらの組み合わせにより構成されていればよい。
　また、スナバ回路６０の代わりに、図４７～図４９に示すスナバ回路６０Ａ～６０Ｃを適用してもよい。
　（まとめ）
　以上述べた実施形態から明らかなように、第１の態様に係る電力変換システム（１，１Ａ～１Ｔ）は、直流電源（１７）（第１接続対象の一例）と交流負荷（２７）（第２接続対象の一例）との間で少なくとも単方向に電力を伝達する電力変換システムである。電力変換システム（１，１Ａ～１Ｔ）は、接続部（３）（第１外部接続部の一例）と、接続部（１５）（第２外部接続部の一例）と、トランス回路部（５）と、コンバータ部（７）（第３コンバータ部の一例）と、接続部（６）と、制御部（１３）と、を備える。接続部（３）は、直流負荷（１７）に接続される。接続部（１５）は、交流負荷（２７）に接続される。トランス回路部（５）は、一次巻線（５３１）と、二次巻線（５３２）と、コンバータ部（５１）（第１コンバータ部の一例）と、コンバータ部（５２）（第２コンバータ部の一例）とを含む。一次巻線（５３１）は、直流電源（１７）側に設けられる。二次巻線（５３２）は、一次巻線（５３１）と磁気結合される。コンバータ部（５１）は、接続部（３）及び一次巻線（５３１）間に接続される。コンバータ部（５２）は、二次巻線（５３２）に接続される。コンバータ部（７）は、接続部（１５）に接続される。接続部（６）は、コンバータ部（５２）及びコンバータ部（７）間を接続する端子（Ｐ３）（第１接続端子の一例）及び端子（Ｎ３）（第２接続端子の一例）を含む。制御部（１３）は、一次巻線（５３１）に正及び負の電圧が交互に印加され、かつ端子（Ｎ３）に対する端子（Ｐ３）の電圧が正となるようにコンバータ部（５１）及びコンバータ部（５２）の少なくとも一方を制御する。制御部（１３）は、一次巻線（５３１）の電圧の極性が反転する反転期間を含む第１期間において、トランス回路部（５）及びコンバータ部（７）間で電力の伝達が行われないようにコンバータ部（７）を制御する。制御部（１３）は、第１期間とは異なる第２期間において、トランス回路部（５）からコンバータ部（７）に向かう第１方向又は第１方向とは逆の第２方向で電力の伝達が行われるようにコンバータ部（７）を制御する。
　第１の態様によれば、平滑用の大容量コンデンサが不要となり回路規模を小さくすることができ、かつ一次巻線（５３１）にかかる電圧極性の反転を安定的に行うことで、スイッチング素子（ＡＬ，ＢＬ，ＹＬ，ＸＬ，ＵＨ，ＵＬ，ＷＨ，ＷＬ）の損失及び耐圧を低下させることができる。
　第２の態様に係る電力変換システム（１，１Ａ～１Ｉ）では、第１の態様において、第１接続対象は直流電源（１７）であり、かつ第２接続対象は交流電力系統（２９）である場合と、第１接続対象は直流電源（１７）であり、かつ第２接続対象は交流負荷（２７）である場合と、第１接続対象は直流負荷（２８）であり、かつ第２接続対象は交流電力系統（２９）である場合とのいずれかである。電力変換システム（１，１Ａ～１Ｉ）は、第１接続対象と第２接続対象との間で双方向に電力を伝達する。
　第２の態様によれば、第１接続対象と第２接続対象との間で双方向に電力を伝達することができる。
　第３の態様に係る電力変換システム（１Ｊ）では、第１の態様において、第１接続対象は直流電源（１７）であり、かつ第２接続対象は直流負荷（２８）である場合と、第１接続対象は直流負荷（２８）であり、かつ第２接続対象は直流電源（１７）である場合と、第１接続対象及び第２接続対象が共に直流電源（１７）である場合とのいずれかである。電力変換システム（１Ｊ）は、第１接続対象と第２接続対象との間で双方向に直流電力を伝達する。
　第３の態様によれば、第１接続対象と第２接続対象との間で双方向に直流電力を伝達することができる。
　第４の態様に係る電力変換システム（１Ｋ～１Ｓ）では、第１の態様において、第１接続対象は直流電源（１７）と直流機器（２７）（負荷の一例）との一方であり、第２接続対象は直流電源（１７）と直流機器（２７）との他方又は交流電力系統（２９）である。電力変換システム（１Ｋ～１Ｓ）は、直流電源（１７）と直流機器（２７）又は交流電力系統（２９）との間で単方向に電力を伝達する。
　第４の態様によれば、直流電源（１７）と直流機器（２７）又は交流電力系統（２９）との間で単方向に電力を伝達することができる。
　第５の態様に係る電力変換システム（１，１Ａ～１Ｔ）では、第１～４のいずれかの態様において、接続部（６）は、端子（Ｐ３）及び端子（Ｎ３）間に接続されるスナバ回路（６０）を含む。
　第５の態様によれば、スナバ回路（６０）によって、電力変換システム（１，１Ａ～１Ｔ）内に発生するリンギングを抑えることができる。
　第６の態様に係る電力変換システム（１，１Ａ～１Ｉ）は、第１～４のいずれかの態様において、第２接続対象に接続される２以上の電源端子（Ｕ１，Ｗ１）を含む。制御部（１３）は、第１期間において、２以上の電源端子（Ｕ１，Ｗ１）間が短絡されるように第３コンバータ部（７）を制御する。
　第６の態様によれば、トランス回路部（５）及びコンバータ部（７）間で電力の伝達が行われないようにすることができる。
　第７の態様に係る電力変換システム（１，１Ａ～１Ｉ）では、第６の態様において、制御部（１３）は、第１期間において、第１制御と第２制御との一方を行う。第１制御は、２以上のハイサイド側スイッチング素子（ＵＨ，ＷＨ）をオンし、かつ２以上のローサイド側スイッチング素子（ＵＬ，ＷＬ）をオフする制御である。第２制御は、ハイサイド側スイッチング素子（ＵＨ，ＷＨ）をオフし、かつローサイド側スイッチング素子（ＵＬ，ＷＬ）をオンする制御である。ハイサイド側スイッチング素子（ＵＨ，ＷＨ）は、端子（Ｐ３）及び２以上の電源端子（Ｕ１，Ｗ１）のうちのいずれか１つに接続される。ローサイド側スイッチング素子（ＵＬ，ＷＬ）は、端子（Ｎ３）及び２以上の電源端子（Ｕ１，Ｗ１）のうちのいずれか１つに接続される。
　第７の態様によれば、トランス回路部（５）及びコンバータ部（７）間で電力の伝達が行われないようにすることができる。
　第８の態様に係る電力変換システム（１，１Ａ～１Ｊ）は、第１～３のいずれかの態様において、第１インバータモードと、第２インバータモードと、第１コンバータモードと、第２コンバータモードとのいずれかのモードで駆動する。第１インバータモードでは、コンバータ部（７）から第２外部接続部（１５）に出力される出力電圧が正であり、第２インバータモードでは、上記出力電圧が負である。第１コンバータモードでは、第２外部接続部（１５）を介してコンバータ部（７）に入力される入力電圧が正であり、第２コンバータモードでは、上記入力電圧が負である。制御部（１３）は、第１インバータモードと第１コンバータモードとにおいて、コンバータ部（７）を同一シーケンスで制御し、第２インバータモードと第２コンバータモードとにおいて、コンバータ部（７）を同一のシーケンスで制御する。
　第８の態様によれば、コンバータ部（７）の出力電流又は入力電流の極性が想定する極性と異なる極性を示したとしても、第１インバータモードと第１コンバータモードとを連続的に切り替え、かつ第２インバータモードと第２コンバータモードとを連続的に切り替えることができる。その結果、ＵＰＳ（無停電電源装置）などの自立運転にも適応できる。
　第９の態様に係る電力変換システム（１Ｋ）では、第４の態様において、第１接続対象は直流電源（１７）である。第２接続対象は負荷である。負荷（機器）は直流機器（２７）（直流負荷）である。接続部（１５）は、端子（Ｕ２）（第１外部接続端子の一例）、及び端子（Ｎ３）に接続される端子（Ｗ２）（第２外部接続端子の一例）を含む。コンバータ部（７）は、第１方向に直流電力を伝達するチョッパ回路で構成されている。チョッパ回路は、コイル（７１）と、スイッチング素子（ＵＨ）と、ダイオード（Ｄ２）と、を含む。コイル（７１）は、端子（Ｕ２）に第１コイル端子が接続される。スイッチング素子（ＵＨ）は、コイル（７１）の第２コイル端子（Ｕ１）及び端子（Ｐ３）間に接続される。ダイオード（Ｄ２）は、カソードが第２コイル端子（Ｕ１）に接続され、アノードが端子（Ｎ３）に接続される。
　第９の態様によれば、第１方向に電力を伝達することができる。
　第１０の態様に係る電力変換システム（１Ｋ）では、第９の態様において、制御部（１３）は、第１期間においてスイッチング素子（ＵＨ）をオフし、第２期間においてスイッチング素子（ＵＨ）をオンする。
　第１０の態様によれば、第１方向に電力を伝達することができる。
　第１１の態様に係る電力変換システム（１Ｐ）では、第４の態様において、第１接続対象は負荷である。第２接続対象は直流電源（１７）又は交流電力系統（２９）である。負荷（機器）は直流機器（２７）（直流負荷）である。接続部（１５）は、端子（Ｕ２）（第１外部接続端子の一例）、及び端子（Ｎ３）に接続される端子（Ｗ２）（第２外部接続端子の一例）を含む。コンバータ部（７）は、第２方向に直流電力を伝達するチョッパ回路で構成されている。チョッパ回路は、コイル（７１）と、ダイオード（Ｄ１）と、スイッチング素子（ＵＬ）と、を含む。コイル（７１）は、端子（Ｕ２）に第１コイル端子が接続される。ダイオード（Ｄ１）は、アノードがコイル（７１）の第２コイル端子（Ｕ１）に接続され、カソードが端子（Ｐ３）に接続される。スイッチング素子（ＵＬ）は、第２コイル端子（Ｕ１）及び端子（Ｎ３）間に接続される。
　第１１の態様によれば、第２方向に電力を伝達することができる。
　第１２の態様に係る電力変換システム（１Ｐ）では、第１１の態様において、制御部（１３）は、第１期間においてスイッチング素子（ＵＬ）をオンし、第２期間においてスイッチング素子（ＵＬ）をオフする。
　第１２の態様によれば、第２方向に電力を伝達することができる。
　第１３の態様に係る電力変換システム（１Ｋ）では、第４の態様において、制御部（１３）は、第１期間において、トランス回路部（５）を介さずに電流が流れる閉ループをコンバータ部（７）内に形成し、閉ループにて電流を循環させる循環モードを有する。
　第１３の態様によれば、トランス回路部（５）及びコンバータ部（７）間で電力の伝達が行われないようにすることができる。
　第１４の態様に係る電力変換システム（１Ｔ）では、第１～５のいずれかの態様において、制御部（１３）は、コンバータ部（７）と交流電力系統（２９）との間における電力の伝達を停止する場合に、コンバータ部（７）を停止させ、かつトランス回路部（５）を所定期間動作させる。
　第１４の態様によれば、コンバータ部（７）と交流電力系統（２９）との間における電力の伝達を停止する場合に、トランス回路部（５）を所定期間動作させることによって、二次巻線（５３２）側で生じた電力を一次巻線（５３１）側に回生させることができる。
　第１５の態様に係る電力変換システム（１Ｔ）では、第１４の態様において、制御部（１３）は、所定期間において、一次巻線（５３１）側に二次巻線（５３２）側の電力が回生されるようにトランス回路部（５）を動作させる。
　第１５の態様によれば、二次巻線（５３２）側で生じた電力を一次巻線（５３１）側に回生させることができる。
　第２～第１５の態様に係る構成については、電力変換システム（１，１Ａ～１Ｔ）の必須の構成ではなく、適宜省略可能である。
　本開示は、例えば、定置用蓄電池のパワーコンディショナ、または、ＥＶ／ＰＨＶ用のＶ２Ｈ（Ｖｅｈｉｃｌｅ　ｔｏ　Ｈｏｍｅ）パワーコンディショナ、モータードライブなどに利用することができる。
　ＡＨ，ＡＬ　スイッチング素子
　ＢＨ，ＢＬ　スイッチング素子
　ＣＡ，ＣＢ　コンデンサ
　ＣＴ１　センタータップ
　ＣＴ２　センタータップ
　ＩＬ　電流
　Ｌ１，Ｌ１１，Ｌ１２，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４　コイル
　Ｎ２，Ｎ３　端子
　Ｐ２，Ｐ３　端子
　Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４　端子
　Ｕ１，Ｕ２　端子
　ＵＨ，ＵＬ　スイッチング素子
　ＶＨ，ＶＬ　スイッチング素子
　ＶＴ１，ＶＴ２，ＶＴ３，ＶＴ４　電圧
　Ｖｏ，Ｖｏｕｔ　電圧
　Ｗ１，Ｗ２　端子
　ＷＨ，ＷＬ，ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬ　スイッチング素子
　１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅ，１Ｆ，１Ｇ，１Ｈ，１Ｉ，１Ｊ，１Ｋ，１Ｌ，１Ｍ，１Ｎ，１Ｐ，１Ｑ，１Ｒ，１Ｓ，１Ｔ　電力変換システム
　５　トランス回路部
　６　接続部
　７　コンバータ部
　９　フィルタ回路
　１３　制御部
　１５　接続部
　１７　直流電源
　２７　交流負荷
　２９　交流電力系統
　５１　コンバータ部
　５２　コンバータ部
　５３　トランス
　６０　スナバ回路
　５３１　一次巻線
　５３２　二次巻線

Claims (15)

  1. 　第１接続対象と第２接続対象との間で少なくとも単方向に電力を伝達する電力変換システムであって、
    　前記第１接続対象に接続される第１外部接続部と、
    　前記第２接続対象に接続される第２外部接続部と、
    　前記第１外部接続部側に設けられた一次巻線と、前記一次巻線と磁気結合される二次巻線と、前記第１外部接続部及び前記一次巻線間に接続される第１コンバータ部と、前記二次巻線に接続される第２コンバータ部とを含むトランス回路部と、
    　前記第２外部接続部に接続される第３コンバータ部と、
    　前記第２コンバータ部及び前記第３コンバータ部間を接続する第１接続端子及び第２接続端子を含む接続部と、
    　前記一次巻線に正及び負の電圧が交互に印加され、かつ前記第２接続端子に対する前記第１接続端子の電圧が正となるように前記第１コンバータ部及び前記第２コンバータ部の少なくとも一方を制御する制御部と、を備え、
    　前記制御部は、前記一次巻線の電圧の極性が反転する反転期間を含む第１期間において、前記トランス回路部及び前記第３コンバータ部間で電力の伝達が行われないように前記第３コンバータ部を制御し、前記第１期間とは異なる第２期間において、前記トランス回路部から前記第３コンバータ部に向かう第１方向又は前記第１方向とは逆の第２方向で電力の伝達が行われるように前記第３コンバータ部を制御する
    　電力変換システム。
  2. 　前記第１接続対象は直流電源であり、かつ前記第２接続対象は交流電力系統である場合と、
    　前記第１接続対象は前記直流電源であり、かつ前記第２接続対象は交流負荷である場合と、
    　前記第１接続対象は直流負荷であり、かつ前記第２接続対象は前記交流電力系統である場合とのいずれかであり、
    　前記第１接続対象と前記第２接続対象との間で双方向に電力を伝達する
    　請求項１に記載の電力変換システム。
  3. 　前記第１接続対象は直流電源であり、かつ前記第２接続対象は直流負荷である場合と、
    　前記第１接続対象は前記直流負荷であり、かつ前記第２接続対象は前記直流電源である場合と、
    　前記第１接続対象及び前記第２接続対象が共に前記直流電源である場合とのいずれかであり、
    　前記第１接続対象と前記第２接続対象との間で双方向に電力を伝達する
    　請求項１に記載の電力変換システム。
  4. 　前記第１接続対象は直流電源と負荷との一方であり、前記第２接続対象は前記直流電源と前記負荷との他方又は交流電力系統であって、
    　前記直流電源と前記負荷又は前記交流電力系統との間で単方向に電力を伝達する
    　請求項１に記載の電力変換システム。
  5. 　前記接続部は、前記第１接続端子及び前記第２接続端子間に接続されるスナバ回路を含む
    　請求項１～４のいずれか１項に記載の電力変換システム。
  6. 　前記第２接続対象と接続される２以上の電源端子を含み、
    　前記制御部は、前記第１期間において、前記２以上の電源端子間が短絡されるように前記第３コンバータ部を制御する
    　請求項１～４のいずれか１項に記載の電力変換システム。
  7. 　前記制御部は、前記第１期間において、前記第１接続端子及び前記２以上の電源端子のうちのいずれか１つに接続される２以上のハイサイド側スイッチング素子をオンし、かつ、前記第２接続端子及び前記２以上の電源端子のうちのいずれか１つに接続される２以上のローサイド側スイッチング素子をオフする制御と、前記ハイサイド側スイッチング素子をオフし、かつ、前記ローサイド側スイッチング素子をオンする制御とのいずれか一方を行う
    　請求項６に記載の電力変換システム。
  8. 　前記電力変換システムは、前記第３コンバータ部から前記第２外部接続部に出力される出力電圧が正の第１インバータモードと、前記出力電圧が負の第２インバータモードと、前記第２外部接続部を介して前記第３コンバータ部に入力される入力電圧が正の第１コンバータモードと、前記入力電圧が負の第２コンバータモードとのいずれかのモードで駆動し、
    　前記制御部は、前記第１インバータモードと前記第１コンバータモードとにおいて、前記第３コンバータ部を同一シーケンスで制御し、前記第２インバータモードと前記第２コンバータモードとにおいて、前記第３コンバータ部を同一のシーケンスで制御する
    　請求項１～３のいずれか１項に記載の電力変換システム。
  9. 　前記第１接続対象は前記直流電源であり、
    　前記第２接続対象は前記負荷であり、
    　前記負荷は直流負荷であり、
    　前記第２外部接続部は、第１外部接続端子、及び前記第２接続端子に接続される第２外部接続端子を含み、
    　前記第３コンバータ部は、前記第１方向に直流電力を伝達するチョッパ回路で構成され、
    　前記チョッパ回路は、
    　前記第１外部接続端子に第１コイル端子が接続されるコイルと、
    　前記コイルの第２コイル端子及び前記第１接続端子間に接続されるスイッチング素子と、
    　カソードが前記第２コイル端子に接続され、アノードが前記第２接続端子に接続されるダイオードと、を含む
    　請求項４に記載の電力変換システム。
  10. 　前記制御部は、前記第１期間において前記スイッチング素子をオフし、前記第２期間において前記スイッチング素子をオンする
    　請求項９に記載の電力変換システム。
  11. 　前記第１接続対象は前記負荷であり、
    　前記第２接続対象は前記直流電源又は前記交流電力系統であり、
    　前記負荷は直流負荷であり、
    　前記第２外部接続部は、第１外部接続端子、及び前記第２接続端子に接続される第２外部接続端子を含み、
    　前記第３コンバータ部は、前記第２方向に直流電力を伝達するチョッパ回路で構成され、
    　前記チョッパ回路は、
    　前記第１外部接続端子に第１コイル端子が接続されるコイルと、
    　アノードが前記コイルの第２コイル端子に接続され、カソードが前記第１接続端子に接続されるダイオードと、
    　前記第２コイル端子及び前記第２接続端子間に接続されるスイッチング素子と、を含む
    　請求項４に記載の電力変換システム。
  12. 　前記制御部は、前記第１期間において前記スイッチング素子をオンし、前記第２期間において前記スイッチング素子をオフする
    　請求項１１に記載の電力変換システム。
  13. 　前記制御部は、前記第１期間において、前記トランス回路部を介さずに電流が流れる閉ループを前記第３コンバータ部内に形成し、前記閉ループにて電流を循環させる循環モードを有する
    　請求項４に記載の電力変換システム。
  14. 　前記制御部は、前記第３コンバータ部と前記第２接続対象との間における電力の伝達を停止する場合に、前記第３コンバータ部を停止させ、かつ前記トランス回路部を所定期間動作させる
    　請求項１～５のいずれか１項に記載の電力変換システム。
  15. 　前記制御部は、前記所定期間において、前記一次巻線側に前記二次巻線側の電力が回生されるように前記トランス回路部を動作させる
    　請求項１４に記載の電力変換システム。
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