JPWO2007129456A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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慎一 小草
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Abstract

回生制御可能なコンバータにおいて、リアクトルを大きくすることなく高調波を抑制でき、電力損失および電磁ノイズも低減できる電力変換装置を提供する。３相のメインコンバータ（２）の各相の交流入力線に、メインコンバータ（２）の直流電圧より小さい直流電圧を有する単相のサブコンバータ（３）の交流側を直列接続して電力変換器（７）を構成する。そして、メインコンバータ（２）を半周期に１パルスのゲートパルスにて駆動し、サブコンバータ（３）の交流端子の発生電圧を、交流電源電圧とメインコンバータ（２）の交流端子の発生電圧との差分となるように制御し、各コンバータ（２）、（３）の相電圧の和で電力変換器７の相電圧を発生する。

Description

本発明は、電力変換装置に関し、特に、交流電力を直流電力に変換するコンバータに関するものである。
従来の電力変換装置として、ＧＴＯなどの自己消弧能力をもつ半導体素子によって構成されるＰＷＭコンバータは、電源電圧の極性、電流の極性、大きさにかかわらずスイッチングが可能であり、力行では力率１、回生では力率−１に制御できる（例えば、非特許文献１参照）。
「最新 電気鉄道工学」（電気学会 電気鉄道における調査専門委員会 2000/9/11発行 コロナ社）Ｐ６０〜６７
しかしながら、従来のＰＷＭコンバータでは、電圧が大きいパルスのＰＷＭ制御により交流入力端子に電圧を発生させる。波形形成のための歪みを無くし高調波を抑制しようとすると、系統のリアクトルを大きくするかスイッチング回数を増やすことになる。しかしながら、リアクトルを大きくすると装置が大型化し、スイッチング回数を増やすと、電力損失が増え、電磁ノイズも増加する。また、スイッチング回数を減らすと、電流歪みが大きくなり、系統に高調波電流が発生するという問題点があった。
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、交流電力を直流電力に変換し回生時にも電力制御可能なコンバータであって、高調波を抑制すると共に電力損失および電磁ノイズが低減された、変換効率が高く小型化が促進された電力変換装置を提供することを目的とする。
この発明による電力変換装置は、それぞれ交流から直流に電力を変換するメインコンバータとサブコンバータとを直列接続して構成される。そして、上記メインコンバータの直流電圧は上記サブコンバータの直流電圧より大きく、上記メインコンバータと交流電源との間に上記サブコンバータを配置したものである。
このような電力変換装置では、メインコンバータおよびサブコンバータの各交流入力端子に発生する電圧の和で、電力変換器の交流入力側に電圧発生することになる。このようにメインコンバータとサブコンバータとで電圧を分担できるため、電圧が大きいパルスを高い周波数でスイッチングして発生させる必要が無く、リアクトルを大きくすることなく、高調波を抑制すると共に電力損失および電磁ノイズを低減できる。
この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態１によるサブコンバータの回路図である。 この実施の形態１による電力変換装置の制御の流れ全体を示す図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の制御の一部を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の制御の一部を示すフローチャートである。 図５の制御を説明する波形図である。 図５の制御を説明する波形図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の制御の一部を示すフローチャートである。 図８の制御を説明する波形図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の制御の一部を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の制御の一部を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の力行時の制御を説明する波形図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の力行時の制御を説明する波形図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の回生時の制御を説明する波形図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の回生時の制御を説明する波形図である。 この発明の実施の形態１の別例による制御を説明する波形図である。 この実施の形態２による電力変換装置の制御の流れを示す図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置の力行時の制御を説明する波形図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置の回生時の制御を説明する波形図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の制御の流れ全体を示す図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の制御の一部を示すフローチャートである。 図２１の制御を説明する波形図である。 図２１の制御を説明する波形図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の制御の一部を示すフローチャートである。 図２４の制御を説明する波形図である。 図２４における別例による制御を説明する波形図である。 図２４における別例による制御を説明する波形図である。 図２４における別例による制御を説明する波形図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の制御の一部を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態３の別例による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態４による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態４による電力変換装置の各コンバータの出力論理と出力階調（電圧レベル）とを示す図である。 この発明の実施の形態４による電力変換装置の各コンバータの電圧波形である。
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置を図について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成を示す図である。
図１に示すように、電力変換装置は、三相２レベルコンバータから成るメインコンバータ２の各相交流入力線９に単相のサブコンバータ３の交流側をそれぞれ直列接続して構成した電力変換器７にて構成される。メインコンバータ２および各サブコンバータ３は直流出力側にフィルタコンデンサ４、５を備え、メインコンバータ２のフィルタコンデンサ４とサブコンバータ３のフィルタコンデンサ５とは直流電圧が異なるものとする。電力変換器７は、交流電源としての三相交流の系統電源１から系統のリアクトル６を通して供給された交流電力を直流電力に変換し、この直流電力をメインコンバータ２のフィルタコンデンサ４に供給する。８は、例えばモータ負荷とそれを駆動するインバータ、あるいは直流負荷である。
メインコンバータ２は、ダイオードを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチング素子とフィルタコンデンサ４とで構成された三相２レベルコンバータである。また、サブコンバータ３は、図２（ａ）に示すように、ダイオード１２を逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチング素子１１のフルブリッジとフィルタコンデンサ５で構成される。自己消弧型半導体スイッチング素子はＩＧＢＴ以外にも、ＧＣＴ、ＧＴＯ、トランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等でも、また自己消弧機能がないサイリスタ等でも強制転流動作が可能であればよい。
ここでは、メインコンバータ２のフィルタコンデンサ４の電圧はサブコンバータ３のフィルタコンデンサ５より大きいものとし、フィルタコンデンサ４の電圧とフィルタコンデンサ５の電圧の比は、例えば、２：１、３：１、４：１、５：１、６：１であり、製品仕様に合わせて用いられる。
なお、サブコンバータ３のフィルタコンデンサ５には、電力授受ができる回生機能付きの直流電源を接続しても良いが、ここでは直流電源が省略された場合を示す。また、図２（ｂ）に示すように、サブコンバータ３のフィルタコンデンサ５の代わりに電荷を貯蔵する電池等の直流電源１３を用いることもできる。
このように構成される電力変換装置は、直流負荷の他、モータ、電灯などの負荷、あるいは後段にインバータを備えて交流系統などに交流電力を供給する電力変換装置の中間直流電圧の形成に適用される。制御の基本は、直流出力電圧であるメインコンバータ２のフィルタコンデンサ４の直流電圧が所定値に維持されるように、交流、直流間で電力変換を行い、そのため交流側に系統電源電圧と同じ電圧を発生させるように制御する。
次に、電力変換装置の制御について説明する。
図３は、この実施の形態１による電力変換装置の制御の流れ全体を示す図である。
図３に示すように、基本波導出ルーチン２１では、系統電源１の相電圧Vsi(i=r,s,t)を計測して、系統電圧の基本波Vooiを導く。電圧出力パルス幅決定ルーチン２２では、サブコンバータ３のフィルタコンデンサ電圧（ＤＣ電圧）Vｂの指令値（ＤＣ電圧指令値）Vb0から、メインコンバータ２内のスイッチング素子を駆動するゲート信号のパルス幅を決定し、このゲートパルス幅に対応する電圧基本波の値である判定電圧VHanteiを出力する。メインコンバータ２のＤＣ電圧指令値Vc0生成ルーチン２３では、サブコンバータ３のＤＣ電圧Vbが設定されたＤＣ電圧指令値Vb0に追従するようにメインコンバータ２のフィルタコンデンサ電圧（ＤＣ電圧）Vcの指令値（ＤＣ電圧指令値）Vc0を決定する。
また、電圧指令生成ルーチン２４では、メインコンバータ２のＤＣ電圧VcがＤＣ電圧指令値Vc0になるように系統電流を制御するため、電力変換器７の交流側に発生する電圧に対する電圧指令（入力電圧指令）Vir(i=r,s,t)を生成する。高精度電圧ルーチン２５では、電力変換器７の電圧指令Vir(i=r,s,t)に基づいて各コンバータ２、３の電圧指令に対応する制御信号を生成する。このとき、系統線間電圧の半波に対してメインコンバータ２は１パルスの線間電圧発生となり、電力変換器７の交流側の発生電圧が系統電源電圧と等しくなるようにメインコンバータ２およびサブコンバータ３の制御信号を生成する。そして、ゲートパルス生成回路（論理回路）２６では、高精度電圧ルーチン２５から各コンバータ２、３の電圧指令に対応する制御信号を入力して、各コンバータ２、３内のスイッチング素子を駆動するゲートパルスを生成する。
図３で示した各要素２１〜２６の制御の詳細について、以下に説明する。
図４は、基本波導出ルーチン２１での処理を示すフローチャートである。基本波導出ルーチン２１では、計測した系統電源１の相電圧Vsi(i=r,s,t)から位相を検出すると共に、相電圧Vsiの時間積分から電圧実効値を求め、電圧実効値の√2倍をピークとする電圧基本波Vooiを導出する。この基本波Vooiは電圧指令生成ルーチン２４に入力される。
図５は、電圧出力パルス幅決定ルーチン２２での処理を示すフローチャートである。電圧出力パルス幅決定ルーチン２２では、サブコンバータ３のＤＣ電圧指令値Vb0を入力として、サブコンバータ３のフィルタコンデンサ５の電圧が指令値Vb0の電圧であるときに、メインコンバータ２内のスイッチング素子を駆動するゲート信号のパルス幅を、電流制御が可能になるように決定する。
図６、図７は、メインコンバータ２内のスイッチング素子のゲートパルス幅を調整することで、サブコンバータ３は低いフィルタコンデンサ電圧でも、電流制御が可能になる効果を説明する波形図である。特に、図６はパルス幅調整前、図７はパルス幅調整後を示す。ここでは、理解を容易にするためＲ相とＳ相との２相で考える。
図に示すように、系統電源１の線間電圧の半波に対してメインコンバータ２は１パルスの線間電圧を発生する。また、Ｒ相、Ｓ相のサブコンバータ３は系統線間電圧とメインコンバータ２の線間電圧との差分を埋めるようにＰＷＭ制御される。
回生時の制御において、メインコンバータ２のＲ相とＳ相とのアームで、正側（上側）あるいは負側（下側）の同側のスイッチング素子がオンする時間がオーバラップすると、Ｒ相系統相電圧とＳ相系統相電圧との線間電圧である系統線間電圧を挟んで同側の素子（スイッチング素子／ダイオード）を経る短絡回路が出来る。この期間は、図６、図７の３段目で示すＲ、Ｓ相上（下）アームのゲートオンの期間であり、４段目で示すように、メインコンバータ２のＲ相とＳ相との線間電圧はゼロとなる。即ち、Ｒ相、Ｓ相間の系統線間電圧を、線間にあるＲ相、Ｓ相の２つのサブコンバータ３で発生する必要がある。
図６、図７の５段目に、（系統線間電圧−メインコンバータ線間電圧）と、Ｒ相、Ｓ相の２つ分のサブコンバータ３のフィルタコンデンサ電圧を示す。（系統線間電圧−メインコンバータ線間電圧）はＲ相、Ｓ相の２つ分のサブコンバータ３のフィルタコンデンサ電圧以下のとき、電力変換器７を流れる電流、即ち系統の電流を制御できる。図６では、メインコンバータ線間電圧が０となる期間で、（系統線間電圧−メインコンバータ線間電圧）はＲ相、Ｓ相の２つ分のサブコンバータ３のフィルタコンデンサ電圧を超える時があり、その時、電流制御不可となり、図６の１段目に示すように、系統電流に過電流が発生する。一方、図７では、メインコンバータ２内のスイッチング素子のゲートパルス幅を縮めて、３段目で示すＲ、Ｓ相上（下）アームのゲートオンの期間を縮小し、メインコンバータ線間電圧が０となる期間を短縮するように調整している。これにより、図７に示す場合では、（系統線間電圧−メインコンバータ線間電圧）は、常に、Ｒ相、Ｓ相の２つ分のサブコンバータ３のフィルタコンデンサ電圧以下となり、サブコンバータ３のコンデンサ電圧が低くても、図７の１段目に示すように、系統電流は、過電流が発生せず、ほぼ正弦波形に制御できる。
電圧出力パルス幅決定ルーチン２２では、図７で示したように、（系統線間電圧−メインコンバータ線間電圧）が、２つ分のサブコンバータ３のフィルタコンデンサ電圧以下となるように、回生時におけるメインコンバータ２内のスイッチング素子のゲートパルス幅ΔＴmaxを決定し、メインコンバータ２の線間電圧が０となる期間を調整する。これにより電力変換器１の交流側に発生する線間電圧を系統線間電圧と同等に制御することが可能になり、系統電流も制御できる。メインコンバータ２が交流側に電圧パルスを発生するとき、サブコンバータ３のフィルタコンデンサ電圧Vbの２倍の電圧は、高調波を含まないＲＳ相間電圧Ｖrsと高調波ピーク値の最大値Vnpmaxの和より大きくなければならないことから、メインコンバータ２内のスイッチング素子のゲートパルス幅ΔＴmaxが求まる。そしてゲートパルス幅ΔＴmaxに対応する、電圧基本波の値を判定電圧VHanteiとして出力する。この判定電圧VHanteiは、高精度電圧ルーチン２５に入力される。
図８は、メインコンバータ２のＤＣ電圧指令値Vc0生成ルーチン２３（以下、単にＤＣ電圧指令値Vc0生成ルーチン２３と称す）での処理を示すフローチャートである。このＤＣ電圧指令値Vc0生成ルーチン２３では、サブコンバータ３のＤＣ電圧Vbが設定されたＤＣ電圧指令値Vb0に追従するように、ＤＣ電圧指令値Vb0とＤＣ電圧Vbとの偏差のＰＩ制御によりメインコンバータ２のＤＣ電圧指令値Vc0を決定する。
メインコンバータ２のフィルタコンデンサ４のＤＣ電圧Vcを調整することで、サブコンバータ３のＤＣ電圧Vｂを制御することについて、図９に基づいて以下に説明する。図９（ａ）は力行運転時、図９（ｂ）は回生運転時を示し、それぞれ上段はメインコンバータ２の交流端子に発生する相電圧、下段はサブコンバータ３の交流端子に発生する相電圧を示す。なお、メインコンバータ２が発生する相電圧は、中性点電位の変動により図に示すような電圧波形となる。
図９（ａ）に示すように、力行運転でサブコンバータ３のＤＣ電圧Vbを大きくしたい場合、メインコンバータ２のＤＣ電圧Vcを大きくする。即ち、（１）の方向への変化に示すように、メインコンバータ２のＤＣ電圧Vcを大きくすることで、メインコンバータ２の相電圧３２は上昇し、系統電源１の相電圧３１との差分である、サブコンバータ３で受け持つ相電圧３３は減少する。電力変換器７を流れる系統電流は系統電圧３３と同極性であるため、サブコンバータ３が交流入力端子に戻す電力は負となり、サブコンバータ３のＤＣ電圧Vbは大きくなる。逆に、力行運転でサブコンバータ３のＤＣ電圧Vbを小さくしたい場合、（２）の方向への変化に示すように、メインコンバータ２のＤＣ電圧Vcを小さくすればよい。
回生運転では図９（ｂ）に示すように、サブコンバータ３のＤＣ電圧Vbを大きくしたい場合、メインコンバータ２のＤＣ電圧Vcを小さくする。即ち、（２）の方向への変化に示すように、メインコンバータ２のＤＣ電圧Vcを小さくすることで、メインコンバータ２の相電圧４２は減少し、系統電源１の相電圧４１との差分である、サブコンバータ３で受け持つ相電圧４３は上昇する。電力変換器７を流れる系統電流は系統電圧４１と異極性であるため、サブコンバータ３が交流入力端子に戻す電力は負となり、サブコンバータ３のＤＣ電圧Vbは大きくなる。逆に、回生運転でサブコンバータ３のＤＣ電圧Vbを小さくしたい場合、（１）の方向への変化に示すように、メインコンバータ２のＤＣ電圧Vcを大きくすればよい。
このＤＣ電圧指令値Vc0生成ルーチン２３では、図８に示すように、ＤＣ電圧指令値Vb0とＤＣ電圧Vｂとの偏差のＰＩ制御によりメインコンバータ２のＤＣ電圧指令値Vc0の操作量を演算するが、後段の電圧指令生成ルーチン２４から電流指令振幅Is0を取得して力行運転か回生運転かを判断し、ＤＣ電圧指令値Vc0の操作量の符号を決める。そして、この操作量をＤＣ電圧指令値の初期値Vc00に加算してメインコンバータ２のＤＣ電圧指令値Vc0を出力する。このＤＣ電圧指令値Vc0は、電圧指令生成ルーチン２４に入力される。
図１０は、電圧指令生成ルーチン２４での処理を示すフローチャートである。この電圧指令生成ルーチン２４は各相毎の処理であり、メインコンバータ２のＤＣ電圧Vcのフィードバック制御から系統電流指令Isi0(i=r,s,t)を生成し、さらに系統電流Isi(i=r,s,t)のフィードバック制御より電力変換器７の電圧指令Vir(i=r,s,t)を生成する。
まず、メインコンバータ２のＤＣ電圧VcがＤＣ電圧指令値Vc0に追従するように、偏差のＰＩ制御により系統電流の電流指令振幅Is0を求める。この電流指令振幅Is0と系統電圧基本波Vooi(i=r,s,t)との積から電流指令Isi0(i=r,s,t)を生成する。そして、計測された系統電流Isiが電流指令Isi0に追従するように、偏差のＰＩ制御により系統の相電圧Vsi(i=r,s,t)の操作量を演算し、該相電圧Vsiに加算することで電圧指令Virが生成される。なお、上述したように中性点電位の変動を考慮し、相電圧Vsiは中性点電位からの電圧を演算して用いる。生成された電圧指令Virは高精度電圧ルーチン２５に入力される。また、電流指令振幅Is0は、高精度電圧ルーチン２５と前段のＤＣ電圧指令値Vc0生成ルーチン２３とに入力される。
図１１は、高精度電圧ルーチン２５での処理を示すフローチャートである。この電圧高精度電圧ルーチン２５では、メインコンバータ２とサブコンバータ３のそれぞれについてのスイッチ状態を求めて制御信号を生成する。
まず、メインコンバータ２側の処理では、電流指令振幅Is0から力行運転か回生運転であるかを判断する。力行運転ではメインコンバータ２は３相全波整流回路となるので、スイッチ状態は全オフでも良く、この場合、メインコンバータ２の制御信号となる２つのビット情報nH1i、nH2i(i=r,s,t)は０とする。回生運転では、入力される系統電圧基本波Vooi(i=r,s,t)と判定電圧VHanteiとから図中左の真理値表に示すように２つのビット情報nH1、nH2は決定される。
サブコンバータ３側の処理では、電力変換器７の電圧指令Virとメインコンバータ２の交流端子電圧である相電圧VHi(i=r,s,t)との差からサブコンバータ３の電圧指令VLi(i=r,s,t)を求める。そして、図中右の真理値表に示すように、サブコンバータ３の電圧指令VLiの絶対値VLabiと符号nnLi(i=r,s,t)とをサブコンバータ３の制御信号として決定する。
生成された各コンバータ２、３の制御信号はゲートパルス生成回路２６に入力される。
ゲートパルス生成回路２６では、高精度電圧ルーチン２５から入力された、各コンバータ２、３の電圧指令に対応する制御信号に基づいて、各コンバータ２、３内のスイッチング素子を駆動するゲートパルスを生成する。このとき、アーム短絡防止のためのゲートのデットタイムも生成する。
なお、サブコンバータ３のゲートパルス生成の処理では、ＰＷＭ制御のためにコンパレータ回路を用いて、電力変換器７の電圧指令Virとメインコンバータ２の相電圧VHiとの差であるサブコンバータ３の電圧指令VLiの電圧を高精度に発生させるようにゲートパルスを生成する。
このゲートパルス生成回路２６は比較的高速処理を必要とするため、並列処理ができる論理回路で通常構成されるが、高速処理が可能な中央演算装置（ＣＰＵ）、デジタル-シグナル-プロセッサ（ＤＳＰ）等を用いたソフトウェアによる処理でも良い。
以上のように、電力変換装置は交流側に系統電源電圧と同じ電圧を発生させるように制御する際、メインコンバータ２のフィルタコンデンサ４のＤＣ電圧Vcを調整することで、サブコンバータ３のフィルタコンデンサ５のＤＣ電圧Vbを一定に保つようにする。ここでは、サブコンバータ３の１周期あたりの出力電力量を概ゼロにして、フィルタコンデンサ５のＤＣ電圧Vbを一定にする。メインコンバータ２とサブコンバータ３とを直列接続した電力変換器７は系統の相電圧３１と等しい相電圧を発生するよう制御されるため、メインコンバータ２のＤＣ電圧Vcを調整すると、サブコンバータ３の相電圧も増減する。それに伴いサブコンバータ３の電力も増減し、サブコンバータ３のＤＣ電圧Vbを一定に制御することができる。
力行運転時の電流、電圧波形を図１２、図１３に示す。図１２（ａ）、図１３（ａ）は系統電源１の相電圧３１およびメインコンバータ２の相電圧３２を示し、図１２（ｂ）、図１３（ｂ）は、サブコンバータ３の相電圧３３を示す。図１２（ｃ）、図１３（ｃ）は系統電流３４を示し、図１２（ｄ）、図１３（ｄ）および図１２（ｅ）、図１３（ｅ）は、それぞれメインコンバータ２のフィルタコンデンサ４のＤＣ電圧Vc３５およびサブコンバータ３のフィルタコンデンサ５のＤＣ電圧Vb３６を示す。
図１２に示すように、メインコンバータ２のＤＣ電圧Vc３５を増加させることで、メインコンバータ２の相電圧３２は上昇し、系統電源１の相電圧３１との差分である、サブコンバータ３で受け持つ相電圧３３は減少する。電力変換器７を流れる系統電流３４は系統電圧３１と同極性であるため、サブコンバータ３が交流入力端子に戻す電力は負となり、サブコンバータ３のＤＣ電圧Vb３６は大きくなる。また、図１３に示すように、メインコンバータ２のＤＣ電圧Vc３５を減少させることで、メインコンバータ２の相電圧３２は減少し、サブコンバータ３で受け持つ相電圧３３は増加する。系統電流３４は系統電圧３１と同極性であるため、サブコンバータ３が交流入力端子に戻す電力は正となり、サブコンバータ３のＤＣ電圧Vb３６は小さくなる。
回生運転時の電流、電圧波形を図１４、図１５に示す。図１４（ａ）、図１５（ａ）は系統電源１の相電圧４１およびメインコンバータ２の相電圧４２を示し、図１４（ｂ）、図１５（ｂ）は、サブコンバータ３の相電圧４３を示す。図１４（ｃ）、図１５（ｃ）は系統電流４４を示し、図１４（ｄ）、図１５（ｄ）および図１４（ｅ）、図１５（ｅ）は、それぞれメインコンバータ２のフィルタコンデンサ４のＤＣ電圧Vc４５およびサブコンバータ３のフィルタコンデンサ５のＤＣ電圧Vb４６を示す。
図１４に示すように、メインコンバータ２のＤＣ電圧Vc４５を増加させることで、メインコンバータ２の相電圧４２は上昇し、系統電源１の相電圧４１との差分である、サブコンバータ３で受け持つ相電圧４３は減少する。電力変換器７を流れる系統電流４４は系統電圧４１と異極性であるため、サブコンバータ３が交流入力端子に戻す電力は正となり、サブコンバータ３のＤＣ電圧Vb４６は小さくなる。また、図１５に示すように、メインコンバータ２のＤＣ電圧Vc４５を減少させることで、メインコンバータ２の相電圧４２は減少し、サブコンバータ３で受け持つ相電圧４３は増加する。系統電流４４は系統電圧４３と異極性であるため、サブコンバータ３が交流入力端子に戻す電力は負となり、サブコンバータ３のＤＣ電圧Vb４６は大きくなる。
このような制御を行うことにより、サブコンバータ３のフィルタコンデンサ５のＤＣ電圧Vbを一定に保つことができ、フィルタコンデンサ５に電力供給する直流電源を省略することができる。このため、電力変換装置の装置構成を小型化、簡略化でき信頼性も向上する。なお、フィルタコンデンサ５に電力供給するために、回生機能を備えた直流電源を備えてもよいが、電力容量の小さいもので十分である。
また、メインコンバータ２とサブコンバータ３とを直列接続して電力変換器７を構成し、各コンバータ２、３の相電圧の和で電力変換器７の相電圧を発生するため、大きな電圧のパルスを高いスイッチング周波数で発生させる必要がなく、系統のリアクトルを大きくすることなく高調波を抑制でき、電力損失および電磁ノイズも低減できる。このため、変換効率が高く小型化が促進された電力変換装置が得られる。
特に電圧が高いメインコンバータ２はパルス数を少なくし、電圧が低いサブコンバータ３はＰＷＭ制御すると、変換効率の向上と高調波抑制の両立に効果的である。
なお、上記実施の形態１では、メインコンバータ２のフィルタコンデンサ４のＤＣ電圧Vc電圧を調整して、メインコンバータ２の相電圧を増減させたが、図１６に示すように、メインコンバータ２をＰＷＭ制御して電圧パルス３７を発生し、平均としてメインコンバータ２の相電圧３２の大きさを変化させても良い。それに応じて、サブコンバータ３の相電圧３３も変化させて、サブコンバータ３の出力電力を１周期あたりで概ゼロにする制御を行うことができる。この場合、メインコンバータ２のＤＣ電圧Vc３５を一定にしても、サブコンバータ３のフィルタコンデンサ５のＤＣ電圧Vb３６を一定に保つことができる。
実施の形態２．
図１７は、この発明の実施の形態２による電力変換装置の制御の流れを示す図である。この実施の形態２による電力変換装置の主回路構成は、図１、図２で示した実施の形態１と同様である。
サブコンバータのＤＣ電圧制御７０では、計測されたサブコンバータ３のＤＣ電圧Vbを設定されたＤＣ電圧指令値Vb0と比較して、ＤＣ電圧Vbを増加させるか減少させるか判断し（step７２）、系統電流の電流指令振幅を入力して力行か回生かを判断し（step７４）、系統電流のパルス幅を決定して出力する（step７３）。電流制御７１では、メインコンバータ２のＤＣ電圧Vｃを増加させるか減少させるかを判断し（step７５）、それにより電流指令振幅を増減してstep７４に入力すると共に、電流指令も増減する（step７６）。
このような制御では、系統電流の出力期間（パルス幅）や波形の調整で、サブコンバータ３の出力電力を１周期あたりで概ゼロにする制御を行い、サブコンバータ３のＤＣ電圧Vbを一定に制御する。
力行運転時の電流、電圧波形を図１８に、回生運転時の電流、電圧波形を図１９に示す。サブコンバータ３の相電圧５３、６３は、ＰＷＭ制御により、系統電源１の相電圧５１、６１とメインコンバータ２の相電圧５２、６２との差分を出力する。
力行時には、サブコンバータ３の相電圧５３と系統電流５４との積であらわされるサブコンバータ３の出力電力は、系統電流５４の１周期内のパルス幅を調整することでサブコンバータ３の出力電力を１周期あたりで概ゼロにすることができる。
回生時には、メインコンバータ２のスイッチング素子をオフすることにより系統電流６４は流れない。即ち、メインコンバータ２の相電圧６２がゼロのとき系統電流６４は流れず、これにより、系統電流６４の１周期内のパルス幅を調整してサブコンバータ３の出力電力を調整して１周期あたりで概ゼロにすることができる。
また、この実施の形態では、系統電流の電流指令振幅を増減してメインコンバータ２のＤＣ電圧Vｃを制御できる。
この実施の形態２においても、サブコンバータ３のフィルタコンデンサ５のＤＣ電圧Vbを一定に保つことができ、フィルタコンデンサ５に電力供給する直流電源を省略することができる。このため、電力変換装置の装置構成を小型化、簡略化でき信頼性も向上する。なお、フィルタコンデンサ５に電力供給するために、回生機能を備えた直流電源を備えてもよいが、電力容量の小さいもので十分である。
また、メインコンバータ２とサブコンバータ３とを直列接続して電力変換器７を構成し、各コンバータ２、３の相電圧の和で電力変換器７の相電圧を発生するため、大きな電圧のパルスを高いスイッチング周波数で発生させる必要がなく、系統のリアクトルを大きくすることなく高調波を抑制でき、電力損失および電磁ノイズも低減できる。このため、変換効率が高く小型化が促進された電力変換装置が得られる。
実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３による電力変換装置を図について説明する。
この実施の形態３による電力変換装置の主回路構成は、図１、図２で示した実施の形態１と同様である。なお、サブコンバータ３のフィルタコンデンサ５では、電圧の安定化対策が必要であるが、ここでは、便宜上、その説明は省略し、既に安定化できているものとする。
図２０は、この実施の形態３による電力変換装置の制御の流れ全体を示す図である。
図２０に示すように、電圧出力パルス幅決定ルーチン２２ａでは、計測した系統電源１の相電圧Vsi(i=r,s,t)から、系統電圧の基本波Vooiを導くと共に、サブコンバータ３のフィルタコンデンサ電圧（ＤＣ電圧）Vｂから、メインコンバータ２内のスイッチング素子を駆動するゲート信号のパルス幅を決定し、このパルス幅に対応する電圧基本波の値である判定電圧VHanteiを出力する。
また、電圧指令生成ルーチン２４ａでは、メインコンバータ２のＤＣ電圧VcがＤＣ電圧指令値Vc0になるように系統電流を制御するため、電力変換器７の交流側に発生する電圧に対する電圧指令（入力電圧指令）Vir(i=r,s,t)を生成する。高精度電圧ルーチン２５ａでは、電力変換器７の電圧指令Vir(i=r,s,t)に基づいて各コンバータ２、３の電圧指令に対応する制御信号を生成する。このとき、系統線間電圧の半波に対してメインコンバータ２は１パルスの線間電圧を発生し、電力変換器７の交流側の発生電圧が系統電源電圧と等しくなるようにメインコンバータ２およびサブコンバータ３の制御信号を生成する。そして、ゲートパルス生成回路（論理回路）２６ａでは、高精度電圧ルーチン２５ａから各コンバータ２、３の電圧指令に対応する制御信号を入力して、各コンバータ２、３内のスイッチング素子を駆動するゲートパルスを生成する。
図２０で示した各要素２２ａ、２４ａ〜２６ａの制御の詳細について、以下に説明する。
図２１は、電圧出力パルス幅決定ルーチン２２ａでの処理を示すフローチャートである。図に示すように、電圧出力パルス幅決定ルーチン２２ａは、基本波導出ルーチン２１ａと高調波ピーク値Vnpmax導出ルーチン２２ｂと判定電圧導出ルーチン２２ｃとを備える。
まず、計測した系統電源１の相電圧Vsi(i=r,s,t)から位相を検出し、基本波導出ルーチン２１ａでは、相電圧Vsiの時間積分から電圧実効値を求め、電圧実効値の√2倍をピークとする電圧基本波Vooiを導出する。この基本波Vooiは電圧指令生成ルーチン２４ａおよび高精度電圧ルーチン２５ａにも入力される。高調波ピーク値Vnpmax導出ルーチン２２ｂでは、電圧基本波Vooiと計測した系統相電圧Vsiとの差を高調波とし、その高調波のピーク値Vnpmaxを求める。判定電圧導出ルーチン２２ｃでは、サブコンバータ３のフィルタコンデンサ５のＤＣ電圧Vbに基づいて、メインコンバータ２内のスイッチング素子を駆動するゲート信号のパルス幅ΔＴmaxを、電流制御が可能になるように決定し、パルス幅ΔＴmaxに対応する電圧基本波Vooiの値を判定電圧VHanteiとして出力する。この判定電圧VHanteiは、高精度電圧ルーチン２５ａに入力される。
メインコンバータ２内のスイッチング素子のゲートパルス幅ΔＴmaxについて以下に詳述する。
メインコンバータ２内のスイッチング素子のゲートパルス幅を調整することで、サブコンバータ３は低いフィルタコンデンサ電圧でも、電流制御が可能になる効果を、上記実施の形態１とは異なる波形図である図２２、図２３を用いて説明する。特に、図２２はパルス幅調整前、図２３はパルス幅調整後を示す。ここでは、理解を容易にするためＲ相とＳ相との２相で考える。
図に示すように、系統電源１の線間電圧の半波に対してメインコンバータ２は１パルスの線間電圧を発生する。また、Ｒ相、Ｓ相のサブコンバータ３は系統線間電圧とメインコンバータ２の線間電圧との差分を埋めるようにＰＷＭ制御される。
回生時の制御において、メインコンバータ２のＲ相とＳ相とのアームで、正側（上側）あるいは負側（下側）の同側のスイッチング素子がオンする時間がオーバラップすると、Ｒ相系統相電圧とＳ相系統相電圧との線間電圧である系統線間電圧を挟んで同側の素子（スイッチング素子／ダイオード）を経る短絡回路が出来る。この期間は、図２２、図２３の３段目で示すＲ、Ｓ相上（下）アームのゲートオンの期間であり、４段目で示すように、メインコンバータ２のＲ相とＳ相との線間電圧はゼロとなる。即ち、Ｒ相、Ｓ相間の系統線間電圧を、線間にあるＲ相、Ｓ相の２つのサブコンバータ３で発生する必要がある。
図２２、図２３の５段目に、（系統線間電圧−メインコンバータ線間電圧）と、Ｒ相、Ｓ相の２つ分のサブコンバータ３のフィルタコンデンサ電圧を示す。（系統線間電圧−メインコンバータ線間電圧）はＲ相、Ｓ相の２つ分のサブコンバータ３のフィルタコンデンサ電圧以下のとき、電力変換器７を流れる電流、即ち系統の電流を制御できる。図２２では、メインコンバータ線間電圧が０となる期間で、（系統線間電圧−メインコンバータ線間電圧）はＲ相、Ｓ相の２つ分のサブコンバータ３のフィルタコンデンサ電圧を超える時があり、その時、電流制御不可となり、図２２の１段目に示すように、系統電流に過電流が発生する。一方、図２３では、メインコンバータ２の相電圧のパルス幅を縮めて、３段目で示すＲ、Ｓ相上（下）アームのゲートオンの期間を縮小し、メインコンバータ線間電圧が０となる期間を短縮するように調整している。これにより、図２３に示す場合では、（系統線間電圧−メインコンバータ線間電圧）は、常に、Ｒ相、Ｓ相の２つ分のサブコンバータ３のフィルタコンデンサ電圧以下となり、サブコンバータ３のコンデンサ電圧が低くても、図２３の１段目に示すように、系統電流は、過電流が発生せず、ほぼ正弦波形に制御できる。
電圧出力パルス幅決定ルーチン２２ａ内の判定電圧導出ルーチン２２ｃでは、（系統線間電圧−メインコンバータ線間電圧）と高調波のピーク値Vnpmaxとの和が、２つ分のサブコンバータ３のフィルタコンデンサ電圧以下となるように、回生時におけるメインコンバータ２内のスイッチング素子のゲートパルス幅ΔＴmaxを決定し、メインコンバータの線間電圧が０となる期間を調整する。これにより電力変換器１の交流側に発生する線間電圧を系統線間電圧と同等に制御することが可能になり、系統電流も制御できる。
図２４は、電圧指令生成ルーチン２４ａでの処理を示すフローチャートである。この電圧指令生成ルーチン２４ａは各相毎の処理であり、メインコンバータ２のＤＣ電圧Vcのフィードバック制御から系統電流指令Isi0(i=r,s,t)を生成し、さらに系統電流Isi(i=r,s,t)のフィードバック制御より電力変換器７の電圧指令Vir(i=r,s,t)を生成する。
まず、メインコンバータ２のＤＣ電圧VcがＤＣ電圧指令値Vc0に追従するように、偏差のＰＩ制御により系統電流の電流指令振幅Is0を求める。この電流指令振幅Is0と系統電圧基本波Vooi(i=r,s,t)との積から電流指令Isi0(i=r,s,t)を生成する。そして、計測された系統電流Isiが電流指令Isi0に追従するように、偏差のＰＩ制御により系統の相電圧Vsi(i=r,s,t)の操作量を演算し、該相電圧Vsiに加算することで電圧指令Virが生成される。なお、中性点電位の変動を考慮し、相電圧Vsiは中性点電位からの電圧を演算して用いる。生成された電圧指令Virは高精度電圧ルーチン２５ａに入力される。また、電流指令振幅Is0も高精度電圧ルーチン２５ａに入力される。
系統電流Isiを操作することにより、メインコンバータ２のＤＣ電圧Vcを制御することについて以下に説明する。
上述したように、メインコンバータ２のフィルタコンデンサ電圧（ＤＣ電圧Vc）がＤＣ電圧指令値Vc0に追従するように、偏差の比例・積分制御により系統電流の電流指令振幅Is0を求める。交流系統の系統電流に含まれる高調波電流の低減を重視するならば、系統電流指令Isi0は、求めた電流指令振幅Is0と系統電圧の基本波（三角関数）の積とする。例えば図２５に示すように、メインコンバータ２のフィルタコンデンサ電圧８２は、負荷パワー８３が増加すると一旦減少するが、系統電流指令値８１（電流指令Isi0）の振幅を大きくすることで目標電圧値８４に近付く。
なお、この例では、電流指令振幅Is0と系統電圧の基本波（三角関数）の積を系統電流指令Isi0とするものであるが、これに限るものではなく、例えばメインコンバータ２のフィルタコンデンサ４のリプル電流耐量抑制を重視するならば、系統電流指令Isi0は、求めた電流指令振幅Is0と幅１の矩形波との積とする。この場合も図２６に示すように、メインコンバータ２のフィルタコンデンサ電圧８２は、負荷パワー８３が増加すると一旦減少するが、系統電流指令値８１ａ（電流指令Isi0）の振幅を大きくすることで目標電圧値８４に近付く。
また、系統の線間電圧がメインコンバータ２のフィルタコンデンサ電圧（ＤＣ電圧Vc）を越えるときにメインコンバータ２のフィルタコンデンサ４は電圧充電される。このため、系統の線間電圧がピーク値付近になった時、電流波高値を大きくするように系統電流Isiの波形を操作することで、メインコンバータ２のフィルタコンデンサ電圧を制御できる。図２７に示すように、電流実効値が等しくても、系統の線間電圧８５がピーク値付近になった時に系統電流指令値８１ｂ（電流指令Isi0）の電流波高値を大きくすることで、メインコンバータ２のフィルタコンデンサ電圧８２を大きくすることが出来る。
さらに図２８に示すように、系統電流指令値８１ｃ（電流指令Isi0）により系統電流Isiを流す幅を操作することで、メインコンバータ２のフィルタコンデンサ電圧８２を制御しても良い。
上述した電圧指令生成ルーチン２４ａでは、こうして求めた電流指令Isi0に計測された系統電流Isiが追従するように、偏差のＰＩ制御により系統の相電圧Vsi(i=r,s,t)の操作量を演算し、該相電圧Vsiに加算することで電圧指令Virが生成される。そして、電力変換器７が電圧指令通り電圧を出力し、系統電流Isiを操作することにより、メインコンバータ２のフィルタコンデンサ電圧８２（ＤＣ電圧Vc）を制御できる。
図２９は、高精度電圧ルーチン２５ａでの処理を示すフローチャートである。この電圧高精度電圧ルーチン２５ａでは、メインコンバータ２とサブコンバータ３のそれぞれについてのスイッチ状態を求めて制御信号を生成する。
まず、メインコンバータ２側の処理では、電流指令振幅Is0から力行運転か回生運転であるかを判断する。力行運転ではメインコンバータ２は三相全波整流回路となるので、スイッチ状態は全オフでも良く、この場合、メインコンバータ２の制御信号となる２つのビット情報nH1i、nH2i(i=r,s,t)は０とする。回生運転では、入力される系統電圧基本波Vooi(i=r,s,t)と判定電圧VHanteiとから図中左の真理値表に示すように２つのビット情報nH1、nH2は決定される。
サブコンバータ３側の処理では、電力変換器７の電圧指令Virとメインコンバータ２の交流端子電圧である相電圧VHi(i=r,s,t)との差からサブコンバータ３の電圧指令VLi(i=r,s,t)を求める。そして、図中右の真理値表に示すように、サブコンバータ３の電圧指令VLiの絶対値VLabiと符号nnLi(i=r,s,t)とをサブコンバータ３の制御信号として決定する。
生成された各コンバータ２、３の制御信号はゲートパルス生成回路２６ａに入力される。
ゲートパルス生成回路２６ａでは、高精度電圧ルーチン２５ａから入力された、各コンバータ２、３の電圧指令に対応する制御信号に基づいて、各コンバータ２、３内のスイッチング素子を駆動するゲートパルスを生成する。このとき、アーム短絡防止のためのゲートのデットタイムも生成する。
なお、サブコンバータ３のゲートパルス生成の処理では、ＰＷＭ制御のためにコンパレータ回路を用いて、電力変換器７の電圧指令Virとメインコンバータ２の相電圧VHiとの差であるサブコンバータ３の電圧指令VLiの電圧を高精度に発生させるようにゲートパルスを生成する。
このゲートパルス生成回路２６ａは比較的高速処理を必要とするため、並列処理ができる論理回路で通常構成されるが、高速処理が可能な中央演算装置（ＣＰＵ）、デジタル-シグナル-プロセッサ（ＤＳＰ）等を用いたソフトウェアによる処理でも良い。
以上のように、この実施の形態では、メインコンバータ２とサブコンバータ３とを直列接続して電力変換器７を構成し各コンバータ２、３の相電圧の和で電力変換器７の相電圧を発生するため、大きな電圧のパルスを高いスイッチング周波数で発生させる必要がなく、系統のリアクトルを大きくすることなく高調波を抑制でき、電力損失および電磁ノイズも低減できる。このため、変換効率が高く小型化が促進された電力変換装置が得られる。
特に、比較的電圧が低いサブコンバータ３をきめ細かく制御することにより電流制御をするので、比較的電圧が高いメインコンバータ２の出力電圧のパルス数は半周期あたり数パルス以下となり、さらにスイッチング損失は低下し電磁ノイズも低減する。メインコンバータ２のパルス数が半周期あたり１パルスの場合はさらに効果的である。
またサブコンバータ３により電流制御ができるので、力行・回生運転が容易となる。回生運転のときに系統電圧に高調波が発生し、メインコンバータ２の同側アームが入る時に短絡回路となっても、サブコンバータ３のコンデンサ電圧Vb≧1/2・(線間電圧)+高調波電圧Vnpを満たすようにメインコンバータ２内のスイッチング素子のゲートパルス幅を決めることにより、電流制御が出来、電流は過負荷にならないので、上位の保護スイッチが切りにならず運転継続ができる。このとき、系統の限流リアクトルも小さくできる。
なお、上記各実施の形態では力行・回生運転を行う電力変換装置について示したが、回生運転をしない場合、図３０に示すように、メインコンバータ２に替わってダイオードのフルブリッジ構成のメインコンバータ９１を用いて電力変換器７ａを構成してもよく、安価を実現できる。この場合も、サブコンバータ３をＰＷＭ制御することで、高調波の抑制が効果的に行える。
実施の形態４．
なお、上記各実施の形態１〜３では、サブコンバータ３は各相で１台としたが、メインコンバータ２の各相交流入力線９に複数台の単相サブコンバータ３の交流側をそれぞれ直列接続しても良い。図３１にサブコンバータ３を２台の場合の電力変換装置を示す。この場合、メインコンバータ２は、各相２ａが図のように構成された三相３レベルコンバータでフィルタコンデンサ４は２つのフィルタコンデンサ４ａを直列接続して用いる。
このように構成される電力変換装置のメインコンバータ２のフィルタコンデンサ４のＤＣ電圧Vcと２台のサブコンバータ３のフィルタコンデンサ５のＤＣ電圧Vb1、Vb2は、それぞれ異なる値（Vc＞Vb1＞Vb2）で、４：２：１、４：３：１、５：３：１、６：３：１、７：３：１等の関係を持ち、製品仕様に合わしてこれ以外の値でも良く、等しい電圧にして部品の種類を低減しても良い。それぞれの場合について、各コンバータの出力論理とそれらを直列接続した電力変換器の出力階調（電圧レベル）との関係を図３２のＡ〜Ｅの論理表に示す。
ここでは、表Ａの場合について、以下に説明する。
Vc、Vb1、Vb2は４：２：１の関係で、３つのコンバータ２、３の組み合わせにより、これらの発生電圧の総和で０〜７の８階調の相電圧（絶対値）が交流入力端子に発生する。正弦波階調を得るための各コンバータ２、３の電圧波形を、図３３に示す。図３３（ａ）は電力変換器全体の電圧波形、図３３（ｂ）はＤＣ電圧Vb2を有するサブコンバータ３の電圧波形、図３３（ｃ）はＤＣ電圧Vb1を有するサブコンバータ３の電圧波形、図３３（ｄ）はＤＣ電圧Vcを有するメインコンバータ２の電圧波形を示す。各コンバータ２、３の発生電圧の組み合わせにより、滑らかな電圧階調波形が得られていることがわかる。
このように異なるＤＣ電圧を有するメインコンバータ２と複数台のサブコンバータ３との直列接続構成で、交流入力端子に発生する電圧は、多レベル化して滑らかな電圧階調波形となるため、高調波を抑制することができる。また、電圧の高いメインコンバータ２のスイッチング回数を抑えることにより、スイッチング損失を抑えることが出来、電力変換装置の効率は向上し、さらに電磁ノイズも減らすことが出来る。
また、この場合も、上記実施の形態１、２と同様の制御を適用することができ、サブコンバータ３のフィルタコンデンサ５のＤＣ電圧Vbを一定に保つことができ上記実施の形態１、２と同様の効果が得られる。
また、上記実施の形態３と同様の制御も適用でき、比較的電圧の低いサブコンバータ３をきめ細かく制御することで電流制御が行え、上記実施の形態３と同様の効果が得られる。
基本的にメインコンバータ２とサブコンバータ３は出力したい電圧に対してパルス幅の変調制御出力、いわゆる、ＰＷＭ出力を行っても良い。出力に小さなフィルタをおくことで、電圧出力の精度が向上させることが出来、電圧や電流の高調波を抑制が出来る。
特に電圧が高いメインコンバータは出力パルス数を少なくし、電圧が低いサブコンバータはＰＷＭ出力すると、変換効率の向上と高調波抑制の両立が出来、効果的である。
交流から直流に電力変換し、回生時にも電力制御可能な電力変換装置に広く適用できる。
この発明による電力変換装置は、それぞれ交流から直流に電力を変換するメインコンバータとサブコンバータとを直列接続して構成される。上記メインコンバータの直流電圧は上記サブコンバータの直流電圧より大きく、上記メインコンバータと交流電源との間に上記サブコンバータを配置する。
そして、上記サブコンバータの交流側に発生する１周期あたりの電力がゼロになるように、該電力変換装置を制御して上記メインコンバータの直流電圧を調整するものである。
また、この発明による電力変換装置は、上記サブコンバータの交流側に発生する１周期あたりの電力がゼロになるように、上記メインコンバータをＰＷＭ制御して該メインコンバータの平均的な相電圧を調整するものである。
また、この発明による電力変換装置は、該電力変換装置に流れる電流の出力期間および振幅を調整して、上記サブコンバータの交流側に発生する１周期あたりの電力をゼロにすると共に、上記メインコンバータの直流電圧を制御するものである。
また、この発明による電力変換装置は、上記メインコンバータの直流電圧が所定の値になるように、該電力変換装置に流れる電流を制御するものである。

Claims (18)

  1. それぞれ交流から直流に電力を変換するメインコンバータとサブコンバータとを直列接続して構成される電力変換装置において、上記メインコンバータの直流電圧は上記サブコンバータの直流電圧より大きく、上記メインコンバータと交流電源との間に上記サブコンバータを配置したことを特徴とする電力変換装置。
  2. 上記サブコンバータの交流側に発生する１周期あたりの電力をゼロにするように上記メインコンバータおよび上記サブコンバータを制御することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 該電力変換装置に流れる電流を制御して上記メインコンバータの直流電圧を制御することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 上記メインコンバータを半周期に１パルスのゲートパルスにて駆動し、上記サブコンバータの交流端子の発生電圧を、交流電源電圧と上記メインコンバータの交流端子の発生電圧との差分となるように制御することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  5. 上記サブコンバータの直流電圧の２倍の電圧が、上記交流電源の線間電圧と上記メインコンバータの線間電圧との差分に高調波電圧を加算した電圧よりも大きくなるように、回生時における上記メインコンバータを駆動するゲートパルス幅を決定することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 上記メインコンバータの交流端子に発生する発生電圧を半周期に数パルス以下のパルス電圧とし、上記サブコンバータの交流端子に発生する発生電圧を、交流電源電圧と上記メインコンバータの発生電圧との差分となるように制御することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  7. 上記メインコンバータの発生電圧を半周期に１パルスに制御することを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
  8. 上記サブコンバータは、複数段の直列接続とすることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  9. 上記メインコンバータのスイッチング制御により上記サブコンバータの交流側に発生する１周期あたりの電力をゼロにすることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  10. 上記メインコンバータのスイッチング制御において、上記メインコンバータの直流電圧を調整することを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
  11. 上記メインコンバータのスイッチング制御において、上記メインコンバータをＰＷＭ制御することを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
  12. 上記サブコンバータのスイッチング制御により上記サブコンバータの交流側に発生する１周期あたりの電力をゼロにすることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  13. 上記サブコンバータのスイッチング制御により該電力変換装置に流れる電流のパルス幅を調整することを特徴とする請求項１２に記載の電力変換装置。
  14. 上記サブコンバータのスイッチング制御により該電力変換装置に流れる電流を制御して上記メインコンバータの直流電圧を調整することを特徴とする請求項１２に記載の電力変換装置。
  15. 上記サブコンバータの直流電圧が所定の指令値に追従するように上記メインコンバータの直流電圧指令値を決定し、該メインコンバータの直流電圧が上記電圧指令値に追従するように該電力変換装置に流れる電流の指令値を生成し、該電流指令値に基づいて生成される該電力変換装置の入力電圧指令により上記メインコンバータおよび上記サブコンバータを制御することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  16. 該電力変換装置を流れる電流の指令値を生成し、該電流指令値に基づいて生成される該電力変換装置の入力電圧指令により上記メインコンバータおよび上記サブコンバータを制御し、上記電流指令値の生成時に、上記出力期間を調整すると共に、振幅を調整して上記メインコンバータの直流電圧を制御することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  17. 上記サブコンバータのスイッチング制御により該電力変換装置に流れる電流を制御することを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
  18. 上記メインコンバータの直流電圧が一定となるように、該電力変換装置を流れる電流の指令値を生成し、該電流指令値に基づいて生成される該電力変換装置の入力電圧指令により上記メインコンバータおよび上記サブコンバータを制御することを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
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