JPH1014108A - 並列形アクティブフィルタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 容量性非線形負荷の高調波を高性能に補償す
ることができる負荷出力電圧検出方式の並列形アクティ
ブフィルタを提供すること。 【解決手段】 容量性非線形負荷８と負荷リアクトル６
との接続点の高調波電圧ＶLHを検出し、検出した高調波
電圧ＶLHに、スイッチングリップル抑制用リアクトル３
のインダクタンス値ＬA と上記負荷リアクトル６のイン
ダクタンス値ＬLにより定まる補償定数Ｋ（＝−ＬA ／
ＬL ）を掛け補償電圧指令を発生する。この補償電圧指
令はＰＷＭ変調されてＰＷＭ変換器４に与えられ、ＰＷ
Ｍ変換器４は上記高調波電圧ＶLHを補償する補償電流Ｉ
C を出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、系統電源に接続さ
れる非線形負荷の高調波を系統電源に対して補償するア
クティブフィルタに関し、特にコンデンサインプット負
荷等の容量性（電圧源）非線形負荷の高調波を補償する
並列形アクティブフィルタに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】コンデンサインプット負荷等の電圧源と
みなせる容量性非線形負荷の高調波を系統電源に対して
補償する従来の並列形アクティブフィルタ（以下並列形
Ａ／Ｆという）は図２２に示す如く構成される。図２２
において、１は交流電源、２は電源インピーダンス、３
はスイッチングリップル抑制用リアクトル（以下Ａ／Ｆ
リアクトルという）、４はＰＷＭ変換器、５は直流コン
デンサ、６は負荷リアクトル、８は容量性非線形負荷、
１０１はＰＷＭ変換器４の出力電流ＩC を検出する電流
検出器、１０２は負荷電流ＩL を検出する負荷電流検出
器であり、並列形Ａ／Ｆは、Ａ／Ｆ用リアクトル３、Ｐ
ＷＭ変換器４、および直流コンデンサ５から構成され
る。

【０００３】ＰＷＭ変換器４はスイッチング素子および
逆並列に接続されたダイオードから構成され、上記スイ
ッチング素子、ダイオード回路がブリッジ回路として接
続されている。上記並列形Ａ／Ｆは負荷電流ＩL の高調
波分を検出して（制御回路は図示せず）、それを打ち消
すようにＰＷＭ変換器４を駆動して、補償電流ＩC を流
すものである。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】容量性（電圧源）非線
形負荷の高調波を系統電源に対して補償する並列形Ａ／
Ｆは、図２２に示すように負荷電流ＩL を検出して補償
する場合、容量性非線形負荷の系統電源側に直列に接続
された負荷リアクトル６が小さいと、その特性が悪くな
るという不具合があった。この不具合を解消するために
は、負荷リアクトル６を大きくすれば補償特性が良くな
るが、負荷リアクトルを他の制約や、経済上の制約によ
り大きくできない場合には対応できず、また、負荷リア
クトル６を大きくすると負荷リアクトルの電圧降下が生
じるという不具合があった。本発明は、かかる不具合を
解消するためになされたものであり、その目的とすると
ころは、容量性（電圧源）非線形負荷の負荷リアクトル
を大きくする事なく、高調波補償特性の向上を計れる並
列形Ａ／Ｆを提供する事にある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】図１は本発明の負荷電圧
検出方式による並列形Ａ／Ｆの基本構成およびその等価
回路を示す図であり、同図は高調波成分のみに着目した
構成を示している。同図（ａ）において、１は交流電
源、２は電源インピーダンス、３はＡ／Ｆ用リアクト
ル、４はＰＷＭ変換器、５は直流コンデンサ、６は負荷
リアクトル、８は容量性非線形負荷である。また、ＶLH
は負荷電圧の高調波成分電圧、ＶCHはＰＷＭ変換器４の
出力電圧の高調波成分、ＩCHは補償電流の高調波成分、
ＩSHは電源電流の高調波成分、ＩLHは負荷電流の高調波
成分である。２０はＰＷＭ変換器４を制御する制御回路
であり、制御回路２０は、上記高調波電圧ＶLHに、補償
定数Ｋを乗算し、該乗算結果に基づきＰＷＭ変換器４を
制御する。なお、上記補償定数Ｋは、後述するようにＡ
／Ｆ用リアクトル３と負荷リアクトル６のインダクタン
ス値ＬA とＬL により定まる定数である。

【０００６】図１（ｂ）は図１（ａ）の等価回路であ
る。なお、同図は高調波のみに着目しているので、図１
の交流電源１は省いてある。同図において、ＺS は電源
インピーダンス２のリアクタンス、ＺL は負荷リアクト
ル６のリアタンス（インダクタンス＝ＬL ）、ＺA はＡ
／Ｆ用リアクトル３のリアクタンス（インダクタンス＝
ＬA ）、ＶLHは容量性非線形負荷８が出力する電圧の高
調波成分、ＶCHはＰＷＭ変換器４が出力する補償電圧の
高調波成分、Ｋは上記した補償定数、Ｇは制御性能を表
す定数、ＩCHは補償電流の高調波成分、ＩSHは電源電流
の高調波成分、ＩLHは負荷電流の高調波成分を表す。な
お、上記制御性能を表す定数Ｇは１〜０の値を取り、１
は指令通りに高調波が補償されることを表す。

【０００７】図１（ｂ）により本発明の補償原理につい
て説明する。図１（ｂ）において、負荷電流ＩLHの高調
波成分を電源に流さない、すなわち電源電流ＩSHを零に
するという事は、負荷とアクティブフィルタの接続点電
圧ＶT の高調波電位を零にする事である。したがって、
次式（１）を満足するように高調波電圧源ＶCH（ＰＷＭ
変換器４の出力電圧の高調波成分）を制御すればよい。 ＶLH／ＬL ＝−ＶCH／ＬA （１） すなわち、負荷リアクタンスＺL のインダクタンス値を
ＬL とし、Ａ／Ｆ用リアクトル３のリアクタンスＺA の
インダクタンス値をＬA とすると、次の式（２）を満足
するように制御すれば良く、前記補償定数Ｋは次の
（３）式で表される。 ＶCH＝−（ＬA ／ＬL ）×ＶLH （２） Ｋ＝−（ＬA ／ＬL ） （３） したがって、電源電流ＩSHは次の式（４）で表される。

【０００８】

【数１】

【０００９】一方、前記図２２に示した従来の負荷電流
検出方式の並列形Ａ／Ｆの等価回路は図２で表される。
図２においても、高調波のみに着目したので、図２２の
交流電源１は省いてある。図２において、上記図１
（ｂ）に示したものと同一のものには同一の符号が付さ
れており、ＺS は電源インピーダンス２のリアクタン
ス、ＺL は負荷リアクトル６のリアタンス、ＶLHは容量
性非線形負荷８の出力電圧の高調波成分、ＩCHはＰＷＭ
変換器が出力する補償電流の高調波成分、Ｇは制御性能
を表す定数（Ｇ＝０〜１の値を取り、１は指令通りに高
調波が補償されることを表す）、ＩSHは電源電流の高調
波成分、ＩLHは負荷電流の高調波成分を表す。図２にお
いて、補償電流ＩCHをＩCH＝Ｇ×ＩLHのように制御する
と、電源電流ＩSHは次式（５）で表される。

【００１０】

【数２】

【００１１】ここで、各値を単位法で表して、ＶLH＝0.
1 、ＺS ＝0.01、ＺL ＝0.01、ＺA＝0.04、およびＧ＝
0.9 とすると、式（４）および（５）より、電源電流の
高調波成分ＩSHは次のようになる。 負荷電圧検出方式の時 ｜ＩSH｜＝0.4 負荷電流検出方式の時 ｜ＩSH｜＝0.9 すなわち、電源電流の高調波成分ＩSHは上記の負荷電
圧検出方式の方が少なくなり、の負荷電流検出方式よ
りの負荷電圧検出方式が優れていることがわかる。こ
れは非線形負荷８が電圧源であるためであり、事実、負
荷リアクトルＬL を大きくして非線形負荷８を電流源に
近づけると、負荷電圧検出方式の優位性が減少する。

【００１２】本発明は上記原理により容量性非線形負荷
の高調波成分を補償するものであり、次のようにして前
記課題を解決する。 （１）ＰＷＭ変換器を備え、該ＰＷＭ変換器が出力する
補償電流により交流電源に接続される容量性非線形負荷
の高調波を抑制する並列形アクティブフィルタにおい
て、上記ＰＷＭ変換器の交流電源側に直列に接続された
スイッチングリップル抑制用リアクトルと直列コンデン
サと、前記スイッチングリップル抑制用リアクトルに流
れる高調波電流を検出し、検出した高調波電流にダンピ
ング定数を掛けて、ダンピング指令を発生する手段と、
前記容量性非線形負荷と負荷リアクトルとの接続点の高
調波電圧を検出し、検出した高調波電圧に、上記スイッ
チングリップル抑制用リアクトルのインダクタンス値Ｌ
A と上記負荷リアクトルのインダクタンス値ＬL により
定まる補償定数（＝−ＬA ／ＬL ）を掛けて補償電圧指
令を発生する手段と、上記補償電圧指令と前記ダンピン
グ指令との和を求める加算手段とを設け、上記加算手段
の出力を電圧指令としてＰＷＭ変換器に与え、ＰＷＭ変
換器を駆動する。

【００１３】（２）上記（１）において、電源電圧を検
出し、位相が進んだ進み電圧を発生する手段と、前記Ｐ
ＷＭ変換器の直流電圧偏差を増巾した信号と前記進み電
圧の積を直流電圧指令として発生する手段と、該直流電
圧指令を前記ＰＷＭ変換器の電圧指令に加算する手段を
設ける。 （３）上記（１）において、容量性非線形負荷のＰＷＭ
変換器のゲートパルスと、該ＰＷＭ変換器の直流側の電
圧との積より上記容量性非線形負荷電圧に相当した電圧
を得る掛算手段を設け、上記掛算手段の出力信号から容
量性非線形負荷が出力する高調波電圧を求め、該高調波
電圧に補償定数を掛けて補償電圧指令を発生する。こと
を特徴とする請求項１または請求項２の並列形アクティ
ブフィルタ。 （４）上記（１）（２）（３）において、交流電源に接
続される複数の容量性非線形負荷の高調波を抑制するに
際し、上記各容量性非線形負荷と各負荷リアクトルとの
接続点の高調波電圧を検出し、検出した高調波電圧の和
を求める手段を設け、上記高調波電圧の和に、スイッチ
ングリップル抑制用リアクトルのインダクタンス値ＬA
と上記各負荷リアクトルのインダクタンス値ＬL により
定まる補償定数（＝−ＬA ／ＬL ）を掛けて補償電圧指
令を発生する。

【００１４】（５）上記（１）（２）（３）において、
トランスの複数個の２次巻線に接続された複数台の容量
性非線形負荷の高調波を、スイッチングリップル抑制用
リアクトルと直列コンデンサの直列回路を介して上記ト
ランスの３次巻線に接続されたＰＷＭ変換器が出力する
補償電流により抑制するに際し、上記各容量性非線形負
荷とトランスとの接続点の高調波電圧を検出し、検出し
た高調波電圧の和を求める手段と、上記高調波電圧の和
に、スイッチングリップル抑制用リアクトルのインダク
タンス値ＬA と上記トランスの２次巻線の漏れインダク
タンスＬ2 と上記トランスの３次巻線の漏れインダクタ
ンスＬ3 により定まる補償定数〔＝−（ＬA ＋Ｌ3 ）／
Ｌ2 〕を掛けて補償電圧指令を発生する。

【００１５】（６）ＰＷＭ変換器を備え、該ＰＷＭ変換
器が出力する補償電流により交流電源に接続される容量
性非線形負荷の高調波を抑制する並列形アクティブフィ
ルタにおいて、上記ＰＷＭ変換器の交流電源側に直列に
接続されたスイッチングリップル抑制用リアクトルと、
前記容量性非線形負荷と負荷リアクトルとの接続点の高
調波電圧を検出し、検出した高調波電圧に、上記スイッ
チングリップル抑制用リアクトルのインダクタンス値Ｌ
A と上記負荷リアクトルのインダクタンス値ＬLにより
定まる補償定数（−ＬA ／ＬL ）を掛けて補償電圧指令
を発生する手段と、電源電圧を検出し、基本波電圧指令
を得る基本波指令出力手段と、上記補償電圧指令と前記
基本波電圧指令との和を求める加算手段とを設け、上記
加算手段の出力を電圧指令としてＰＷＭ変換器に与え、
ＰＷＭ変換器を駆動する。

【００１６】（７）上記（６）において、容量性非線形
負荷のＰＷＭ変換器のゲートパルスと、該ＰＷＭ変換器
の直流側の電圧との積より上記容量性非線形負荷電圧に
相当した電圧を得る掛算手段を設け、上記掛算手段の出
力信号から容量性非線形負荷が出力する高調波電圧を求
め、該高調波電圧に補償定数を掛けて補償電圧指令を発
生する。 （８）上記（６）（７）において、交流電源に接続され
る複数の容量性非線形負荷の高調波を抑制するに際し、
上記各容量性非線形負荷と各負荷リアクトルとの接続点
の高調波電圧を検出し、検出した高調波電圧の和を求め
る手段を設け、上記高調波電圧の和に、スイッチングリ
ップル抑制用リアクトルのインダクタンス値ＬA と上記
各負荷リアクトルのインダクタンス値ＬL により定まる
補償定数（＝−ＬA ／ＬL ）を掛けて補償電圧指令を発
生する。

【００１７】（９）上記（６）（７）において、トラン
スの複数個の２次巻線に接続された複数台の容量性非線
形負荷の高調波を、上記トランスの３次巻線に接続され
たＰＷＭ変換器が出力する補償電流により抑制するに際
し、上記各容量性非線形負荷とトランスとの接続点の高
調波電圧を検出し、検出した高調波電圧の和を求める手
段と、上記高調波電圧の和に、上記トランスの２次巻線
の漏れインダクタンスＬ2 と上記トランスの３次巻線の
漏れインダクタンスＬ3 により定まる補償定数（＝−Ｌ
3 ／Ｌ2 ）を掛けて補償電圧指令を発生する。

【００１８】本発明の請求項１の発明は、上記（１）の
ように構成したので、ダンピング性能を備えた、補償特
性の良好な負荷電圧検出方式の並列形アクティブフィル
タを実現することができる。本発明の請求項２の発明
は、上記（２）のように構成したので、直流電圧制御機
能を備えた負荷電圧検出方式の並列形アクティブフィル
タを実現することができる。本発明の請求項３の発明
は、上記（３）のように構成したので、負荷電圧検出器
を用いることなく、負荷電圧に相当した電圧を検出する
ことができる。本発明の請求項４，５の発明は、上記
（４）（５）のように構成したので、複数台の容量性非
線形負荷から出力される高調波を抑制することができる
負荷電圧検出方式の並列形アクティブフィルタを実現す
ることができる。

【００１９】本発明の請求項６の発明は、上記（６）の
ように構成したので、直列コンデンサを用いることなく
補償特性の良好な負荷電圧検出方式の並列形アクティブ
フィルタを実現することができる。本発明の請求項７の
発明は、上記（７）のように構成したので、請求項３の
発明と同様、負荷電圧検出器を用いることなく、負荷電
圧に相当した電圧を検出することができる。本発明の請
求項８，９の発明は、上記（８）（９）のように構成し
たので、請求項４，５の発明と同様、複数台の容量性非
線形負荷から出力される高調波を抑制することができる
負荷電圧検出方式の並列形アクティブフィルタを実現す
ることができる。

【００２０】

【発明の実施の形態】本発明は、以下に説明する（１）
交流電源の基本波電圧をカットする直列コンデンサを用
いた負荷電圧検出方式の並列形Ａ／Ｆ、および、（２）
電源電圧の基本波を検出するローパスフィルタを用いた
負荷電圧検出方式の並列形Ａ／Ｆとして実現することが
でき、以下、上記（１），（２）の実施例について説明
する。

【００２１】（１）直列コンデンサを用いた負荷電圧検
出方式並列形Ａ／Ｆ 以下、第１〜第５の実施例により、直列コンデンサを用
いた負荷電圧検出方式並列形Ａ／Ｆについて説明する。
図３は本発明の第１の実施例の主回路、図４はその制御
回路であり、本発明の第１の実施例を図３および図４に
より説明する。図３において、７は負荷電圧ＶL を検出
する負荷電圧検出器、９は直列コンデンサ、１０は補償
電流検出器であり、本実施例は、前記図２２の負荷電流
検出器１０２に換え、上記負荷電圧検出器７を設け、ま
た、Ａ／Ｆリアクトル３に直列に上記直列コンデンサ９
を設けたものであり、その他の構成は、前記図２２と同
様である。直列コンデンサ９はＡ／Ｆリアクトル３の交
流電源側に直列に接続され、ＰＷＭ変換器４に印加され
る交流電源１の基本波電圧をカットする。これによって
ＰＷＭ変換器４は低い直流電圧によって高調波補償を行
う事ができる。また、補償電流検出器１０は補償電流Ｉ
C を検出し、図４の制御回路に出力する。負荷電圧検出
器７は容量性非線形負荷８の電圧ＶL を検出し、図４の
制御回路に出力する。

【００２２】図４において、２１は負荷電圧検出器７に
より検出された負荷電圧ＶL から高調波成分ＶLHを取り
出す第１のハイパスフィルタ、２２は前記した補償定数
（−ＬA ／ＬL ）を第１のハイパスフィルタ２１の出力
ＶLHに掛け算する補償定数掛算器である。２３は、補償
電流検出器１０により検出された補償電流ＩC から高調
波成分ＩCHを取り出す第２のハイパスフィルタ、２４は
ダンピング定数を第２のハイパスフィルタ２１の出力Ｉ
CHに掛け算するダンピング定数掛算器、２５は上記補償
定数掛算器２１の出力ＶL ^* とダンピング定数掛算器２
４の出力ＶDM^* を加算する加算器である。また、２７は
比較器であり、比較器２７は三角波発生器２６が出力す
る三角波信号と上記加算器２５の出力Ｖ^* を比較して、
出力Ｖ^* をＰＷＭ変調し、ＰＷＭ変換器４を駆動するゲ
ートパルス信号ＧI を出力する。

【００２３】図３、図４において、本実施例の並列形Ａ
／Ｆは次のように動作する。第１のハイパスフィルタ２
１は容量性非線形負荷８の負荷電圧ＶL を入力し、その
高調波分ＶLHを補償定数掛算器２２に出力する。ここ
で、高調波にとって直列コンデンサ９のリアクタンスは
十分に小さいとすると、直列コンデンサ９（＝ＺC ）と
Ａ／Ｆリアクトル３（＝ＺA ）の合成リアクタンスは、
ＺA ＋ＺC ≒ＺA となり、前記した補償定数−Ｋ１は−
ＬA ／ＬLとなる。補償定数掛算器２２は負荷電圧ＶL
の高調波成分ＶLHを入力として、前記式（２）に基づき
負荷出力電圧高調波ＶLHと、補償定数−Ｋ１（＝−ＬA
／ＬL ）を掛け算し、その積を電圧指令ＶL ^* として、
加算器２５に出力する。一方、第２のハイパスフィルタ
２３は補償電流ＩC を入力とし、その高調波成分ＩCHを
ダンピング定数掛算器２４に出力する。

【００２４】ダンピング定数掛算器２４は補償電流の高
調波成分ＩCHを入力として、該高調波成分ＩCHと補償定
数−Ｋ２を掛け算し、その積をダンピング指令ＶDM^* と
して加算器２５に出力する。加算器２５は電圧指令ＶL
^* とダンピング指令ＶDM^* を加算し、その和を補償電圧
指令Ｖ^* として比較器２７に出力する。比較器２７は三
角波発生器２６からの三角波信号Ｓと補償電圧指令Ｖ^*
を比較することにより、上記補償電圧指令Ｖ^* をＰＷＭ
変調し、ＰＷＭ変換器４を駆動するゲートパルス信号Ｇ
Ｉを出力する。ＰＷＭ変換器４はゲートパルス信号ＧＩ
に応じて容量性非線形負荷８から出力される高調波成分
を補償する補償電流ＩC を出力し、この補償電流ＩC は
Ａ／Ｆリアクトル３、直列コンデンサ９を介して電源ラ
インと並列形Ａ／Ｆとの接続点に供給され、高調波成分
が補償される。ここで、上記ダンピング定数−Ｋ2 の作
用を、図５の等価回路により説明する。

【００２５】図５において、ＶSHは、図１の交流電源１
の出力電圧の高調波成分、ＺC は直列コンデンサ９のリ
アクタンス、またＺA はＡ／Ｆ用リアクトル３のリアク
タンス、ＶCHはＰＷＭ変換器４が出力する補償電圧の高
調波成分、ＩCHは補償電流の高調波成分、１０は前記し
た補償電流検出器であり、同図ではダンピング定数の作
用を説明するため、制御回路４における第１のハイパス
フィルタ２１、補償定数２２の部分は省略されている。

【００２６】同図において、補償電流検出器１０により
検出された補償電流の高調波成分ＩCHに、ダンピング定
数（＝−Ｋ2 ）、制御性能を表す定数（＝Ｇ）が掛け算
され、ＰＷＭ変換器４の出力電圧ＶCHが制御されるの
で、次の式（６）が成り立つ。 ＶCH＝−Ｇ×Ｋ2 ×ＩCH （６） ここで、仮にＰＷＭ変換器４が指令通りに動作すると
し、Ｇ＝１とすると、補償電流ＩCHは、図５の等価回路
および上記式（６）より、次の式（７）で表される。

【００２７】

【数３】

【００２８】上記式（７）から明らかなように、ダンピ
ング定数−Ｋ２はリアクタンスＺS，ＺA ，ＺC のよう
に補償電流の高調波成分ＩCHに対して抵抗として作用す
るので、仮に、直列共振が起こりＺS ＋ＺA ＋ＺC ≒０
となっても、ダンピング定数−Ｋ２により共振を抑制す
ることができる。以上のように本実施例においては、負
荷電圧の高調波成分ＶLHを検出し、検出した高調波成分
ＶLHと補償定数−Ｋ1 との積に基づき電圧指令ＶL ^* を
得るとともに、補償電流の高調波成分ＩCHにダンピング
定数−Ｋ２を掛け算し、その積ＶDM^* を上記電圧指令Ｖ
L ^* に加算して補償電圧指令Ｖ^* 得てＰＷＭ変換器５を
制御しているので、ダンピング性能を備えた負荷電圧検
出方式の並列形Ａ／Ｆを実現することができる。

【００２９】図６、図７は本発明の第２の実施例を示す
図である。本実施例はＰＷＭ変換器４の直流コンデンサ
５の電圧を制御できるようにした実施例を示しており、
図６は主回路、図７はその制御回路である。図６の主回
路において、図３に示したものと同一のものには同一の
符号が付されており、本実施例においては、図３に示し
たものに、並列形Ａ／Ｆと電源ラインの接続点の電圧Ｖ
T を検出する電源電圧検出器１１と、直流コンデンサ５
の電圧ＶD を検出する直流電圧検出器１２が付加されて
いる。また、図７の制御回路には、図４に示した制御回
路に上記直流電圧ＶD と直流電圧設定値ＶD ^* の偏差を
増幅する電圧制御アンプ２８と、上記電源電圧検出器１
１の出力ＶS に対して進み位相を持つ電圧ＶTaを出力す
る進み信号発生器２９と、掛算器３０が付加されてい
る。

【００３０】図６、図７において、直流電圧検出器１２
により検出された直流コンデンサ５の電圧ＶD は電圧制
御アンプ２８において直流電圧設定値ＶD ^* と比較さ
れ、その偏差増幅信号ＶDC^* が掛算器３０に与えられ
る。一方、電源電圧検出器１１により検出された電圧Ｖ
S が進み信号発生器２９に与えられ、進み信号発生器２
９は、上記電圧ＶS に対し位相進みを持つ進み電圧ＶTa
を出力する。掛算器３０は上記電圧ＶDC^* と進み電圧Ｖ
Taを掛け算し、その積を直流電圧指令Ｖ1 ^* として加算
器２５に出力する。上記直流電圧指令Ｖ1 ^* は上記偏差
増幅信号ＶDC^* が直流であり、また進み電圧ＶTaが電圧
ＶT より位相が進んだ正弦波であるので、大きさが上記
偏差増幅信号ＶDC^* に比例した正弦波となり、上記直流
電圧指令Ｖ1 ^* により、後述するように直流電圧ＶD を
制御することができる。加算器２５は上記直流電圧指令
Ｖ1 ^* と前記した補償電圧指令ＶL ^* およびダンピング
指令ＶDM^* を加算して、補償電圧指令Ｖ^* を比較器２７
に出力する。比較器２７は前記したように、三角波信号
Ｓと補償電圧指令Ｖ^* を比較し、ゲートパルス信号ＧＩ
を出力し、ＰＷＭ変換器４が駆動される。

【００３１】次に、上記直流電圧ＶD の制御について図
８の基本波ベクトル図により説明する。電源電圧をＶS
、ＰＷＭ変換器４の出力電圧をＶC 、ＰＷＭ変換器４
が出力する補償電流をＩC 、補償電流ＩC の電源電圧Ｖ
S と同相の成分をＩCD、直列コンデンサ９とＡ／Ｆリア
クトル３の合成電圧をＶX とすると、図８に示すベクト
ル図が成立する。図８において、ＰＷＭ変換器４の出力
電圧ＶC を、電源電圧ＶS より同図に示すように進ませ
て大きさを制御することにより、電源電圧ＶS と同相の
補償電流ＩCDが制御され、その結果、交流電源１からエ
ネルギーをもらって、ＰＷＭ変換器４の直流側に接続さ
れている直流コンデンサ５の充電が行われる。一方、Ｐ
ＷＭ変換器４の出力電圧ＶC を電源電圧ＶS より遅らせ
て大きさを制御することにより、ＰＷＭ変換器４の直流
側に接続されている直流コンデンサ５の放電が行われ
る。

【００３２】すなわち、図７において、直流コンデンサ
５の電圧ＶD が直流電圧設定値ＶD ^* より小さいときに
は、掛算器３０は上記電圧ＶD と直流電圧設定値ＶD ^*
の偏差に応じた大きさの進み位相の電圧Ｖ1 ^* を出力
し、その結果直流コンデンサ５が充電される。また、直
流コンデンサ５の電圧ＶD が直流電圧設定値ＶD ^* より
大きいときには、偏差増幅信号ＶDC^* の符号が負になる
ので、掛算器３０は上記電圧ＶD と直流電圧設定値ＶD
^* の偏差に応じた大きさの遅れ位相の電圧Ｖ1 ^*を出力
し、その結果直流コンデンサ５が放電される。

【００３３】上記のようにして、加算器２５に加算する
電圧の位相を制御することにより、直流コンデンサ５の
電圧ＶD を制御することができる。なお、進み電圧ＶTa
の角度は、補償電流ＩC の中の無効分をあまり増やさな
いようにするために９０°付近とするのが望ましい。本
実施例においては、上記のように構成しているので、ダ
ンピング性能を備えるとともに、ＰＷＭ変換器４の直流
部の直流電圧制御機能を備えた電圧検出形並列形Ａ／Ｆ
を実現することができる。

【００３４】図９は本発明の第３の実施例を示す図であ
る。本実施例は２台の容量性非線形負荷の高調波成分を
制御できるようにした実施例を示しており、図９は主回
路、図１０はその制御回路である。図９において、前記
図３、図６に示したものと同一のものには同一の符号が
付されており、本実施例においては、第１，第２の容量
性非線形負荷８１，８２と、第１の負荷リアクトル６
１、第２の負荷リアクトル６２が設けられており、上記
第１，第２の容量性非線形負荷８１，８２の電圧ＶL を
検出する第１，第２の負荷電圧検出器７１，７２が設け
られている。また、図１０の制御回路には、図４に示し
た制御回路に、上記負荷電圧検出器７１，７２の出力電
圧ＶL1，ＶL2を加算し、第１のハイパスフィルタ２１に
出力する第２の加算器３１が付加されている。

【００３５】図９、図１０において、第１，第２の負荷
電圧検出器７１，７２は第１の容量性非線形負荷８１、
第２の容量性非線形負荷８２の電圧ＶL1，ＶL2をそれぞ
れ検出し、制御回路の加算器３１に送出する。第２の加
算器３１は、上記電圧ＶL1，ＶL2の和を負荷出力電圧Ｖ
L として第１のハイパスフィルタ２１に出力し、第１の
ハイパスフィルタ２１はその高調波成分ＶLHを取り出
す。以下の動作は前記した図３、図４のものと同様であ
り、ＰＷＭ変換器４は第１の容量性非線形負荷８１、第
２の容量性非線形負荷８２が出力する高調波を打ち消す
補償電流ＩC を出力する。ここで、第１の負荷リアクト
ル６１および第２の負荷リアクトル６２が同一の値ＬL
を有すると、前記図４で説明したように、定数Ｋ１とし
て、同様に（−ＬA ／ＬL ）とすることにより、２台の
容量性非線形負荷の出力電圧情報をもつ負荷出力ＶL で
２台の容量性非線形負荷８１，８２の高調波電流を抑制
することができる。

【００３６】図１１は本発明の第４の実施例を示す図で
あり、本実施例はトランスを介して２台の容量性非線形
負荷の高調波成分を補償する実施例を示している。図１
１において、前記図９に示したものと同一のものには同
一の符号が付されており、本実施例においては、図９の
ものにトランス１３が付加されており、１３１は上記ト
ランス１３の１次巻線漏れインダクタンス、１３２は第
１の２次巻線漏れインダクタンス、１３３は第２の２次
巻線漏れインダクタンス、１３４は３次巻線漏れインダ
クタンスである。そして、第１の容量性非線形負荷８１
は第１の２次巻線に、第２の容量性非線形負荷８２は第
２の２次巻線に、また、並列形Ａ／Ｆは３次巻線に接続
され、トランス１３の１次巻線は、電源インピーダンス
２を介して交流電源１に接続されている。

【００３７】本実施例における制御回路は前記した図１
０に示したものを使用することができ、第１，第２の負
荷電圧検出器７１，７２により検出された第１および第
２の容量性非線形負荷８１、８２の電圧ＶL1，ＶL2が制
御回路の加算器３１で加算され、前記したように、ＰＷ
Ｍ変換器４は第１の容量性非線形負荷８１、第２の容量
性非線形負荷８２が出力する高調波を打ち消す補償電流
ＩC を出力する。ここで、第１の２次巻線と第２の２次
巻線の漏れインダクタンス１３２と１３３の３次巻線換
算値を同一値のＬ２とし、３次巻線の漏れインダクタン
ス値をＬ３とすると、並列形Ａ／Ｆに直列に３次巻線の
漏れインダクタンス１３４が接続されることとなり、前
記図４で説明したように、定数Ｋ１として、〔−（ＬA
＋Ｌ３）／Ｌ２〕とすることにより、２台の容量性非線
形負荷の出力電圧情報をもつ負荷出力ＶL で２台の容量
性非線形負荷８１，８２の高調波電流を抑制することが
できる。

【００３８】図１２、図１３は本発明の第５の実施例を
示す図である。本実施例は容量性非線形負荷のＰＷＭ変
換器のゲートパルスと上記ＰＷＭ変換器の直流電圧の積
により負荷電圧を出力する実施例を示しており、図１２
は主回路、図１３は制御回路である。図１２において、
１１３は負荷電力を制御するＰＷＭ変換器、１１４は直
流コンデンサ、１１５は負荷、１１６は直流コンデンサ
１１４の電圧を検出する直流電圧検出器である。負荷の
ＰＷＭ変換器１１３のスイッチング素子は図示しない制
御回路が出力するゲートパルスＧＣにより制御され、Ｐ
ＷＭ変換器１１３は、直流コンデンサ１１６の負荷直流
電圧ＶD を一定に制御し、負荷１１５に交流電源１から
の電力を供給するように動作する。その他の構成は前記
図３に示したものと同様であり、本実施例においては、
負荷電圧検出器７が除去されている。

【００３９】図１３の制御回路においては、前記図４に
示した制御回路に、上記直流電圧検出器１１６の出力電
圧ＶD と上記ゲートパルスＧＣを掛け算し、負荷電圧に
相当した電圧ＶL を出力する掛け算器３２が付加されて
いる。図１２、図１３において、直流電圧検出器１１６
により検出された負荷のＰＷＭ変換器１１３の直流電圧
ＶD が掛算器３２に入力される。一方、上記負荷のＰＷ
Ｍ変換器１１３のゲートパルスＧＣが上記掛算器３２に
入力され、掛算器３２は上記直流電圧ＶD とゲートパル
スＧＣより負荷出力電圧ＶL に相当する電圧ＶL を第１
のハイパスフィルタ２１に出力する。

【００４０】図１４は上記掛算器３２の作用を説明する
図であり、負荷のＰＷＭ変換器１１３のゲートパルスＧ
Ｃ１，ＧＣ２が例えば同図に示すように出力され、ま
た、直流電圧検出器１１６により直流コンデンサ１１４
の電圧ＶD が検出されると掛算器３２は、同図に示すよ
うに、負荷電圧に相当した電圧ＶL を出力する。以下の
動作は前記図３、図４のものと同様であり、ＰＷＭ変換
器４は上記ＰＷＭ変換器１１３から構成される容量性非
線形負荷が出力する高調波を打ち消す補償電流ＩC を出
力する。本実施例は、上記のように構成しているので、
図３、図６に示した負荷電圧検出器７を用いることな
く、負荷電圧ＶL に相当した電圧を検出することができ
る。

【００４１】（２）電源電圧の基本波を検出するローパ
スフィルタを用いた負荷電圧検出方式の並列形Ａ／Ｆ 以下、第６〜第９の実施例により、ローパスフィルタを
用いた負荷電圧検出方式の並列形Ａ／Ｆについて説明す
る。

【００４２】図１５は本発明の第６の実施例の主回路、
図１６はその制御回路を示しており、本発明の第６の実
施例を上記図１５および図１６により説明する。図１５
において、７は負荷電圧ＶL を検出する負荷電圧検出
器、１１は電源電圧検出器であり、本実施例は、前記図
３の直列コンデンサ９を除去し、電源電圧検出器１１を
設けたものであり、その他の構成は、前記図３と同様で
あり、同一のものには同一の符号が付されている。図１
６において、２１は負荷電圧検出器７により検出された
負荷電圧ＶL から高調波成分ＶLHを取り出すハイパスフ
ィルタ、２２は前記した補償定数（−ＬA／ＬL ）をハ
イパスフィルタ２１の出力ＶLHに掛け算する補償定数掛
算器である。３３は、電源電圧検出器１１により検出さ
れた電源電圧ＶT から基本波成分を取り出すローパスフ
ィルタ、２５は上記補償定数掛算器２１の出力ＶL ^* と
ローパスフィルタ３３の出力ＶT1^* を加算する加算器で
ある。また、２７は比較器であり、比較器２７は三角波
発生器２６が出力する三角波信号と上記加算器２５の出
力Ｖ^* を比較して、出力Ｖ^* をＰＷＭ変調し、ＰＷＭ変
換器４を駆動する信号ＧI を出力する。

【００４３】図１５、図１６において、本実施例の並列
形Ａ／Ｆは次のように動作する。ハイパスフィルタ２１
は容量性非線形負荷８の負荷電圧ＶL を入力し、その高
調波分ＶLHを補償定数掛算器２２に出力する。補償定数
掛算器２２は負荷電圧ＶL の高調波成分ＶLHを入力とし
て、前記式（２）に基づき負荷出力電圧高調波ＶLHと、
補償定数−Ｋ１（＝−ＬA ／ＬL ）を掛け算し、その積
を電圧指令ＶL ^* として、加算器２５に出力する。一
方、ローパスフィルタ３３は電源電圧ＶT を入力とし、
その基本波成分を基本波電圧指令ＶT1^* として、加算器
２５に出力する。加算器２５は電圧指令ＶL ^* と基本波
電圧指令ＶT1^* を加算し、その和を補償電圧指令Ｖ^* と
して比較器２７に出力する。比較器２７は三角波発生器
２６からの三角波信号Ｓと補償電圧指令Ｖ^* を比較し、
ＰＷＭ変換器４のゲートパルス信号ＧＩを出力する。

【００４４】ＰＷＭ変換器４はゲートパルス信号ＧＩに
応じて容量性非線形負荷８から出力される高調波成分を
補償する補償電流ＩC を出力し、この補償電流ＩC はＡ
／Ｆリアクトル３を介して電源ラインと並列形Ａ／Ｆと
の接続点に供給され、高調波成分が補償される。以上の
ように本実施例においては、負荷電圧の高調波成分ＶLH
を検出し、検出した高調波成分ＶLHに補償定数−Ｋ1 と
の積に基づき電圧指令ＶL ^* を得るとともに、電源電圧
の基本波成分ＶT1^* を得て、上記電圧指令ＶL ^* に加算
して補償電圧指令Ｖ^* 得てＰＷＭ変換器５を制御してい
るので、容量性非線形負荷８より出力される高調波成分
を直列コンデンサを用いることなく抑制することができ
る。

【００４５】図１７、図１８は本発明の第７の実施例を
示す図である。本実施例は２台の容量性非線形負荷の高
調波成分を制御できるようにした実施例を示しており、
図１７は主回路、図１８はその制御回路である。図１７
において、前記図１５に示したものと同一のものには同
一の符号が付されており、本実施例においては、第１，
第２の容量性非線形負荷８１，８２と、第１の負荷リア
クトル６１、第２の負荷リアクトル６２が設けられてお
り、上記第１，第２の容量性非線形負荷８１，８２の電
圧ＶL を検出する第１，第２の負荷電圧検出器７１，７
２が設けられている。また、図１８の制御回路には、図
１６に示した制御回路に、上記負荷電圧検出器７１，７
２の出力電圧ＶL1，ＶL2を加算し、第１のハイパスフィ
ルタ２１に出力する第２の加算器３１が付加されてい
る。

【００４６】図１７、図１８において、第１，第２の負
荷電圧検出器７１，７２は第１の容量性非線形負荷８
１、第２の容量性非線形負荷８２の電圧ＶL1，ＶL2をそ
れぞれ検出し、制御回路の加算器３１に送出する。第２
の加算器３１は、上記電圧ＶL1，ＶL2の和を負荷出力電
圧ＶL として第１のハイパスフィルタ２１に出力し、第
１のハイパスフィルタ２１はその高調波成分ＶLHを取り
出す。以下の動作は前記した図１５、図１６のものと同
様であり、ＰＷＭ変換器４は第１の容量性非線形負荷８
１、第２の容量性非線形負荷８２が出力する高調波を打
ち消す補償電流ＩC を出力する。ここで、第１の負荷リ
アクトル６１および第２の負荷リアクトル６２が同一の
値ＬL を有すると、前記したように、定数Ｋ１として、
同様に（−ＬA ／ＬL ）とすることにより、２台の容量
性非線形負荷の出力電圧情報をもつ負荷出力ＶLで２台
の容量性非線形負荷の高調波電流を抑制することができ
る。

【００４７】図１９は本発明の第８の実施例を示す図で
あり、本実施例はトランスを介して２台の容量性非線形
負荷の高調波成分を補償する実施例を示している。図１
９において、前記図１７に示したものと同一のものには
同一の符号が付されており、本実施例においては、図１
７のものにトランス１３が付加されており、１３１は上
記トランス１３の１次巻線漏れインダクタンス、１３２
は第１の２次巻線漏れインダクタンス、１３３は第２の
２次巻線漏れインダクタンス、１３４は３次巻線漏れイ
ンダクタンスである。そして、第１の容量性非線形負荷
８１は第１の２次巻線に、第２の容量性非線形負荷８２
は第２の２次巻線に、また、並列形Ａ／Ｆは３次巻線に
接続され、トランス１３の１次巻線は、電源インピーダ
ンス２を介して交流電源１に接続されている。

【００４８】本実施例における制御回路は前記した図１
８に示したものを使用することができ、第１，第２の負
荷電圧検出器７１，７２により検出された第１および第
２の容量性非線形負荷８１、８２の電圧ＶL1，ＶL2が制
御回路の加算器３１で加算され、前記したように、ＰＷ
Ｍ変換器４は第１の容量性非線形負荷８１、第２の容量
性非線形負荷８２が出力する高調波を打ち消す補償電流
ＩC を出力する。ここで、第１の２次巻線と第２の２次
巻線の漏れインダクタンス１３２と１３３の３次巻線換
算値を同一値のＬ２とし、３次巻線の漏れインダクタン
ス値をＬ３とすると、並列形Ａ／Ｆに直列に３次巻線の
漏れインダクタンス１３４が接続されることとなり、定
数Ｋ１として（−Ｌ３／Ｌ２）とすることにより、２台
の容量性非線形負荷の出力電圧情報をもつ負荷出力ＶL
で２台の容量性非線形負荷８１，８２の高調波電流を抑
制することができる。

【００４９】図２０、図２１は本発明の第９の実施例を
示す図である。本実施例は容量性非線形負荷のＰＷＭ変
換器のゲートパルスと上記ＰＷＭ変換器の直流電圧の積
により負荷電圧を出力する実施例を示しており、図２０
は主回路、図２１は制御回路である。図２０において、
１１３は負荷電力を制御するＰＷＭ変換器、１１４は直
流コンデンサ、１１５は負荷、１１６は直流コンデンサ
１１４の電圧を検出する直流電圧検出器である。前記図
１２と同様、負荷のＰＷＭ変換器１１３のスイッチング
素子は図示しない制御回路が出力するゲートパルスＧＣ
により制御され、ＰＷＭ変換器１１３は、直流コンデン
サ１１６の負荷直流電圧ＶD を一定に制御し、負荷１１
５に交流電源１からの電力を供給するように動作する。
その他の構成は前記図１５に示したものと同様であり、
本実施例においては、図１５に示した負荷電圧検出器７
が除去されている。

【００５０】図２１の制御回路においては、前記図１６
に示した制御回路に、上記直流電圧検出器１１６の出力
電圧ＶD と上記ゲートパルスＧＣを掛け算し負荷電圧に
相当した電圧ＶL を出力する掛け算器３２が付加されて
いる。図２０、図２１において、直流電圧検出器１１６
により検出された負荷のＰＷＭ変換器１１３の直流電圧
ＶD が掛算器３２に入力される。一方、上記負荷のＰＷ
Ｍ変換器１１３のゲートパルスＧＣが上記掛算器３２に
入力され、掛算器３２は、前記図１４で説明したよう
に、上記直流電圧ＶD とゲートパルスＧＣより負荷出力
電圧ＶL に相当する電圧ＶL を第１のハイパスフィルタ
２１に出力する。

【００５１】以下の動作は前記図１５、図１６のものと
同様であり、ＰＷＭ変換器４は上記ＰＷＭ変換器１１３
から構成される容量性非線形負荷が出力する高調波を打
ち消す補償電流ＩC を出力する。本実施例は、上記のよ
うに構成しているので、負荷電圧検出器７を用いること
なく、負荷電圧ＶL に相当した電圧を検出することがで
きる。

【００５２】

【発明の効果】以上説明したように、本発明は以下の効
果を得ることができる。 （１）ＰＷＭ変換器の交流電源側にスイッチングリップ
ル抑制用リアクトルと直列コンデンサが直列に接続され
た容量性非線形負荷の高調波を抑制する並列形アクティ
ブフィルタにおいて、上記スイッチングリップル抑制用
リアクトルに流れる高調波電流を検出し、検出した高調
波電流にダンピング定数を掛けて、ダンピング指令を発
生する手段と、前記容量性非線形負荷と負荷リアクトル
との接続点の高調波電圧を検出し、検出した高調波電圧
に、上記スイッチングリップル抑制用リアクトルのイン
ダクタンス値ＬA と上記負荷リアクトルのインダクタン
ス値ＬL により定まる補償定数（＝−ＬA ／ＬL ）を掛
けて補償電圧指令を発生する手段と、上記補償電圧指令
と前記ダンピング指令との和を求める加算手段とを設け
上記加算手段の出力を電圧指令としてＰＷＭ変換器に与
えるようにしたので、ダンピング性能を備えた、補償特
性の良好な負荷電圧検出方式の並列形アクティブフィル
タを実現することができる。

【００５３】（２）上記（１）において、電源電圧を検
出し９０°位相が進んだ進み電圧を発生する手段と、前
記ＰＷＭ変換器の直流電圧偏差を増巾した信号と前記進
み電圧の積を直流電圧指令として発生する手段と、該直
流電圧指令を前記ＰＷＭ変換器の電圧指令に加算する手
段を設けたので、直流電圧制御機能を備えた負荷電圧検
出方式の並列形アクティブフィルタを実現することがで
きる。 （３）上記（１）において、容量性非線形負荷のＰＷＭ
変換器のゲートパルスと、該ＰＷＭ変換器の直流側の電
圧との積より上記容量性非線形負荷電圧に相当した電圧
を得る掛算手段を設け、上記掛算手段の出力信号から容
量性非線形負荷が出力する高調波電圧を求め、該高調波
電圧に補償定数を掛けて補償電圧指令を発生するように
したので、負荷電圧検出器を用いることなく、負荷電圧
に相当した電圧を検出することができる。

【００５４】（４）上記（１）（２）（３）において、
交流電源に接続される複数の容量性非線形負荷の高調波
を抑制するに際し、上記容量性非線形負荷と各負荷リア
クトルとの接続点の高調波電圧を検出し、検出した高調
波電圧の和を求める手段を設け、上記高調波電圧の和
に、スイッチングリップル抑制用リアクトルのインダク
タンス値ＬA と上記各負荷リアクトルのインダクタンス
値ＬL により定まる補償定数（＝−ＬA ／ＬL ）を掛け
て補償電圧指令を発生するようにしたので、複数台の容
量性非線形負荷から出力される高調波を抑制することが
できる負荷電圧検出方式の並列形アクティブフィルタを
実現することができる。

【００５５】（５）上記（１）（２）（３）において、
トランスの複数個の２次巻線に接続された複数台の容量
性非線形負荷の高調波を、スイッチングリップル抑制用
リアクトルと直列コンデンサの直列回路を介して上記ト
ランスの３次巻線に接続されたＰＷＭ変換器が出力する
補償電流により抑制するに際し、上記各容量性非線形負
荷とトランスとの接続点の高調波電圧を検出し、検出し
た高調波電圧の和を求める手段と、上記高調波電圧の和
に、スイッチングリップル抑制用リアクトルのインダク
タンス値ＬA と上記トランスの２次巻線の漏れインダク
タンスＬ2 と上記トランスの３次巻線の漏れインダクタ
ンスＬ3 により定まる補償定数〔＝−（ＬA ＋Ｌ3 ）／
Ｌ2 〕を掛けて補償電圧指令を発生するようにしたの
で、複数台の容量性非線形負荷から出力される高調波を
抑制することができる負荷電圧検出方式の並列形アクテ
ィブフィルタを実現することができる。

【００５６】（６）ＰＷＭ変換器の交流電源側にスイッ
チングリップル抑制用リアクトルが接続された容量性非
線形負荷の高調波を抑制する並列形アクティブフィルタ
において、容量性非線形負荷と負荷リアクトルとの接続
点の高調波電圧を検出し、検出した高調波電圧に、上記
スイッチングリップル抑制用リアクトルのインダクタン
ス値ＬA と上記負荷リアクトルのインダクタンス値ＬL
により定まる補償定数（−ＬA ／ＬL ）を掛けて補償電
圧指令を発生する手段と、電源電圧を検出し、基本波電
圧指令を得る基本波指令出力手段と、上記補償電圧指令
と前記基本波電圧指令との和を求める加算手段とを設
け、上記加算手段の出力を電圧指令としてＰＷＭ変換器
に与えるようにしたので、直列コンデンサを用いること
なく補償特性の良好な負荷電圧検出方式の並列形アクテ
ィブフィルタを実現することができる。

【００５７】（７）上記（６）において、容量性非線形
負荷のＰＷＭ変換器のゲートパルスと、該ＰＷＭ変換器
の直流側の電圧との積より上記容量性非線形負荷電圧に
相当した電圧を得る掛算手段を設け、上記掛算手段の出
力信号から容量性非線形負荷が出力する高調波電圧を求
め、該高調波電圧に補償定数を掛けて補償電圧指令を発
生するようにしたので、負荷電圧検出器を用いることな
く、負荷電圧に相当した電圧を検出することができる。

【００５８】（８）上記（６）（７）において、交流電
源に接続される複数の容量性非線形負荷の高調波を抑制
するに際し、上記容量性非線形負荷と各負荷リアクトル
との接続点の高調波電圧を検出し、検出した高調波電圧
の和を求める手段を設け、上記高調波電圧の和に、スイ
ッチングリップル抑制用リアクトルのインダクタンス値
ＬA と上記各負荷リアクトルのインダクタンス値ＬL に
より定まる補償定数（＝−ＬA ／ＬL ）を掛けて補償電
圧指令を発生するようにしたので、複数台の容量性非線
形負荷から出力される高調波を抑制することができる負
荷電圧検出方式の並列形アクティブフィルタを実現する
ことができる。

【００５９】（９）上記（６）（７）において、トラン
スの複数個の２次巻線に接続された複数台の容量性非線
形負荷の高調波を、上記トランスの３次巻線に接続され
たＰＷＭ変換器が出力する補償電流により抑制するに際
し、上記各容量性非線形負荷とトランスとの接続点の高
調波電圧を検出し、検出した高調波電圧の和を求める手
段と、上記高調波電圧の和に、上記トランスの２次巻線
の漏れインダクタンスＬ2 と上記トランスの３次巻線の
漏れインダクタンスＬ3 により定まる補償定数（＝−Ｌ
3 ／Ｌ2 ）を掛けて補償電圧指令を発生するようにした
ので、複数台の容量性非線形負荷から出力される高調波
を抑制することができる負荷電圧検出方式の並列形アク
ティブフィルタを実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の並列形Ａ／Ｆの基本構成およびその等
価回路を示す図である。

【図２】従来の並列形Ａ／Ｆの等価回路を示す図であ
る。

【図３】本発明の第１の実施例の主回路を示す図であ
る。

【図４】本発明の第１の実施例の制御回路を示す図であ
る。

【図５】ダンピング定数−Ｋ2 の作用を説明する等価回
路である。

【図６】本発明の第２の実施例の主回路を示す図であ
る。

【図７】本発明の第１の実施例の制御回路を示す図であ
る。

【図８】直流電圧制御を説明するための基本波ベクトル
図である。

【図９】本発明の第３の実施例の主回路を示す図であ
る。

【図１０】本発明の第３の実施例の制御回路を示す図で
ある。

【図１１】本発明の第４の実施例の主回路を示す図であ
る。

【図１２】本発明の第５の実施例の主回路を示す図であ
る。

【図１３】本発明の第５の実施例の制御回路を示す図で
ある。

【図１４】第５の実施例における掛算器３２の作用を説
明する図である。

【図１５】本発明の第６の実施例の主回路を示す図であ
る。

【図１６】本発明の第６の実施例の制御回路を示す図で
ある。

【図１７】本発明の第７の実施例の主回路を示す図であ
る。

【図１８】本発明の第７の実施例の制御回路を示す図で
ある。

【図１９】本発明の第８の実施例の主回路を示す図であ
る。

【図２０】本発明の第９の実施例の主回路を示す図であ
る。

【図２１】本発明の第９の実施例の制御回路を示す図で
ある。

【図２２】従来の負荷電流検出方式の並列形Ａ／Ｆを示
す図である。

【符号の説明】

１ 交流電源 ２ 電源インピーダンス ３ スイッチングリップル抑制用リアクト
ル ４ ＰＷＭ変換器 ５ 直流コンデンサ ６，６１，６２ 負荷リアクトル ７，７１，７２ 負荷電圧検出器 ８，８１，８２ 容量性非線形負荷 ９ 直列コンデンサ １０ 補償電流検出器 １１ 電源電圧検出器 １２ 直流電圧検出器 ２０ 制御回路 ２１ 第１のハイパスフィルタ ２２ 補償定数掛算器 ２３ 第２のハイパスフィルタ ２４ ダンピング定数掛算器 ２５ 加算器 ２６ 三角波発生器 ２７ 比較器 ２８ 電圧制御アンプ ２９ 進み信号発生器 ３０ 掛算器 ３１ 加算器 ３２ 掛算器 ３３ ローパスフィルタ １３ トランス １３１ １次巻線漏れインダクタンス １３２ ２次巻線漏れインダクタンス １３３ ２次巻線漏れインダクタンス １３４ ３次巻線漏れインダクタンス １１３ 負荷のＰＷＭ変換器 １１４ 直流コンデンサ １１６ 直流電圧検出器 １１５ 負荷

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 飯田 克二 神奈川県大和市上草柳338番地１ 東洋電 機製造株式会社技術研究所内 (72)発明者 ミシ・アブダラ 神奈川県大和市上草柳338番地１ 東洋電 機製造株式会社技術研究所内 (72)発明者 塩田 剛 神奈川県海老名市東柏ケ谷四丁目６番32号 東洋電機製造株式会社相模製作所内

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ＰＷＭ変換器を備え、該ＰＷＭ変換器が
   出力する補償電流により交流電源に接続される容量性非
   線形負荷の高調波を抑制する並列形アクティブフィルタ
   であって、 上記ＰＷＭ変換器の交流電源側に直列に接続されたスイ
   ッチングリップル抑制用リアクトルと直列コンデンサ
   と、 前記スイッチングリップル抑制用リアクトルに流れる高
   調波電流を検出し、検出した高調波電流にダンピング定
   数を掛けて、ダンピング指令を発生する手段と、 前記容量性非線形負荷と負荷リアクトルとの接続点の高
   調波電圧を検出し、検出した高調波電圧に、上記スイッ
   チングリップル抑制用リアクトルのインダクタンス値Ｌ
   A と上記負荷リアクトルのインダクタンス値ＬL により
   定まる補償定数（＝−ＬA ／ＬL ）を掛けて補償電圧指
   令を発生する手段と、 上記補償電圧指令と前記ダンピング指令との和を求める
   加算手段とを設け、 上記加算手段の出力を電圧指令としてＰＷＭ変換器に与
   え、ＰＷＭ変換器を駆動することを特徴とする並列形ア
   クティブフィルタ。
2. 【請求項２】 電源電圧を検出し、位相が進んだ進み電
   圧を発生する手段と、 前記ＰＷＭ変換器の直流電圧偏差を増巾した信号と前記
   進み電圧の積を直流電圧指令として発生する手段と、 該直流電圧指令を前記ＰＷＭ変換器の電圧指令に加算す
   る手段を設けたことを特徴とする請求項１の並列形アク
   ティブフィルタ。
3. 【請求項３】 容量性非線形負荷のＰＷＭ変換器のゲー
   トパルスと、該ＰＷＭ変換器の直流側の電圧との積より
   上記容量性非線形負荷電圧に相当した電圧を得る掛算手
   段を設け、 上記掛算手段の出力信号から容量性非線形負荷が出力す
   る高調波電圧を求め、 該高調波電圧に補償定数を掛けて補償電圧指令を発生す
   ることを特徴とする請求項１または請求項２の並列形ア
   クティブフィルタ。
4. 【請求項４】 交流電源に接続される複数の容量性非線
   形負荷の高調波を抑制する並列形アクティブフィルタで
   あって、 上記各容量性非線形負荷と各負荷リアクトルとの接続点
   の高調波電圧を検出し、検出した高調波電圧の和を求め
   る手段を設け、 上記高調波電圧の和に、スイッチングリップル抑制用リ
   アクトルのインダクタンス値ＬA と上記各負荷リアクト
   ルのインダクタンス値ＬL により定まる補償定数（＝−
   ＬA ／ＬL ）を掛けて補償電圧指令を発生することを特
   徴とする請求項１，２または請求項３の並列形アクティ
   ブフィルタ。
5. 【請求項５】 トランスの複数個の２次巻線に接続され
   た複数台の容量性非線形負荷の高調波を、スイッチング
   リップル抑制用リアクトルと直列コンデンサの直列回路
   を介して上記トランスの３次巻線に接続されたＰＷＭ変
   換器が出力する補償電流により抑制する並列形アクティ
   ブフィルタであって、 上記各容量性非線形負荷とトランスとの接続点の高調波
   電圧を検出し、検出した高調波電圧の和を求める手段
   と、 上記高調波電圧の和に、スイッチングリップル抑制用リ
   アクトルのインダクタンス値ＬA と上記トランスの２次
   巻線の漏れインダクタンスＬ2 と上記トランスの３次巻
   線の漏れインダクタンスＬ3 により定まる補償定数〔＝
   −（ＬA ＋Ｌ3）／Ｌ2 〕を掛けて補償電圧指令を発生
   することを特徴とする請求項１，２または請求項３の並
   列形アクティブフィルタ。
6. 【請求項６】 ＰＷＭ変換器を備え、該ＰＷＭ変換器が
   出力する補償電流により交流電源に接続される容量性非
   線形負荷の高調波を抑制する並列形アクティブフィルタ
   であって、 上記ＰＷＭ変換器の交流電源側に直列に接続されたスイ
   ッチングリップル抑制用リアクトルと、 前記容量性非線形負荷と負荷リアクトルとの接続点の高
   調波電圧を検出し、検出した高調波電圧に、上記スイッ
   チングリップル抑制用リアクトルのインダクタンス値Ｌ
   A と上記負荷リアクトルのインダクタンス値ＬL により
   定まる補償定数（−ＬA ／ＬL ）を掛けて補償電圧指令
   を発生する手段と、 電源電圧を検出し、基本波電圧指令を得る基本波指令出
   力手段と、 上記補償電圧指令と前記基本波電圧指令との和を求める
   加算手段とを設け、 上記加算手段の出力を電圧指令としてＰＷＭ変換器に与
   え、ＰＷＭ変換器を駆動することを特徴とする並列形ア
   クティブフィルタ。
7. 【請求項７】 容量性非線形負荷のＰＷＭ変換器のゲー
   トパルスと、該ＰＷＭ変換器の直流側の電圧との積より
   上記容量性非線形負荷電圧に相当した電圧を得る掛算手
   段を設け、 上記掛算手段の出力信号から容量性非線形負荷が出力す
   る高調波電圧を求め、該高調波電圧に補償定数を掛けて
   補償電圧指令を発生することを特徴とする請求項６の並
   列形アクティブフィルタ。
8. 【請求項８】 交流電源に接続される複数の容量性非線
   形負荷の高調波を抑制する並列形アクティブフィルタで
   あって、 上記各容量性非線形負荷と各負荷リアクトルとの接続点
   の高調波電圧を検出し、検出した高調波電圧の和を求め
   る手段を設け、 上記高調波電圧の和に、スイッチングリップル抑制用リ
   アクトルのインダクタンス値ＬA と上記各負荷リアクト
   ルのインダクタンス値ＬL により定まる補償定数（＝−
   ＬA ／ＬL ）を掛けて補償電圧指令を発生することを特
   徴とする請求項６または請求項７の並列形アクティブフ
   ィルタ。
9. 【請求項９】 トランスの複数個の２次巻線に接続され
   た複数台の容量性非線形負荷の高調波を、上記トランス
   の３次巻線に接続されたＰＷＭ変換器が出力する補償電
   流により抑制する並列形アクティブフィルタであって、 上記各容量性非線形負荷とトランスとの接続点の高調波
   電圧を検出し、検出した高調波電圧の和を求める手段
   と、 上記高調波電圧の和に、上記トランスの２次巻線の漏れ
   インダクタンスＬ2 と上記トランスの３次巻線の漏れイ
   ンダクタンスＬ3 により定まる補償定数（＝−Ｌ3 ／Ｌ
   2 ）を掛けて補償電圧指令を発生することを特徴とする
   請求項６または請求項７の並列形アクティブフィルタ。