JPH10336896A - パッシブフィルタのダンピング回路 - Google Patents
パッシブフィルタのダンピング回路Info
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- JPH10336896A JPH10336896A JP9155910A JP15591097A JPH10336896A JP H10336896 A JPH10336896 A JP H10336896A JP 9155910 A JP9155910 A JP 9155910A JP 15591097 A JP15591097 A JP 15591097A JP H10336896 A JPH10336896 A JP H10336896A
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- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
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Abstract
(57)【要約】
【課題】パッシブフィルタのダンピング抵抗で消費する
エネルギーを電源に回生するとともに、ダンピングの機
能を損わない回路を構成することにある。 【解決手段】ＰＷＭ変換器と直流コンデンサと制御装置
より構成され、その制御装置はＰＷＭ変換器の交流電流
の高調波成分を一Ｋ倍した高調波電圧指令と、直流コン
デンサ電圧を指令値に一致させる如く作用する基本波電
圧指令を加算した電圧指令によりＰＷＭ変換器のスイッ
チング指令を生成する如く構成したものである。
エネルギーを電源に回生するとともに、ダンピングの機
能を損わない回路を構成することにある。 【解決手段】ＰＷＭ変換器と直流コンデンサと制御装置
より構成され、その制御装置はＰＷＭ変換器の交流電流
の高調波成分を一Ｋ倍した高調波電圧指令と、直流コン
デンサ電圧を指令値に一致させる如く作用する基本波電
圧指令を加算した電圧指令によりＰＷＭ変換器のスイッ
チング指令を生成する如く構成したものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、交流系統に存在す
る高調波電流を吸収するパッシブフィルタに関し、特に
パッシブフィルタに設けられるダンピング抵抗の損失を
交流系統に回生するパッシブフィルタのダンピング回路
に関するものである。
る高調波電流を吸収するパッシブフィルタに関し、特に
パッシブフィルタに設けられるダンピング抵抗の損失を
交流系統に回生するパッシブフィルタのダンピング回路
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図８は従来技術を説明するため示した主
回路構成図で、図８において、１１はパッシブフィル
タ、２は電源リアクトル、３は電流源、４は電源抵抗で
ある。ここに、パッシブフィルタ１１は、共振コンデン
サ１１１, 共振リアクトル１１２およびダンピング抵抗
１１３からなる。かようなごとく構成された従来の高調
波電流吸収のためのコンデンサとリアクトルの直列共振
を利用したパッシブフィルタ１１は、共振コンデンサ１
１１と共振リアクトル１１２により吸収対象高調波周波
数の直列共振回路を形成して低インピーダンスとなし、
ダンピング抵抗１１３によりダンピング効果をもたせて
いるものである。
回路構成図で、図８において、１１はパッシブフィル
タ、２は電源リアクトル、３は電流源、４は電源抵抗で
ある。ここに、パッシブフィルタ１１は、共振コンデン
サ１１１, 共振リアクトル１１２およびダンピング抵抗
１１３からなる。かようなごとく構成された従来の高調
波電流吸収のためのコンデンサとリアクトルの直列共振
を利用したパッシブフィルタ１１は、共振コンデンサ１
１１と共振リアクトル１１２により吸収対象高調波周波
数の直列共振回路を形成して低インピーダンスとなし、
ダンピング抵抗１１３によりダンピング効果をもたせて
いるものである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、特にパ
ッシブフィルタと電源リアクトルとの並列共振時に、パ
ッシブフィルタに大きな電流が流れる。従って、この並
列共振を抑制するダンピング抵抗にも大きな電流が流
れ、大きな損失になる不具合があった。本発明は上述し
た点に鑑みて創案されたもので、その目的とするところ
は、これらの欠点を解決し、ダンピング抵抗により発生
する損失を交流系統に回生するパッシブフィルタのダン
ピング回路を提供することにある。
ッシブフィルタと電源リアクトルとの並列共振時に、パ
ッシブフィルタに大きな電流が流れる。従って、この並
列共振を抑制するダンピング抵抗にも大きな電流が流
れ、大きな損失になる不具合があった。本発明は上述し
た点に鑑みて創案されたもので、その目的とするところ
は、これらの欠点を解決し、ダンピング抵抗により発生
する損失を交流系統に回生するパッシブフィルタのダン
ピング回路を提供することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】つまり、その目的を達成
するための手段は、 １）請求項１において、ＰＷＭ変換器と、該ＰＷＭ変換
器の交流側に設けられたＡＣリアクトルと、前記ＰＷＭ
変換器の直流側に設けられた直流コンデンサと、前記Ｐ
ＷＭ変換器を制御する制御装置を設けたパッシブフィル
タのダンピング回路であって、前記制御装置は前記ＡＣ
リアクトル電流の高調波分を検出してその符号を反転さ
せゲインＫ倍した高調波電圧指令発生手段と、前記直流
コンデンサ電圧が直流電圧指令値と等しくなる如く前記
直流コンデンサの電圧を検出して得られた直流電圧偏差
値と交流側基本波状態量を入力とした基本波電圧指令発
生手段と、該基本波電圧指令発生手段と前記高調波電圧
指令発生手段とを加算して前記ＰＷＭ変換器のスイッチ
ングを行うスイッチング指令発生手段を備えたことにあ
る。
するための手段は、 １）請求項１において、ＰＷＭ変換器と、該ＰＷＭ変換
器の交流側に設けられたＡＣリアクトルと、前記ＰＷＭ
変換器の直流側に設けられた直流コンデンサと、前記Ｐ
ＷＭ変換器を制御する制御装置を設けたパッシブフィル
タのダンピング回路であって、前記制御装置は前記ＡＣ
リアクトル電流の高調波分を検出してその符号を反転さ
せゲインＫ倍した高調波電圧指令発生手段と、前記直流
コンデンサ電圧が直流電圧指令値と等しくなる如く前記
直流コンデンサの電圧を検出して得られた直流電圧偏差
値と交流側基本波状態量を入力とした基本波電圧指令発
生手段と、該基本波電圧指令発生手段と前記高調波電圧
指令発生手段とを加算して前記ＰＷＭ変換器のスイッチ
ングを行うスイッチング指令発生手段を備えたことにあ
る。
【０００５】２）請求項２において、前記基本波電圧指
令発生手段の交流側基本波状態量として、前記パッシブ
フィルタのリアクトルとコンデンサとの直列接続点電圧
を入力としたことにある。
令発生手段の交流側基本波状態量として、前記パッシブ
フィルタのリアクトルとコンデンサとの直列接続点電圧
を入力としたことにある。
【０００６】３）請求項３において、前記基本波電圧指
令発生手段の交流側基本波状態量として、前記パッシブ
フィルタのフィルタ電流を入力としたことにある。
令発生手段の交流側基本波状態量として、前記パッシブ
フィルタのフィルタ電流を入力としたことにある。
【０００７】４）請求項４において、前記基本波電圧指
令発生手段の交流側基本波状態量として、進み系統電圧
を入力としたことにある。
令発生手段の交流側基本波状態量として、進み系統電圧
を入力としたことにある。
【０００８】５）請求項５において、第１のＰＷＭ変換
器と、該第１のＰＷＭ変換器の交流側に設けられたＡＣ
リアクトルと、前記第１のＰＷＭ変換器の直流側に設け
られた直流コンデンサと、該直流コンデンサに並列に設
けられた第２のＰＷＭ変換器と、該第２のＰＷＭ変換器
の交流側に設けられたトランスと、前記第１および第２
のＰＷＭ変換器を制御する制御装置を設けたパッシブフ
ィルタのダンピング回路であって、前記制御装置は前記
ＡＣリアクトル電流の高調波分を検出してその符号を反
転させゲインＫ倍した高調波電圧指令発生手段と、前記
直流コンデンサ電圧が直流電圧指令値と等しくなる如く
前記直流コンデンサの電圧を検出して得られた直流電圧
偏差値と交流側基本波状態量として系統電圧を入力とし
た基本波電圧指令発生手段と、前記高調波電圧指令発生
手段からの指令を前記第１のＰＷＭ変換器のスイッチン
グを行うスイッチング指令発生手段と、前記基本波電圧
指令発生手段と前記高調波電圧指令発生手段とを加算し
て前記第２のＰＷＭ変換器のスイッチングを行うスイッ
チング指令発生手段を備えたものである。すなわち、従
来のダンピング抵抗の代わりに同等の作用を奏するＰＷ
Ｍ変換器の電圧制御を行うものである。
器と、該第１のＰＷＭ変換器の交流側に設けられたＡＣ
リアクトルと、前記第１のＰＷＭ変換器の直流側に設け
られた直流コンデンサと、該直流コンデンサに並列に設
けられた第２のＰＷＭ変換器と、該第２のＰＷＭ変換器
の交流側に設けられたトランスと、前記第１および第２
のＰＷＭ変換器を制御する制御装置を設けたパッシブフ
ィルタのダンピング回路であって、前記制御装置は前記
ＡＣリアクトル電流の高調波分を検出してその符号を反
転させゲインＫ倍した高調波電圧指令発生手段と、前記
直流コンデンサ電圧が直流電圧指令値と等しくなる如く
前記直流コンデンサの電圧を検出して得られた直流電圧
偏差値と交流側基本波状態量として系統電圧を入力とし
た基本波電圧指令発生手段と、前記高調波電圧指令発生
手段からの指令を前記第１のＰＷＭ変換器のスイッチン
グを行うスイッチング指令発生手段と、前記基本波電圧
指令発生手段と前記高調波電圧指令発生手段とを加算し
て前記第２のＰＷＭ変換器のスイッチングを行うスイッ
チング指令発生手段を備えたものである。すなわち、従
来のダンピング抵抗の代わりに同等の作用を奏するＰＷ
Ｍ変換器の電圧制御を行うものである。
【０００９】次にかかる解決手段の作用を（１）式によ
り説明する。ＰＷＭ変換器が出力する電圧Ｖｃを、ＡＣ
リアクトルに流れるダンピング電流Ｉｃの高調波電流Ｉ
ｃｈと（１）式の関係が成り立つように制御する。 Ｖc ＝−ＫＩｃｈ （１） このようにＰＷＭ変換器の入力電圧Ｖｃを制御すると、
直流コンデンサを含めたＰＷＭ変換器はＫΩ（Ｋは定
数）の抵抗として動作する事となり、直流コンデンサに
エネルギーが蓄えられる。すなわち、抵抗を２５Ωとし
たければＫ＝２５とする。このエネルギーは、ＰＷＭ変
換器の基本波電圧を制御する事により交流系統に回生す
る事ができる。以下、本発明の一実施例を、請求項によ
り図面に基づいて詳述する。
り説明する。ＰＷＭ変換器が出力する電圧Ｖｃを、ＡＣ
リアクトルに流れるダンピング電流Ｉｃの高調波電流Ｉ
ｃｈと（１）式の関係が成り立つように制御する。 Ｖc ＝−ＫＩｃｈ （１） このようにＰＷＭ変換器の入力電圧Ｖｃを制御すると、
直流コンデンサを含めたＰＷＭ変換器はＫΩ（Ｋは定
数）の抵抗として動作する事となり、直流コンデンサに
エネルギーが蓄えられる。すなわち、抵抗を２５Ωとし
たければＫ＝２５とする。このエネルギーは、ＰＷＭ変
換器の基本波電圧を制御する事により交流系統に回生す
る事ができる。以下、本発明の一実施例を、請求項によ
り図面に基づいて詳述する。
【００１０】
【発明の実施の形態】図１は本発明の請求項１及び２記
載の一実施例を示す要部構成図、図２は図１の制御回路
を示すブロック図であり、図１において、１１はパッシ
ブフィルタ、１２はパッシブフィルタのダンピング回路
である。すなわち、図１において、パッシブフィルタ１
１のダンピング回路１２が図８に示すダンピング抵抗１
１３と置きかわったものである。また、１１６はＰＷＭ
変換器であり、スイッチング素子および逆並列に接続さ
れるダイオードがブリッジ上に接続されて構成される。
このＰＷＭ変換器１１６の交流側にＡＣリアクトル１１
４が接続されて、ＰＷＭ変換器１１６のスイッチングに
基づくリップル電流を抑制する。このＡＣリアクトル１
１４の反ＰＷＭ変換器１１６側は、共振リアクトル１１
２に接続される。１１７は直流コンデンサであり、ＰＷ
Ｍ変換器１１６の直流側に接続され、直流コンデンサ１
１７の直流電圧Ｖｄの平滑化を行う。１１８は直流電圧
Ｖｄを検出する直流電圧検出器、１１５は交流電流検出
器であり、ＰＷＭ変換器１１６のダンピング電流Ｉｃが
検出される。１２０は交流電圧検出器であり、共振リア
クトル１１２のリアクトル両端電圧Ｖιが検出される。
載の一実施例を示す要部構成図、図２は図１の制御回路
を示すブロック図であり、図１において、１１はパッシ
ブフィルタ、１２はパッシブフィルタのダンピング回路
である。すなわち、図１において、パッシブフィルタ１
１のダンピング回路１２が図８に示すダンピング抵抗１
１３と置きかわったものである。また、１１６はＰＷＭ
変換器であり、スイッチング素子および逆並列に接続さ
れるダイオードがブリッジ上に接続されて構成される。
このＰＷＭ変換器１１６の交流側にＡＣリアクトル１１
４が接続されて、ＰＷＭ変換器１１６のスイッチングに
基づくリップル電流を抑制する。このＡＣリアクトル１
１４の反ＰＷＭ変換器１１６側は、共振リアクトル１１
２に接続される。１１７は直流コンデンサであり、ＰＷ
Ｍ変換器１１６の直流側に接続され、直流コンデンサ１
１７の直流電圧Ｖｄの平滑化を行う。１１８は直流電圧
Ｖｄを検出する直流電圧検出器、１１５は交流電流検出
器であり、ＰＷＭ変換器１１６のダンピング電流Ｉｃが
検出される。１２０は交流電圧検出器であり、共振リア
クトル１１２のリアクトル両端電圧Ｖιが検出される。
【００１１】図２において、ＰＷＭ変換器１１６を制御
する制御装置は、ＡＣリアクトル電流の高調波分を検出
してその符号を反転させゲインＫ倍した高調波電圧指令
発生手段と、直流コンデンサ電圧が直流電圧指令値と等
しくなる如く直流コンデンサ１１７の電圧を検出して得
られた直流電圧偏差値と交流側基本波状態量としてパッ
シブフィルタ１１のリアクトル１１２とコンデンサ１１
１との直列接続点電圧を入力とした基本波電圧指令発生
手段と、該基本波電圧指令発生手段と前記高調波電圧指
令発生手段とを加算してＰＷＭ変換器１１６のスイッチ
ングを行うスイッチング指令発生手段を備えている。
する制御装置は、ＡＣリアクトル電流の高調波分を検出
してその符号を反転させゲインＫ倍した高調波電圧指令
発生手段と、直流コンデンサ電圧が直流電圧指令値と等
しくなる如く直流コンデンサ１１７の電圧を検出して得
られた直流電圧偏差値と交流側基本波状態量としてパッ
シブフィルタ１１のリアクトル１１２とコンデンサ１１
１との直列接続点電圧を入力とした基本波電圧指令発生
手段と、該基本波電圧指令発生手段と前記高調波電圧指
令発生手段とを加算してＰＷＭ変換器１１６のスイッチ
ングを行うスイッチング指令発生手段を備えている。
【００１２】すなわち、２１はハイパスフィルタ、２２
は高調波電圧指令発生手段としてのゲインＫ倍器、２３
はスイッチング指令発生手段としての加算器、２４は三
角波発生器、２５は位相差指令器、２６は基本波電圧指
令発生手段としての基本波電圧指令発生器、２７はロー
パスフィルタ、２８は比較器である。ハイパスフィルタ
２１は電流検出器１１５で検出されたダンピング電流Ｉ
ｃを入力してダンピング電流高調波分ＩｃｈをゲインＫ
倍器２２に出力する。ゲインＫ倍器２２はダンピング電
流高調波分Ｉｃｈを入力し、その符号を反転してゲイン
Ｋ倍した高調波電圧指令Ｖｈ＊を加算器２３に出力す
る。
は高調波電圧指令発生手段としてのゲインＫ倍器、２３
はスイッチング指令発生手段としての加算器、２４は三
角波発生器、２５は位相差指令器、２６は基本波電圧指
令発生手段としての基本波電圧指令発生器、２７はロー
パスフィルタ、２８は比較器である。ハイパスフィルタ
２１は電流検出器１１５で検出されたダンピング電流Ｉ
ｃを入力してダンピング電流高調波分ＩｃｈをゲインＫ
倍器２２に出力する。ゲインＫ倍器２２はダンピング電
流高調波分Ｉｃｈを入力し、その符号を反転してゲイン
Ｋ倍した高調波電圧指令Ｖｈ＊を加算器２３に出力す
る。
【００１３】この高調波電圧指令Ｖｈ＊により、ＰＷＭ
変換器１１６の出力電圧Ｖｃは（１）式に基づいて制御
されるため、ＰＷＭ変換器１１６と直流コンデンサ１１
７で構成される部分はＫΩの抵抗として働くので、直流
コンデンサ１１７にエネルギーが蓄えられ、直流コンデ
ンサ１１７の電圧が上昇する。
変換器１１６の出力電圧Ｖｃは（１）式に基づいて制御
されるため、ＰＷＭ変換器１１６と直流コンデンサ１１
７で構成される部分はＫΩの抵抗として働くので、直流
コンデンサ１１７にエネルギーが蓄えられ、直流コンデ
ンサ１１７の電圧が上昇する。
【００１４】位相差指令器２５は直流電圧指令Ｖｄ＊と
直流電圧検出器１１８より検出された直流電圧Ｖｄを入
力してその偏差を増幅し、基本波電圧の例えば位相差指
令θとして基本波電圧指令発生器２６に出力する。この
位相差指令θはＡＣリアクトル１１４のインピーダンス
を考慮すると、ＰＷＭ変換器１１６がエネルギーを出力
するときは進みの指令となり、エネルギーを入力する時
は遅れの指令となる。
直流電圧検出器１１８より検出された直流電圧Ｖｄを入
力してその偏差を増幅し、基本波電圧の例えば位相差指
令θとして基本波電圧指令発生器２６に出力する。この
位相差指令θはＡＣリアクトル１１４のインピーダンス
を考慮すると、ＰＷＭ変換器１１６がエネルギーを出力
するときは進みの指令となり、エネルギーを入力する時
は遅れの指令となる。
【００１５】ローパスフィルタ２７は交流電圧検出器１
２０より検出されたリアクトル両端電圧Ｖιを入力して
その基本波電圧をリアクトル基本波電圧Ｖιｓとして基
本波電圧指令発生器２６に出力する。
２０より検出されたリアクトル両端電圧Ｖιを入力して
その基本波電圧をリアクトル基本波電圧Ｖιｓとして基
本波電圧指令発生器２６に出力する。
【００１６】基本波電圧指令発生器２６は位相差指令θ
と、リアクトル基本波電圧Ｖιｓを入力して、リアクト
ル基本波電圧Ｖιｓの位相を位相差指令θに従って変化
させた基本波電圧指令Ｖｓ＊を加算器２３に出力する。
この基本波電圧指令Ｖｓ＊はＰＷＭ変換器１１６がエネ
ルギーを出力するときは、リアクトル基本波電圧Ｖιｓ
と基本波振幅が同じで、位相がθだけ進んだ基本波電圧
ＶｓをＰＷＭ変換器１１６が出力するものである。
と、リアクトル基本波電圧Ｖιｓを入力して、リアクト
ル基本波電圧Ｖιｓの位相を位相差指令θに従って変化
させた基本波電圧指令Ｖｓ＊を加算器２３に出力する。
この基本波電圧指令Ｖｓ＊はＰＷＭ変換器１１６がエネ
ルギーを出力するときは、リアクトル基本波電圧Ｖιｓ
と基本波振幅が同じで、位相がθだけ進んだ基本波電圧
ＶｓをＰＷＭ変換器１１６が出力するものである。
【００１７】加算器２３は高調波電圧指令Ｖｈ＊と基本
波電圧指令Ｖｓ＊を加算して、ＰＷＭ変換器１１６の電
圧指令Ｖｃ＊を比較器２８に出力する。この比較器２８
は電圧指令Ｖｃ＊と三角波発生器２４の三角波信号Ｓを
入力して、ＰＷＭ変換器１１６のゲート信号Ｇｃを発生
する。このように制御することにより、本発明のパッシ
ブフィルタのダンピング回路は、高調波にとってはダン
ピング回路すなわち抵抗として働き、基本波にとっては
エネルギー回生回路として働く。
波電圧指令Ｖｓ＊を加算して、ＰＷＭ変換器１１６の電
圧指令Ｖｃ＊を比較器２８に出力する。この比較器２８
は電圧指令Ｖｃ＊と三角波発生器２４の三角波信号Ｓを
入力して、ＰＷＭ変換器１１６のゲート信号Ｇｃを発生
する。このように制御することにより、本発明のパッシ
ブフィルタのダンピング回路は、高調波にとってはダン
ピング回路すなわち抵抗として働き、基本波にとっては
エネルギー回生回路として働く。
【００１８】図３（ａ）は本発明の請求項３記載の一実
施例を示す要部ブロック図であり、図１に示すパッシブ
フィルタ１１のフィルタ回路に設けられた交流側基本波
状態量としての電流検出器１２３より検出されたフィル
タ電流Ｉｆを利用して、ＰＷＭ変換器１１６の基本波電
圧指令Ｖｓ＊を発生するものであり、２８はローパスフ
ィルタ、２９は直流電圧偏差増幅器、３０は基本波電圧
指令発生器である。直流電圧偏差増幅器２９は、直流電
圧指令値Ｖｄ＊と直流電圧Ｖｄを入力し、その偏差を増
幅して偏差増幅値△Ｖｄを基本波電圧指令発生器３０に
出力する。ローパスフィルタ２８はフィルタ電流Ｉｆを
入力して、その基本波分をフィルタ基本波電流Ｉｆｓと
して基本波電圧指令発生器３０に出力する。基本波電圧
指令発生器３０はフィルタ基本波電流Ｉｆｓと偏差増幅
値△Ｖｄの積を基本波電圧指令Ｖｓ＊として比較器２３
に出力する。この基本波電圧指令Ｖｓ＊はフィルタ基本
波電流Ｉｆｓと同相の時エネルギーを入力し、逆相の時
エネルギーを出力する。
施例を示す要部ブロック図であり、図１に示すパッシブ
フィルタ１１のフィルタ回路に設けられた交流側基本波
状態量としての電流検出器１２３より検出されたフィル
タ電流Ｉｆを利用して、ＰＷＭ変換器１１６の基本波電
圧指令Ｖｓ＊を発生するものであり、２８はローパスフ
ィルタ、２９は直流電圧偏差増幅器、３０は基本波電圧
指令発生器である。直流電圧偏差増幅器２９は、直流電
圧指令値Ｖｄ＊と直流電圧Ｖｄを入力し、その偏差を増
幅して偏差増幅値△Ｖｄを基本波電圧指令発生器３０に
出力する。ローパスフィルタ２８はフィルタ電流Ｉｆを
入力して、その基本波分をフィルタ基本波電流Ｉｆｓと
して基本波電圧指令発生器３０に出力する。基本波電圧
指令発生器３０はフィルタ基本波電流Ｉｆｓと偏差増幅
値△Ｖｄの積を基本波電圧指令Ｖｓ＊として比較器２３
に出力する。この基本波電圧指令Ｖｓ＊はフィルタ基本
波電流Ｉｆｓと同相の時エネルギーを入力し、逆相の時
エネルギーを出力する。
【００１９】図３（ｂ）は本発明の請求項４記載の一実
施例を示す要部ブロック図であり、図１に示すパッシブ
フィルタ１１のフィルタ回路に設けられた交流側基本波
状態量としての電圧検出器１２４より検出された系統電
圧Ｖｆの基本波の位相を９０°進めたものを利用して、
図３（ａ）の実施例と等価な制御を行うものであり、３
１は基本波電圧位相進め回路で、図３（ａ）と同一符号
を付したものは同一構成要素を表す。
施例を示す要部ブロック図であり、図１に示すパッシブ
フィルタ１１のフィルタ回路に設けられた交流側基本波
状態量としての電圧検出器１２４より検出された系統電
圧Ｖｆの基本波の位相を９０°進めたものを利用して、
図３（ａ）の実施例と等価な制御を行うものであり、３
１は基本波電圧位相進め回路で、図３（ａ）と同一符号
を付したものは同一構成要素を表す。
【００２０】基本波電圧位相進め回路３１は、系統電圧
Ｖｆを入力して基本波電圧を検出すると共に、その位相
を９０°進めた系統進み電圧Ｖｆｓを基本波電圧指令発
生器３０に出力して、基本波電圧指令発生器３０での基
本波の位相情報とする。このようにして出力された基本
波電圧指令Ｖｓ＊により直流コンデンサ１１７の直流電
圧Ｖｄが制御される。
Ｖｆを入力して基本波電圧を検出すると共に、その位相
を９０°進めた系統進み電圧Ｖｆｓを基本波電圧指令発
生器３０に出力して、基本波電圧指令発生器３０での基
本波の位相情報とする。このようにして出力された基本
波電圧指令Ｖｓ＊により直流コンデンサ１１７の直流電
圧Ｖｄが制御される。
【００２１】図４は本発明の請求項５記載の一実施例を
示す要部構成図、図５は図４の制御回路を示すブロック
図であり、図中、図１及び図２と同符号のものは同じ構
成，機能を有する部分である。図４において、１２５は
第１のＰＷＭ変換器、１２６は第２のＰＷＭ変換器、１
２１はトランスである。また、図５において、３１は第
１の比較器、３２は第２の比較器である。すなわち、第
１のＰＷＭ変換器１２５と、この第１のＰＷＭ変換器１
２５の交流側に設けられたＡＣリアクトル１１４と、第
１のＰＷＭ変換器１２５の直流側に設けられた直流コン
デンサ１１７と、この直流コンデンサ１１７に並列に設
けられた第２のＰＷＭ変換器１２６と、この第２のＰＷ
Ｍ変換器１２６の交流側に設けられたトランス１２１
と、第１および第２のＰＷＭ変換器を制御する制御装置
を設けたパッシブフィルタのダンピング回路である。
示す要部構成図、図５は図４の制御回路を示すブロック
図であり、図中、図１及び図２と同符号のものは同じ構
成，機能を有する部分である。図４において、１２５は
第１のＰＷＭ変換器、１２６は第２のＰＷＭ変換器、１
２１はトランスである。また、図５において、３１は第
１の比較器、３２は第２の比較器である。すなわち、第
１のＰＷＭ変換器１２５と、この第１のＰＷＭ変換器１
２５の交流側に設けられたＡＣリアクトル１１４と、第
１のＰＷＭ変換器１２５の直流側に設けられた直流コン
デンサ１１７と、この直流コンデンサ１１７に並列に設
けられた第２のＰＷＭ変換器１２６と、この第２のＰＷ
Ｍ変換器１２６の交流側に設けられたトランス１２１
と、第１および第２のＰＷＭ変換器を制御する制御装置
を設けたパッシブフィルタのダンピング回路である。
【００２２】制御装置はＡＣリアクトル電流の高調波分
を検出してその符号を反転させゲインＫ倍した高調波電
圧指令発生手段と、前記直流コンデンサ電圧が直流電圧
指令値と等しくなる如く前記直流コンデンサの電圧を検
出して得られた直流電圧偏差値と交流側基本波状態量と
して系統電圧を入力とした基本波電圧指令発生手段と、
前記高調波電圧指令発生手段からの指令を前記第１のＰ
ＷＭ変換器のスイッチングを行うスイッチング指令発生
手段と、前記基本波電圧指令発生手段と前記高調波電圧
指令発生手段とを加算して前記第２のＰＷＭ変換器のス
イッチングを行うスイッチング指令発生手段を備えたも
のである。本装置は、第１のＰＷＭ変換器１２５、ＡＣ
リアクトル１１４、電流検出器１１５、直流コンデンサ
１１７、ハイパスフィルタ２１、ゲインＫ倍器２２、三
角波発生器２４および第１の比較器３１により高調波電
圧制御を行い、パッシブフィルタのダンピング回路を構
成するもので、図１及び図２と異なる点は第２のＰＷＭ
変換器１２６及びトランス１２１を設けた点にある。
を検出してその符号を反転させゲインＫ倍した高調波電
圧指令発生手段と、前記直流コンデンサ電圧が直流電圧
指令値と等しくなる如く前記直流コンデンサの電圧を検
出して得られた直流電圧偏差値と交流側基本波状態量と
して系統電圧を入力とした基本波電圧指令発生手段と、
前記高調波電圧指令発生手段からの指令を前記第１のＰ
ＷＭ変換器のスイッチングを行うスイッチング指令発生
手段と、前記基本波電圧指令発生手段と前記高調波電圧
指令発生手段とを加算して前記第２のＰＷＭ変換器のス
イッチングを行うスイッチング指令発生手段を備えたも
のである。本装置は、第１のＰＷＭ変換器１２５、ＡＣ
リアクトル１１４、電流検出器１１５、直流コンデンサ
１１７、ハイパスフィルタ２１、ゲインＫ倍器２２、三
角波発生器２４および第１の比較器３１により高調波電
圧制御を行い、パッシブフィルタのダンピング回路を構
成するもので、図１及び図２と異なる点は第２のＰＷＭ
変換器１２６及びトランス１２１を設けた点にある。
【００２３】ローパスフィルタ２７は系統電圧Ｖｆを入
力し、その基本波電圧を系統基本波電圧Ｖｆｓとして基
本波電圧指令発生器２６に出力する。トランス１２１の
漏れインダクタンスは図１のエネルギー授受のためのＡ
Ｃリアクトル１１４と同じ働きをし、又、位相差指令器
２５および基本波電圧指令発生器２６は図２と同様の作
用を行なう。
力し、その基本波電圧を系統基本波電圧Ｖｆｓとして基
本波電圧指令発生器２６に出力する。トランス１２１の
漏れインダクタンスは図１のエネルギー授受のためのＡ
Ｃリアクトル１１４と同じ働きをし、又、位相差指令器
２５および基本波電圧指令発生器２６は図２と同様の作
用を行なう。
【００２４】第２の比較器３２は三角波信号Ｓと基本波
電圧指令Ｖｓ＊を入力して、第２のＰＷＭ変換器１２６
のゲート信号Ｇｉを発生する。第１のＰＷＭ変換器１２
５の高調波動作により入力したエネルギーを、直流コン
デンサ１１７を介して、この第２のＰＷＭ変換器１２６
の基本波動作により系統にエネルギーを回生する。
電圧指令Ｖｓ＊を入力して、第２のＰＷＭ変換器１２６
のゲート信号Ｇｉを発生する。第１のＰＷＭ変換器１２
５の高調波動作により入力したエネルギーを、直流コン
デンサ１１７を介して、この第２のＰＷＭ変換器１２６
の基本波動作により系統にエネルギーを回生する。
【００２５】以上説明した請求項１〜５の本発明の実施
例におけるＡＣリアクトル１１４は、直流電圧Ｖｄが低
い場合とか交流系統にスイッチングリップルを抑制でき
るインダクタンスがあれば特に設ける必要は無い。ま
た、印加基本波電圧の低い方の共振リアクトル１１２に
並列にＰＷＭ変換器を接続した方が直流電圧Ｖｄを下げ
る事ができ経済的である。
例におけるＡＣリアクトル１１４は、直流電圧Ｖｄが低
い場合とか交流系統にスイッチングリップルを抑制でき
るインダクタンスがあれば特に設ける必要は無い。ま
た、印加基本波電圧の低い方の共振リアクトル１１２に
並列にＰＷＭ変換器を接続した方が直流電圧Ｖｄを下げ
る事ができ経済的である。
【００２６】図６（ａ），（ｂ）は他のパッシブフィル
タへの適用例を示す構成図であり、図６（ａ）において
は、図１に示すパッシブフィルタ１１の共振コンデンサ
１１１間にダンピング回路１２が設けられ、図６（ｂ）
においては、共振リアクトル１１２を有しないバッシブ
フィルタ１１の共振コンデンサ１１１間にダンピング回
路１２が設けられている。このように、本願発明のダン
ピング回路は種々のパッシブフィルタへ適用できる。図
７は３相における適用例を示す回路図であり、１１１ａ
〜ｃは共振コンデンサ、１１２ａ〜ｃは共振リアクトル
で、ダンピング回路１２は１台の３相ＰＷＭ変換器で可
能である。
タへの適用例を示す構成図であり、図６（ａ）において
は、図１に示すパッシブフィルタ１１の共振コンデンサ
１１１間にダンピング回路１２が設けられ、図６（ｂ）
においては、共振リアクトル１１２を有しないバッシブ
フィルタ１１の共振コンデンサ１１１間にダンピング回
路１２が設けられている。このように、本願発明のダン
ピング回路は種々のパッシブフィルタへ適用できる。図
７は３相における適用例を示す回路図であり、１１１ａ
〜ｃは共振コンデンサ、１１２ａ〜ｃは共振リアクトル
で、ダンピング回路１２は１台の３相ＰＷＭ変換器で可
能である。
【００２７】
【発明の効果】以上詳細に説明したように本発明によれ
ば、抵抗にかわるＰＷＭ変換器の電圧制御により、パッ
シブフィルタのダンピング作用を持たせつつ、ダンピン
グ作用時に発生するエネルギーを交流系統に回生できる
格別な装置であり、実用上、極めて有用性の高いもので
ある。
ば、抵抗にかわるＰＷＭ変換器の電圧制御により、パッ
シブフィルタのダンピング作用を持たせつつ、ダンピン
グ作用時に発生するエネルギーを交流系統に回生できる
格別な装置であり、実用上、極めて有用性の高いもので
ある。
【図１】図１は本発明の請求項１及び２記載の一実施例
を示す主回路構成図である。
を示す主回路構成図である。
【図２】図２は図１の制御回路の一実施例を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図３】図３は本発明の請求項３及び４記載の一実施例
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図４】図４は本発明の請求項５記載の一実施例を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図５】図５は図４の制御回路の一実施例を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図６】図６は図１に類した他の実施例の制御回路のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図７】図７は本発明の３相への適用例を示す回路図で
ある。
ある。
【図８】図８は従来技術を説明するために示した主回路
構成図である。
構成図である。
２ 電源リアクトル ３ 電流源 ４ 電源抵抗 １１ パッシブフィルタ １２ ダンピング回路 ２１ ハイパスフィルタ ２２ ゲインＫ倍器 ２３ 加算器 ２４ 三角波発生器 ２５ 位相差指令器 ２６ 基本波電圧指令発生器 ２７ ローパスフィルタ ２８ 比較器 ２９ 直流電圧偏差増幅器 ３０ 第２の基本波電圧指令発生器 ３１ 第１の比較器 ３２ 第２の比較器 １１１ 共振コンデンサ １１２ 共振リアクトル １１３ ダンピング抵抗 １１４ ＡＣリアクトル １１５ 電流検出器 １１６ ＰＷＭ変換器 １１７ 直流コンデンサ １１８ 直流電圧検出器 １１９ 電圧検出器 １２１ トランス １２２ コンデンサ １２３ 電流検出器 １２４ 電圧検出器 １２５ 第１のＰＷＭ変換器 １２６ 第２のＰＷＭ変換器 Ｉｆ フィルタ電流 Ｉｃ ＡＣリアクトル電流 Ｖｆ 系統電圧 Ｖι 共振リアクトル両端電圧 Ｖｄ＊ 直流電圧指令値 Ｖｄ 直流電圧 Ｖｃ ＰＷＭ変換器出力電圧 Ｖｃｈ＊ 高調波電圧指令 Ｖｓ＊ 基本波電圧指令 Ｖｃ＊ 電圧指令 Ｇｃ 第１のＰＷＭ変換器ゲート信号 Ｇｉ 第２のＰＷＭ変換器ゲート信号
Claims (5)
- 【請求項１】 ＰＷＭ変換器と、該ＰＷＭ変換器の交流
側に設けられたＡＣリアクトルと、前記ＰＷＭ変換器の
直流側に設けられた直流コンデンサと、前記ＰＷＭ変換
器を制御する制御装置を設けたパッシブフィルタのダン
ピング回路であって、前記制御装置は前記ＡＣリアクト
ル電流の高調波分を検出してその符号を反転させゲイン
Ｋ倍した高調波電圧指令発生手段と、前記直流コンデン
サ電圧が直流電圧指令値と等しくなる如く前記直流コン
デンサの電圧を検出して得られた直流電圧偏差値と交流
側基本波状態量を入力とした基本波電圧指令発生手段
と、該基本波電圧指令発生手段と前記高調波電圧指令発
生手段とを加算して前記ＰＷＭ変換器のスイッチングを
行うスイッチング指令発生手段を備えたことを特徴とす
るパッシブフィルタのダンピング回路。 - 【請求項２】 前記基本波電圧指令発生手段の交流側基
本波状態量として、前記パッシブフィルタのリアクトル
とコンデンサとの直列接続点電圧を入力とした請求項１
記載のパッシブフィルタのダンピング回路。 - 【請求項３】 前記基本波電圧指令発生手段の交流側基
本波状態量として、前記パッシブフィルタのフィルタ電
流を入力とした請求項１記載のパッシブフィルタのダン
ピング回路。 - 【請求項４】 前記基本波電圧指令発生手段の交流側基
本波状態量として、進み系統電圧を入力とした請求項１
記載のパッシブフィルタのダンピング回路。 - 【請求項５】 第１のＰＷＭ変換器と、該第１のＰＷＭ
変換器の交流側に設けられたＡＣリアクトルと、前記第
１のＰＷＭ変換器の直流側に設けられた直流コンデンサ
と、該直流コンデンサに並列に設けられた第２のＰＷＭ
変換器と、該第２のＰＷＭ変換器の交流側に設けられた
トランスと、前記第１および第２のＰＷＭ変換器を制御
する制御装置を設けたパッシブフィルタのダンピング回
路であって、前記制御装置は前記ＡＣリアクトル電流の
高調波分を検出してその符号を反転させゲインＫ倍した
高調波電圧指令発生手段と、前記直流コンデンサ電圧が
直流電圧指令値と等しくなる如く前記直流コンデンサの
電圧を検出して得られた直流電圧偏差値と交流側状態量
として系統電圧を入力とした基本波電圧指令発生手段
と、前記高調波電圧指令発生手段からの指令を前記第１
のＰＷＭ変換器のスイッチングを行うスイッチング指令
発生手段と、前記基本波電圧指令発生手段と前記高調波
電圧指令発生手段とを加算して前記第２のＰＷＭ変換器
のスイッチングを行うスイッチング指令発生手段を備え
たことを特徴とするパッシブフィルタのダンピング回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15591097A JP3423858B2 (ja) | 1997-05-29 | 1997-05-29 | パッシブフィルタのダンピング回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15591097A JP3423858B2 (ja) | 1997-05-29 | 1997-05-29 | パッシブフィルタのダンピング回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10336896A true JPH10336896A (ja) | 1998-12-18 |
| JP3423858B2 JP3423858B2 (ja) | 2003-07-07 |
Family
ID=15616191
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15591097A Expired - Fee Related JP3423858B2 (ja) | 1997-05-29 | 1997-05-29 | パッシブフィルタのダンピング回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3423858B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010032316A1 (ja) * | 2008-09-19 | 2010-03-25 | 三菱電機株式会社 | Ｄｃｄｃ変換装置 |
| JP2016119731A (ja) * | 2014-12-18 | 2016-06-30 | 富士電機株式会社 | 系統連系電力変換装置 |
| US9590491B2 (en) | 2014-08-19 | 2017-03-07 | Denso Corporation | Resonant current limiting device |
-
1997
- 1997-05-29 JP JP15591097A patent/JP3423858B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010032316A1 (ja) * | 2008-09-19 | 2010-03-25 | 三菱電機株式会社 | Ｄｃｄｃ変換装置 |
| KR101179784B1 (ko) | 2008-09-19 | 2012-09-04 | 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 | Ｄｃｄｃ 변환 장치 |
| US8531150B2 (en) | 2008-09-19 | 2013-09-10 | Mitsubishi Electric Corporation | DCDC converter |
| US9590491B2 (en) | 2014-08-19 | 2017-03-07 | Denso Corporation | Resonant current limiting device |
| JP2016119731A (ja) * | 2014-12-18 | 2016-06-30 | 富士電機株式会社 | 系統連系電力変換装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3423858B2 (ja) | 2003-07-07 |
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