WO2010032316A1 - Ｄｃｄｃ変換装置 - Google Patents

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WO2010032316A1
WO2010032316A1 PCT/JP2008/067025 JP2008067025W WO2010032316A1 WO 2010032316 A1 WO2010032316 A1 WO 2010032316A1 JP 2008067025 W JP2008067025 W JP 2008067025W WO 2010032316 A1 WO2010032316 A1 WO 2010032316A1
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capacitor
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英俊 北中
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三菱電機株式会社
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    • H02M1/0022—Control circuits providing compensation of output voltage deviations using feedforward of disturbance parameters the disturbance parameters being input voltage fluctuations

Definitions

  • the present invention relates to a DCDC converter suitable for application to an electric vehicle, for example.
  • an electric vehicle adopts a configuration in which electric power is taken in by a current collector from an overhead wire or a third rail and the electric motor is driven using the collected electric power.
  • Patent Document 1 there is an electric vehicle control device disclosed in Patent Document 1 below.
  • a DCDC converter is provided between the current collector and the power storage element in order to control the power flow between the overhead line and the power storage element.
  • a reactor is provided between the DCDC converter and the overhead wire, and the LC is configured by the reactor and the input capacitor.
  • the filter circuit attenuates the harmonic current flowing out from the DCDC converter to the overhead line side.
  • the inventor of the present application may not be able to operate the DCDC converter normally due to electric vibrations generated in the LC filter circuit and overvoltage of the input capacitor. I found out.
  • the present invention has been made in view of the above knowledge of the present inventor, and an object of the present invention is to provide a DCDC converter that suppresses electrical vibration generated in an LC filter circuit and enables stable operation. .
  • a DCDC converter has an input filter circuit including an input reactor and an input capacitor connected to a DC power supply,
  • a DC-DC converter that converts a DC voltage into an arbitrary DC voltage and outputs the DC voltage
  • a switching circuit having an input terminal connected to the input filter circuit and configured by an upper arm side switching element and a lower arm side switching element, and the switching
  • a smoothing filter circuit connected to an output terminal of the circuit
  • a control unit that feeds back a state quantity of the smoothing filter circuit to control the on / off of the switching circuit.
  • the control unit is based on the voltage of the input capacitor.
  • the amount of damping operation for adjusting the state quantity of the smoothing filter circuit Characterized by comprising a damping control unit for output.
  • the switching circuit is controlled based on the optimum damping operation amount for suppressing the electric vibration generated in the input filter circuit, the electric vibration generated in the LC input filter circuit is suppressed.
  • the DCDC converter can be stably operated.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of the DCDC converter according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a circuit block diagram in which the main circuit portion shown in FIG. 1 is simplified.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a transfer function of the circuit shown in FIG.
  • FIG. 4 is a circuit block diagram in which the constant power load of the circuit shown in FIG. 2 is replaced with a resistor.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a transfer function of the circuit shown in FIG.
  • FIG. 6 is a diagram showing a change in state quantity and a signal waveform inside the damping control unit according to the first embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration example of the DCDC converter according to the second embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating another configuration example of the DCDC converter according to the second embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a DCDC converter according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the DCDC converter 100 is electrically connected to an overhead line 1 connected to a substation (not shown) serving as a DC power source via a current collector 2. Moreover, it electrically connects with the rail 4 connected to the substation via the wheel 3 used as the return circuit of a return current.
  • the DCDC converter 100 includes a main circuit unit 200 and a control unit 300 that controls the power flow in the main circuit unit 200.
  • a main circuit unit 200 includes an input filter circuit 8, a voltage detector 7, a switching circuit 10, a smoothing filter circuit 27, a voltage detector 23, a current detector 21, and a power storage element 26 as main components. It is prepared for.
  • the switching circuit 10 includes an upper arm side switching element 11 and a lower arm side switching element 12, and the input filter circuit 8 includes a reactor 5 that is an input reactor and a capacitor 6 that is an input capacitor.
  • the circuit 27 is configured by the smoothing reactor 20.
  • the switching circuit 10 functions as a bidirectional power conversion circuit from the overhead line 1 to the power storage element 26 or from the power storage element 26 to the overhead line 1.
  • the input filter circuit 8 suppresses the harmonic current generated from the switching circuit 10 from flowing out to the substation side via the current collector 2.
  • the voltage detector 7 detects the voltage EFC across the capacitor 6.
  • the power storage element 26 stores required power.
  • the voltage detector 23 detects the terminal voltage BFC of the power storage element 26.
  • the smoothing filter circuit 27 performs filtering of current ripple generated from the switching circuit 10.
  • the current detector 21 detects a current (hereinafter referred to as “smooth reactor current”) ISL flowing through the smoothing reactor 20.
  • the output side of the switching circuit 10 is connected via the smoothing reactor 20 and the current detector 21 with the connection end of the upper arm side switching element 11 and the lower arm side switching element 12 (one end of the upper arm side switching element 11) as the output end.
  • the power storage element 26 is connected.
  • the input side of the switching circuit 10 is connected to the overhead line 1 through the input filter circuit 8 and the current collector 2 with the other end of the upper arm side switching element 11 as an input end.
  • the power storage element 26 is preferably a nickel hydride secondary battery, a lithium ion secondary battery, an electric double layer capacitor, or the like, but other power storage elements may be used. Moreover, although the substation was demonstrated as an example as DC power supply which supplies electric power to the overhead line 1, other DC power supplies may be sufficient.
  • the control unit 300 includes a control signal generation unit 50 and a damping control unit 40.
  • the control signal generation unit 50 includes a multiplier 34, a subtractor 35, a current controller 36, a modulation circuit 37, and a damping control unit 40. It is configured with.
  • the multiplier 34 multiplies a smoothing reactor current command ISL * input from a host control system (not shown) and a damping operation amount DAMPCN described later. Smoothing reactor current command ISL * is a command value of smoothing reactor current ISL.
  • the subtracter 35 subtracts the smoothing reactor current ISL from the output (ISL **) of the multiplier 34.
  • the current controller 36 receives the output of the subtractor 35 and performs proportional-integral control.
  • proportional-integral control is preferable, but proportional control may be used.
  • the current controller 36 can be configured by a known technique regardless of the control method, and thus the description thereof is omitted here.
  • the modulation circuit 37 outputs a control signal (hereinafter referred to as “switching signal”) GSG to the switching circuit 10 based on the output of the current controller 36, the voltage EFC of the capacitor 6, and the terminal voltage BFC of the power storage element 26.
  • switching signal a control signal
  • the damping control unit 40 receives the voltage EFC of the capacitor 6 and outputs a damping operation amount DAMPCN.
  • the configuration of the damping control unit 40 will be described later together with the description of the operation.
  • the smoothing reactor current command ISL * is a command value of the smoothing reactor current ISL output from the upper control system (not shown) as described above.
  • ISL * 0, and the control unit 300 controls the switching circuit 10 of the main circuit unit 200 so that the smooth reactor current ISL does not flow.
  • ISL * is set to a positive value
  • the control unit 300 controls the main circuit unit so that the smooth reactor current ISL flows from the overhead line 1 side to the power storage element 26 side. 200 switching circuits 10 are controlled to perform a charging operation.
  • ISL * is set to a negative value
  • the control unit 300 causes the main circuit unit so that the smoothing reactor current ISL flows from the power storage element 26 side to the overhead line 1 side. 200 switching circuits 10 are controlled to perform a discharging operation.
  • the DCDC converter 100 functions as a control current source that controls the smoothed reactor current ISL to have a predetermined value by the smoothed reactor current command ISL * output from the host control system, and can be arbitrarily set as necessary.
  • the power flow can be realized.
  • FIG. 2 is a circuit block diagram in which the main circuit unit 200 shown in FIG. 1 is simplified.
  • the overhead line 1, the current collector 2, the wheel 3, and the rail 4 in FIG. 1 are omitted, and the substation is replaced with a DC power source 70.
  • the reactor 5 is composed of an inductance component L and a resistance component R, and the capacitance of the capacitor 6 is C.
  • the switching circuit 10 is controlled so that the smoothing reactor current ISL is kept constant even when the voltage EFC of the capacitor 6 fluctuates. That is, even if the voltage EFC of the capacitor 6 fluctuates, the input power PDC of the switching circuit 10 is controlled so as not to change, so that constant power characteristics are obtained with respect to the fluctuation of the voltage EFC of the capacitor 6.
  • the block including the switching circuit 10, the smoothing reactor 20, and the power storage element 26 is collected as one load viewed from the LC filter side, and is set as a constant power load 80.
  • the constant power load 80 is such that when the voltage EFC of the capacitor 6 increases, the input current IDC of the switching circuit 10 decreases, and when the voltage EFC of the capacitor 6 decreases, the input of the switching circuit 10. It becomes a negative resistance characteristic in which the current IDC increases.
  • the normal resistance positive resistance
  • the normal resistance has a positive resistance characteristic in which the current increases as the voltage increases, and the current decreases as the voltage decreases. That is, in the constant power load 80, the current change with respect to the voltage change has a characteristic opposite to that of a normal resistance (positive resistance).
  • FIG. 3 is a block diagram showing a transfer function of the circuit shown in FIG.
  • the closed loop transfer function G (s) from the input voltage ES to the voltage EFC of the capacitor 6 is expressed by the following equation (3).
  • Equation (7) the smaller R, the larger C, the smaller the PDC, and the larger EFC0, the smaller R is required to stabilize the system.
  • L 12 mH
  • C 6600 ⁇ F
  • PDC 1000 KW
  • EFC0 1500 V, which are general numerical values, are substituted into Equation (7), a closed loop represented by the transfer function G (s) in Equation (3)
  • the value of the resistance component R of the reactor 5 that can stabilize the system is R> 0.8 ( ⁇ ).
  • the resistance component contained in the reactor is as small as several tens (m ⁇ ), and it is impossible to satisfy the equation (7). Therefore, the closed loop system of the circuit shown in FIG. 2 becomes unstable, and electric vibration is generated at the resonance frequency of the LC filter. That is, it can be understood that the voltage EFC of the capacitor 6 oscillates and diverges unless a resistor satisfying the expression (7) is added to the circuit shown in FIG. In reality, adding a resistor increases the size of the device and increases the loss, so that another method for stabilizing the control is required.
  • the constant power load 80 of the circuit shown in FIG. 2 has a negative resistance characteristic. However, if this constant power load is a positive resistance characteristic, the closed loop system can be stabilized. For this reason, a quantitative description similar to the above will be given using a circuit diagram in which the constant power load 80 of the circuit shown in FIG. 2 is replaced with a resistor.
  • FIG. 4 is a circuit block diagram in which the constant power load 80 in the circuit shown in FIG. As shown in FIG. 4, in FIG. 4, a resistor 60 having a resistance value R0 is connected as a load viewed from the LC filter side.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a transfer function of the circuit shown in FIG. From the transfer function block diagram shown in FIG. 5, the closed loop transfer function Gp (s) from the input voltage ES to the capacitor voltage EFC is expressed by the following equation (8).
  • the circuit in which the resistor 60 is connected to the LC filter connected to the DC power source 70 is always stable.
  • the control circuit shown in this embodiment pays attention to this principle. That is, the switching circuit 10 is controlled so that the constant power load 80 of the circuit shown in FIG. 2 has a characteristic equivalent to the positive resistance characteristic with respect to the vibration component of the voltage EFC of the capacitor 6.
  • a control condition is derived for the constant power load 80 of the circuit shown in FIG. 2 to have a characteristic equivalent to the positive resistance characteristic with respect to the electric vibration of the voltage EFC of the capacitor 6 generated at the resonance frequency of the LC filter. To do.
  • the power PRn at the resistor 60 is proportional to the square of the change rate of the voltage EFC of the capacitor 6. Therefore, by controlling the constant power load 80 so that the relationship of the expression (11) is established, the constant power load 80 is operated so as to have a positive resistance characteristic with respect to the fluctuation of the voltage EFC of the capacitor 6. Can do.
  • terminal voltage BFC of the power storage element 26 is a value that varies depending on the amount of power stored in the power storage element 26.
  • the power PDCn when the voltage EFC of the capacitor 6 is increased by n times is expressed by the following equation (11). Similarly, the relationship of the following equation (13) may be satisfied.
  • the resonance frequency of the LC filter is usually 10 Hz to 20 Hz, which is 50 ms to 100 ms when converted into a period.
  • the terminal voltage BFC of the power storage element 26 can be regarded as constant in units of several tens of seconds. That is, when considering the electric vibration at the resonance frequency of the LC filter, the terminal voltage BFC of the power storage element 26 may be assumed to be constant.
  • the switching circuit 10 is controlled so that the smoothing reactor current ISL is multiplied by n 2 when the voltage EFC of the capacitor 6 becomes n times, the input power PDC of the switching circuit 10 is changed by the change of the voltage EFC of the capacitor 6.
  • the constant power load 80 of the circuit shown in FIG. 2 is equivalent to the positive resistance characteristic against the electric oscillation of the voltage EFC of the capacitor 6 generated at the resonance frequency of the LC filter. It becomes the characteristic.
  • the value obtained by squaring the fluctuation ratio of the voltage EFC of the capacitor 6 is integrated with the smoothing reactor current command ISL * to generate at the resonance frequency of the LC filter. It is possible to suppress and stabilize the electric vibration of the voltage EFC of the capacitor 6 to be performed.
  • FIG. 6 is a diagram showing a change in state quantity and a signal waveform inside the damping control unit 40 in the first embodiment.
  • the damping control unit 40 includes a high-pass filter (hereinafter referred to as “HPF”) 41, a low-pass filter (hereinafter referred to as “LPF”) 42 and 43, an adder 44, a divider 45, a subtractor 46, a switch 47, and a square calculator 48. , And a limiter 49.
  • HPF high-pass filter
  • LPF low-pass filter
  • the voltage EFC of the capacitor 6 is input to the damping control unit 40 and is branched into two systems.
  • HPF 41 and LPF 43 are connected in series.
  • the HPF 41 and the LPF 43 remove unnecessary low-frequency components and unnecessary harmonic components including the DC component of the voltage EFC of the capacitor 6 and output a resonance frequency component EFCa in which only the vicinity of the resonance frequency of the LC filter is extracted.
  • EFCa is a signal that varies in the same phase as the resonance frequency component of EFC in the range of +150 V to ⁇ 150 V. It becomes.
  • the LPF 42 is connected to the other side.
  • a DC component EFCd in which only the DC component of the voltage EFC of the capacitor 6 is extracted by the LPF 42 is output.
  • the HPF 41, the LPF 42, and the LPF 43 are first-order filters configured by a first-order lag element, and the configuration thereof is publicly known, and thus the description thereof is omitted. Of course, it may be composed of a secondary or higher order filter, but there is a demerit that the structure of the filter becomes complicated.
  • the LPF 43 is required to remove a high-frequency component included in the capacitor voltage EFC, which becomes a disturbance to the control system.
  • the lower limit of the high-frequency component to be removed is several hundred Hz and it is close to the resonance frequency band (usually about 10 to 20 Hz) of the LC filter that is the object of damping control, the high-frequency component can be reduced using only the LPF 43. If it is removed, the phase delay of the resonance frequency component of the LC filter is caused, which is not preferable. Therefore, the HPF 41 is added in series and combined with the LPF 43 to compensate for the phase delay in the resonance frequency band of the LC filter while ensuring the same high frequency component removal characteristics as when the LPF 43 is used alone. Regarding the characteristics of the HPF 41 and the LPF 43, it is desirable to match the frequency at which the gain is 1 with the resonance frequency (10 Hz to 20 Hz) of the LC filter.
  • the adder 44 adds the direct current component EFCd to the vibration component EFCa in the resonance frequency band of the LC filter calculated as described above, and outputs EFcad.
  • the divider 45 divides EFCad by the DC component EFCd to calculate a fluctuation ratio (hereinafter simply referred to as “fluctuation ratio”) EFCfp of the vibration component of the resonance frequency band of the LC filter included in the voltage EFC of the capacitor 6. .
  • the fluctuation ratio EFCfp is branched into two systems, one is directly output to the switch 47 and the other is output to the subtractor 46.
  • the subtractor 46 subtracts the fluctuation ratio EFCfp from a predetermined value (value “2” in the example of the present embodiment), and outputs EFCfn in which the phase of the vibration component of the fluctuation ratio EFCfp is inverted to the switch 47.
  • the switch 47 selects the contact on the upper side (charging side), and the fluctuation rate EFCfp is input to the square calculator 48.
  • the switch 47 selects the lower side (discharge side) contact, and the fluctuation ratio EFCfn is input to the square calculator 48.
  • the reason for using EFCfn when the power flow is in the direction from the power storage element 26 to the overhead line 1 (output side ⁇ input side) is that the direction of the power flow is from the overhead line 1 to the power storage element 26 (input side ⁇ output). This is because the reverse of the case of (side).
  • the voltage EFC of the capacitor 6 increases, the magnitude of the power decreases, and if the voltage EFC of the capacitor 6 decreases, an operation in the direction of increasing the power magnitude is required. An inverted EFCfn is required.
  • the square calculator 48 squares EFCfp or EFCfn and outputs the result to the limiter 49.
  • the limiter 49 limits the upper and lower limits of the signal output from the square calculator 48 to arbitrary values as necessary, and then outputs the signal to the multiplier 34 as a damping operation amount DAMPCN. That is, in the limiter 49, for example, when it is desired to limit the amount of transient fluctuation of the smoothing reactor current ISL due to damping control, an upper limit value and a lower limit value for amplitude limitation may be set.
  • damping operation amount DAMPCN is added to the smoothing reactor current command ISL * by the multiplier 34 to generate the smoothing reactor current command ISL **.
  • the damping control unit that automatically calculates the optimal damping operation amount for suppressing the electric vibration generated in the input filter circuit without gain adjustment or the like is provided. Since the switching circuit is controlled based on the obtained damping operation amount, the electric vibration generated in the LC input filter circuit can be suppressed, and stable operation of the DCDC converter functioning as a control current source is possible. It becomes.
  • the smoothing reactor current command including the above-described damping operation amount is generated and the switching circuit is controlled based on the obtained smoothing reactor current command, the smoothing so as to suppress the electric vibration of the input filter circuit.
  • the current flowing through the reactor is optimally controlled, and stable operation is possible.
  • the input capacitor voltage fluctuation ratio is calculated by dividing the input capacitor voltage by the input capacitor DC component, so control according to the input capacitor voltage fluctuation ratio is performed. Is possible.
  • the high pass filter passes the band near the resonance frequency of the LC filter
  • the low pass filter passes the band near the resonance frequency of the LC filter. It is possible to cut unnecessary harmonic components that cause disturbance to the control system without causing a nearby phase delay.
  • the damping operation amount is calculated by squaring the fluctuation rate of the input capacitor voltage, so it is possible to control the smoothing reactor current that matches the level of electric vibration of the input capacitor voltage. It becomes.
  • the upper limit value and the lower limit value of the damping operation amount are limited at the final stage, so that it is possible to limit the transient fluctuation amount of the smooth reactor current, for example, accompanying the damping control. .
  • Embodiment 2 In the first embodiment, in the DCDC converter configured to function as a control current source that controls the smoothing reactor current ISL flowing through the power storage element to have a predetermined value, electric vibration generated at the resonance frequency of the LC filter is suppressed.
  • the power storage element is replaced with a load, and the control system operates as a control voltage source that controls the voltage of the load to be a predetermined value.
  • the DC-DC converter a control system that suppresses electrical vibrations generated at the resonance frequency of the LC filter and enables stable operation is configured.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration example of the DCDC converter according to the second embodiment of the present invention.
  • the DCDC converter 100a according to the second embodiment includes a main circuit unit 200a and a control unit 300a that controls the power flow in the main circuit unit 200a.
  • symbol is attached
  • the main circuit unit 200a replaces the power storage element 26 of the first embodiment with the load 24, and configures the smoothing filter circuit 27a together with the smoothing reactor 20 at the subsequent stage of the current detector 21 on the load 24 side of the switching circuit 10.
  • a smoothing capacitor 22 and a current detector 25 for detecting a current flowing through the load 24 are provided.
  • the voltage of the load 24 is smoothed by the smoothing filter composed of the smoothing reactor 20 and the smoothing capacitor 22.
  • the control signal generation unit 50 a includes a subtracter 31, a voltage controller 32, and an adder 33 in the previous stage of the multiplier 34 in addition to the configuration of the first embodiment.
  • the smoothing capacitor voltage command BFC * which is a command value for the voltage of the smoothing capacitor 22, is input to the control signal generation unit 50a from a higher-level control system (not shown). That is, the DCDC converter 100a according to the second embodiment operates as a control voltage source that controls the voltage of the load 24 to be a predetermined value by the smoothing capacitor voltage command BFC * output from the upper control system.
  • the subtracter 31 subtracts the voltage BFC of the smoothing capacitor 22 from BFC * and outputs the result.
  • the voltage controller 32 receives the output of the subtractor 31 and performs proportional-integral control. As a control method of the voltage controller 32, proportional-integral control or proportional control is suitable. In addition, the voltage controller 32 can be configured by a known technique regardless of which control method is used, and thus description thereof is omitted here.
  • the adder 33 adds the output of the voltage controller 32 and the load current ILD, and outputs the result to the multiplier 34 as a smoothing reactor current command ISL *.
  • the damping operation amount DAMPCN is added to the smoothing reactor current command ISL * output from the adder 33 by the multiplier 34 to generate a smoothing reactor current command ISL **.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating another configuration example of the DCDC converter according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the configuration of the main circuit unit 200a in the DCDC converter 100b is the same as that in FIG.
  • a multiplier 30 is added before the subtractor 31 in place of the multiplier 34 at the subsequent stage of the adder 33 in FIG. 7, and the command value BFC of the voltage of the smoothing capacitor 22 is added.
  • the configuration other than the above is the same as the configuration shown in FIG. 7, and similarly to FIG. 7, the vibration of the voltage EFC of the capacitor 6 is suppressed, and the DCDC converter 100 b can be stably operated.
  • the damping control unit that automatically calculates the optimum damping operation amount for suppressing the electric vibration generated in the input filter circuit without gain adjustment or the like is provided. Since the smoothing reactor current command including the damping operation amount is generated and the switching circuit is controlled based on the obtained smoothing reactor current command, the electric vibration generated in the LC input filter circuit can be suppressed. A stable operation of the DCDC converter functioning as a voltage source is possible.
  • the configurations shown in the first and second embodiments are examples of the configuration of the present invention, and can be combined with other known techniques, and can be combined within a range not departing from the gist of the present invention. Needless to say, the configuration may be modified by omitting the unit.
  • the description of the invention is made for a DCDC converter that is assumed to be applied to the electric railway field.
  • the application field is not limited to this, and the invention is applied to various industrial application fields. Needless to say, this is applicable.
  • the DCDC converter according to the present invention is useful as an invention that suppresses electric vibrations generated in the input filter circuit and enables stable operation.

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Abstract

　入力端に入力フィルタ回路が接続されるスイッチング回路１０と、スイッチング回路１０の出力端に接続され、リアクトル５およびコンデンサ６によって構成される平滑フィルタ回路２７と、平滑フィルタ回路２７の状態量をフィードバックしてスイッチング回路１０をオンオフ制御する制御部３００とが具備される。制御部３００は、コンデンサ６の電圧に基づいて平滑フィルタ回路２７の状態量を調整するためのダンピング操作量を算出するダンピング制御部４０を備える。

Description

ＤＣＤＣ変換装置
　本発明は、例えば電気車への応用に好適なＤＣＤＣ変換装置に関するものである。
　一般に電気車は、架線や第三軌条等から集電装置で電力を取り入れ、集電した電力を使用して電動機を駆動する構成が採用される。
　近年、二次電池や電気二重層キャパシタ等の電力貯蔵素子の性能が向上してきていることから、これらを電気車に搭載し、集電した電力を電力貯蔵素子に蓄積し、電力貯蔵素子に蓄積した電力と集電装置で取り入れた電力とを併用して電動機を駆動するシステムの開発が進められている。
　このようなシステムとして、例えば下記特許文献１に示された電気車制御装置がある。この電気車制御装置では、架線と電力貯蔵素子との間の電力フローを制御するため、集電装置と電力貯蔵素子との間にＤＣＤＣ変換装置が設けられている。
　なお、特許文献１に示される電気車制御装置には設けられていないが、この種のシステムでは、ＤＣＤＣ変換装置と架線との間にリアクトルを設け、このリアクトルと入力コンデンサとによって構成されるＬＣフィルタ回路により、ＤＣＤＣ変換装置から架線側へ流出する高調波電流を減衰することが行われる。
特開２００７－２７４７５６号公報
　ところが、本願発明者は、ＤＣＤＣ変換装置を動作させる際に、上記ＬＣフィルタ回路に電気振動が発生し、入力コンデンサが過電圧になるなどして、ＤＣＤＣ変換装置の正常な運転ができなくなる場合があることを見出した。
　本発明は、本願発明者の上記知見に鑑みてなされたものであって、ＬＣフィルタ回路に発生する電気振動を抑制し、安定した運転を可能とするＤＣＤＣ変換装置を提供することを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかるＤＣＤＣ変換装置は、直流電源に接続された入力リアクトルと入力コンデンサとによって構成される入力フィルタ回路を有し、前記入力コンデンサの直流電圧を任意の直流電圧に変換して出力するＤＣＤＣ変換装置において、入力端に前記入力フィルタ回路が接続され、上アーム側スイッチング素子および下アーム側スイッチング素子によって構成されるスイッチング回路と、前記スイッチング回路の出力端に接続される平滑フィルタ回路と、前記平滑フィルタ回路の状態量をフィードバックして前記スイッチング回路をオンオフ制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記入力コンデンサの電圧に基づいて前記平滑フィルタ回路の状態量を調整するダンピング操作量を算出するダンピング制御部を備えたことを特徴とする。
　本発明によれば、入力フィルタ回路に発生する電気振動を抑制するための最適なダンピング操作量に基づいてスイッチング回路を制御するようにしたので、ＬＣ入力フィルタ回路に発生する電気振動を抑制することができ、ＤＣＤＣ変換装置の安定した運転が可能となるという効果を奏する。
図１は、実施の形態１におけるＤＣＤＣ変換装置の構成例を示す図である。 図２は、図１に示す主回路部を簡略化した回路ブロック図である。 図３は、図２に示す回路の伝達関数を示すブロック図である。 図４は、図２に示す回路の定電力負荷を抵抗に置き換えた回路ブロック図である。 図５は、図４に示す回路の伝達関数を示すブロック図である。 図６は、実施の形態１におけるダンピング制御部内部の状態量の変化および信号波形を示す図である。 図７は、実施の形態２におけるＤＣＤＣ変換装置の構成例を示す図である。 図８は、実施の形態２におけるＤＣＤＣ変換装置の他の構成例を示す図である。
符号の説明
　１　架線
　２　集電装置
　３　車輪
　４　レール
　５　リアクトル
　６　コンデンサ
　７　電圧検出器
　８　入力フィルタ回路
　１０　スイッチング回路
　１１　上アーム側スイッチング素子
　１２　下アーム側スイッチング素子
　２０　平滑リアクトル
　２１　電流検出器
　２２　平滑コンデンサ
　２３　電圧検出器
　２４　負荷
　２５　電流検出器
　２６　電力貯蔵素子
　２７，２７ａ　平滑フィルタ回路
　３０　乗算器
　３１　減算器
　３２　電圧制御器
　３３　加算器
　３４　乗算器
　３５　減算器
　３６　電流制御器
　３７　変調回路
　４０　ダンピング制御部
　４１　ＨＰＦ（ハイパスフィルタ）
　４２，４３　ＬＰＦ（ローパスフィルタ）
　４４　加算器
　４５　割算器
　４６　減算器
　４７　スイッチ     
　４８　二乗演算器
　４９　リミッタ
　５０，５０ａ　制御信号生成部
　６０　抵抗
　７０　直流電源
　８０　定電力負荷
　１００，１００ａ，１００ｂ　ＤＣＤＣ変換装置
　２００，２００ａ　主回路部
　３００，３００ａ，３００ｂ　制御部
　以下に、本発明にかかるＤＣＤＣ変換装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、本発明の実施の形態１におけるＤＣＤＣ変換装置の構成例を示す図である。図１に示すように、ＤＣＤＣ変換装置１００は、集電装置２を介して直流電源となる変電所（図示せず）に接続された架線１と電気的に接続されている。また、リターン電流の戻り回路となる車輪３を介して変電所に接続されたレール４と電気的に接続されている。
　ＤＣＤＣ変換装置１００は、主回路部２００および、主回路部２００における電力フローを制御する制御部３００を備えて構成される。
　まず、主回路部２００の構成について説明する。図１において、主回路部２００は、主たる構成部として、入力フィルタ回路８、電圧検出器７、スイッチング回路１０、平滑フィルタ回路２７、電圧検出器２３、電流検出器２１、および電力貯蔵素子２６を備えて構成される。スイッチング回路１０は、上アーム側スイッチング素子１１および下アーム側スイッチング素子１２を有して構成され、入力フィルタ回路８は、入力リアクトルであるリアクトル５および入力コンデンサであるコンデンサ６によって構成され、平滑フィルタ回路２７は、平滑リアクトル２０によって構成される。
　つぎに、主回路部２００を構成する各部の概略機能について説明する。スイッチング回路１０は、架線１から電力貯蔵素子２６へ、あるいは電力貯蔵素子２６から架線１へ、という双方向の電力変換回路として機能する。入力フィルタ回路８は、スイッチング回路１０から発生する高調波電流が集電装置２を介して変電所側に流出するのを抑制する。電圧検出器７は、コンデンサ６の両端の電圧ＥＦＣを検出する。電力貯蔵素子２６は、所要の電力を蓄積する。電圧検出器２３は、電力貯蔵素子２６の端子電圧ＢＦＣを検出する。平滑フィルタ回路２７は、スイッチング回路１０から発生する電流リプルのフィルタリングを行う。電流検出器２１は、平滑リアクトル２０に流れる電流（以下「平滑リアクトル電流」という）ＩＳＬを検出する。
　ついで、主回路部２００の接続構成について説明する。スイッチング回路１０の出力側は、上アーム側スイッチング素子１１と下アーム側スイッチング素子１２との接続端（上アーム側スイッチング素子１１の一端）を出力端として平滑リアクトル２０および電流検出器２１を介して電力貯蔵素子２６に接続されている。また、スイッチング回路１０の入力側は、上アーム側スイッチング素子１１の他端を入力端として入力フィルタ回路８および集電装置２を介して架線１に接続されている。
　なお、電力貯蔵素子２６としては、ニッケル水素二次電池、リチウムイオン二次電池、電気二重層キャパシタ等が好適であるが、その他の電力貯蔵素子を用いてもよい。また、架線１に電力を供給する直流電源として、変電所を例として説明したが、その他の直流電源であってもよい。
　つぎに、制御部３００の構成および機能について説明する。制御部３００は、制御信号生成部５０およびダンピング制御部４０を有してなり、制御信号生成部５０は、乗算器３４、減算器３５、電流制御器３６、変調回路３７、およびダンピング制御部４０を備えて構成される。
　乗算器３４は、上位の制御系（図示せず）から入力された平滑リアクトル電流指令ＩＳＬ＊と後述するダンピング操作量ＤＡＭＰＣＮとの乗算を行う。なお、平滑リアクトル電流指令ＩＳＬ＊は、平滑リアクトル電流ＩＳＬの指令値である。
　減算器３５は、乗算器３４の出力（ＩＳＬ＊＊）から平滑リアクトル電流ＩＳＬを減算する。
　電流制御器３６は、減算器３５の出力が入力され、比例積分制御を行う。なお、電流制御器３６の制御方式としては、比例積分制御が好適であるが、比例制御でも構わない。また、電流制御器３６は、何れの制御方式であっても公知技術で構成できるため、ここでの説明は省略する。
　変調回路３７は、電流制御器３６の出力、コンデンサ６の電圧ＥＦＣ、および電力貯蔵素子２６の端子電圧ＢＦＣに基づいてスイッチング回路１０への制御信号（以下「スイッチング信号」という）ＧＳＧを出力する。
　ダンピング制御部４０は、コンデンサ６の電圧ＥＦＣが入力され、ダンピング操作量ＤＡＭＰＣＮを出力する。なお、ダンピング制御部４０の構成については、動作の説明とともに後述する。
　つぎに、上記のように構成された制御部３００による主回路部２００の電力フロー制御について説明する。
　平滑リアクトル電流指令ＩＳＬ＊は、前述した通り上位の制御系（図示せず）から出力される平滑リアクトル電流ＩＳＬの指令値である。電力貯蔵素子２６の充電および放電が必要でない場合は、ＩＳＬ＊＝０とし、制御部３００は、平滑リアクトル電流ＩＳＬが流れないように主回路部２００のスイッチング回路１０を制御する。
　電力貯蔵素子２６の充電が必要な場合は、ＩＳＬ＊を正の値とし、制御部３００は、平滑リアクトル電流ＩＳＬが架線１側から電力貯蔵素子２６側への電力フローとなるように主回路部２００のスイッチング回路１０を制御して充電動作を行わせる。
　電力貯蔵素子２６の放電が必要な場合は、ＩＳＬ＊を負の値とし、制御部３００は、平滑リアクトル電流ＩＳＬが電力貯蔵素子２６側から架線１側への電力フローとなるように主回路部２００のスイッチング回路１０を制御して放電動作を行わせる。
　つまり、ＤＣＤＣ変換装置１００は、上位の制御系から出力される平滑リアクトル電流指令ＩＳＬ＊によって、平滑リアクトル電流ＩＳＬが所定の値となるように制御する制御電流源として機能し、必要に応じた任意の電力フローが実現可能な構成とされている。
　つぎに、本実施の形態の主要部であるダンピング制御部４０について説明する。
　ここで、図１に示すダンピング制御部４０の具体的説明を行う前に、図１に示す主回路部２００の入力フィルタ回路８（リアクトル５およびコンデンサ６）によって構成されるＬＣフィルタにおいて電気振動が発生する原因および、ダンピング制御部４０の構成の根拠となる電気振動の抑制原理について、図１～図５の各図面を参照して簡単に説明する。
　まず、図１に示す主回路部２００のＬＣフィルタにおいて電気振動が発生する原因について説明する。図２は、図１に示す主回路部２００を簡略化した回路ブロック図である。なお、図２では、図１における架線１、集電装置２、車輪３およびレール４を省略し、変電所を直流電源７０に置き換えている。また、リアクトル５は、インダクタンス成分Ｌと、抵抗成分Ｒとからなるものとし、コンデンサ６の静電容量はＣとしている。
　ここで、スイッチング回路１０は、コンデンサ６の電圧ＥＦＣが変動しても、平滑リアクトル電流ＩＳＬが一定に維持されるように制御される。すなわち、コンデンサ６の電圧ＥＦＣが変動しても、スイッチング回路１０の入力電力ＰＤＣが変化しないように制御されるため、コンデンサ６の電圧ＥＦＣの変動に対して定電力特性となる。以上のことから、スイッチング回路１０、平滑リアクトル２０、および電力貯蔵素子２６を含むブロックを、ＬＣフィルタ側から見た１つの負荷としてまとめ、定電力負荷８０としている。
　図２において、定電力負荷８０は、コンデンサ６の電圧ＥＦＣが上昇した場合には、スイッチング回路１０の入力電流ＩＤＣが減少し、コンデンサ６の電圧ＥＦＣが下降した場合には、スイッチング回路１０の入力電流ＩＤＣが増加する負抵抗特性となる。なお、通常の抵抗（正抵抗）は、電圧が上昇すれば電流が増加し、電圧が下降すれば電流が減少する正抵抗特性となる。すなわち、定電力負荷８０は、電圧の変化に対する電流の変化が通常の抵抗（正抵抗）とは逆の特性となる。
　したがって、図２に示す回路では、コンデンサ６の電圧ＥＦＣが上昇してスイッチング回路１０の入力電流ＩＤＣが減少すれば、コンデンサ６の電圧ＥＦＣの上昇を助長する動作となり、逆にコンデンサ６の電圧ＥＦＣが下降してスイッチング回路１０の入力電流ＩＤＣが増加すれば、コンデンサ６の電圧ＥＦＣの下降を助長する動作となる。このため、図２に示す回路では、コンデンサ６の電圧ＥＦＣの変動に対して制動が効かず、ＬＣフィルタの共振周波数でコンデンサ６の電圧ＥＦＣの電気振動が発生し、発生した電気振動の振幅が拡大して持続振動する。以上が、図１に示す主回路部２００および図２に示す回路のＬＣフィルタにおいて電気振動が発生する原因の定性説明である。
　つぎに、図２に示す回路の伝達関数を求めて評価を行い、上記に定性説明してきた現象に対する定量説明を行う。
　まず、スイッチング回路１０の入力電力ＰＤＣとスイッチング回路１０の入力電流ＩＤＣとコンデンサ６の電圧ＥＦＣとの関係式は次式（１）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　上記（１）式は、非線形であるので、線形化を図る。動作点における電圧、電流をそれぞれＥＦＣ０、ＩＤＣ０とすると、動作点近傍では次式（２）が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　したがって、図２に示す回路は、図３に示すブロック線図で表される。図３は、図２に示す回路の伝達関数を示すブロック図である。図３に示す伝達関数ブロック図において、入力電圧ＥＳからコンデンサ６の電圧ＥＦＣまでの閉ループ伝達関数Ｇ（ｓ）は次式（３）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　上記（３）式の閉ループ伝達関数Ｇ（ｓ）に示される閉ループ系が安定であるためには、Ｇ（ｓ）の極がすべて負であることが条件となる。すなわち、Ｇ（ｓ）の分母である次式（４）に示す特性方程式の解がすべて負である必要がある。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　上記（４）式の解をα，βとし、α，βが両方とも負となる条件式は、解と係数との関係から次式（５）、（６）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　ここで、（３）式の伝達関数Ｇ（ｓ）に示される閉ループ系が安定であるための、リアクトル５の抵抗成分Ｒの条件式を求める。（６）式は有用な情報を含まないので、ここでは（５）式について着目する。（５）式を変形すると、リアクトル５の抵抗成分Ｒの条件式である次式（７）が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　式（７）から、Ｌが小さいほど、Ｃが大きいほど、ＰＤＣが小さいほど、ＥＦＣ０が大きいほど、系を安定化するのに必要なＲは小さくてすむ。例として、一般的な数値であるＬ＝１２ｍＨ、Ｃ＝６６００μＦ、ＰＤＣ＝１０００ＫＷ、ＥＦＣ０＝１５００Ｖの条件を式（７）に代入すると、（３）式の伝達関数Ｇ（ｓ）に示される閉ループ系を安定化できるリアクトル５の抵抗成分Ｒの値は、Ｒ＞０．８（Ω）となる。
　一般的に、リアクトルに含まれる抵抗成分は数十（ｍΩ）程度と微小であり、（７）式を満たすことは不可能である。したがって、図２に示す回路の閉ループ系は不安定となり、ＬＣフィルタの共振周波数で電気振動が発生することになる。つまり、図２に示す回路に、（７）式を満足する抵抗を付加するか、あるいは制御的に安定化を図らない限り、コンデンサ６の電圧ＥＦＣは振動し発散してしまうことが理解できる。なお、現実には、抵抗を付加することは、装置を大型化し、損失の増大を招くので、制御的に安定化を図る他の手法が必要となってくる。
　以上が、図１に示す主回路部２００および図２に示す回路のＬＣフィルタの共振周波数で電気振動が発生する原因の定量説明である。
　つぎに、本実施の形態にかかるダンピング制御部４０の構成の技術的根拠となる電気振動の抑制原理について説明する。
　図２に示す回路の定電力負荷８０が負抵抗特性であることは前述した通りであるが、この定電力負荷が正抵抗特性であれば、閉ループ系を安定化させることが可能である。このため、図２に示す回路の定電力負荷８０を抵抗に置き換えた回路図面を用いて、上記と同様な定量説明を行う。
　図４は、図２に示す回路の定電力負荷８０を抵抗６０に置き換えた回路ブロック図である。図４に示すように、図４ではＬＣフィルタ側から見た負荷として、抵抗値がＲ０である抵抗６０が接続されている。
　図５は、図４に示す回路の伝達関数を示すブロック図である。図５に示す伝達関数ブロック図から、入力電圧ＥＳからコンデンサの電圧ＥＦＣまでの閉ループ伝達関数Ｇｐ（ｓ）は、次式（８）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　また、（８）式で示された閉ループ伝達関数Ｇｐ（ｓ）の特性方程式は、次式（９）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　ここで、（９）式で示される特性方程式の解がすべて負となる条件を算出すると、リアクトル５の抵抗成分Ｒの値はＲ≧０となり、この条件は常に満たされるものである。つまり、図４に示すように、ＬＣフィルタ側から見た負荷が抵抗６０で構成される場合は、閉ループ系が常に安定であることがわかる。
　上述のように、直流電源７０に接続されたＬＣフィルタに、抵抗６０を接続した回路は常に安定であることが分かる。本実施の形態に示す制御回路は、この原理に着目したものである。すなわち、コンデンサ６の電圧ＥＦＣの振動成分に対して、図２に示す回路の定電力負荷８０が正抵抗特性と等価の特性となるようにスイッチング回路１０を制御するものである。
　つぎに、図２に示す回路の定電力負荷８０が、ＬＣフィルタの共振周波数で発生するコンデンサ６の電圧ＥＦＣの電気振動に対して、正抵抗特性と等価の特性となるための制御条件を導出する。
　図４において、コンデンサ６の電圧がＥＦＣ、抵抗６０に流れる電流がＩＤＣである場合、抵抗６０での電力ＰＲは、次式（１０）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　コンデンサ６の電圧ＥＦＣが変動し、当初のｎ倍になった場合、抵抗６０に流れる電流ＩＤＣも同様にｎ倍となるため、このときの抵抗６０での電力ＰＲｎは、次式（１１）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　すなわち、抵抗６０での電力ＰＲｎは、コンデンサ６の電圧ＥＦＣの変化割合の二乗に比例する。このことから、（１１）式の関係が成立するように定電力負荷８０を制御することで、定電力負荷８０をコンデンサ６の電圧ＥＦＣの変動に対して正抵抗特性となるように動作させることができる。
　一方、図２において、スイッチング回路１０の回路損失を無視すると、スイッチング回路１０の出力電力は、スイッチング回路１０の入力電力ＰＤＣに等しくなるため、電力貯蔵素子２６を流れる平滑リアクトル電流ＩＳＬと電力貯蔵素子２６の端子電圧ＢＦＣとから、次式（１２）が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　なお、電力貯蔵素子２６の端子電圧ＢＦＣは、電力貯蔵素子２６の貯蔵電力量により変化する値である。
　定電力負荷８０をコンデンサ６の電圧ＥＦＣの変動に対して正抵抗特性となるように動作させるためには、コンデンサ６の電圧ＥＦＣがｎ倍になった場合の電力ＰＤＣｎが、（１１）式と同様に、次式（１３）の関係となればよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　ここで、ＬＣフィルタの共振周波数は、通常１０Ｈｚ～２０Ｈｚであり、周期に換算すると５０ｍｓ～１００ｍｓの時間である。これに対して、電力貯蔵素子２６の端子電圧ＢＦＣは、数十秒の時間単位では一定とみなせる。すなわち、ＬＣフィルタの共振周波数における電気振動を考える上では、電力貯蔵素子２６の端子電圧ＢＦＣは、一定であると仮定しても構わない。
　したがって、コンデンサ６の電圧ＥＦＣがｎ倍になった場合に、平滑リアクトル電流ＩＳＬをｎ2倍するようにスイッチング回路１０を制御すれば、スイッチング回路１０の入力電力ＰＤＣをコンデンサ６の電圧ＥＦＣの変化割合の二乗に比例させて変化させることができ、図２に示す回路の定電力負荷８０が、ＬＣフィルタの共振周波数で発生するコンデンサ６の電圧ＥＦＣの電気振動に対して、正抵抗特性と等価の特性となる。
　以上のことから、図１に示す制御部３００において、コンデンサ６の電圧ＥＦＣの変動割合を二乗した値を、平滑リアクトル電流指令ＩＳＬ＊に積算する構成とすることにより、ＬＣフィルタの共振周波数で発生するコンデンサ６の電圧ＥＦＣの電気振動を抑制して安定化することが可能となる。
　つぎに、図１および図６を参照して、上記した制御手法を具現する具体的な構成について説明する。なお、図６は、実施の形態１におけるダンピング制御部４０内部の状態量の変化および信号波形を示す図である。
　まず、ダンピング制御部４０の構成について、図１を参照して説明する。ダンピング制御部４０は、ハイパスフィルタ（以下「ＨＰＦ」という）４１、ローパスフィルタ（以下「ＬＰＦ」という）４２，４３、加算器４４、割算器４５、減算器４６、スイッチ４７、二乗演算器４８、およびリミッタ４９を備えている。
　ダンピング制御部４０には、コンデンサ６の電圧ＥＦＣが入力され、２系統に分岐している。
　一方には、ＨＰＦ４１およびＬＰＦ４３が直列に接続されている。ＨＰＦ４１およびＬＰＦ４３によってコンデンサ６の電圧ＥＦＣの直流成分を含む不要な低周波成分および不要な高調波成分が除去され、ＬＣフィルタの共振周波数付近のみが抽出された共振周波数成分ＥＦＣａが出力される。例えば、図６に示すように、コンデンサ６の電圧ＥＦＣが１５００Ｖを中心として１６５０Ｖ～１３５０Ｖまで振動している場合、ＥＦＣａは＋１５０Ｖ～－１５０Ｖの範囲でＥＦＣの共振周波数成分と同位相で変動する信号となる。
　また、他方には、ＬＰＦ４２が接続されている。ＬＰＦ４２によってコンデンサ６の電圧ＥＦＣの直流成分のみが抽出された直流成分ＥＦＣｄが出力される。
　なお、ＨＰＦ４１、ＬＰＦ４２、ＬＰＦ４３は、一次遅れ要素により構成された一次フィルタであり、その構成は公知であるので説明を省略する。もちろん、二次以上のフィルタで構成してもよいが、フィルタの構成が複雑化するというデメリットがある。
　ここで、ＨＰＦ４１およびＬＰＦ４３の作用について、さらに詳細に説明する。
　ＬＰＦ４３を必要とする理由は、コンデンサの電圧ＥＦＣに含まれる、制御系への外乱となる高周波成分を除去するためである。しかしながら、除去したい高周波成分の下限が数百Ｈｚであり、ダンピング制御の対象である、ＬＣフィルタの共振周波数帯域（通常１０～２０Ｈｚ程度）と近接しているため、ＬＰＦ４３のみを用いて高周波成分を除去すると、ＬＣフィルタの共振周波数成分の位相遅れを生じさせることになり好ましくない。そこで、ＨＰＦ４１を直列に追加してＬＰＦ４３と組み合わせることで、ＬＰＦ４３を単独使用した場合と同様な高周波成分除去特性を確保しつつ、ＬＣフィルタの共振周波数帯域の位相遅れを補償している。なお、ＨＰＦ４１およびＬＰＦ４３の特性については、ゲインが１となる周波数をＬＣフィルタの共振周波数（１０Ｈｚ～２０Ｈｚ）に合わせるのが望ましい。
　加算器４４は、以上のようにして算出したＬＣフィルタの共振周波数帯域の振動成分ＥＦＣａに、直流成分ＥＦＣｄを加算して、ＥＦＣａｄを出力する。
　割算器４５は、ＥＦＣａｄを直流成分ＥＦＣｄで割ることにより、コンデンサ６の電圧ＥＦＣに含まれるＬＣフィルタの共振周波数帯域の振動成分の変動割合（以下、単に「変動割合」という）ＥＦＣｆｐを算出する。
　変動割合ＥＦＣｆｐは、２系統に分岐され、一方はスイッチ４７に直接出力され、他方は減算器４６に出力される。減算器４６は、所定値（本実施の形態の例では値“２”）から変動割合ＥＦＣｆｐを減算し、変動割合ＥＦＣｆｐの振動成分の位相が反転したＥＦＣｆｎをスイッチ４７に出力する。
　電力フローが架線１側から電力貯蔵素子２６側への方向の場合は、スイッチ４７は上部側（充電側）の接点が選択され変動割合ＥＦＣｆｐが二乗演算器４８に入力される。
　一方、電力フローが電力貯蔵素子２６側から架線１側への方向の場合は、スイッチ４７は下部側（放電側）の接点が選択され変動割合ＥＦＣｆｎが二乗演算器４８に入力される。
　ここで、電力フローが電力貯蔵素子２６から架線１の方向（出力側→入力側）のときにＥＦＣｆｎを用いる理由は、電力フローの方向が架線１から電力貯蔵素子２６の方向（入力側→出力側）のときの逆となるためである。このとき、コンデンサ６の電圧ＥＦＣが増加すれば電力の大きさを減少させ、コンデンサ６の電圧ＥＦＣが減少すれば、電力の大きさを増加させる方向の操作が必要となるので、ＥＦＣｆｐの位相を反転したＥＦＣｆｎが必要となる。
　二乗演算器４８は、ＥＦＣｆｐあるいはＥＦＣｆｎを二乗し、リミッタ４９に出力する。リミッタ４９は、二乗演算器４８から出力された信号を、必要に応じて上限、下限を任意の値に制限した後、ダンピング操作量ＤＡＭＰＣＮとして乗算器３４に出力する。つまり、リミッタ４９では、例えばダンピング制御に伴う、平滑リアクトル電流ＩＳＬの過渡変動量を制限したい場合に、振幅制限する上限値、下限値を設定すればよい。
　最後に、乗算器３４にてダンピング操作量ＤＡＭＰＣＮが平滑リアクトル電流指令ＩＳＬ＊に積算され、平滑リアクトル電流指令ＩＳＬ＊＊が生成される。
　上記のようにして得た平滑リアクトル電流指令ＩＳＬ＊＊により平滑リアクトル電流制御を実施することによって、コンデンサ６の電圧ＥＦＣの振動を抑制し、ＤＣＤＣ変換装置１００の安定な運転が可能となる。
　以上のように、実施の形態１のＤＣＤＣ変換装置によれば、入力フィルタ回路に発生する電気振動を抑制するための最適なダンピング操作量をゲイン調整等なしで自動算出するダンピング制御部を設け、得られたダンピング操作量に基づいてスイッチング回路を制御するようにしたので、ＬＣ入力フィルタ回路に発生する電気振動を抑制することができ、制御電流源として機能するＤＣＤＣ変換装置の安定した運転が可能となる。
　また、上記したダンピング操作量を含む平滑リアクトル電流指令を生成し、得られた平滑リアクトル電流指令に基づいてスイッチング回路を制御するようにしたので、入力フィルタ回路の電気振動を抑制するように、平滑リアクトルに流れる電流が最適に制御され、安定した運転が可能となる。
　また、ダンピング制御部の構成において、入力コンデンサの電圧を入力コンデンサの直流成分で割ることにより、入力コンデンサの電圧の変動割合を算出するようにしたので、入力コンデンサの電圧の変動割合に応じた制御が可能となる。
　また、ダンピング制御部の構成において、ハイパスフィルタによってＬＣフィルタの共振周波数付近以上の帯域を通過させ、ローパスフィルタによってＬＣフィルタの共振周波数付近以下の帯域を通過させるようにしたので、ＬＣフィルタの共振周波数付近の位相遅れを発生させることなく、制御系への外乱となる不要な高調波成分をカットすることが可能となる。
　また、ダンピング制御部の構成において、入力コンデンサの電圧の変動割合を二乗してダンピング操作量を算出するようにしたので、入力コンデンサの電圧の電気振動のレベルに合致した平滑リアクトル電流の制御が可能となる。
　また、ダンピング制御部の構成において、最終段でダンピング操作量の上限値および下限値を制限するようにしたので、例えばダンピング制御に伴う、平滑リアクトル電流の過渡変動量を制限することが可能となる。
　さらに、ダンピング操作量ＤＡＭＰＣＮの算出にはＤＣＤＣ変換装置の回路要素の定数を使用しないため、回路要素の定数が変更された場合においても、制御系の調整は不要であるという利点も得られる。
実施の形態２．
　実施の形態１では、電力貯蔵素子を流れる平滑リアクトル電流ＩＳＬを所定の値となるように制御する制御電流源として機能する構成のＤＣＤＣ変換装置において、ＬＣフィルタの共振周波数で発生する電気振動を抑制して安定な運転を可能とする制御系を構成したが、実施の形態２では、電力貯蔵素子を負荷に置き換え、負荷の電圧が所定の値となるように制御する制御電圧源として動作する構成のＤＣＤＣ変換装置において、ＬＣフィルタの共振周波数で発生する電気振動を抑制して安定な運転を可能とする制御系を構成している。
　図７は、本発明の実施の形態２におけるＤＣＤＣ変換装置の構成例を示す図である。図７に示すように、実施の形態２におけるＤＣＤＣ変換装置１００ａは、主回路部２００ａおよび、主回路部２００ａにおける電力フローを制御する制御部３００ａを備えて構成される。なお、実施の形態１と同一または同等の構成部には同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。
　主回路部２００ａは、実施の形態１の電力貯蔵素子２６を負荷２４に置き換え、スイッチング回路１０の負荷２４側の電流検出器２１の後段に、平滑リアクトル２０と併せて平滑フィルタ回路２７ａを構成する平滑コンデンサ２２、および負荷２４に流れる電流を検出する電流検出器２５を備えている。平滑リアクトル２０と平滑コンデンサ２２とからなる平滑フィルタによって、負荷２４の電圧が平滑される。
　制御信号生成部５０ａは、実施の形態１の構成に加えて、乗算器３４の前段に、減算器３１、電圧制御器３２、および加算器３３を備えている。
　制御信号生成部５０ａには、平滑コンデンサ２２の電圧の指令値である平滑コンデンサ電圧指令ＢＦＣ＊が上位の制御系（図示せず）から入力される。つまり、実施の形態２のＤＣＤＣ変換装置１００ａは、上位の制御系から出力される平滑コンデンサ電圧指令ＢＦＣ＊によって、負荷２４の電圧が所定の値となるように制御する制御電圧源として動作する。
　減算器３１は、ＢＦＣ＊から平滑コンデンサ２２の電圧ＢＦＣを減算して出力する。電圧制御器３２は、減算器３１の出力が入力され、比例積分制御を行う。なお、電圧制御器３２の制御方式としては、比例積分制御、もしくは比例制御が好適である。また、電圧制御器３２は、何れの制御方式であっても公知技術で構成できるため、ここでの説明は省略する。
　加算器３３は、電圧制御器３２の出力と負荷電流ＩＬＤとを加算し、平滑リアクトル電流指令ＩＳＬ＊として乗算器３４に出力する。
　そして、乗算器３４にてダンピング操作量ＤＡＭＰＣＮが加算器３３から出力された平滑リアクトル電流指令ＩＳＬ＊に積算され、平滑リアクトル電流指令ＩＳＬ＊＊が生成される。
　上記のようにして得た平滑リアクトル電流指令ＩＳＬ＊＊により平滑リアクトル電流制御を実施することによって、コンデンサ６の電圧ＥＦＣの振動が抑制され、ＤＣＤＣ変換装置１００ａの安定な運転が可能となる。
　また、図８に示すように構成した場合でも、図７に示す構成と同様な制御を行うことができる。図８は、本発明の実施の形態２におけるＤＣＤＣ変換装置の別の構成例を示す図である。
　図８に示すように、ＤＣＤＣ変換装置１００ｂにおける主回路部２００ａの構成は、図７と同一である。制御部３００ｂの制御信号生成部５０ｂでは、図７における加算器３３の後段の乗算器３４の代わりに、減算器３１の前段に乗算器３０を追加して、平滑コンデンサ２２の電圧の指令値ＢＦＣ＊とダンピング操作量ＤＡＭＰＣＮとを乗算して、平滑コンデンサ電圧指令ＢＦＣ＊＊を生成し、加算器３３で負荷電流ＩＬＤに加算することによって、平滑リアクトル電流指令ＩＳＬ＊＊を生成するように構成している。上記以外の構成は図７に示す構成と同一であり、図７と同様に、コンデンサ６の電圧ＥＦＣの振動が抑制され、ＤＣＤＣ変換装置１００ｂの安定な運転が可能となるという効果が得られる。
　また、図７、図８に示す構成では、負荷２４に流れる負荷電流ＩＬＤを用いて平滑リアクトル電流指令ＩＳＬ＊＊を生成する構成としたので、平滑コンデンサ２２の電圧ＢＦＣの変動についても抑制することができる。
　以上のように、実施の形態２のＤＣＤＣ変換装置によれば、入力フィルタ回路に発生する電気振動を抑制するための最適なダンピング操作量をゲイン調整等なしで自動算出するダンピング制御部を設け、ダンピング操作量を含む平滑リアクトル電流指令を生成し、得られた平滑リアクトル電流指令に基づいてスイッチング回路を制御するようにしたので、ＬＣ入力フィルタ回路に発生する電気振動を抑制することができ、制御電圧源として機能するＤＣＤＣ変換装置の安定した運転が可能となる。
　また、ダンピング操作量ＤＡＭＰＣＮの算出にはＤＣＤＣ変換装置の回路要素の定数を使用しないため、回路要素の定数が変更された場合においても、制御系の調整は不要であるという利点が得られる。
　なお、以上の実施の形態１，２に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。
　さらに、実施の形態では、電気鉄道分野への適用を想定したＤＣＤＣ変換装置を対象として発明内容の説明を実施しているが、適用分野はこれに限られるものではなく、種々の産業応用分野への応用が可能であることも言うまでもない。
　以上のように、本発明にかかるＤＣＤＣ変換装置は、入力フィルタ回路に発生する電気振動を抑制し、安定した運転を可能とする発明として有用である。

Claims (17)

  1. 　直流電源に接続された入力リアクトルと入力コンデンサとによって構成される入力フィルタ回路を有し、前記入力コンデンサの直流電圧を任意の直流電圧に変換して出力するＤＣＤＣ変換装置において、
    　入力端に前記入力フィルタ回路が接続され、上アーム側スイッチング素子および下アーム側スイッチング素子によって構成されるスイッチング回路と、
    　前記スイッチング回路の出力端に接続される平滑フィルタ回路と、
    　前記平滑フィルタ回路の状態量をフィードバックして前記スイッチング回路をオンオフ制御する制御部と、
    　を備え、
    　前記制御部は、前記入力コンデンサの電圧に基づいて前記平滑フィルタ回路の状態量を調整するダンピング操作量を算出するダンピング制御部を備えたことを特徴とするＤＣＤＣ変換装置。
  2. 　前記平滑フィルタ回路として、一端が前記スイッチング回路の出力端に接続される平滑リアクトルを有する構成である場合において、
    　前記平滑フィルタ回路の状態量は、前記平滑リアクトルに流れる電流である
    　ことを特徴とする請求項１に記載のＤＣＤＣ変換装置。
  3. 　前記制御部は、前記ダンピング操作量を反映させた平滑リアクトル電流指令を生成するとともに、当該平滑リアクトル電流指令に基づいて、前記スイッチング回路をオンオフ制御することを特徴とする請求項２に記載のＤＣＤＣ変換装置。
  4. 　前記ダンピング制御部は、前記入力コンデンサの電圧を、前記入力コンデンサの電圧の直流成分で除算することにより、前記入力コンデンサの電圧の変動割合を算出し、当該変動割合に応じたダンピング操作量を算出することを特徴とする請求項２に記載のＤＣＤＣ変換装置。
  5. 　前記ダンピング制御部は、前記入力コンデンサの電圧から前記入力コンデンサの電圧に含まれる不要な高周波成分を除去した信号と前記入力コンデンサの電圧の直流成分との加算信号を、当該直流成分で除算することにより、前記入力コンデンサの電圧の変動割合を算出し、当該変動割合に応じたダンピング操作量を算出することを特徴とする請求項２に記載のＤＣＤＣ変換装置。
  6. 　前記ダンピング操作量は、前記入力コンデンサの電圧の変動割合を二乗することによって算出されることを特徴とする請求項２に記載のＤＣＤＣ変換装置。
  7. 　前記ダンピング制御部は、
    　電力フローが前記スイッチング回路の入力側から出力側への方向である場合、前記入力コンデンサの電圧の変動割合を二乗して得た信号をダンピング操作量として算出し、
    　電力フローが前記スイッチング回路の出力側から入力側への方向である場合、前記入力コンデンサの電圧の変動割合を二乗して得た信号の位相を反転した信号をダンピング操作量として算出する
    　ことを特徴とする請求項２に記載のＤＣＤＣ変換装置。
  8. 　前記ダンピング制御部は、前記ダンピング操作量の上下限値をリミッタで制限して出力することを特徴とする請求項３～７の何れか１項に記載のＤＣＤＣ変換装置。
  9. 　前記平滑フィルタ回路として、一端が前記スイッチング回路の出力端に接続される平滑リアクトルと、前記平滑リアクトルの他端に接続される平滑コンデンサとを有する構成である場合において、
    　前記平滑フィルタ回路の状態量は、前記平滑リアクトルの電流または前記平滑コンデンサの電圧の何れかである
    　ことを特徴とする請求項１に記載のＤＣＤＣ変換装置。
  10. 　前記制御部は、前記ダンピング操作量を反映させた平滑リアクトル電流指令を生成するとともに、当該平滑リアクトル電流指令に基づいて、前記スイッチング回路をオンオフ制御することを特徴とする請求項９に記載のＤＣＤＣ変換装置。
  11. 　前記制御部は、前記ダンピング操作量を反映させた平滑コンデンサ電圧指令を生成し、当該平滑コンデンサ電圧指令に基づいて、平滑リアクトル電流指令を生成するとともに、当該平滑リアクトル電流指令に基づいて、前記スイッチング回路をオンオフ制御することを特徴とする請求項９に記載のＤＣＤＣ変換装置。
  12. 　前記ダンピング制御部は、前記入力コンデンサの電圧を、前記入力コンデンサの電圧の直流成分で除算することにより、前記入力コンデンサの電圧の変動割合を算出し、当該変動割合に応じたダンピング操作量を算出することを特徴とする請求項９に記載のＤＣＤＣ変換装置。
  13. 　前記ダンピング制御部は、前記入力コンデンサの電圧から前記入力コンデンサの電圧に含まれる不要な高周波成分を除去した信号と前記入力コンデンサの電圧の直流成分との加算信号を、当該直流成分で除算することにより、前記入力コンデンサの電圧の変動割合を算出し、当該変動割合に応じたダンピング操作量を算出することを特徴とする請求項９に記載のＤＣＤＣ変換装置。
  14. 　前記ダンピング操作量は、前記入力コンデンサの電圧の変動割合を二乗することによって算出されることを特徴とする請求項９に記載のＤＣＤＣ変換装置。
  15. 　前記ダンピング制御部は、
    　電力フローが前記スイッチング回路の入力側から出力側への方向である場合、前記入力コンデンサの電圧の変動割合を二乗して得た信号をダンピング操作量として算出し、
    　電力フローが前記スイッチング回路の出力側から入力側への方向である場合、前記入力コンデンサの電圧の変動割合を二乗して得た信号の位相を反転した信号をダンピング操作量として算出する
    　ことを特徴とする請求項９に記載のＤＣＤＣ変換装置。
  16. 　前記ダンピング制御部は、前記ダンピング操作量の上下限値をリミッタで制限して出力することを特徴とする請求項１０～１５の何れか１項に記載のＤＣＤＣ変換装置。
  17. 　前記平滑コンデンサに並列に接続された負荷に流れる負荷電流を検出する電流検出器をさらに備え、
    　前記平滑リアクトル電流指令は、前記負荷電流を考慮して算出されることを特徴とする請求項９～１６の何れか１項に記載のＤＣＤＣ変換装置。
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102223094A (zh) * 2010-04-16 2011-10-19 通用电气公司 电力转换系统及其中lc电路阻尼方法
JP2013183564A (ja) * 2012-03-02 2013-09-12 Fuji Electric Co Ltd 電源装置
JP2014121200A (ja) * 2012-12-18 2014-06-30 Hitachi Ltd 電力変換装置
JP2018526965A (ja) * 2015-09-10 2018-09-13 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 改善された電力密度を有するスイッチングコンバータ

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5472912B2 (ja) * 2010-02-19 2014-04-16 株式会社東芝 過電圧抑制装置
CN102385325B (zh) * 2011-09-24 2013-04-24 核工业烟台同兴实业有限公司 井下电机车架线分段智能控制器
JP5673629B2 (ja) * 2012-08-29 2015-02-18 株式会社豊田自動織機 Ｌｃフィルタの保護装置
JP2015116092A (ja) * 2013-12-13 2015-06-22 トヨタ自動車株式会社 電動車両
JP5888710B2 (ja) * 2014-07-16 2016-03-22 三菱電機株式会社 車載充電器及び車載充電器の制御方法
JP6103155B2 (ja) * 2014-09-30 2017-03-29 株式会社安川電機 電力変換装置、発電システムおよび電流制御方法
KR101755897B1 (ko) 2015-11-25 2017-07-07 현대자동차주식회사 친환경 차량의 저전압 직류 변환 장치
EP3522349A4 (en) * 2016-09-29 2020-05-27 Hitachi, Ltd. POWER CONVERSION DEVICE FOR RAILWAY VEHICLE AND RENOVATION ON RAILWAY VEHICLE, AND CONTROL METHOD THEREOF
JP7250236B2 (ja) * 2019-04-23 2023-04-03 学校法人長崎総合科学大学 電力変換装置の駆動制御装置

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04229021A (ja) * 1990-09-10 1992-08-18 Sundstrand Corp 電力発生装置
JPH10336896A (ja) * 1997-05-29 1998-12-18 Toyo Electric Mfg Co Ltd パッシブフィルタのダンピング回路
JP2003018702A (ja) * 2001-07-02 2003-01-17 Meidensha Corp 電気車の駆動システム
JP2007274756A (ja) 2006-03-30 2007-10-18 Toshiba Corp 電気車制御装置

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2182743C1 (ru) 2000-09-27 2002-05-20 Московский энергетический институт (Технический университет) Способ управления вентильно-индукторным электроприводом и устройство для его осуществления
JP2004320922A (ja) * 2003-04-17 2004-11-11 Toyoda Mach Works Ltd 昇圧回路及び昇圧回路の制御方法
EP1661234B1 (en) * 2003-08-29 2010-04-28 Nxp B.V. Power delivery system having cascaded buck stages
US7071660B2 (en) * 2004-02-20 2006-07-04 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Two-stage voltage regulators with adjustable intermediate bus voltage, adjustable switching frequency, and adjustable number of active phases
CN100466435C (zh) * 2004-12-28 2009-03-04 美国芯源系统股份有限公司 开关模式电源的有源阻尼控制
KR101373956B1 (ko) * 2005-11-11 2014-03-12 엘앤드엘 엔지니어링 엘엘씨 스위칭 파워 서플라이용 제어기, 그 제어기를 포함하는 시스템 및 스위칭 파워 서플라이 제어방법
DE102006025110A1 (de) 2006-05-30 2007-12-06 Siemens Ag Umrichter mit einem Dämpfungsregelkreis
WO2008026249A1 (en) * 2006-08-29 2008-03-06 Mitsubishi Electric Corporation Ac motor vector control apparatus
US7615887B2 (en) * 2007-03-09 2009-11-10 Gm Global Technology Operations, Inc. Method and system for operating a power converter

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04229021A (ja) * 1990-09-10 1992-08-18 Sundstrand Corp 電力発生装置
JPH10336896A (ja) * 1997-05-29 1998-12-18 Toyo Electric Mfg Co Ltd パッシブフィルタのダンピング回路
JP2003018702A (ja) * 2001-07-02 2003-01-17 Meidensha Corp 電気車の駆動システム
JP2007274756A (ja) 2006-03-30 2007-10-18 Toshiba Corp 電気車制御装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP2348622A4 *

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102223094A (zh) * 2010-04-16 2011-10-19 通用电气公司 电力转换系统及其中lc电路阻尼方法
JP2013183564A (ja) * 2012-03-02 2013-09-12 Fuji Electric Co Ltd 電源装置
JP2014121200A (ja) * 2012-12-18 2014-06-30 Hitachi Ltd 電力変換装置
JP2018526965A (ja) * 2015-09-10 2018-09-13 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 改善された電力密度を有するスイッチングコンバータ

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