JP2015065732A - 電力変換装置の制御回路 - Google Patents

Abstract

【課題】電力変換装置において発生するビート現象を抑制するため、蓄電手段の充放電を制御するＤＣ−ＤＣ変換装置によるダンピング制御回路を提供する。【解決手段】直流電車線１からの直流電力をフィルタリアクトル３およびフィルタコンデンサ４を介して三相交流電力に変換して交流電動機を駆動するインバータ装置５と、インバータ装置の直流入力側に並列に接続してこのインバータ装置の直流入力側電圧と異なる電圧レベルに変換するＤＣ−ＤＣ変換装置８と、ＤＣ−ＤＣ変換装置からの出力を平滑リアクトルを介して蓄電する蓄電手段９とを備え、フィルタリアクトルおよびフィルタコンデンサから成る入力フィルタによりインバータ装置の直流入力側に重畳する電気振動成分をフィルタコンデンサの電圧等から検出し、この検出した電気振動成分により蓄電手段に対する充放電制御指令を補正してＤＣ−ＤＣ変換装置を制御する。【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置のダンピング制御に関するもので、特に電力変換装置において発生するビート現象を抑制する蓄電手段を備えた制御回路に関する。

一般に直流き電における鉄道車両の主変換装置は、パルス幅変調方式（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）により、直流電車線の直流電圧を可変電圧可変周波数の交流電圧に変換し、交流電動機を可変速駆動することで車両を駆動している。

また、近年は鉄道車両の直流ステージに蓄電装置を接続することで、架線からの受電ができなくなったときに蓄電装置から電力を供給する緊急走行や、蓄電装置を用いて非電化区間を走行する架線レス運転など、大容量の蓄電装置を応用した車両制御の開発が行われている。

このような鉄道車両における電力変換装置の入力回路には、直流電車線から流入する突入電流の抑制、および、電力変換装置のスイッチング動作から発生する高調波を直流電車線に戻さないこと、を目的として、入力ＬＣフィルタが接続されている。

ところが、この入力ＬＣフィルタは共振特性を持つことから、直流入力電圧の電気振動により電力変換装置の制御が不安定となることや、軌道に流す帰線電流に高調波が重畳して信号機器を誤動作させるなどの問題がある。この共振特性に起因する電気振動を抑制するために、従来技術では、インバータ装置やブレーキチョッパによる電気振動の抑制制御を行っている。

特許文献１には、フィルタコンデンサ電圧を検出して、共振周波数近傍の交流成分を打ち消すようにインバータ装置を制御することで、直流入力回路の電気振動を抑制する技術が開示されている。

特許文献２には、ブレーキチョッパによるダンピング制御技術が記載されており、フィルタコンデンサ電圧もしくは架線電流、フィルタリアクトルの両端電圧のいずれかを検出して、ブレーキ抵抗器に共振電力を消費させるようにブレーキチョッパを動作させることで、直流入力回路の電気振動を抑制する技術が開示されている。

特許文献３には、直流電車線からの電力給電ができなくなった場合に、鉄道車両を自力走行させる技術が開示されている。

特許文献４には、回生時に交流電動機より発生する電力を蓄電装置で充電すると共に、力行時に電動機の駆動電力の一部を蓄電装置より供給する技術が開示されている。

特開２００２−２３８２９８号公報 特開２００３−７０１６０号公報 特開２０１２−３９８６７号公報 特開２００９−８９５０３号公報

図８に、従来技術として、蓄電装置を搭載した鉄道車両の制御方法の一例を示す。同図において、１は直流電車線、２は集電装置、３はフィルタリアクトル、４はフィルタコンデンサ、５はインバータ装置、６は交流電動機、７は接触器、８はＤＣ−ＤＣ変換装置、９は蓄電装置、１０ａと１０ｂはスイッチング素子、１１は平滑リアクトル、１２は平滑コンデンサ、１３は速度検出器、１４と１７は電流検出器、１５と１８は電圧検出器、１９は車輪、２０は軌道、２１はブレーキ抵抗器、２２はブレーキチョッパである。

また、同図において、インバータ装置５に対して、１００はインバータ制御回路であり、その内部に、１０１は座標変換部、１０２は電圧制御部、１０３はＰＷＭ制御部、１０４はハイパスフィルタ、１０５はダンピング制御部、１０６と１０７は加算器、以上の構成要素を有し、ＤＣ−ＤＣ変換装置８に対して、２００はＤＣ−ＤＣ変換制御回路であり、その内部に、２０１は電圧制御部、２０２はＰＷＭ制御部、から成る構成要素を有し、ブレーキチョッパ２２に対して、３００はブレーキチョッパ制御回路であり、その内部に、３０１はハイパスフィルタ、３０２はチョッパ制御部、から成る構成要素を有している。このＤＣ−ＤＣ変換制御回路２００の制御に基づいて、ＤＣ−ＤＣ変換装置８は入力電力を電圧の異なる直流電力に変換する。

このインバータ装置５は、ＩＧＢＴに代表される電力変換用のスイッチング素子を組み合わせて構成されており、例えばスイッチング素子とダイオードを逆並列に接続したものを１つのモジュールとして、このモジュールを三相上下アームにブリッジ状に接続することで構成される。同様に、ＤＣ−ＤＣ変換装置８とブレーキチョッパ２２も、電力変換用のスイッチング素子にて構成される。

また、蓄電装置９は、図２に示す電気二重層キャパシタや、図３に示す二次電池などに代表される大容量の蓄電デバイスで構成される。なお、図１では蓄電装置９と並列に平滑コンデンサ１２を接続しているが、これは平滑リアクトル１１の電流リップルを抑えるためのものであり、接続しなくても蓄電装置９への充放電動作およびダンピング制御動作に問題はない。

直流き電の鉄道車両は、直流電車線１の直流電力を集電装置２で受電して、フィルタリアクトル３とフィルタコンデンサ４を介してインバータ装置５に給電されるとともに、車輪１９を介して軌道２０に戻される。インバータ装置５に給電された直流電力は三相交流電力に変換され、該変換された三相交流電力が交流電動機６に供給されることでトルクを発生させ、車両を加減速させる。

ここで、交流電動機６に所望のトルクを発生させるためには、回転速度に応じた三相交流電圧を印加する必要があり、そのための三相交流電力をインバータ装置５より供給する。

上述のような交流電動機６の可変速駆動は、インバータ制御回路１００により制御される。インバータ制御回路１００では、まず電流検出器１４にて交流電動機６に流れる三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出して座標変換部１０１に入力し、回転座標系のｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑに変換するとともに、速度検出器１３にて交流電動機６のロータ周波数Ｆｒを検出する。

その後、電圧制御部１０２にて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊とｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、ロータ周波数Ｆｒから、交流電動機６に所望のトルクを発生させるために必要な三相交流電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを演算する。

最後に、ＰＷＭ制御部１０３にて、電圧検出器１５より検出したフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆと三相交流電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗから、スイッチング指令Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを演算する。このスイッチング指令に応じた三相交流電圧を、インバータ装置５より出力することで、交流電動機６を制御する。

また、インバータ装置５の保護機能が働いた場合や、運行終了後に車庫で電源を落とす場合は、床下作業者の安全確保と装置保安のため、接触器７を開放して外部給電を止め、ブレーキチョッパ２２をオン状態とすることで、フィルタコンデンサ４に蓄えられた電荷をブレーキ抵抗器２１に放電する。ブレーキチョッパ２２への動作指令は、ブレーキチョッパ制御回路３００の放電指令Ｇｏｆｆに応じてチョッパ制御部３０２で制御される。

続いて、蓄電装置９を用いた制御には、鉄道車両を回生制動させるときに発生する回生電力および蓄電装置の充電量が低下した場合における直流電車線１の直流入力電力などを蓄電する充電制御と、鉄道車両を力行動作させるときにおける電力補助のための放電および直流電車線１からの電力供給ができない場合における自力走行用電力などを放出する放電制御がある。

上述した制御は、ＤＣ−ＤＣ変換制御回路２００により蓄電装置９の充放電電流を制御することで実現される。具体的には、電流検出器１７にて検出され、ＤＣ−ＤＣ変換装置８と蓄電装置９との間に直列に接続された平滑リアクトル１１に流れる充放電電流Ｉｃと、電圧検出器１８にて検出された蓄電電圧Ｅｃ、充放電電流指令Ｉｃ^＊を電圧制御部２０１に入力し、該充放電電流を一定にするための蓄電電圧指令Ｖｃを演算する。

その後、ＰＷＭ制御部２０２にて、電圧検出器１５にて検出したフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆと前述の蓄電電圧指令Ｖｃからスイッチング指令Ｓｃを演算し、該スイッチング指令Ｓｃを基にＤＣ−ＤＣ変換装置８のスイッチング素子１０ａと１０ｂをオンオフ制御することで、蓄電装置９の充放電電流Ｉｃを制御する。

その一方で、インバータ装置５の直流側の回路に直列に接続されたフィルタリアクトル３と並列に接続されたフィルタコンデンサ４からなる入力ＬＣフィルタは共振特性を有するため、インバータ装置５に直流電力を供給すると、該入力ＬＣフィルタに電気振動が発生する。従来技術では、該電気振動をインバータ装置５ないしブレーキチョッパ２２にてダンピング制御している。

インバータ装置５によるダンピング制御は、フィルタコンデンサＥｃｆの交流成分をハイパスフィルタ１０４で検出して、該電圧の交流成分ΔＥｃｆからダンピング制御部１０５によりｑ軸電流補正量ｄＩｑおよび周波数補正量ｄＦｒを演算し、加算器１０６および１０７にて各々の補正対象に加算することで、入力ＬＣフィルタの電気振動を抑制する。

また、ブレーキチョッパ２２によるダンピング制御は、ブレーキチョッパ制御回路３００にて制御され、電圧検出器１５にて検出したフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆをハイパスフィルタ３０１に入力して該電圧の交流成分を検出し、該電圧の交流成分ΔＥｃｆを受けたチョッパ制御部３０２からブレーキチョッパ２２のスイッチング指令Ｓｂを生成することで、ブレーキチョッパ２２をスイッチング制御する。

ここで、ブレーキチョッパ２２がオン状態のとき、フィルタコンデンサ４とブレーキ抵抗器２１が架線電源に対して並列に接続された状態となり、該ブレーキ抵抗器２１がダンピング抵抗として作用するため、フィルタリアクトル３およびフィルタコンデンサ４からなる入力ＬＣフィルタの電気振動を抑制できる。

なお、入力ＬＣフィルタの共振電力をブレーキ抵抗器２１で消費させるため、ブレーキチョッパ２２のスイッチング指令Ｓｂとフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆの交流成分を同位相となるように制御する必要がある。

以上のように、従来技術では、インバータ装置５ないしブレーキチョッパ２２で入力ＬＣフィルタの電気振動を抑制するダンピング制御が採用されている。

図８に示す従来技術では、ブレーキチョッパ２２を制御して、入力ＬＣフィルタの共振エネルギーをダンピング抵抗（ブレーキ抵抗器２１）で消費させることにより、共振周波数に対する電気振動を抑制している。しかしながら、入力ＬＣフィルタの振動電流を抵抗器により消費させるため電力損失が大きく、また、抵抗器の発熱が大きくなることから装置全体が大型化するなどの課題がある。
また、インバータ装置によるダンピング制御は、入力ＬＣフィルタの電気振動を三相交流側に出力することにより抑制しているので、交流電動機の駆動制御とこのダンピング制御との干渉を避けるためには、互いの制御応答を高くできないといった制限が課題となる。

上記目的を実現するために、本発明では、主に、直流電車線からの直流電力をフィルタリアクトルおよびフィルタコンデンサを介して三相交流電力に変換して交流電動機を駆動するインバータ装置と、インバータ装置の直流入力側に並列に接続してこのインバータ装置の直流入力側電圧と異なる電圧レベルに変換するＤＣ−ＤＣ変換装置と、ＤＣ−ＤＣ変換装置からの出力を平滑リアクトルを介して蓄電する蓄電手段とを備えた電力変換装置であって、フィルタリアクトルおよびフィルタコンデンサから成る入力フィルタによりインバータ装置の直流入力側に重畳する電気振動成分をフィルタコンデンサの電圧等から検出し、この検出した電気振動成分により蓄電手段に対する充放電制御指令を補正してＤＣ−ＤＣ変換装置を制御することで電気振動成分を抑制することを特徴とする蓄電手段を備えた電力変換装置の制御回路を提供する。

以上説明したように、本発明における蓄電手段を備えた電力変換装置の制御回路では、蓄電手段の充放電を制御するＤＣ−ＤＣ変換装置でダンピング制御をするため、電気的損失を抑制できると共に、装置全体の発熱を低減でき、装置の小型化が可能となる。
また、インバータ装置で車両の駆動制御を行い、ＤＣ−ＤＣ変換装置にてダンピング制御を行うことにより、駆動制御の応答性向上と直流入力側の電気振動の抑制との両立が可能となり、また、ダンピング制御のゲイン調整の簡略化が可能となる。
さらに、ダンピング制御の応答を高くできるので、入力側のフィルタリアクトルのインダクタンスおよびフィルタコンデンサの容量を小さくすることができ、この点からも装置の小型化が可能となる。

図１は、本発明における実施例１の構成図である。 図２は、蓄電装置９において電気二重層キャパシタを適用した構成例である。 図３は、蓄電装置９において二次電池を適用した構成例である。 図４は、本発明における実施例２の構成図である。 図５は、本発明における実施例３の構成図である。 図６は、本発明における実施例４の構成図である。 図７は、本発明における実施例５の構成図である。 図８は、従来技術の構成図である。 図９は、ＬＣ回路のゲイン特性に対する一例を示した図である。

以下、本発明の実施形態として、実施例１〜５について図面を用いて順に説明する。

図１は、本発明の実施例１を適用した電力変換装置の制御回路の構成例を示す図である。同図において、前記従来技術である図８と同一の構成要素には同一記号を付し、同一の機能を有する部分については説明を省略する。

図１において、図８の従来技術のＤＣ−ＤＣ変換制御回路２００に対して新たに付加した構成は、２０３のハイパスフィルタ、２０４のダンピング制御部、２０５の加算器である。
本実施例１では、フィルタリアクトル３とフィルタコンデンサ４の共振特性による電気振動を、ＤＣ−ＤＣ変換装置８のダンピング制御により抑制している。

まず、電圧検出器１５によりフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆを検出し、ハイパスフィルタ２０３で交流成分ΔＥｃｆを抽出する。その後、ダンピング制御部２０４でこの電気振動を抑制するために必要な充放電電流補正量ｄＩｃを演算して、加算器２０５にて充放電電流指令Ｉｃ^＊に加算する。これにより、充放電電流指令Ｉｃ^＊はＩｃ^＊＊として補正され、電圧制御部２０１への入力指令となる。

ここで、フィルタコンデンサ電圧の電気振動を抑制するために必要なＤＣ−ＤＣ変換装置８の入力電流は、数式（１）により表すことができる。

数式（１）において、ΔＩｄはＤＣ−ＤＣ変換装置８の入力電流の交流成分、ΔＥｃｆはフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆの交流成分、Ｃはフィルタコンデンサ４の静電容量、ω０は入力ＬＣ回路の共振角周波数、ｊは虚数単位である。
ここで、数式（１）は該交流成分ΔＥｃｆを抑制するために必要な該入力電流ΔＩｄとの関係を示している。また、虚数単位ｊは、共振角周波数ω０において、該入力電圧ΔＥｃｆに対して該入力電流ΔＩｄを進み位相で制御する必要があることを示している。

つづいて、該入力電流ΔＩｄとＤＣ−ＤＣ変換装置８の出力電流ΔＩｃとの間には、数式（２）のような関係がある。

数式（２）のγは、ＤＣ−ＤＣ変換装置８の通流率である。
ここで、数式（２）は、該出力電流ΔＩｃを制御するために必要な該入力電流ΔＩｄとの関係を示しており、これらは同位相で制御する必要がある。

数式（１）および数式（２）から、ＤＣ−ＤＣ変換装置８が蓄電装置９側に出力する電流は、電流指令の交流成分を充放電電流補正量ｄＩｃとして、数式（３）で表すことができる。

数式（３）より、ハイパスフィルタ２０３のフィルタ特性およびダンピング制御部２０４のゲインは下記のように定まる。すなわち、ハイパスフィルタ２０３のフィルタ特性を進み位相とすること、および、ダンピング制御部２０４のゲインを数式（４）に示すようにすることで、入力ＬＣフィルタの電気振動を抑制できることになる。

ここで、Ｋｄｍｐはダンピング制御部２０４のダンピングゲイン、Ｇｈｐｆはハイパスフィルタ２０３における共振角周波数成分の減衰量に対する補正係数である。

上述のように、ＤＣ−ＤＣ変換装置８のダンピング制御で、蓄電装置９の充放電電流に入力ＬＣフィルタの交流成分を重畳することにより、この入力ＬＣフィルタの電気振動を減衰させる。

一方で、この電気振動を減衰させるためには、入力ＬＣフィルタの共振エネルギーを平滑リアクトル１１および平滑コンデンサ１２からなる平滑ＬＣフィルタで吸収することができる。図９に、入力ＬＣフィルタと平滑ＬＣフィルタのゲイン特性の一例を示す。図９の（ａ）が入力ＬＣフィルタのゲイン特性の一例、図９（ｂ）が平滑ＬＣフィルタのゲイン特性の一例である。

図９で示すように、入力ＬＣフィルタの共振周波数を平滑ＬＣフィルタの共振周波数よりも高くすることで、平滑ＬＣフィルタの減衰特性により入力ＬＣフィルタの共振周波数での電気振動を抑制できる。この入力ＬＣフィルタの共振周波数をｆ１、平滑ＬＣフィルタの共振周波数をｆ２とすると、両者は数式（５）に示す関係となれば良いことが分かる。

以上、本発明により、従来技術のようにブレーキ抵抗器などによる電力損失を発生させることなく、入力ＬＣフィルタの電気振動を抑制することが可能となる。また、ＤＣ−ＤＣ変換装置８でダンピング制御を行うため、交流電動機の駆動制御とこのダンピング制御との干渉を避けることができる。
なお、蓄電装置９は蓄電容量が十分に大きいデバイスにより構成されることから、充放電制御の応答を高める必要はなく、蓄電装置の充放電制御とダンピング制御との干渉を引き起こすことはない。

図４は、本発明の実施例２を適用した電力変換装置の制御回路の構成例を示す図である。同図において、実施例１の図１に示した構成と異なる内容について以下に説明をする。
図４において、インバータ制御回路１００およびＤＣ−ＤＣ変換制御回路２００は、図１と同一であるので省略表記している。実施例２では、並列接続した蓄電装置９と平滑コンデンサ１２との間に遮断器１６を接続している点が、実施例１の図１に示した構成と異なる。

ここで、遮断器１６が開放され蓄電装置９が接続されていない状態となっても、入力ＬＣフィルタの電気振動は、ＤＣ−ＤＣ変換装置８のダンピング制御により抑制できる。この場合は蓄電装置９が接続されていないため、ＤＣ−ＤＣ変換制御回路２００の充放電電流指令Ｉｃ^＊を零にすることで、実施例１と同様の効果を得ることができる。すなわち、蓄電装置９の平滑リアクトル１１および平滑コンデンサ１２からなる平滑ＬＣフィルタにより、入力ＬＣフィルタの電気振動が抑制されることになる。
そのため、蓄電装置９を充放電制御する必要がないとき、および、蓄電装置９が異常状態であるときに、遮断器１６を開放状態にしたとしても、ＤＣ−ＤＣ変換装置８によるダンピング制御が可能となるという利点がある。

図５は、本発明の実施例３を適用した電力変換装置の制御回路の構成例を示す図である。同図において、実施例１の図１に示した構成と異なる内容について以下に説明をする。
図５において、２３は電流検出器であり、この電流検出器２３にて架線電流Ｉｓを検出して、その交流成分をダンピング制御に用いる点が、実施例１の図１に示した構成と異なる。

実施例３では、電流検出器２３にて検出した架線電流Ｉｓをハイパスフィルタ２０３に入力して、架線電流の交流成分ΔＩｓを抽出する。ここで、架線電流の交流成分ΔＩｓを抑制するための条件として、該交流成分ΔＩｓとＤＣ−ＤＣ変換装置８の入力電流Ｉｄとの関係を数式（６）に示す。

また、数式（６）と数式（２）から、架線電流の交流成分ΔＩｓと充放電電流補正量ｄＩｃとの関係を数式（７）に示す。γは、ＤＣ−ＤＣ変換装置８の通流率である。

以上により、架線電流の交流成分ΔＩｓと充放電電流操作量Ｉｄとの位相関係が同位相となるように、ハイパスフィルタ２０３の特性を定めることで、入力ＬＣフィルタの電気振動を抑制できる。
このように実施例３により、架線電流Ｉｓからでも入力ＬＣフィルタの電気振動を抑制することができる。

図６は、本発明の実施例４を適用した電力変換装置の制御回路の構成例を示す図である。同図において、実施例１の図１に示した構成と異なる内容について以下に説明をする。
図６において、２４は電圧検出器であり、この電圧検出器２４にてフィルタリアクトル３の両端電圧Ｅｓを検出して、その交流成分ΔＥｓをダンピング制御に用いる点が、実施例１の図１に示した構成と異なる。

ここで、直流電車線１の架線電圧が一定であると仮定した場合に、フィルタリアクトル３の両端電圧Ｅｓとフィルタコンデンサ４の電圧との和は架線電圧と等しく一定値となるので、交流成分に着目すると、大きさが同じで符号が反対となることが分かる。よって、数（４）に示すダンピング制御部２０４におけるダンピングゲインＫｄｍｐの符号を反転することにより、実施例１と同様の効果を得られる。
このように実施例４により、フィルタリアクトル３の両端電圧ΔＥｓからでも入力ＬＣフィルタの電気振動を抑制することができる。

図７は、本発明の実施例５を適用した電力変換装置の制御回路の構成例を示す図である。同図において、実施例１の図１に示した構成と異なる点について以下に説明をする。
実施例５は、交流き電の場合であり、そのため図７では、鉄道車両の交流側主変換装置を示し、２５はコンバータ装置、２６は変圧器、２７は交流電車線である。

交流き電における鉄道車両では、交流電車線２７の交流電力を集電装置２で受電し、該交流電力の電圧レベルを変圧器２６で変換する。その後、コンバータ装置２５で変圧器２６からの交流電力を直流電力に変換することで、インバータ装置５に該直流電力を給電し、鉄道車両を駆動させる。

交流き電の鉄道車両では、コンバータ装置２５によるＡＣ−ＤＣ変換により、交流電圧の２倍の周波数成分がフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆに重畳することになり、これがインバータ装置５の出力周波数と共振するビート現象を発生させる。このビート現象により、インバータ装置５の出力電流が過電流となり、トルク脈動により車体が振動するなどの現象が発生することが課題となる。

該ビート現象を抑制するために、ＤＣ−ＤＣ変換制御回路２００のハイパスフィルタ２０３で交流電車線２７の交流電圧の２倍の周波数成分を検出し、この検出した２倍の周波数成分を用いてダンピング制御を行うものである。
これにより、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆに重畳する電圧リップルを減衰させることができ、それによるビート現象を抑制することができる。

なお、実施例５は、交流き電における鉄道車両に実施例１の構成を適用したものについて説明しているが、実施例２または実施例３のいずれかの構成を適用した場合においても、同様の効果を得ることができる。

また、実施例１〜５においては、鉄道車両の駆動方式としては、現行の主流に沿ってインバータ制御による交流電動機駆動としているが、それに限定されるものではなく、チョッパ制御、すなわちＤＣ−ＤＣ電力変換装置による直流電動機駆動（例えば、電機子チョッパ制御、界磁チョッパ制御）に対しても適用できるものである。

１ 直流電車線
２ 集電装置
３ フィルタリアクトル
４ フィルタコンデンサ
５ インバータ装置
６ 交流電動機
８ ＤＣ−ＤＣ変換装置
９ 蓄電装置
１０ａ、１０ｂ スイッチング素子
１１ 平滑リアクトル
１２ 平滑コンデンサ
１３ 速度検出器
１４、１７、２３ 電流検出器
１５、１８、２４ 電圧検出器
１６ 遮断器
１９ 車輪
２０ 軌道
２１ ブレーキ抵抗器
２２ ブレーキチョッパ
２５ コンバータ装置
２６ 変圧器
２７ 交流電車線
１００ インバータ制御回路
１０１ 座標変換部
１０２ 電圧制御部
１０３ ＰＷＭ制御部
１０４、２０３、３０１ ハイパスフィルタ
１０５、２０４ ダンピング制御部
１０６、１０７、２０５ 加算器
２００ ＤＣ−ＤＣ変換制御回路
２０１ 電圧制御部
２０２ ＰＷＭ制御部
３００ ブレーキチョッパ制御回路
３０２ チョッパ制御部

Claims (8)

1. 直流入力電源を交流電力または第一の直流電力のいずれかに変換し、前記交流電力に変換する場合は交流負荷を駆動し、前記第一の直流電力に変換する場合は直流負荷を駆動する第一の電力変換手段と、
   前記直流入力電源と前記第一の電力変換手段との間に直列に接続された第一のリアクトルと、
   前記第一の電力変換手段の直流入力側に対して並列に接続された第一のコンデンサと、
   前記第一の電力変換手段の直流入力側に対して並列に接続され、当該第一の電力変換手段の直流入力側電力を電圧レベルの異なる第二の直流電力に変換する第二の電力変換手段と、
   前記第二の直流電力を蓄電する蓄電手段と、
   前記第二の電力変換手段と前記蓄電手段との間に直列に接続された第二のリアクトルと、
   を備えた電力変換装置であって、
   前記第一のリアクトルおよび前記第一のコンデンサの共振特性による電気振動から前記第一の電力変換手段の直流入力側に重畳する電気振動成分を検出する電気振動成分検出手段を設け、
   前記蓄電手段に対する充放電制御指令および前記電気振動成分検出手段から検出した前記電気振動成分により前記第二の電力変換手段を制御することによって前記電気振動を抑制する
   ことを特徴とする電力変換装置の制御回路。
2. 交流入力電源を第三の直流電力に変換する第三の電力変換手段と、
   前記第三の直流電力を交流電力または第一の直流電力のいずれかに変換し、前記交流電力に変換する場合は交流負荷を駆動し、前記第一の直流電力に変換する場合は直流負荷を駆動する第一の電力変換手段と、
   前記第一の電力変換手段の直流入力側に対して並列に接続された第一のコンデンサと、
   前記第一の電力変換手段の直流入力側に対して並列に接続され、当該第一の電力変換手段の直流入力側電力を電圧レベルの異なる第二の直流電力に変換する第二の電力変換手段と、
   前記第二の直流電力を蓄電する蓄電手段と、
   前記第二の電力変換手段と前記蓄電手段との間に直列に接続された第二のリアクトルと、
   を備えた電力変換装置であって、
   前記第三の電力変換手段により発生する前記第一の電力変換手段の直流入力側の脈動成分を検出する脈動成分検出手段を設け、
   前記蓄電手段に対する充放電制御指令および前記脈動成分検出手段から検出した前記脈動成分により前記第二の電力変換手段を制御することによって前記脈動成分を抑制する
   ことを特徴とする電力変換装置の制御回路。
3. 請求項１または２に記載の電力変換装置の制御回路において、
   前記蓄電手段に直列に接続した遮断器と、
   前記蓄電手段および前記遮断器の直列回路に対して並列に接続した第二のコンデンサと、
   を設け、
   前記遮断器を開放した場合に、ゼロ設定した前記充放電制御指令および前記電気振動成分検出手段から検出した前記電気振動成分または前記脈動成分検出手段から検出した前記脈動成分により前記第二の電力変換手段を制御することによって前記電気振動または前記脈動成分を抑制する
   ことを特徴とする電力変換装置の制御回路。
4. 請求項３に記載の電力変換装置の制御回路において、
   前記第一のリアクトルと前記第一のコンデンサとで構成される入力ＬＣフィルタの共振周波数を、
   前記第二のリアクトルと前記第二のコンデンサとで構成される平滑ＬＣフィルタの共振周波数よりも高く設定する
   ことを特徴とする電力変換装置の制御回路。
5. 請求項１から４のいずれかに記載の電力変換装置の制御回路において、
   前記電気振動成分検出手段または前記脈動成分検出手段は前記第一のコンデンサの両端の電圧を検出する
   ことを特徴とする電力変換装置の制御回路。
6. 請求項１から４のいずれかに記載の電力変換装置の制御回路において、
   前記電気振動成分検出手段または前記脈動成分検出手段は前記第一の電力変換手段の直流入力側の通電電流を検出する
   ことを特徴とする電力変換装置の制御回路。
7. 請求項１、３および４のいずれかに記載の電力変換装置の制御回路において、
   前記電気振動成分検出手段は前記第一のリアクトルの両端の電圧を検出する
   ことを特徴とする電力変換装置の制御回路。
8. 請求項１から７のいずれかに記載の電力変換装置の制御回路において、
   前記蓄電手段は電気二重層キャパシタまたは二次電池により構成される
   ことを特徴とする電力変換装置の制御回路。

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