JP5164138B2 - 電動機制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、三相の交流電源と直流母線との間に接続される整流回路と、直流母線と三相の交流電動機との間に接続されるインバータとを備え、交流電動機を駆動制御する電動機制御装置に関する。

交流電動機を駆動する汎用の電圧形インバータの直流母線間には、整流電圧を平滑するためのコンデンサが接続されている。小型化等を目的としてコンデンサの容量を低減すると、整流電圧の平滑が不十分となる。三相交流電源が接続されている場合、電源周波数の６倍に相当する周波数の電圧リプルが増大する。これに対しては、直流母線間の直流電圧を検出し、その直流電圧の変動に応じてインバータに対する出力電圧指令を補正するなどの制御すなわち出力電圧指令補正制御が必要となる。本願発明者らは、直流母線間に接続されたコンデンサを小容量とした場合において、出力電圧指令補正制御と安定化制御とを干渉し合うことなく良好に実行できる電動機制御装置を特願２００５−３７８８０８として先行出願している。

ところで、直流架線電気車の駆動システムにおいても、電圧形インバータにより誘導電動機を駆動する構成が採用されている。この場合、インバータの直流側には誘導障害対策用のＬＣフィルタが設けられており、そのＬＣフィルタがインバータ、誘導電動機などと共振して不安定現象が発生することが知られている。これに対しては、非特許文献１、２、３に示すように、フィルタ回路の電圧を検出して位相進み補償を行うダンピング制御が用いられている。
近藤、他３名、「鉄道車両駆動用誘導電動機速度センサレス制御系の制御特性解析」、電気学会 交通・電気鉄道リニアドライブ合同研究会 ＴＥＲ−０１−２８／Ｌ Ｄ−０１−６２、平成１３年 沼崎、他２名、「電気車用ＶＶＶＦインバータ安定化制御の検討」、平成元年電気学会全国大会Ｎｏ．８９６、ｐｐ．７−１９６〜１９７ 木村、他１名、「誘導電動機駆動電気車制御系の安定化に関する考察」、電気学会論文誌Ｄ、平成２年３月、第１１０巻、第３号、ｐｐ．２９１〜２９９

本願発明者らは、上記汎用の電圧形インバータにおいて直流母線間のコンデンサの容量を低減して運転したところ、直流部側の電源インピーダンスまたは電源からインバータまでの配線の条件によっては直流母線間の電圧が振動し易くなり不安定になるという試験結果を得た。この直流電圧の振動が過大になると連続運転が不可能となるため、安定化制御が必要となる。また、コンデンサの低容量化に伴い、電動機の出力トルクに現れるリプル分を低減するため上記出力電圧指令補正制御を実行すると、上記直流部側のインピーダンス条件によっては直流母線間の電圧が振動し易くなり不安定になることも判明した。

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、直流母線間に接続されたコンデンサを小容量とした場合において、出力電圧指令補正制御を安定に実行できる電動機制御装置を提供することにある。

上記目的を達成するため、請求項１記載の電動機制御装置は、
三相の交流電源と直流母線との間に接続される整流回路と、前記直流母線と三相の交流電動機との間に接続されるインバータとを備え、前記交流電動機を駆動制御する電動機制御装置において、
前記直流母線間の電圧を検出する電圧検出手段と、
この電圧検出手段により検出された電圧のうち、前記交流電源の電源周波数の６倍の周波数の電圧成分を通過させる帯域通過型の第１のフィルタ手段と、
前記電圧検出手段により検出された電圧のうち、前記交流電源および直流母線に係る定数から定まる共振周波数の電圧成分および前記電源周波数の６倍の周波数の電圧成分をともに遮断し低域周波数の電圧成分を通過させる第２のフィルタ手段と、
前記第１のフィルタ手段の出力電圧と前記第２のフィルタ手段の出力電圧との加算電圧を入力し、その入力電圧に基づいて前記インバータに対する出力電圧指令を補正する出力電圧指令補正手段とを備えていることを特徴とする。

この構成によれば、検出された直流母線間の電圧のうち、第１のフィルタ手段を通して得られる電源周波数の６倍の周波数の電圧成分と第２のフィルタ手段を通して得られる平均電圧成分との加算電圧に対して変調率あるいはパルス幅を調整する出力電圧指令補正制御を行うので、直流母線間に現れる電源周波数の６倍の周波数を持つ出力電圧リプルひいてはトルクリプルを低減することができる。

この場合、第１のフィルタ手段は電源周波数の６倍の周波数（および遮断特性に応じてその近傍の周波数）だけを通過させる帯域通過型フィルタであり、第２のフィルタ手段は、交流電源および直流母線に係る定数から定まる直流電圧の共振周波数の電圧成分を遮断する低域通過型フィルタであるので、交流電源のインピーダンスが極端に大きいなどの事情により電源周波数の６倍の周波数と共振周波数とが一致または近接する場合を除き、直流電源回路の共振を抑制し、系の安定化を図りながらトルクリプルを低減することができる。

請求項３記載の電動機制御装置においては、
前記電圧検出手段により検出された電圧の所定時間当たりの変化電圧を検出する変化電圧検出手段と、
この変化電圧検出手段により検出された所定時間当たりの変化電圧のうち、前記共振周波数を含む高域周波数の電圧成分を通過させる第３のフィルタ手段と、
この第３のフィルタ手段の出力電圧に応じた補正値を周波数指令あるいは出力周波数に加算する周波数補正手段と、
前記電圧検出手段により検出された電圧のうち、前記共振周波数の電圧成分を遮断し低域周波数の電圧成分を通過させる第４のフィルタ手段と、
前記共振周波数が前記第１のフィルタ手段の通過帯域外にある場合には、前記周波数補正手段を無効化するとともに、前記第１のフィルタ手段の出力電圧と前記第２のフィルタ手段の出力電圧との加算電圧を前記出力電圧指令補正手段に入力し、前記共振周波数が前記第１のフィルタ手段の通過帯域内にある場合には、前記周波数補正手段を有効化するとともに、前記第４のフィルタ手段の出力電圧を前記出力電圧指令補正手段に入力する切替手段とを備えたことを特徴とする。

この構成によれば、共振周波数が第１のフィルタ手段の通過帯域外にある場合には、検出した直流電圧のうち電源周波数の６倍の周波数の電圧成分と平均電圧成分との加算電圧を用いて出力電圧指令補正制御を行い、系の安定化を図りながらトルクリプルを低減する。これに対し、共振周波数が第１のフィルタ手段の通過帯域内にある場合には、直流電圧の共振抑制制御を実行しながら出力電圧指令補正制御を行う。

後者の場合、共振周波数を含む高域周波数の電圧成分に応じた補正値を周波数指令に加算するので、発振等により直流電圧が上昇するとインバータ出力が増えて直流電圧の上昇を抑え、直流電圧が下降するとインバータ出力が減って直流電圧の下降を抑える。また、直流電圧変動によるトルクリプルを低減するための出力電圧指令補正制御は上記周波数補正制御とは相反する制御であるが、直流電圧のうち共振周波数を除く低域周波数の電圧成分に対して出力電圧指令補正制御を行うので、両制御の干渉を回避できる。

請求項４記載の交流電動機をベクトル制御するものにおいては、周波数補正手段に替えてトルク指令補正手段を設け、第３のフィルタ手段の出力電圧に応じた補正値をトルク指令またはトルク電流指令に加算してもよい。

本発明の電動機制御装置によれば、直流母線間に接続されたコンデンサを小容量としても制御系を安定に保つことができ、しかも出力電圧に重畳するリプル分によるトルクリプルを低減できる。

（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図１ないし図４を参照しながら説明する。
図１は、誘導電動機を駆動するＶ／ｆ制御装置のブロック構成図である。このＶ／ｆ制御装置１（電動機制御装置に相当）の主回路は、三相の交流電源２を入力とするコンバータ３、このコンバータ３と電圧形インバータ４とを繋ぐ直流母線５、６、この直流母線５、６間に接続された小容量のコンデンサ７、直流母線５、６間の直流電圧ｖdcを検出する電圧検出器８、インバータ４と三相の誘導電動機９（交流電動機に相当）との間に設けられた電流検出器１０、１１などから構成されている。コンデンサ７は、例えば数十［μＦ］程度の静電容量Ｃを持つフィルムコンデンサである。交流電源２から直流母線５、６間のコンデンサ７に至る部分により直流電源回路が構成されている。

交流電源２は電源トランスを含んでおり、交流電源２からコンバータ３に至る配線２Ｒ、２Ｓ、２Ｔには、その配線長、配線太さなどに応じたインピーダンスＺが存在している。コンバータ３（整流回路に相当）は、三相ブリッジ接続されたダイオードから構成されており、インバータ４は三相ブリッジ接続されたスイッチング素子例えばＩＧＢＴから構成されている。また、電圧検出器８（電圧検出手段に相当）は例えば分圧抵抗と増幅器から構成されており、電流検出器１０、１１は例えばホールＣＴから構成されている。

誘導電動機９をＶ／ｆ一定制御する電動機制御部１２は、アンチエイリアシングフィルタを備えたＡ／Ｄコンバータ１３、１４、Ｖ／ｆ制御部１５、第１の直流電圧処理部１６、第２の直流電圧処理部１７、切替部１８（切替手段）、周波数指令補正部１９および出力電圧指令補正部２０から構成されている。電動機制御部１２は、高速演算可能なマイクロプロセッサを主体に構成されており、メモリに記憶された制御プログラムに従って処理を実行する。

出力電圧指令補正部２０は、電圧指令値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに対して出力電圧指令補正を行うもので、直流電圧ｖdcが変動しても出力電圧が変動しないようにＰＷＭ変調率あるいはパルス幅を調整する。例えばＵ相について補償式は以下の（１）式のようになる。ここで、ｖdcnは定格入力電圧時の直流電圧値であり、ｖu′は補正前の電圧指令値である。つまり、出力電圧指令補正制御は、定格値ｖdcnを基準として電圧値ｖcompが下がると電圧指令を上昇させ、電圧値ｖcompが上がると電圧指令を低下させる。

直流母線５、６間に接続された主回路コンデンサ７の静電容量Ｃを小さくすると、電源トランス等を含む交流電源２のインピーダンス（以下、電源インピーダンスという）や配線２Ｒ、２Ｓ、２ＴのインピーダンスＺ（以下、配線インピーダンスという）により系が不安定になる。本願発明者らは、先の出願（特願２００５−３７８８０８）において、系が不安定となる条件を詳細に検討し以下の考察を得た。
（ａ）コンデンサ７の容量が小さいほど不安定になりやすい。
（ｂ）電源および配線等の抵抗分が小さいほど不安定になりやすい。
（ｃ）電源および配線のインダクタンス分が大きいほど不安定になりやすい。
（ｄ）直流電圧が低いほど不安定になりやすい。
（ｅ）電動機出力が大きいほど不安定になりやすい。
（ｆ）電源および配線等の抵抗分について安定に運転できる上限値は、抵抗分での電圧降下が直流電圧の半分よりも小さいことが安定の必要条件である（三相入力の場合には通常満たしている）。

不安定状態における直流電源回路の共振周波数（以下、電源共振周波数と称す）は、交流電源２および直流母線５、６に係る定数、具体的には交流電源２のインピーダンス、配線インピーダンスＺおよびコンデンサ７の容量値により定まる。交流電源２および配線２Ｒ、２Ｓ、２Ｔの総合的なインダクタンスが大きいほど電源共振周波数は低下する。

第１の直流電圧処理部１６は、交流電源２の周波数（以下、電源周波数と称す）の６倍の周波数を持つ出力電圧リプルひいては誘導電動機９のトルクリプルを抑制することを最優先の目的としながら、交流電源２から直流電圧ｖdcを生成する直流電源回路の共振現象を抑制して安定化を図る場合に用いられる。

第１の直流電圧処理部１６は、バンドパスフィルタ２１（第１のフィルタ手段に相当）、ローパスフィルタ２２（第２のフィルタ手段に相当）、むだ時間補償部２３（むだ時間補償手段に相当）および加算器２４から構成されている。バンドパスフィルタ２１は、電圧検出器８により検出された電圧のうち電源周波数の６倍の周波数の電圧成分を通過させ、これとは異なる電源共振周波数の電圧成分を遮断する帯域通過型フィルタである。

このバンドパスフィルタ２１を用いると、電源共振周波数の直流電圧変動に対しては出力電圧補正が作用しないので、直流電源回路の共振を助長させないという効果を得ることができる。ここでは、尖度Ｑを設定できるように（２）式で示す２次のバンドパスフィルタを用いる。

図２は、中心周波数を３００Ｈｚとしたときに、Ｑの値を１．０、２．０、４．０と変化させたときのバンドパスフィルタ２１のゲイン位相特性を示している。Ｑを大きくすると、通過域を電源周波数の６倍の周波数に絞った特性とすることができるが、僅かな周波数の差異により大きな位相差が生じるので、Ｑを大きくする場合には正確な中心周波数の設定が必要となる。

マイクロプロセッサは、以下のように離散化した式を用いてバンドパスフィルタ２１の演算を実行する。すなわち、バンドパスフィルタ２１の入力信号（＝ｖdc）をＸ（ｓ）、出力信号（＝ｖbpf）をＹ（ｓ）とすると、（２）式は伝達関数の形式で（３）式となり、これを変形して（４）式のようになる。

ここで、Integ(s)を（５）式のように積分の式で定義すると、（４）式は（６）式のように表せる。

出力の積分に相当する部分Integ(s)に関しては、１制御周期遅れの値を用いることとすると、次の（７）式、（８）式のように容易に離散化できる。ここで、Ｔｓは制御周期である。図３は、２次のバンドパスフィルタ２１を（７）式、（８）式で離散化したときのブロック図である。

マイクロプロセッサの演算処理性能が十分に高くないと、上記（７）式、（８）式を用いてバンドパスフィルタ２１の演算等を行う際に、制御周期Ｔｓを直流電圧リプルの周期に対して十分に短く設定することができず、むだ時間による位相遅れが発生する。この位相遅れによるリプル低減性能の低下を防ぐため、バンドパスフィルタ２１の後にむだ時間補償部２３を設け、以下の（９）式、（10）式による電圧予測演算を行うことでむだ時間を補償する。

ローパスフィルタ２２は、電圧検出器８により検出された電圧のうち電源共振周波数帯の電圧成分および電源周波数の６倍の周波数の電圧成分をともに遮断し、これよりも低域の周波数成分を通過させる低域通過型フィルタである。ローパスフィルタ２２の出力電圧ｖavgは、直流電圧ｖdcの平均電圧である。Ｔavgは一次遅れフィルタ２２の時定数であり、遮断角周波数ωavgとの間にωavg＝１／Ｔavgの関係がある。加算器２４は、バンドパスフィルタ２１の出力電圧とローパスフィルタ２２の出力電圧とを加算し、その加算電圧ｖcompを切替部１８を介して出力電圧指令補正部２０に出力する。

第２の直流電圧処理部１７は、直流電源回路の共振を抑制するため、直流電圧ｖdcの変化分を打ち消すように出力周波数および出力電圧を調整するために用いられる。すなわち、直流電圧ｖdcが上昇しているときにインバータ４から誘導電動機９への出力を増加させて直流電圧ｖdcの上昇を抑制し、反対に直流電圧ｖdcが下降しているときにインバータ４から誘導電動機９への出力を減少させて直流電圧ｖdcの下降を抑制する。このとき併せて、応答性を下げた状態すなわち平均的な直流電圧ｖdcにより出力電圧補正演算を行うことにより、直流電源回路の共振を抑制しつつ平均的な電動機出力電圧の誤差に対しては補正を行う。

第２の直流電圧処理部１７は、ハイパスフィルタ２５（変化電圧検出手段および第３のフィルタ手段に相当）およびローパスフィルタ２６（第４のフィルタ手段に相当）から構成されている。ローパスフィルタ２６は、電圧検出器８により検出された電圧のうち電源共振周波数の電圧成分を遮断し、これよりも低域の周波数成分を通過させる低域通過型フィルタであり、その出力電圧ｖfilvは（11）式により表される。Ｔｖは一次遅れフィルタ２６の時定数であり、遮断角周波数ωｖとの間にωｖ＝１／Ｔｖの関係がある。この出力電圧ｖcompは、切替部１８を介して出力電圧指令補正部２０に出力される。

ハイパスフィルタ２５は、電圧検出器８により検出された電圧のうち電源共振周波数を含む高域周波数を通過させる高域通過型フィルタであり、一次遅れフィルタ２５ａと減算器２５ｂとから擬似微分の形式に構成されている。

周波数指令補正部１９（周波数補正手段に相当）は、ゲインＫｆの増幅器２７、符号の乗算器２８、加算器２９および符号演算部３０から構成されている。ハイパスフィルタ２５から切替部１８を介して入力される直流電圧ｖdcの擬似微分値と、直流電圧ｖdcの微分値から周波数指令ωrefまでのゲインＫｆとを乗じて周波数指令補正値ωrefdを得、それを周波数指令値ωrefに加算して補正後の新たな周波数指令値ωrefnewを得る。加算する際には周波数指令ωrefの符号を付す。

周波数指令補正値ωrefdの演算式は次の（12）式のように表せる。Ｔｄは一次遅れフィルタ２５ａの時定数であり、遮断角周波数ωｄとの間にωｄ＝１／Ｔｄの関係がある。なお、出力電圧は補正された出力周波数に比例させて出力させる構成とする。

ここで注意すべき点は、出力電圧指令補正部２０は、直流電圧ｖdcの変化に対して周波数指令補正部１９とは反対に作用する点である。すなわち、周波数指令補正部１９は、直流電圧ｖdcが減少しているとき、直流電圧ｖdcの微分値が負になるので、周波数指令ωrefを減らして出力を下げる方向に作用する。その結果、直流電圧ｖdcの減少が抑制される。

これに対し、出力電圧指令補正部２０は、直流電圧ｖdcが降下したとき、変調率（またはパルス幅）を上げてインバータ４の出力電圧を一定に保つように動作するため、結果的に電気的出力を一定に保持するように作用する。従って、出力電圧指令補正部２０では直流電圧ｖdcの降下を抑えることはできず、直流電圧ｖdcの振動を抑えられない。

このことから、出力電圧指令補正部２０と周波数指令補正部１９とを同時に動作させると、両者が干渉し合うことが考えられる。この干渉を避けるためには、共振周波数帯を除いた周波数領域で出力電圧指令補正を作用させ、共振周波数帯の周波数領域で周波数指令補正を作用させることが効果的であると考えられる。

この考えに基づいて、少なくとも共振周波数帯を遮断するローパスフィルタ２６（遮断角周波数ωｖ＝１／Ｔｖ）の出力を出力電圧指令補正に用いるとともに、少なくとも共振周波数帯を含む高域周波数を通過させる遮断周波数を持つ擬似微分ハイパスフィルタ２５（遮断角周波数ωｄ＝１／Ｔｄ）の出力を周波数指令補正に用いる。すなわち、ωｖ≦ωｄ＜共振角周波数なる関係が必要である。これにより、相互の干渉を避けられる。なお、詳細な解析は、特願２００５−３７８８０８に記載した通りである。

切替部１８は、第１の直流電圧処理部１６の出力電圧と第２の直流電圧処理部１７の出力電圧の何れか一方を選択する。電源共振周波数は、上述したように交流電源２のインピーダンス、配線インピーダンスＺおよびコンデンサ７の容量値により定まる。下記条件でのシミュレーションによれば、通常の電源トランスを用いる限り、電源共振周波数は３００Ｈｚ（電源周波数５０Ｈｚの６倍の周波数）よりも十分に高くなる。

・電源周波数：５０Ｈｚ
・交流電源２を構成する電源トランスの容量：７５ｋＶＡ
・コンデンサ７の容量値：６０μＦ
・誘導電動機９／インバータ４の容量：２極対 ２２ｋＷ（定格運転）

しかしながら、７％〜８％のパーセントインピーダンスを持つ電源トランスを用いると、定格負荷状態において電源共振周波数が３００Ｈｚ近くまで低下する場合が認められた。また、発電機のインピーダンスは比較的高いので、ビルの受配電系統などにおいて交流電源２が商用電源から発電機に切り替えられると、電源共振周波数が３００Ｈｚ付近あるいはそれよりも低下する場合が生じる。

バンドパスフィルタ２１の通過帯域内に電源共振周波数が存在すると、出力電圧指令補正部２０を介した制御により直流電源回路に共振が発生して系が不安定になる。そこで、切替部１８は、電源共振周波数がバンドパスフィルタ２１の通過帯域内にある場合には第２の直流電圧処理部１７の出力電圧に切り替え、周波数指令補正部１９を有効化するとともに、電源共振周波数が遮断されたローパスフィルタ２６の出力電圧を出力電圧指令補正部２０に出力して共振の発生を抑える。

一方、電源共振周波数がバンドパスフィルタ２１の通過帯域外にある場合には第１の直流電圧処理部１６の出力電圧に切り替え、周波数指令補正部１９を無効化するとともに、バンドパスフィルタ２１の出力電圧とローパスフィルタ２２の出力電圧との加算電圧を出力電圧指令補正部２０に出力して電源周波数の６倍の周波数を持つトルクリプルを低減する。

図４は、上述した条件の下でのシミュレーションによる誘導電動機９の発生トルクを周波数解析（ＦＦＴ）した結果を示す。図４（ａ）は、第１の直流電圧処理部１６を用いた場合であり、図４（ｂ）は第２の直流電圧処理部１７を用いた場合である。ローパスフィルタ２２の遮断周波数は３７．５Ｈｚであり、制御周期Ｔｓは１６６μｓである。縦軸のトルク［％］は、定格トルクに対する各周波数成分の実効値の割合を示している。この結果によれば、第１の直流電圧処理部１６を用いて出力電圧指令補正制御を行うことにより、電源周波数（５０Ｈｚ）の６倍の周波数成分（３００Ｈｚ）についてトルクリプルの低減効果を確認できた。

以上説明したように、本実施形態のＶ／ｆ制御装置１では、主回路のコンデンサ７をフィルムコンデンサとし、従来のものに比べてその静電容量Ｃを格段に小さくした。これにより、装置の小型化、低コスト化、長寿命化を図ることができる。コンデンサ７を小容量にすると、直流母線５、６間の直流電圧ｖdcに電源周波数の６倍の周波数の電圧リプルが生じる。そこで、Ｖ／ｆ制御部１５から出力される電圧指令値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに対し電圧補正を行う出力電圧指令補正部２０を設けた。

この場合、検出した直流電圧のうち電源周波数の６倍の周波数成分を通過させるバンドパスフィルタ２１と、電源共振周波数および電源周波数の６倍の周波数の電圧成分を遮断して平均電圧を通過させるローパスフィルタ２２とを設け、これらのフィルタ２１、２２の出力電圧の加算電圧を切替部１８を介して出力電圧指令補正部２０に入力するように構成した。これにより、直流電圧リプルに起因してインバータ４の出力電圧に重畳する電圧リプルを抑制することができ、以って誘導電動機９のトルクリプルを大幅に低減することができる。通常のシステム構成では、電源共振周波数は電源周波数の６倍の周波数よりも十分に高いので、共振電圧成分はフィルタ２１、２２により遮断されて系が安定する。

また、バンドパスフィルタ２１の後にむだ時間補償部２３を設けたので、マイクロプロセッサの演算処理性能が低く制御周期Ｔｓを大きくせざるを得ない場合でも、むだ時間による位相遅れを補償できる。本願発明者らのシミュレーションおよび実機検証によれば、制御周期Ｔｓを１６６μｓ（６ｋＨｚ）とした場合、むだ時間補償部２３を設けることでトルクリプルの低減効果において大きな改善が見られた。

交流電源２のインピーダンスおよび配線インピーダンスＺ中のインダクタンス分が大きくなると系が不安定になり、その共振周波数は低下する。そこで、まず、直流電圧のうち電源共振周波数の電圧成分を遮断して平均電圧を通過させるローパスフィルタ２６を設け、電源共振周波数がバンドパスフィルタ２１の通過帯域内または近傍にある場合には、ローパスフィルタ２６の出力電圧を出力電圧指令補正部２０に入力するように切り替え可能とした。これにより、出力電圧指令補正部２０は、系を不安定化させることなく、平均的直流電圧変動に対してのみ上記電圧指令補正を行うことができる。

また、電源共振周波数帯での振動を積極的に抑えるため、検出した直流電圧ｖdcをハイパスフィルタ２５に通すことにより擬似微分値を得て、その擬似微分値に応じた周波数指令補正値ωrefdを周波数指令値ωrefに加算する周波数指令補正部１９を設けた。ハイパスフィルタ２５には、少なくとも電源共振周波数帯を通過させる特性を持たせる。電源共振周波数がバンドパスフィルタ２１の通過帯域内または近傍にある場合には、この周波数指令補正部１９を有効化するように切り替え可能とした。その結果、直流電圧ｖdcが上昇するとインバータ出力が増えて直流電圧ｖdcの上昇を抑え、逆に直流電圧ｖdcが下降するとインバータ出力が減って直流電圧ｖdcの下降を抑える振動抑制作用が生じる。以上のような構成とすることで、共振周波数と電源周波数の６倍周波数が一致するような場合にも連続運転可能な状態とし、かつ上記電圧指令補正を安定に動作させることができる。

このように、直流電源回路に係るインピーダンスが比較的小さく、電源共振周波数がバンドパスフィルタ２１の通過帯域外にある場合には、安定化を図りつつ主体的に電源周波数の６倍成分のトルクリプルを低減し、直流電源回路に係るインピーダンスが比較的大きく、系が不安定となり、その共振周波数が低下した場合には、直流回路の共振を抑制することを最優先とし、共振によるトルクリプルを助長しないようにする。これにより、直流電源回路に係るインピーダンス条件によらず安定な運転を確立できる。また、直流電源回路に係るインピーダンスが大きい場合でも、回路の抵抗分が大きく、系として不安定とはならない場合には、電源共振周波数がバンドパスフィルタ２１の通過帯域よりも低く、且つローパスフィルタ２６の通過帯域を電源共振周波数より低く設定すれば、第１の直流電圧処理部１６を用いて電源周波数の６倍成分のトルクリプルも低減することができる。

（第２の実施形態）
図５は、本発明の第２の実施形態であるセンサレスベクトル制御装置のブロック構成図である。この図５において図１と同一部分には同一符号を付しており、以下において異なる構成部分について説明する。なお、以下の説明では、一般に用いられているように励磁電流軸をｄ軸とし、トルク電流軸をｑ軸としている。

センサレスベクトル制御装置３１（電動機制御装置に相当）において、誘導電動機９をベクトル制御する電動機制御部３２は、Ａ／Ｄコンバータ１３、１４、第１の直流電圧処理部１６、第２の直流電圧処理部１７、切替部１８、出力電圧指令補正部２０、座標変換部３３、３４、減算器３５、速度制御部３６、ベクトル制御部３７およびトルク指令補正部３８から構成されている。座標変換部３３は、Ｕ相の検出電流ｉｕとＷ相の検出電流ｉｗを回転座標変換して励磁電流ｉsdとトルク電流ｉsqを得る。

速度制御部３６は、回転速度指令値ωrefとフィードバックされた回転速度推定値ωestとの偏差をＰＩ補償してトルク指令値Ｔrefを生成する。ベクトル制御部３７は、後述する補正後のトルク指令値Ｔrefnewと電流ｉsd、ｉsqを入力し、回転速度を推定するとともに、ベクトル制御に係る演算を実行して電圧指令値ｖsdref、ｖsqrefを生成する。座標変換部３４は、電圧指令ｖsdref、ｖsqrefを回転座標変換して電圧指令値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを得る。

トルク指令補正部３８（トルク指令補正手段に相当）は、切替部１８を介して与えられる直流電圧ｖdcの擬似微分値と、直流電圧ｖdcの微分値からトルク指令ＴrefまでのゲインＫｄとを乗じてトルク補正値Ｔrefdを得、それをトルク指令値Ｔrefに加算して補正後の新たなトルク指令値Ｔrefnewを生成する。

本実施形態においても、切替部１８は、第１の実施形態と同様の切替基準に従い、第１の直流電圧処理部１６の出力電圧と第２の直流電圧処理部１７の出力電圧の何れか一方を選択する。第１の直流電圧処理部１６に切り替えられた場合、誘導電動機９のトルクリプルを大幅に低減することができる。また、第２の直流電圧処理部１７に切り替えられた場合、直流電圧ｖdcが上昇するとトルク指令値Ｔrefnewが上昇するのでインバータ出力が増えて直流電圧ｖdcの上昇を抑え、逆に直流電圧ｖdcが下降するとトルク指令値Ｔrefnewが下降するのでインバータ出力が減って直流電圧ｖdcの下降を抑える。その結果、コンデンサ７を小容量にしても系を安定化することができる。

（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に示す各実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のように変形または拡張が可能である。
適用システムの直流電源回路に係るインピーダンスが小さく、電源共振周波数が常にバンドパスフィルタ２１の通過帯域外となる場合には、第２の直流電圧処理部１７、切替部１８、周波数指令補正部１９およびトルク指令補正部３８を省略することができる。
むだ時間補償部２３は、マイクロプロセッサの演算処理性能、制御周期Ｔｓ、リプル低減効果などに応じて必要に応じて設ければよい。

ベクトル制御においては、トルク指令補正部３８に替えてトルク電流指令補正部を設けてもよい。トルク電流指令補正部は、切替部１８を介して与えられる直流電圧ｖdcの擬似微分値と、直流電圧ｖdcの擬似微分値からトルク電流指令ｉsqrefまでのゲインＫｄとを乗じてトルク電流補正値ｉsqrefdを得、それをトルク電流指令ｉsqrefに加算して補正後の新たなトルク電流指令値ｉsqrefnewを得る構成である。回転速度指令値ωrefが負の場合には、トルク電流が負のときに力行状態となるので、加算する際に回転速度指令値ωrefの符号を付して加算する。

擬似微分を実行するハイパスフィルタ２５は、本発明における変化電圧検出手段と第１のフィルタ手段とに相当するが、これに替えて完全微分回路とハイパスフィルタ回路とを直列に組み合わせてもよい。
センサレスベクトル制御装置に限らず、実速度をフィードバックするセンサを有するベクトル制御装置にも適用可能である。
ベクトル制御装置においては、ハイパスフィルタ２５（第３のフィルタ手段）の出力電圧に応じた補正値を周波数補正手段により出力周波数に加算する構成としてもよい。
交流電動機は、誘導電動機に限らず同期電動機や永久磁石モータなどであってもよい。

本発明の第１の実施形態を示すセンサレスベクトル制御装置のブロック構成図 バンドパスフィルタのボード線図 バンドパスフィルタを離散化したときのブロック図 （ａ）は第１の直流電圧処理部に切り替えられた場合、（ｂ）は第２の直流電圧処理部に切り替えられた場合のシミュレーションによる電動機発生トルクの周波数解析結果を示す図 本発明の第２の実施形態を示す図１相当図

符号の説明

図面中、１はＶ／ｆ制御装置（電動機制御装置）、２は交流電源、３はコンバータ（整流回路）、４はインバータ、５、６は直流母線、８は電圧検出器（電圧検出手段）、９は誘導電動機（交流電動機）、１８は切替部（切替手段）、１９は周波数指令補正部（周波数補正手段）、２０は出力電圧指令補正部（出力電圧指令補正手段）、２１はバンドパスフィルタ（第１のフィルタ手段）、２２はローパスフィルタ（第２のフィルタ手段）、２３はむだ時間補償部（むだ時間補償手段）、２５はハイパスフィルタ（変化電圧検出手段、第３のフィルタ手段）、２６はローパスフィルタ（第４のフィルタ手段）、３１はセンサレスベクトル制御装置（電動機制御装置）、３８はトルク指令補正部（トルク指令補正手段）である。

Claims (4)

1. 三相の交流電源と直流母線との間に接続される整流回路と、前記直流母線と三相の交流電動機との間に接続されるインバータとを備え、前記交流電動機を駆動制御する電動機制御装置において、
   前記直流母線間の電圧を検出する電圧検出手段と、
   この電圧検出手段により検出された電圧のうち、前記交流電源の電源周波数の６倍の周波数の電圧成分を通過させる帯域通過型の第１のフィルタ手段と、
   前記電圧検出手段により検出された電圧のうち、前記交流電源および直流母線に係る定数から定まる共振周波数の電圧成分および前記電源周波数の６倍の周波数の電圧成分をともに遮断し低域周波数の電圧成分を通過させる第２のフィルタ手段と、
   前記第１のフィルタ手段の出力電圧と前記第２のフィルタ手段の出力電圧との加算電圧を入力し、その入力電圧に基づいて前記インバータに対する出力電圧指令を補正する出力電圧指令補正手段とを備えていることを特徴とする電動機制御装置。
2. 前記第１のフィルタ手段の出力電圧を入力としてむだ時間を補償するむだ時間補償手段を備え、
   前記出力電圧指令補正手段は、前記むだ時間補償手段の出力電圧と前記第２のフィルタ手段の出力電圧との加算電圧を入力することを特徴とする請求項１記載の電動機制御装置。
3. 前記電圧検出手段により検出された電圧の所定時間当たりの変化電圧を検出する変化電圧検出手段と、
   この変化電圧検出手段により検出された所定時間当たりの変化電圧のうち、前記共振周波数を含む高域周波数の電圧成分を通過させる第３のフィルタ手段と、
   この第３のフィルタ手段の出力電圧に応じた補正値を周波数指令あるいは出力周波数に加算する周波数補正手段と、
   前記電圧検出手段により検出された電圧のうち、前記共振周波数の電圧成分を遮断し低域周波数の電圧成分を通過させる第４のフィルタ手段と、
   前記共振周波数が前記第１のフィルタ手段の通過帯域外にある場合には、前記周波数補正手段を無効化するとともに、前記第１のフィルタ手段の出力電圧と前記第２のフィルタ手段の出力電圧との加算電圧を前記出力電圧指令補正手段に入力し、前記共振周波数が前記第１のフィルタ手段の通過帯域内にある場合には、前記周波数補正手段を有効化するとともに、前記第４のフィルタ手段の出力電圧を前記出力電圧指令補正手段に入力する切替手段とを備えたことを特徴とする請求項１または２記載の電動機制御装置。
4. 前記交流電動機をベクトル制御するものであって、
   前記電圧検出手段により検出された電圧の所定時間当たりの変化電圧を検出する変化電圧検出手段と、
   この変化電圧検出手段により検出された所定時間当たりの変化電圧のうち、前記共振周波数を含む高域周波数の電圧成分を通過させる第３のフィルタ手段と、
   この第３のフィルタ手段の出力電圧に応じた補正値をトルク指令またはトルク電流指令に加算するトルク指令補正手段と、
   前記電圧検出手段により検出された電圧のうち、前記共振周波数の電圧成分を遮断し低域周波数の電圧成分を通過させる第４のフィルタ手段と、
   前記共振周波数が前記第１のフィルタ手段の通過帯域外にある場合には、前記トルク指令補正手段を無効化するとともに、前記第１のフィルタ手段の出力電圧と前記第２のフィルタ手段の出力電圧との加算電圧を前記出力電圧指令補正手段に入力し、前記共振周波数が前記第１のフィルタ手段の通過帯域内にある場合には、前記トルク指令補正手段を有効化するとともに、前記第４のフィルタ手段の出力電圧を前記出力電圧指令補正手段に入力する切替手段とを備えたことを特徴とする請求項１または２記載の電動機制御装置。

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