JP7100494B2 - モータ制御装置および同装置の制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、概して、直流架線を介して受けた直流電力を交流電力に変換し当該交流電力を鉄道車両のモータへ供給するインバータを備えるモータ制御装置に関する。

直流架線よりフィルタリアクトルとフィルタコンデンサを経由して受電する場合、LC共振と過電圧が課題となる。LC共振とは、インバータへの入力電流がフィルタリアクトルのインダクタンスLとフィルタコンデンサの静電容量Cで定まる固有振動数で脈動する現象である。また、過電圧とは、モータの回生によってフィルタコンデンサ電圧が上昇し、安全基準値を超過することである。

そこで、特許文献１および２に開示の技術は、リアクトルへの入力電流の交流成分を検出し、これを抑制するようにモータのトルク電流を制御することで共振を抑制する。また、特許文献３に開示の技術は、トルク電流指令を増減調整することによって過電圧を防止する。

特開2004-104976号公報 特開2002-238289号公報 特開2011-055664号公報

あるLCについて、Lが一定であれば、Lの一定値を基に構成された制御系は、共振を抑制あるいは過電圧を防止できる。しかし、Lが変わると、共振抑制効果あるいは過電圧防止効果が低減する。

インバータから直流電源すなわち変電所までのインダクタンス（以下、合計インダクタンス）は、一例として、直流架線のインダクタンスとフィルタリアクトルのインダクタンスとの和である。合計インダクタンスの一要素である直流架線のインダクタンスは、変電所とインバータ（鉄道車両の受電位置に相当）との距離に影響し、故に、鉄道車両の移動に伴い変化する。

特許文献１～３のいずれにも、直流架線のインダクタンスの変化を考慮した開示も示唆もされていない。このため、特許文献１～３のいずれに開示の技術でも、共振抑制効果あるいは過電圧防止効果が低減する。

本発明の目的は、合計インダクタンスの変化にロバストな共振抑制効果あるいは過電圧防止効果を得ることである。

変電所から直流架線を介して受けた直流電力を交流電力に変換し当該交流電力を鉄道車両のモータへ供給するインバータと、直流架線とインバータとの間に介在しインバータが動作する際に発生する高調波電流を抑えるフィルタリアクトルおよびフィルタコンデンサとを備えたモータ制御装置が、変電所から直流架線を経由しインバータまでのインダクタンスである合計インダクタンスを推定するインダクタンス推定部と、推定された合計インダクタンスの値であるインダクタンス推定値L_fseを基にインバータの入力電流変化量ΔI_invを制御するインバータ制御部とを備える。

本発明によれば、合計インダクタンスを推定できるため、合計インダクタンスの変化にロバストな共振抑制効果あるいは過電圧防止効果が得られる。

実施例１におけるモータ制御装置の構成図。 モータ制御装置のブロック線図。 フィルタコンデンサ電圧の波形図。 インダクタンス推定部の構成図。 実施例１における電流変化量指令部の構成図。 電圧演算部の構成図。 実施例２における電流変化量指令部の構成図。 実施例３におけるモータ制御装置の構成図。 実施例１におけるインダクタンス推定部の一変形例の構成図。 実施例３の第１の変形例の模式図。 実施例３の第２の変形例の模式図。 実施例４における電流変化量指令部の構成図。

以下、図面を用いて本発明の各実施例を説明する。

実施例１の構成要素について説明する。

図１は、実施例１におけるモータ制御装置１の構成図である。

モータ制御装置１は、変電所２より直流架線３を経由して受電し、モータ４を駆動する。ここで等価回路においては、変電所２は直流電圧源、直流架線３はインダクタンスとみなせる。なお、図１において、E_sは、架線電圧である。

モータ制御装置１の構成は、以下の通りである。

すなわち、変電所２から直流架線３を介して受けた直流電力を交流電力に変換し当該交流電力を鉄道車両のモータへ供給するインバータ１ｃと、直流架線３とインバータ１ｃとの間に介在しインバータ１ｃが動作する際に発生する高調波電流を抑えるフィルタリアクトル１ａおよびフィルタコンデンサ１ｂとを備えるモータ制御装置１は、変電所２から直流架線３を経由しインバータ１ｃまでのインダクタンスである合計インダクタンスを推定するインダクタンス推定部１ｅと、推定された合計インダクタンスの値であるインダクタンス推定値L_fseを基にインバータ１ｃの入力電流変化量ΔI_invを制御するインバータ制御部１ｐとを備える。合計インダクタンスを推定できるため、合計インダクタンスの変化にロバストな共振抑制効果あるいは過電圧防止効果が得られる。インバータ制御部１ｐおよびインダクタンス推定部１ｅは、例えば、モータ制御装置１におけるインバータ制御装置１ｑとして構成される。インバータ制御装置１ｑは、マイコンとＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）との組合せのような物理リソースを基に実現されてよい。すなわち、インバータ制御部１ｐ（後述の電流変化量指令部１ｆ、電圧演算部１ｇおよびPWM（Pulse Width Modulation）部１ｈ）およびインダクタンス推定部１ｅのような機能は、１以上のコンピュータプログラムがプロセッサ部（１以上のプロセッサ）によって実行されることで実現されてもよいし、１以上のハードウェア回路（例えばＦＰＧＡ又はＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit））によって実現されてもよい。各機能の説明は一例であり、複数の機能が１つの機能にまとめられたり、１つの機能が複数の機能に分割されたりしてもよい。本実施例では、インバータ制御部１ｐは、インバータ１ｃの入力電流変化量ΔI_invを示す指令値である電流変化量指令値ΔI_inv ^*を基にインバータ１ｃの動作を制御するようになっている。インバータ制御部１ｃは、L_fseを基にΔI_inv ^*を決定する電流変化量指令部１ｆを備える。

フィルタリアクトル１ａおよびフィルタコンデンサ１ｂは、フィルタリアクトル１ａを通過する電流I_s（リアクトル入力電流）の高調波を抑制するために設けられている。I_sは、コンデンサ入力電流I_cとインバータ入力電流I_invに分岐する。従って、I_invは、I_invを検出する電流検出器から得られてもよいし、I_sを検出する電流検出器とI_cを検出する電流検出器とを基に得られてもよい。言い換えれば、I_invを取得することは、間接的に、I_sとI_cを取得することであってよい。

インバータ１ｃは、フィルタコンデンサ電圧E_cfをPWMによって変調し、モータ４へ交流電圧を印加する。

モータ制御装置１には、E_cfを検出する直流電圧検出器１ｄが設けられる。インダクタンス推定部１ｅは、検出されたE_cfに基づいて、直流架線３のインダクタンスL_sとフィルタリアクトル１ａのインダクタンスL_fの合計である合計インダクタンスL_fsを推定する。L_fsは、直流架線３を含んだ回路構成に依存する。ここで、合計インダクタンスL_fsの推定値は、記号L_fseで表す。電流変化量指令部１ｆは、E_cfとL_fseとに基づいて、ΔI_inv ^*を演算する。ΔI_inv ^*は、所望の制御特性（典型的には、LC共振抑制あるいは過電圧防止についての所望の制御特性）を得るためのインバータ入力電流I_invの理想的な変化量である。ただし、インバータ１ｃの制御操作量は三相交流電圧（V_u、V_v、V_w）であり、I_invは直接制御できない。そこで、電圧演算部１ｇは、ΔI_inv ^*をd軸電圧指令値V_d ^*およびq軸電圧指令値V_q ^*に換算し、PWM部１ｈ（信号変換部の一例）は、V_d ^*およびV_q ^*をゲート信号Sに変換する。これによって、I_invは(I_inv + ΔI_inv ^*)に変化し、LC共振抑制あるいは過電圧防止の効果が得られる。なお、ゲート信号Sは、インバータ１ｃにおけるパワーMOS-FETのゲートの制御信号である。インバータ１ｃには、パワーMOS-FETに代えて他種のスイッチング素子（例えばバイポーラトランジスタ）が備えられてもよい。

以上がモータ制御装置１の構成である。モータ制御装置１は、図２を参照して説明する一比較例に従う課題を解決することができる。

図２は、E_cfを入力しΔI_invを返す制御系のブロック線図である。図２の状態量は、I_s、I_c、I_inv、E_cfおよびE_sであり、これらの定義は図１を参照して説明した通りである。また、K_dは、比例ゲインであり、電流変化量指令部１ｆの制御パラメータであり、詳細は後述する。図２より、制御系の固有振動数ω_nおよび減衰率ζは、それぞれ（数１）、（数２）で表される。

（数１）および（数２）より固有振動数ω_nと減衰率ζは、合計インダクタンスL_fsに依存して変化する。例えば、L_fsが低下すると、ω_nは増加し、減衰率ζは減少する。このとき、図３の時刻t₁の箇所で示すようにE_cfの脈動周波数は増加し、また、脈動振幅も増加するため、I_sの高調波成分が増加する。これを防止するために、（数２）の定数である比例ゲインK_dを十分大きく設定することが考えられる。しかし、この方法では、ΔI_inv ^*が過大になり、飽和する問題がある。

以上が、一比較例の課題である。本実施例では、そのような問題は解決される。L_fsとしてL_fseが採用され、比例ゲインK_dは、可変である。

次に、本実施例における動作原理について説明する。

図４は、インダクタンス推定部１ｅの構成図である。

インダクタンス推定部１ｅは、FFT解析部１ｅ１と推定処理部１ｅ２とを備える。FFT解析部１ｅ１は、E_cfの脈動周波数すなわち固有振動数ω_nを計算する。E_cfの代わりに、図９に示すように、FFT解析部１ｅ１は、ω_nを、I_invを用いて計算してもよい。これは、I_invはE_cfと比べて位相と振幅が異なるが脈動周波数は同じであるとの定義に従う。従って、本実施例において、E_cfを使用する計算では、E_cfに代えてI_invが使用されてもよい。

推定処理部１ｅ２は、（数１）におけるL_fsをL_fseに代えて（数１）より導出される（数３）に従い、L_fseを計算する。

E_cf（およびI_inv）は、合計インダクタンスL_fsの変化（具体的には、直流架線３のインダクタンスL_sの変化）の影響を受けた値であるため、E_cf（またはI_inv）を基に得られるω_nも、合計インダクタンスL_fsの影響を受けた値である。このような値ω_nを用いて、合計インダクタンスL_fsを推定できる。

図５は、電流変化量指令部１ｆの構成図である。

電流変化量指令部１ｆは、ハイパスフィルタ１ｆ１と比例制御器１ｆ２とを備える。ハイパスフィルタ１ｆ１の目的は、E_cfの脈動成分ΔE_cfを抽出することであり、低域遮断角周波数ω_HPFは、L_fseの(-1/2)乗に比例させる。これは、（数１）に示すようにω_nがL_fsの(-1/2)乗に比例するからである。比例制御器１ｆ２は、ΔE_cfを比例ゲインK_d倍した値をΔI_inv ^*として出力する。ここで、K_dは、L_fseの(-1/2)乗に比例させ、例えば（数４）で定義される。

ただし、ζ^*は、減衰率設定値である。

（数４）において、インダクタンス推定部１ｅによって「L_fse = L_fs」であれば、（数３）および（数４）より「ζ = ζ^*」が成り立ち、所望の減衰率を得られることが分かる。実施例１における電流変化量指令部１ｆによれば、L_fsの変化によって共振抑制効果が低減することを抑えることができる。

図６は、電圧演算部１ｇの構成図である。

電圧演算部１ｇは、電流換算部１ｇ１と位相進み補償部１ｇ２と電流制御部１ｇ３とを備える。

電流換算部１ｇ１は、ΔI_inv ^*に比例ゲインK_q-invを乗算し、この乗算により得られた値をモータ４のトルク電流指令値I_q ^*とする。ここで、インバータ１ｃの入力電力および出力電力が等価とすれば（数５）が成り立つ。

（数５）のq軸電圧指令値V_q ^*の演算方法は、一般的なベクトル制御技術と同じである。（数５）より比例ゲインK_q-invは、フィルタコンデンサ電圧E_cfに比例させる。

位相補償進み部１ｇ２は、後段の電流制御部１ｇ３の時定数T_acrに応じてトルク電流指令値I_q ^*の位相を進ませ（T_acrに応じて位相補償量を増加し）、位相が進んだトルク電流指令値である位相補償済みトルク電流指令値I_q ^**を出力する。これによって電流制御部１ｇ３の応答遅延は打ち消され、モータ４のトルク電流I_qは、トルク電流指令値I_q ^*と等しくなる。本実施例では、共振抑制効果あるいは過電圧防止効果の低減を抑えるためにL_fsが推定されるが、共振抑制効果あるいは過電圧防止効果の低減を抑えることの確実性を高めるために、位相進み補償が採用される。

電流制御部１ｇ３は、I_q ^**とd軸電流指令値I_d ^*とに基づいて、q軸電圧指令値V_q ^*およびd軸電圧指令値V_d ^*を演算する。この演算方法は、一般的なベクトル制御技術と同様である。

以上のインダクタンス推定部１ｅ、電流変化量指令部１ｆおよび電圧演算部１ｇによって、以下の効果が得られる。
（１）合計インダクタンスL_fsが変化しても、変換後のL_fsを推定できる。
（２）L_fsの変化に合わせて、ΔI_inv ^*を調整できる。
（３）ΔI_inv ^*の通りにインバータ入力電流I_invを変化させるためのV_d ^*およびV_q ^*を演算することができる。

上記（１）～（３）によって、所望の制御特性、すなわち共振抑制においては「ζ = ζ^*」が得られる。

実施例２を説明する。その際、実施例１との相違点を主に説明し、実施例１との共通点については説明を省略又は簡略する。

図７は、実施例２における電流変化量指令部１ｆの構成図である。

電流変化量指令部１ｆ以外の要素の構成は、実施例１と同じである。実施例２では、E_cfとフィルタコンデンサ電圧指令値E_cf ^*との差分が、比例ゲインK_dの比例制御器１ｆ２および積分ゲインK_d ^'の積分制御器１ｆ３へ入力される。これによって、フィルタコンデンサ１ｂの過電圧を防止することが可能である。その動作原理を以下で説明する。

実施例１の図５のハイパスフィルタ１ｆ１は、（数６）のように変形される。

（数６）の第２項は、時定数(1/ω_HPF)のローパスフィルタにフィルタコンデンサ電圧E_cfを入力した値である。実施例２では、この第２項を固定値であるフィルタコンデンサ電圧指令値E_cf ^*に置き換えることで、E_cfをE_cf ^*へ漸近させる。L_fseの(-1/2)乗に比例する比例ゲインK_dは、共振抑制の際にも使用される比例ゲインであるが、そのような比例ゲインを使用することで、オーバーシュートやアンダーシュートなく比例制御することが期待できる。さらに、積分制御器１ｆ３が備えられることで、偏差（E_cf - E_cf ^*）がゼロになる。このため、E_cf ^*を所定の基準値よりも小さく設定することで、フィルタコンデンサ１ｂの過電圧を防止することができる。

比例ゲインK_dをL_fseに応じて変化させるのは、実施例１と同様である。また、積分ゲインK_d ^'は、制御安定性の観点から比例ゲインK_dに連動させて設定してもよい。

実施例３を説明する。その際、実施例１および２との相違点を主に説明し、実施例１および２との共通点については説明を省略又は簡略する。

図８は、実施例３におけるモータ制御の模式図である。

図８において、架線インダクタンス３ａは、変電所２から鉄道車両（以下、車両）６ａまでのインダクタンスであり、架線インダクタンス３ｂは、変電所２から車両６ｂまでのインダクタンスである。つまり、車両の位置（受電位置）によって、架線インダクタンスの和が異なる。

実施例３では、インバータ１ｃは軌道５を走行する車両６ａ、６ｂに搭載される。また、インダクタンス推定部１ｅも同様に車両６ａ、６ｂに搭載される。車両６ａのインダクタンス推定部１ｅは、下記の（Ａ）および（Ｂ）、
（Ａ）車両６ａの受電位置と変電所２との距離x₁、
（Ｂ）車両６ａの受電位置と他の車両６ｂの受電位置との距離x₂、
の内、少なくとも１つに基づいて合計インダクタンスL_fsを推定する（つまり、L_fseを算出する）。（Ａ）を基にL_fseを算出することは、車両６ａの受電位置を基にL_fseを算出することの詳細に相当する。受電位置は、直流架線上の位置でよい。距離は、直流架線に沿った距離でよい。以下、（Ａ）および（Ｂ）の少なくとも１つに基づいてL_fsを推定できる根拠について説明する。

（Ａ）に基づく推定は、架線のインダクタンスが変電所２と車両６ａとの距離に比例すること、および、変電所２の位置は短期間では変化しないことから可能となる。（Ｂ）に基づく推定は、車両６ｂのフィルタリアクトル１ａが車両６ａから距離x₂において架線に接続される等価回路モデルを作成し、これを解析することで可能となる。

車両６ａのインダクタンス推定部１ｅは、図８に示すように、車両６ａの停車中に合計インダクタンスL_fsを推定してもよい。通常、停車中においては、インバータ１ｃはスイッチングしておらず、インバータ入力電流I_invは流れていない。そこで、車両６ａのインバータ制御部１ｐが、車両６ａのインバータ１ｃをスイッチングさせ、車両６ａのインダクタンス推定部１ｅは、I_invを観測することで、合計インダクタンスL_fsを推定できる。また、推定に必要なデータ量が取得できたことがインダクタンス推定部１ｅにより特定されたならば、インバータ制御部１ｐが、再度インバータ１ｃのスイッチングを停止させればよい。車両６ａの停車中では、車両６ａの受電位置が変わらないこと、および、モータ４のトルク外乱によるI_invの脈動がないことから、合計インダクタンスL_fsの推定精度を高められる。

また、車両６ａのインダクタンス推定部１ｅは、図１０に示すように、車両６ａのL_fseに加えて、軌道５上（直流架線上）の他の車両６ｂ（インバータ１ｃを備えた車両６ｂ）のL_fseを収集し、車両６ａのモータ制御装置１における図示しない記憶部１００１（例えばメモリ）に記録してもよい。車両６ａのインダクタンス推定部１ｅは、記録結果（例えば、記憶部１００１に記録された、車両毎のL_fseの遷移（例えば、時刻または受電位置とL_fseとの関係））を、車両６ａのモータ制御装置１の外部（例えば、車両６ａを含む列車の操作盤、または他の車両６ｂ）へ送信してもよい。記憶部１００１の記録結果から、インダクタンス推定部１ｅは、車両６ａの受電位置とL_fseとの関係についてデータベースのような管理情報を作成し、その作成以降は、推定演算を省略すること（管理情報からL_fseを取得できること）を行ってもよい。また、車両６ａのインダクタンス推定部１ｅは、最近のL_fseと管理情報から得られた過去のL_fseとを比較し、当該比較の結果を基に、推定結果の妥当性（例えば推定精度）を評価してもよいし、架線の異常の有無を判定してもよい。

また、インダクタンス推定部１ｅは、図１１に示すように、車両６ａの運行スケジュールと、上述の（Ａ）および（Ｂ）の少なくとも１つ（つまり、x₁とx₂の少なくとも１つ）と、（Ａ）および（Ｂ）の少なくとも１つに基づいて算出されたL_fseとの関係に従う情報である運行制御情報１１０１を基に、L_fseを取得してもよい。これにより、L_fseを取得にかかる負荷を軽減することが期待できる。なお、運行制御情報１１０１は、例えば、（Ａ）および（Ｂ）の少なくとも１つを基に推定した結果としてのL_fseと運行スケジュールとの関係がデータベース化された情報でもよいし、運行スケジュールに沿った等価回路シミュレーションを事前に計算しておくことで得らえた情報でもよい。運行制御情報１１０１は、モータ制御装置１が有する上述の記憶部１００１に記憶されてよい。

実施例４を説明する。その際、実施例１～３との相違点を主に説明し、実施例１～３との共通点については説明を省略又は簡略する。

図１２は、実施例４における電流変化量指令部１ｆの構成図である。

実施例４における電流変化量指令部１ｆは、図５が示す電流変化量指令部１ｆと図７が示す電流変化量指令部１ｆとの組合せに相当する。具体的には、電流変化量指令部１ｆは、第１の電流変化量決定部１ｆｘと、第２の電流変化量決定部１ｆｙと、電流変化量最終決定部１ｆｚとを備える。

第１の電流変化量決定部１ｆｘは、図５が示す電流変化量指令部１ｆと同じである。すなわち、図１２が示す要素１ｆｘ１および１ｆｘ２は、図５が示す要素１ｆ１および１ｆ２と同じである。なお、第１の電流変化量決定部１ｆｘの出力（要素１ｆ２の出力）を、ΔI_inv1 ^*と表記する。

第２の電流変化量決定部１ｆｙは、図７が示す電流変化量指令部１ｆと同じである。すなわち、図１２が示す要素１ｆｙ２および１ｆｙ３は、図７が示す要素１ｆ２および１ｆ３と同じである。なお、第１の電流変化量決定部１ｆｙの出力（要素１ｆｙ２の出力と要素１ｆｙ３の出力との和）を、ΔI_inv2 ^*と表記する。

電流変化量最終決定部１ｆｚは、ΔI_inv1 ^*とΔI_inv2 ^*とを基に、ΔI_inv ^*を決定し、決定したΔI_inv ^*を出力する。出力されたΔI_inv ^*は、電圧演算部１ｇ（図１参照）に入力される。なお、ΔI_inv ^*は、ΔI_inv1 ^*とΔI_inv2 ^*との和である。なぜなら、第１の電流変化量決定部１ｆｘの出力ΔI_inv1 ^*は、脈動抑制のための出力、つまり交流成分の出力であり、第２の電流変化量決定部１ｆｙの出力ΔI_inv2 ^*は、基準電圧を超えた電圧を基準電圧以下に抑制するための出力、つまり直流成分の出力であるためである。

以上、幾つかの実施例を説明したが、これらは本発明の説明のための例示であって、本発明の範囲をこれらの実施例にのみ限定する趣旨ではない。本発明は、他の種々の形態でも実行することが可能である。

１…モータ制御装置、１ａ…フィルタリアクトル、１ｂ…フィルタコンデンサ、１ｃ…インバータ、１ｄ…直流電圧検出器、１ｅ…インダクタンス推定部、１ｆ…電流変化量指令部、１ｇ…電圧演算部、１ｈ…PWM部、１ｐ…インバータ制御部、２…変電所、３…直流架線、４…モータ

Claims (14)

1. 変電所から直流架線を介して受けた直流電力を交流電力に変換し当該交流電力を鉄道車両のモータへ供給するインバータと、前記直流架線と前記インバータとの間に介在し前記インバータが動作する際に発生する高調波電流を抑えるフィルタリアクトルおよびフィルタコンデンサとを備えたモータ制御装置において、
   前記変電所から前記直流架線を経由し前記インバータまでのインダクタンスである合計インダクタンスを推定するインダクタンス推定部と、
   前記推定された合計インダクタンスの値であるインダクタンス推定値L_fseを基に前記インバータの入力電流変化量ΔI_invを制御するインバータ制御部と
   を備えることを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記インバータ制御部は、前記インバータの入力電流変化量ΔI_invを示す指令値である電流変化量指令値ΔI_inv ^*を基に前記インバータの動作を制御し、
   前記インバータ制御部は、前記推定された合計インダクタンスの値であるインダクタンス推定値L_fseを基にΔI_inv ^*を決定する電流変化量指令部を備える、
   ことを特徴とする請求項１にモータ制御装置。
3. L_fseは、脈動周波数ω_nの逆数の2乗と、前記フィルタコンデンサの静電容量の逆数との積である、
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
4. 前記インダクタンス推定部は、前記フィルタコンデンサの直流電圧E_cfと、前記インバータの入力電流I_invとのいずれかを基に、L_fseを算出する、
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
5. 前記電流変化量指令部は、
   L_fseの(-1/2)乗に比例する低域遮断角周波数のハイパスフィルタと、
   L_fseの(-1/2)乗に比例するゲインをもつ比例制御器と
   を備え、
   前記フィルタコンデンサの直流電圧E_cf、または、前記インバータの入力電流I_invが、前記ハイパスフィルタへ入力され、
   前記ハイパスフィルタの出力が前記比例制御器へ入力され、
   前記比例制御器の出力が、ΔI_inv ^*である、
   ことを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
6. 前記電流変化量指令部は、
   L_fseの(-1/2)乗に比例するゲインをもつ比例制御器と、
   積分制御器と
   を備え、
   前記フィルタコンデンサの直流電圧E_cf、または、前記インバータの入力電流I_invが、前記比例制御器および前記積分制御器へ入力され、
   前記比例制御器の出力と前記積分制御器の出力との和が、ΔI_inv ^*である、
   ことを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
7. 前記インバータ制御部は、
   ΔI_inv ^*を電圧指令値に換算する電圧演算部と、
   前記電圧指令値を、前記インバータの制御のための信号に変換する信号変換部と
   を備え、
   前記電圧演算部は、
   前記モータのトルク電流指令値を基に前記電圧指令値を演算する電流制御部と、
   ΔI_inv ^*と、前記フィルタコンデンサの直流電圧E_cf、または、前記インバータの入力電流I_invとに基づき、前記モータのトルク電流指令値を算出する電流換算部と、
   前記電流制御部の時定数に応じて位相補償量を増加し、前記増加された位相補償量に従い前記算出されたトルク電流指令値の位相を進ませたトルク電流指令値を出力する位相進み補償部と
   を備え、
   前記位相進み補償部の出力は、前記電流制御部に入力される、
   ことを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
8. 前記インダクタンス推定部は、下記の（Ａ）および（Ｂ）のうちの少なくとも１つを基にL_fseを算出する、
   （Ａ）前記鉄道車両の受電位置と前記変電所との距離、
   （Ｂ）前記直流架線上の前記受電位置と、インバータを搭載した別の鉄道車両の前記直流架線上の受電位置との距離、
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
9. 前記鉄道車両が停止している場合に、
   前記インバータ制御部が、前記インバータをスイッチングさせ、
   前記インダクタンス推定部が、前記合計インダクタンスを推定する、
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
10. 記憶部を更に備え、
    前記インダクタンス推定部は、インバータを搭載した別の鉄道車両のモータ制御装置から、L_fseを収集し、前記鉄道車両のL_fseと前記別の鉄道車両の収集されたL_fseとを前記記憶部に記録する、
    ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
11. 前記インダクタンス推定部は、前記フィルタコンデンサの直流電圧E_cfと、前記インバータの入力電流I_invとのいずれかを基に、ω_nを取得する、
    ことを特徴とする請求項３に記載のモータ制御装置。
12. 前記電流変化量指令部は、
    第１の電流変化量決定部と、
    第２の電流変化量決定部と、
    電流変化量最終決定部と
    を備え、
    前記第１の電流変化量決定部は、
    L_fseの(-1/2)乗に比例する低域遮断角周波数のハイパスフィルタと、
    L_fseの(-1/2)乗に比例するゲインをもつ第１の比例制御器と
    を備え、
    前記フィルタコンデンサの直流電圧E_cf、または、前記インバータの入力電流I_invが、前記ハイパスフィルタへ入力され、
    前記ハイパスフィルタの出力が前記第１の比例制御器へ入力され、
    第２の電流変化量決定部は、
    L_fseの(-1/2)乗に比例するゲインをもつ第２の比例制御器と、
    積分制御器と
    を備え、
    前記フィルタコンデンサの直流電圧E_cf、または、前記インバータの入力電流I_invが、前記第２の比例制御器および前記積分制御器へ入力され、
    前記電流変化量最終決定部は、下記の（Ｘ）と（Ｙ）の和を、ΔI_inv ^*として出力する、
    （Ｘ）前記第１の比例制御器の出力、
    （Ｙ）前記第２の比例制御器の出力と前記積分制御器の出力との和、
    ことを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
13. 前記インダクタンス推定部は、前記鉄道車両の運行スケジュールと、（Ａ）および（Ｂ）の少なくとも１つと、（Ａ）および（Ｂ）の少なくとも１つに基づいて算出されたL_fseとの関係に従う情報を基に、L_fseを取得する、
    ことを特徴とする請求項８に記載のモータ制御装置。
14. 変電所から直流架線を介して受けた直流電力を交流電力に変換し当該交流電力を鉄道車両のモータへ供給するインバータと、前記直流架線と前記インバータとの間に介在し前記インバータが動作する際に発生する高調波電流を抑えるフィルタリアクトルおよびフィルタコンデンサとを備えたモータ制御装置の制御方法において、
    前記変電所から前記直流架線を経由し前記インバータまでのインダクタンスである合計インダクタンスを推定し、
    前記推定された合計インダクタンスの値であるインダクタンス推定値L_fseを基に前記インバータの入力電流変化量ΔI_invを制御する、
    ことを特徴とする制御方法。

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