JP5910155B2 - 電力変換装置の電圧制御装置 - Google Patents

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Description

本発明は、電力変換装置の電圧制御装置に係わり、特に直流中間電圧の制御に関するものである。
図4は交流電動機を接続した電力変換装置の単線表現の主回路構成図を示したものである。電力変換装置は、系統電圧にリアクトルを介して接続される順変換部ＣＶと、交流電動機Ｍ側に接続される逆変換部ＩＶ、及び順変換部ＣＶと逆変換部ＩＶの直流中間回路に接続されたコンデンサＣを備えている。一般に、順変換部ＣＶによる電圧制御は、キャリア周波数Ｆｃ［Ｈz］によるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）を用いて制御される。
電力変換装置は、交流を順変換部ＣＶにて直流に変換し、直流電流Ｉo(s)でコンデンサＣを充電してコンデンサＣの端子電圧Ｖdc[Ｖ]（直流中間電圧）を所定値に維持しながら逆変換部ＩＶにより直流を交流に変換し、交流電動機Ｍを制御する。電力変換装置による交流電動機Ｍの制御中に何等かの理由で、負荷である交流電動機Ｍの回転速度が急速に変化した場合、特に、回生動作状態となったときには、交流電動機Ｍに発生した回生電圧に基づく回生電流が逆変換部ＩＶを通ってコンデンサＣを充電し、回生電流が外乱となって直流中間電圧Ｖdc[Ｖ]を急激に上昇させる。このため、電力変換装置に設置されている過電圧保護機能や過電流保護機能が動作して交流電動機Ｍの制御が停止する虞がある。したがって、このような外乱を抑制するものとして特許文献１が公知となっている。
特開２００４−１５３９７８
上記のように、負荷が大きく変動して回生動作などが発生するような用途に電力変換装置を使用したい場合、負荷外乱に対して直流中間電圧が制御できないと
電力変換装置の正常な使用ができなくなる。また、急上昇する直流電流検出のために直流中間回路に電流センサを取付けた場合、電流センサの発熱などの影響により取付けが困難となり、直流中間回路での電流検出が不可能な場合が発生する。
特許文献１では、電流センサを用いることなく直流電圧の負荷外乱に対して影響を小さくするため、直流電圧から直流電流を推定したものであるが、この特許文献１の手法では、電力変換装置が意図して動作させている電流やＰＷＭによって発生している電流振動も含めて外乱を相殺するようにしているため、電圧制御器のゲインを上げることができない。このため、速い目標値応答が要求される用途には問題を有している。
本発明が目的とするとこは、電圧制御機構のゲインを上げて目標値応答の向上を図った電力変換装置の電圧制御装置を提供することにある。
本発明の請求項１は、交流を直流に変換する順変換器と、直流を交流に変換して負荷に電力を供給する逆変換器と、順変換器と逆変換器を接続する直流回路にコンデンサを接続した電力変換装置であって、電圧設定と直流回路の検出電圧との偏差に基づきＰＩ演算部で電流指令を生成し、電流制御部に電流指令を入力して電圧指令を生成し、この電圧指令に応じてＰＷＭ制御部を介して順変換器の出力電圧を制御するものにおいて、
前記電流指令を通過させるＬＰＦと、前記検出電圧を入力して微分し、微分後にＬＰＦにて高調波を抑制する擬似微分を行って電圧を電流に推定する電流推定部を設け、前記ＬＰＦの出力と電流推定部の出力の偏差を外乱推定値として前記電流指令に逆極性に重畳するよう構成し、
前記電流制御部の入力側に制御リミット部を設け、制御リミット部の入出力側の電流指令の差を検出して差信号を前記ＰＩ演算部へフィードバックし、前記電圧設定と差信号との偏差に基づき積分演算を行うよう構成したことを特徴としたものである。
本発明の請求項２は、前記電流推定部が有するＬＰＦ機能の時定数Ｔ［sec］は、前記ＰＷＭ制御部のキャリア周波数をＦｃ［Ｈz］としたとき、Ｔ［sec］≧２／Ｆｃ［Ｈz］
であることを特徴としたものである。
本発明の請求項３は、前記電流推定部における外乱推定値−Ｄ＾(ｓ)は、前記電流指令をＩcmd(ｓ)、前記ＰＷＭ制御部の出力電流をＩo(ｓ)、出力電流Ｉo(ｓ)に重畳する外乱をＤ(ｓ)としたとき、次式で推定演算することを特徴としたものである。
以上のとおり、本発明によれば、回生状態などによって電流変動があった場合でも、直流中間電圧の抑制が可能となり、この電圧抑制は電流検出器を用いることなく可能となるため、従来のように電流検出器を用いていたものと比較して装置容積を減らすことができる。また、電圧抑制が可能となったことにより、電力変換装置が過電圧や過電流による保護機能の動作に伴う負荷停止を防止することができる。また、直流中間電圧から電流推定する際にキャリアによる電流を推定していないため、電圧制御機構のゲインを上げることができて目標値応答の向上が図れるものである。
本発明の実施形態を示す中間直流電圧の制御装置の構成図。 本発明の他の実施形態を示す中間直流電圧の制御装置の構成図。 シミュレーション結果図で、（ａ）は外乱補正なし、（ｂ）は本発明による外乱補正ありの場合。 電力変換装置の構成図。
本発明は、電力変換装置の検出された直流中間電圧を微分した後に、高調波を抑制する擬似微分を行って検出電圧値を電流値に推定する電流推定部を設ける。また、直流中間電圧を制御するための電流指令を通過させるＬＰＦを設ける。ＬＰＦを通った電流指令と電流推定部によって推定された電流推定値との偏差分を外乱値と推定し、この外乱値を相殺する極性で電流指令を加算した後、電流制御部に入力して電圧指令を生成し、ＰＷＭ制御部を介して順変換器の出力電圧を制御するよう構成したもので、以下図に基づいて詳述する。
図１は、本発明の第１の実施例を示す順変換部ＣＶの制御回路で、ラプラス変換後のｓ領域で示したものである。順変換部ＣＶに対する電圧設定Ｖdc-cmd(ｓ)
は、減算部において電圧検出値Ｖdc(ｓ)との差演算が行なわれて差分がＰＩ演算部１に入力される。ＰＩ演算部１は、Ｋpの比例ゲインを有する比例演算手段１１と積分時定数をＴiとした積分手段１２よりなって電流指令Ｉcmd(ｓ)を演算する。算出された電流指令Ｉcmd(ｓ)は、電流制御部２に入力されて電圧指令Ｖcmd(ｓ)を演算し、この電圧指令Ｖcmd(ｓ)に基づきＰＷＭ制御部３を介して順変換部ＣＶを制御し、出力電流Ｉo(ｓ)を出力してコンデンサ４を充電する。
コンデンサ４は、出力電流Ｉo(ｓ)に負荷外乱Ｄ(ｓ)の加算された電流にて充電され、その電圧は検出電圧Ｖdc(ｓ)としてＰＩ演算部１の入力側にフィードバックされ電圧設定Ｖdc-cmd(ｓ)との差分が得られる。５は電流推定部で、検出電圧Ｖdc(ｓ)を入力して電流値を推定する。６はＬＰＦ（Low Pass Filter）で、電流指令Ｉcmd(ｓ)を入力し、その出力と電流推定値の偏差分を外乱−Ｄ＾(ｓ)推定値として電流指令Ｉcmd(ｓ)に加算する。
上記の構成で、電力変換装置が回生動作する場合の外乱Ｄ(ｓ)について考えると、コンデンサ４に流れるエネルギーは電流であることから外乱Ｄ(ｓ)も電流とし、この外乱Ｄ(ｓ)は出力電流Ｉo(ｓ)に重畳されているとして仮定できる。
また、コンデンサ４の静電容量をＣ［F］とすると直流中間電圧Ｖdc(ｓ)は（１）式で表現できる。
Ｖdc(ｓ)＝１／Ｃs{Ｉo(ｓ)+ Ｄ(ｓ)}⇒Ｖdc(ｓ)×Ｃs＝Ｉo(ｓ)+ Ｄ(ｓ)……（１）
ただし、１／ｓは積分である。
本発明では、この直流中間電圧Ｖdc(ｓ)を用いて、先ず直流中間電圧Ｖdc(ｓ)を直流電流に変換し、外乱発生前後の状態から外乱電流を推定するものである。
直流中間電圧の直流電流への変換は、コンデンサ容量Ｃを乗算して微分することで可能となるが、その際、乗算値をそのまま微分すると外乱をも増幅する虞が生じる。そのため、電流推定部５では、外乱増幅を防止するために微分後にＬＰＦにて高調波を抑制する擬似微分を行う。直流電流の推定式は（２）となる。
Ｖdc(ｓ)×Ｃs／Ｔs+1＝{Ｉo(ｓ)+ Ｄ(ｓ)}×Ｃs／Ｔs+1
＝{Ｉo(ｓ)+ Ｄ(ｓ)}×１／Ｔs+1 ……（２）
ただし、Ｔ［sec］はＬＰＦの時定数である。
ここで、順変換部ＣＶは電流指令Ｉcmd(ｓ)に基づいて電流Ｉo(ｓ)を出力しているとすると、外乱もゼロになるはずである。そこで、電流指令Ｉcmd(ｓ)は出力電流Ｉo(ｓ)と略一致していることに着目すると、（３）式で示すように電流指令Ｉcmd(ｓ)と電流推定値の偏差をとれば外乱Ｄ(ｓ)が推定できる。
Ｉcmd(ｓ)≡Ｉo(ｓ) ⇒ Ｉcmd(ｓ)≒Ｉo(ｓ) ……（３）
となる。
すなわち、電流推定部５における擬似微分のためにＬＰＦをかけて（２）式に基づいて推定値としているので、電流指令Ｉcmd(ｓ)もＬＰＦ６を通すことでＬＰＦをかけ、その偏差をとることで外乱のみを推定している。推定される外乱−Ｄ＾(ｓ)を（４）式で示す。
−Ｄ＾(ｓ)＝Ｉcmd(ｓ)×（１／Ｔs+1）−{Ｉo(ｓ)+ Ｄ(ｓ)}×１／Ｔs+1
＝−Ｄ(ｓ) ×１／Ｔs+1 ……（４）
求まった外乱の推定値を、外乱を打ち消すようＰＩ演算部１によって演算された電流指令Ｉcmd(ｓ)と逆極性に加算されて電流制御部２に入力される。
次に、電流推定部５において擬似微分を行う際に使用したＬＰＦの時定数について検討する。
電流制御部２により演算された電圧指令は、ＰＷＭ制御部３によってＰＷＭ変調される。このため、直流電圧にキャリア周波数Ｆｃ［Ｈz］の電流脈動が重畳されている。ＰＷＭ制御方式を採用している場合、この周波数は制御できないが、しかし、上記した電流推定には不要である。そこで、電流推定部５における時定数の決定基準としてキャリア周波数帯以上を減衰させるものとする。よって、擬似微分に使用するＬＰＦの時定数を、サンプリング定理を基にすると（５）式で示すようにキャリア周期の2倍以上にすればよい。
Ｔ［sec］≧２／Ｆｃ［Ｈz］ …… （５）
この実施例によれば、負荷変動に基づく電流変動があった場合でも、直流中間電圧の抑制が可能となり、この電圧抑制は電流検出器を用いることなく可能となるため、従来のように電流検出器を用いていたものと比較して装置容積を減らすことができる。また、電圧抑制が可能となったことにより、電力変換装置が過電圧や過電流による保護機能の動作に伴う負荷停止を防止することができる。
また、直流中間電圧から電流推定する際にキャリアによる電流を推定していないため、電圧制御機構のゲインを上げることができて目標値応答の向上が図れるものである。
図2は第2の実施例を示したもので、図1と同一若しくは相当する部位に同一符号を付してその説明を省略する。すなわち、図１の実施例と異なる点は、制御リミット部７とゲインKfbを有するフィードバック部８を設けたことにある。
電力変換装置において、ＰＩ演算部１が算出した電流指令Ｉcmd(ｓ)に推定した外乱値−Ｄ＾(ｓ) を重畳すると制御量が大きくなる虞がある。
一般に、制御量が大きくなることを想定して、その制御量を制限するためにリミット回路が設けられるが、制御リミット部７はそのリミット回路である。制御リミット部７で制御量を制限すると、リミットの反対方向に変動するワインドアップ現象が発生する。この現象を回避するために設けたものがフィードバック部８である。
すなわち、フィードバック部８の入力側と出力側の信号から入出力の差分を検出してフィードバック部８でゲインKfb を乗算し、その乗算値がＰＩ演算部１にフィードバックされる。ＰＩ演算部１では、電圧設定と検出電圧との偏差分からさらにフィードバック部８を介して入力された差分を減算し、その差分に基づいて積分演算を行う。つまり、ＰＩ演算部１は自動整合ＰＩ制御系に構成され、
Ｉ動作を抑制するよう自動調整することでＩ動作が大きくなりすぎて起こるリセットワインドアップ動作を抑えている。
したがって、この実施例によれば、実施例１の効果の他に、さらにリミット回路を設けたときのワインドアップ動作を抑制する効果を有するものである。
図３は本発明におけるシミュレーション結果を示したもので、（ａ）図は外乱補正をしない場合、（ｂ）図は外乱補正をした本発明を適用した場合を示す。図３の（ａ）（ｂ）の比較で明らかなように、直流中間電圧Ｖdc(ｓ)の大きさは（ｂ）図の方が（ａ）図に比較して十分に小さく、且つ発生時間も短いものとなっており、本発明により推定した直流電流により直流電圧変動が抑制されていることが確認できる。
１… ＰＩ演算部
２… 電流制御部
３… ＰＷＭ制御部
４… コンデンサ
５… 電流推定部
６… ＬＰＦ
７… 制御リミット部
８… フィードバック部
ＣＶ… 順変換部
ＩＶ… 逆変換部
Ｃ…コンデンサ

Claims (3)

  1. 交流を直流に変換する順変換器と、直流を交流に変換して負荷に電力を供給する逆変換器と、順変換器と逆変換器を接続する直流回路にコンデンサを接続した電力変換装置であって、電圧設定と直流回路の検出電圧との偏差に基づきＰＩ演算部で電流指令を生成し、電流制御部に電流指令を入力して電圧指令を生成し、この電圧指令に応じてＰＷＭ制御部を介して順変換器の出力電圧を制御するものにおいて、
    前記電流指令を通過させるＬＰＦと、前記検出電圧を入力して微分し、微分後にＬＰＦにて高調波を抑制する擬似微分を行って電圧を電流に推定する電流推定部を設け、前記ＬＰＦの出力と電流推定部の出力の偏差を外乱推定値として前記電流指令に逆極性に重畳するよう構成し、
    前記電流制御部の入力側に制御リミット部を設け、制御リミット部の入出力側の電流指令の差を検出して差信号を前記ＰＩ演算部へフィードバックし、前記電圧設定と差信号との偏差に基づき積分演算を行うよう構成したことを特徴とした電力変換装置の電圧制御装置。
  2. 前記電流推定部が有するＬＰＦ機能の時定数Ｔ［sec］は、前記ＰＷＭ制御部のキャリア周波数をＦｃ［Ｈz］としたとき、Ｔ［sec］≧２／Ｆｃ［Ｈz］
    であることを特徴とした請求項1記載の電力変換装置の電圧制御装置。
  3. 前記電流推定部における外乱推定値−Ｄ＾(ｓ)は、前記電流指令をＩcmd(ｓ)、前記ＰＷＭ制御部の出力電流をＩo(ｓ)、出力電流Ｉo(ｓ)に重畳する外乱をＤ(ｓ)としたとき、次式で推定演算することを特徴とした請求項１又は２記載の電力変換装置の電圧制御装置。
    −Ｄ＾(ｓ)＝Ｉcmd(ｓ)×（１／Ｔs+1）−{Ｉo(ｓ)+ Ｄ(ｓ)}×１／Ｔs+1
    ＝−Ｄ(ｓ) ×１／Ｔs+1
    ただし、ｓはラプラス演算子、Ｔ［sec］は擬似微分演算時と、電流指令を通過させる時の各時定数
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