JP2012039827A - 電力変換器の共振抑制制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電力変換器の出力側にＬＣフィルタを接続し、ＰＷＭなどを用いてパルス電圧を発生させるとき、スイッチング周波数がＬＣフィルタの共振周波数に近い場合には共振抑制制御が困難となる。
【解決手段】電力変換器の制御部に、設定された電圧指令値と前記ＬＣフィルタのコンデンサ電圧Ｖcとの偏差信号をＫp1・Ｃ倍する第１の比例要素と、この比例要素の出力とコンデンサ電流Iｃとの偏差信号をＫp2・Ｌ倍する第２の比例要素、及びＬＣフィルタの伝達関数を打ち消すための擬似微分要素を有する帯域通過フィルタを設ける。この帯域通過フィルタから得られる制御量と電圧指令値Ｖ^*を加算して電圧指令値Ｖ２^*を生成し、この生成された電圧指令値Ｖ２^*をＬＣフィルタ部に印加するよう構成する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、直流交流電力変換器または交流直流電力変換器である電力変換器の共振抑制制御装置に係り、特に電力変換器の出力電圧平滑化のために設けられるＬＣフィルタによる共振を抑制する共振抑制制御装置に関するものである。

電力変換器としての、例えば直流交流電力変換器（以下インバータという）は、モータドライブ、瞬時電圧低下補償装置、無停電電源装置、電力系統連系装置等のように、様々なパワーエレクトロニクス製品に用いられている。
インバータは直流電圧をスイッチングして交流電圧を発生させるが、その際のインバータ出力電圧はパルス電圧であることから、電圧平滑化のためにＬＣフィルタを設置することが多い。

図１０はインバータ１と負荷３との間に、リアクトルＬとコンデンサＣにより構成されたＬＣフィルタ２を接続した場合の使用形態を示したものである。
図１０において、インバータ１に与える電圧指令値をＶ^*、インバータ１が出力するパルス電圧をＶ_INV、リアクトルＬに流れるインバータ電流をＩ_INV、コンデンサＣに流れるコンデンサ電流をＩ_C、コンデンサ電圧をＶ_C、出力電流をＩ_OUTとする。
また、図１１はインバータ１と電力系統４との間にＬＣＬフィルタ２ａを接続した場合の使用形態を示したもので、出力リアクトルＬ_OUTに流れる出力電流をＩ_OUT、出力電圧をＶ_OUTとしてそれぞれ電流、電圧を定義する。

図１２（ａ）で示すＬＣフィルタを使用した場合に用いられる制御ブロック図は（ｂ）図となる。つまり、電圧指令値Ｖ^*と検出したコンデンサ電圧Ｖ_Cの偏差信号を１／ｓＬで表現した伝達関数に入力してインバータ電流Ｉ_INVを算出する。算出されたインバータ電流Ｉ_INVと、検出された出力電流Ｉ_OUTとの偏差信号をコンデンサ電流Ｉ_Cとして１／ｓＣで表現した伝達関数に入力してコンデンサ電圧Ｖ_Cを求め、このコンデンサ電圧Ｖ_Cとなるよう共振抑制制御が実行される。

図１３（ａ）で示したＬＣＬフィルタを使用した場合に用いられる制御ブロック図は（ｂ）となる。図１３において、図１２と同様に伝達関数１／ｓＣで求められたコンデンサ電圧Ｖ_Cは、さらに出力電圧Ｖ_OUTとの偏差信号が求められて１／Ｌ_OUTと表現された伝達関数を経て出力電流Ｉ_OUTが算出される。図１２及び図１３では、電圧指令値Ｖ^*を印加したときのコンデンサ電圧Ｖ_Cと電圧指令値Ｖ^*の伝達関数は（１）式であり、ＬＣフィルタの共振周波数は（２）式で算出できる。ただし、ｓは演算子である。

インバータを用いて交流電圧を発生させる場合、一般に、電圧指令値と三角波キャリアを比較するＰＷＭなどを用いてパルス電圧を発生させるが、そのとき、インバータのスイッチング周波数が、ＬＣフィルタの共振周波数よりも十分に高い場合にはコンデンサ電圧の制御は容易である。しかし、スイッチング周波数が低く、ＬＣフィルタの共振周波数に近い場合にはＬＣフィルタの共振を抑制することが困難となっている。なお、インバータの出力側に、ＬＣフィルタ又はＬＣＬフィルタを接続した装置の共振を抑制するものとしては、特許文献１によって公知となっている。

図１４は、特許文献１における制御装置の制御ブロック図を示したものであり、この制御ブロック図を図１２（ｂ），図１３（ｂ）と同様な制御ブロック図に表現すると、図１５で示す制御部１０とＬＣフィルタ部２０から構成された制御ブロック図となる。また、図１６は図１５で示す特許文献１の比例制御をｓＬ，ｓＣに置き換えた制御ブロック図である。

特開２００６−１３６１６９

特許文献１のものは、図１４〜１６で明らかなように、コンデンサ電圧Ｖ_C、伝達関数ｓＬ、コンデンサ電流Ｉ_C、伝達関数ｓＣ、及びコンデンサ電圧Ｖ_Cを順番に打ち消してＬＣフィルタ部２０の出力であるコンデンサ電圧Ｖ_Cを電圧指令値Ｖ^*に一致させる制御となっているが、図１５，１６の制御部１０は、積分要素を含まない比例制御や微分制御となっているため、定常偏差が残る問題を有している。

上記問題を解決する方法として、図１７で示すように、図１６の伝達関数ｓＣ，ｓＬの代わりにＰＩＤ１，ＰＩＤ２の比例積分微分制御器を用いた制御部１０ａとすることが考えられる。その場合、制御部１０ａのＰＩＤ制御器が直列の二段接続となることからＰＩＤ１，ＰＩＤ２の各演算に干渉が発生し、電圧指令値Ｖ^*に対する応答と、共振抑制制御の応答を個別に設計することが困難となる。

さらに、図１８で示すように、制御指令として電流指令値Ｉ^*を用いて検出したインバータ電流Ｉ_INVとの偏差信号を求め、その偏差信号をＰＩ制御器に入力して電圧指令値Ｖ^*を生成する方法も存在する。この方法では、ＰＩ，ＰＩＤ１，ＰＩＤ２の３個の制御器が直列に接続された構成となることから、この場合も電流指令値の応答と、共振抑制制御の応答を個別に設計することが困難となっている。

そこで、本発明が目的とするとこは、電力変換器のＬＣフィルタ共振抑制制御の補償周波数帯域を、この電力変換器の制御部と分離し、電力変換器の電圧指令値、又は電流指令値における基本周波数のステップ応答と共振抑制の応答を個別に設計が可能となる電力変換器の共振抑制制御装置を提供することにある。

本発明の第１は、リアクトルとコンデンサよりなるＬＣフィルタを出力側に接続した電力変換器の電圧指令を制御するための制御部、及び前記ＬＣフィルタの出力電圧を制御するためのＬＣフィルタ部を備え、前記ＬＣフィルタのコンデンサ電圧、コンデンサ電流、出力電流及び電力変換器の出力電流の何れかを検出して制御部へフィードバックし、設定された電力変換器の電圧指令値、若しくは電流指令値と検出値が指令値と一致するよう制御する共振抑制制御装置において、前記制御部に、前記設定された電圧指令値Ｖ^*と前記ＬＣフィルタのコンデンサ電圧Ｖcとの偏差信号をＫp1・Ｃ倍する第１の比例要素と、
前記第１の比例要素より出力された電流指令値と前記ＬＣフィルタのコンデンサ電流Iｃとの偏差信号をＫp2・Ｌ倍する第２の比例要素と、第２の比例要素からの出力を入力し、前記ＬＣフィルタの伝達関数を打ち消すための擬似微分要素を有する帯域通過フィルタを設け、
前記第２の比例要素からの出力が、前記帯域通過フィルタを通過することで得られる制御量と前記設定された電圧指令値Ｖ^*を加算して電圧指令値Ｖ２^*を生成し、この生成された電圧指令値Ｖ２^*を前記ＬＣフィルタ部に印加するよう構成したことを特徴としたものである。
ただし、ＣはＬＣフィルタのキャパシタンス、ＬはＬＣフィルタのリアクタンス。

本発明の第２は、前記ＬＣフィルタの出力電流を入力してＬＣフィルタのインダクタンス値を乗じる微分要素を設け、算出された微分量と前記第２の比例要素の出力とを加算して前記帯域通過フィルタに入力するよう構成したことを特徴としたものである。

本発明の第３は、前記制御部へのＬＣフィルタからのフィードバック信号は、前記コンデンサ電圧Ｖcのみとしてコンデンサ電圧Ｖcのフィードバックルートに（sＣ／Ｋp1・Ｃ）＋１となる伝達関数の要素を設け、この要素の出力と前記設定された電圧指令値Ｖ^*の偏差信号を前記第１の比例要素に入力して電流指令値を算出し、この電流指令値を前記第２の比例要素に入力するよう構成したことを特徴としたものである。

本発明の第４は、前記帯域通過フィルタを通した制御量と前記設定された電圧指令値Ｖ^*との加算に基づき生成された電圧指令値Ｖ２^*を、伝達関数Ｄ(s)の変調部を介して前記ＬＣフィルタ部へ出力するよう構成したことを特徴としたものである。

本発明の第５は、前記設定された電圧指令値Ｖ^*を逆伝達関数Ｅ(s)のフィードフォワード補償部に入力して電圧指令値Ｖ1^*を生成し、この電圧指令値Ｖ1^*と前記コンデンサ電圧Ｖcのフィードバック信号との偏差信号を求め、この偏差信号を前記第１の比例要素に入力し、前記帯域通過フィルタを通過することで得られる制御量と前記電圧指令値Ｖ1^*を加算して電圧指令値Ｖ２^*を生成するよう構成したことを特徴としたものである。

本発明の第６は、前記設定された電圧指令値Ｖ^*と前記コンデンサ電圧Ｖcの偏差信号を入力して比例積分演算を実行するＰＩ制御器を設け、このＰＩ制御器から出力される比例積分信号と前記設定された電圧指令値Ｖ^*を加算して電圧指令値Ｖ1^*を生成し、この電圧指令値Ｖ1^*と前記コンデンサ電圧Ｖcの偏差信号を前記第１の比例要素に入力するよう構成したことを特徴としたものである。

本発明の第７は、前記制御部へのＬＣフィルタからのフィードバック信号は前記コンデンサ電流Ｉcのみとし、コンデンサ電流Ｉcのフィードバックルートに（（１／sＣ）＋（１／Ｋp1・Ｃ））となる伝達関数の要素を設け、この要素の出力と前記設定された電圧指令値Ｖ^*の偏差信号を前記第１の比例要素に入力して電流指令値を算出し、この電流指令値を前記第２の比例要素に入力するよう構成したことを特徴としたものである。

本発明の第８は、前記フィードバック信号は、前記コンデンサ電流Ｉcに変えて前記電力変換器の出力電流Ｉinvとし、この出力電流を前記（（１／sＣ）＋（１／Ｋp1・Ｃ））となる伝達関数の要素に入力してコンデンサ電流Ｉcの推定値とするよう構成したことを特徴としたものである。

本発明の第９は、前記設定された電流指令値Ｉ^*と前記電力変換器の出力電流Ｉinvの偏差信号を入力して電圧指令値Ｖ^*を生成するＰＩ制御器を設け、生成された電圧指令値Ｖ^*と前記コンデンサ電圧Ｖcの偏差信号を前記第１の比例要素に入力するよう構成したことを特徴としたものである。

本発明の第１０は、前記設定された電流指令値Ｉ^*と前記出力電流Ｉoutの偏差信号を入力して比例積分演算を実行する第１のＰＩ制御器と、この第１のＰＩ制御器の出力信号と前記設定された電流指令値Ｉ^*とを加算し、この加算信号と前記電力変換器の出力電流Ｉinvの偏差信号を入力して電圧指令値Ｖ^*を生成する第２のＰＩ制御器を設け、この電圧指令値Ｖ^*と前記コンデンサ電圧Ｖcの偏差信号を前記第１の比例要素に入力するよう構成したことを特徴としたものである。

以上のとおり、本発明によれば、電圧指令値Ｖ^*のフィードフォワード項と並列に、ＬＣフィルタの共振周波数付近の電流や電圧の振動を抑制する制御量に帯域通過フィルタを施して補償周波数帯域を分離したことにより、ＬＣフィルタの共振抑制ができると共に、電圧指令値のステップ応答と共振抑制制御応答が容易に、且つそれぞれが個別設計できるものである。

本発明の実施形態を示す共振抑制制御装置の制御ブロック図 本発明の他の実施形態を示す共振抑制制御装置の制御ブロック図 本発明によるボード線図 本発明の他の実施形態を示す共振抑制制御装置の制御ブロック図 本発明の他の実施形態を示す共振抑制制御装置の制御ブロック図 本発明の他の実施形態を示す共振抑制制御装置の制御ブロック図 本発明の他の実施形態を示す共振抑制制御装置の制御ブロック図 本発明の他の実施形態を示す共振抑制制御装置の制御ブロック図 本発明の他の実施形態を示す共振抑制制御装置の制御ブロック図 インバータの出力にＬＣフィルタを設置した構成図 インバータの出力にＬＣＬフィルタを設置した構成図 ＬＣフィルタとブロック図で、（ａ）はＬＣフィルタ、（ｂ）はＬＣフィルタ対応の制御ブロック図 ＬＣＬフィルタとブロック図で、（ａ）はＬＣＬフィルタ、（ｂ）はＬＣＬフィルタ対応の制御ブロック図 従来の共振抑制制御装置の制御ブロック図 従来の共振抑制制御装置の構成図 従来の共振抑制制御装置の原理図 ＰＩＤ制御時の従来の制御ブロック図 電流制御時の従来の制御ブロック図

図１は、本発明の第１の実施例を示す電力変換器の制御装置の概略図で、電力変換器としてインバータに適用した場合の例である。図１において、３０は電圧指令値Ｖ２^*を演算する制御部、４０は図１２（ｂ）に相当するＬＣフィルタ部の制御ブロックである。制御部３０には設定された電圧指令値Ｖ^*が入力され、図１０、又は図１１で示すコンデンサ電圧Ｖ_Cの検出値と比較されてその偏差信号は第１の比例要素３１に入力される。比例要素３１は、Ｋp1・Ｃの比例ゲインを有し、入力された偏差信号は比例要素３１においてでＫp1・Ｃ倍されて電流指令値となる。この電流指令値は、減算部において検出されたコンデンサ電流Ｉ_Cが減算され、その偏差信号はＫp2・Ｌの比例ゲインを有する第２の比例要素３２に入力されてＫp2・Ｌ倍され、さらに微分要素３４の出力と加算される。

微分要素３４は必須の要素ではないが、図１２で示すＬＣフィルタ２（又は図１３のＬＣＬフィルタ２ａ）の出力電流Ｉ_OUTの外乱成分を抑制するために設けたもので、出力電流にインダクタンスＬを乗じた微分量を出力して比例要素３２の出力と加算される。加算された制御量は、３３で帯域通過フィルタ（ＨＰＦ）が施され、その制御量に設定された電圧指令値Ｖ^*を加算して電圧指令値Ｖ２^*を生成する。電圧指令値Ｖ２^*はＬＣフィルタ部４０に出力されてコンデンサ電圧Ｖ_Cが電圧指令値Ｖ^*と一致するよう制御される。

帯域通過フィルタ３３は、ＬＣフィルタの伝達関数を打ち消すために必要なｓ²ＬＣを近似するための擬似微分の要素を持つ。そのために、第１、及び第２比例要素の比例ゲインをＫp1．ＣとＫp2．Ｌとすることで任意の共振抑制の応答にゲイン設計を可能とし、ＬＣフィルタ部４０の要素４１，４２の１／ｓＬ，１／ｓＣを打ち消すために必要なｓＬとｓＣを近似した制御量が生成できる。また、この帯域通過フィルタ３３により、共振抑制制御の応答を決める補償周波数帯域を分離する効果も得られる。

したがって、この実施例によれば、電圧指令値Ｖ^*のフィードフォワード項と並列して、ＬＣフィルタの共振周波数付近の電流や電圧の振動を抑制する制御量に帯域通過フィルタを施して補償周波数帯域を分離するよう構成したことにより、ＬＣフィルタの共振抑制ができると共に、電圧指令値のステップ応答と共振抑制制御応答が容易に個別設計できるものである。

図２は、図１を変形した伝達関数算出のための制御ブロック図である。図２では、制御の簡単化のために帯域通過フィルタを一次のフィルタ３３ａとし、且つコンデンサ電圧Ｖ_Cと電圧指令値Ｖ^*との比、Ｖ_C／Ｖ^*の伝達関数を算出する際にＩ_OUT＝０として計算する。また、図１では、コンデンサ電圧Ｖ_Cとコンデンサ電流Ｉ_Cの両方をフィードバックしているが、コンデンサ電流は、Ｉ_C＝ｓＣ・Ｖ_Cのようにコンデンサ電圧の微分量にキャパシタンスＣを乗算した値と等しいので、図２では要素３５を介してコンデンサ電圧Ｖ_Cのみをフィードバックしている。

図２において、ＬＣフィルタ部４０の伝達関数をＡ(s)，制御部３０の伝達関数をそれぞれＢ(s)，Ｃ(s)とする。ここで、伝達関数Ｂ(s)は、図１における比例ゲインＫp1．Ｃ，Ｋp2．Ｌとフィルタ３３ａを示している。伝達関数Ｃ(s)はコンデンサ電圧のみのフィードバックであることから、コンデンサ電流Ｉ_Cの項にはＫp1．Ｃが不要となり、伝達関数Ｃ(s)のｓＣの項はＫp1．Ｃで除算することで図１と等価になる。したがって、各伝達関数は（３）式となる。

図２で示すブロック図からＶ_C／Ｖ^*の伝達関数を算出すると（４）式となる。（４）式は伝達関数をＡ(s)とそれを打ち消すための項との乗算となる。

ここで、（４）式の１＋ｓ²ＬＣを消去すると（５）式となり、帯域通過フィルタの時定数Ｔ、比例ゲインＫp1，Ｋp2により分母の３次遅れが調整できることがわかる。

図３は、（４）式の各項および（５）式のボード線図を示したものである。このボード線図は次のような条件で得られたものである。
基底周波数を６０Ｈｚとし、Ｌ＝０．０６(p.u)，Ｃ＝０．１３５(p.u)としてＬＣフィルタのインダクタンスとキャパシタンスを算出すると、共振周波数は６６７Ｈｚとなる。この共振周波数から帯域通過フィルタの時定数ＴをＴ＝１／（２π・６６７）＝２３９μsecとする。また、制御部３０の伝達関数Ｂ(s)，Ｃ(s)のゲインは基底周波数の１０倍の応答に設計すると、Ｋp1＝Ｋp2＝２π＊６０＊１０となる。この条件で（４）式と（５）式の伝達関数を求めたものである。

図３において、点線で示す線Ａ(s)は本発明を用いない場合のＬＣフィルタの伝達関数である。本発明での伝達関数Ｂ(s)は、ＬＣフィルタ部４０の伝達関数Ａ(s)を打ち消すために必要なｓ²ＬＣに近似させた擬似微分要素を持つため、制御部３０の伝達関数（Ｂ(s)，Ｃ(s)）のフィードバックがＶ_C／Ｖ^*の共振周波数付近で図３の一点鎖線のピークを減衰させるノッチフィルタとして機能する。そのため実線で示すＶ_C／Ｖ^*は、共振周波数６６７Ｈｚ付近ではピーク値と位相が急激に緩和される。
また、（５）式での分母の３次遅れを利用して、（６）式のように振動係数を１とした３次遅れの一般式の係数と、（５）式の分母の係数を比較することでゲイン設計ができる。これにより、任意の応答速度ωnによって比例ゲインＫp1，Ｋp2、及び時定数Ｔの決定が可能となる。

以上のように、本発明による制御部３０の伝達関数（Ｂ(s)，Ｃ(s)）のフィードバックは、共振周波数付近でのピークを減衰させるノッチフィルタとして機能するため、このフィードバックが電圧指令値Ｖ^*に含まれる基本周波数成分に与える影響は小さくなる。そのため、特許文献１と比較して共振抑制が基本周波数成分に与える影響が少なくなり、電圧指令値Ｖ^*の応答と共振抑制の応答の個別設計が可能となる。

図４は電圧指令値を変調するための変調部を有する場合の実施例である。
一般に、インバータからパルス電圧を発生させる手段としてＰＷＭなどの変調方法が採られる。３６がそのための変調部で、算出された電圧指令値Ｖ２^*を入力して変調Ｄ(s)を乗じた電圧がＬＣフィルタ部４０に入力される。他は図２と同様である。変調部３６を含めたＶ_C／Ｖ^*の伝達関数を算出すると（７）式となる。

（７）式において、Ａ(s)，Ｄ(s)を消去すると（７）式の３次項に１／Ｄ(s)のみとなり、図２と同様の効果が得られると共に、変調部３６の伝達関数Ｄ(s)の影響を少なくすことが可能となってＰＷＭの非線形要素の影響も軽減できる効果が得られる。

図５は、制御部３０へのフィードバックを図２におけるコンデンサ電圧Ｖ_Cに代えてコンデンサ電流Ｉ_Cとした場合の実施例である。（８）式から、コンデンサ電流Ｉ_Cを検出してコンデンサ電圧Ｖ_Cを推定することが可能である。この実施例では、検出したコンデンサ電流Ｉ_Cを伝達関数Ｃ´(s)を有する要素３５ａを介してフィードバックしたもので、この場合の伝達関数Ｃ´(s)の算出は（９）式となる。

図６は入力側にフィードフォワード補償部３７を追加した場合の実施例で、他は図２と同様である。
電圧指令値Ｖ^*とコンデンサ電圧Ｖ_Cには誤差が生じる。この実施例はＶ_C／Ｖ^*の伝達関数を１にするため、（５）式の逆伝達関数Ｅ(s)を予めフィードフォワード補償部３７として追加したものである。電圧指令値Ｖ^*はフィードフォワード補償部３７においてＥ(s)を乗算して電圧指令値Ｖ１^*を生成する。Ｅ(s)は（１０）式によって求められ、また、図６におけるＶ_C／Ｖ^*の伝達関数は（１１）式となってＶ_C／Ｖ^*を１にすることができる。

したがって、この実施例によれば、図１，２に示す実施例と同様な効果を奏すると共に、コンデンサ電圧Ｖ_Cを電圧指令値Ｖ^*に忠実に追従させることが可能となる。

図１，図２や図４〜６ではＬＣフィルタからコンデンサ電圧Ｖ_Cやコンデンサ電流Ｉ_Cを検出して制御部３０へフィードバックしている。フィードバック制御を行うためには、電圧，電流を検出するための検出器が必要になるが、インバータの制御には、図１８で示すようにインバータ電流Ｉ_INVをフィードバックする電流制御方法がある。本発明では、図１８で示すように電流を制御するためにインバータ電流を検出する使用形態で、コンデンサ電圧Ｖ_C，コンデンサ電流Ｉ_Cを検出することなくＬＣフィルタの共振抑制制御を可能とすることができる。
すなわち、インバータ電流Ｉ_INVの高周波成分をＬＣフィルタにおけるコンデンサ電流の簡易的な推定値とし、この推定値電流Ｉ＾_Cを図５の要素３５ａにフィードバックする。この場合の推定電流Ｉ＾_Cは（１２）式となる。

したがって、この実施例によれば、インバータの電流制御を行う制御方法において、コンデンサ電圧Ｖ_C，コンデンサ電流Ｉ_Cを検出することなくインバータ電流の検出のみでＬＣフィルタの共振抑制制御が可能となるものである。

図７は他の実施例を示す共振抑制制御のための構成図を示したものである。図７の構成で、図１の構成との相違は制御部３０の入力側にＰＩ制御器３８を設けたことである。
この実施例では、コンデンサ電圧Ｖ_Cを電圧指令値Ｖ^*に追従させるもので、そのために、ＰＩ制御器３８は電圧指令値Ｖ^*と検出されたコンデンサ電圧Ｖ_Cとの偏差信号を入力してＰＩ演算を行い、そのＰＩ演算値と電圧指令値Ｖ^*との和を電圧指令値Ｖ１^*としている。他は図１と同様である。

したがって、この実施例によれば、図１が有する効果の他に、コンデンサ電圧Ｖ_Cを電圧指令値Ｖ^*に追従できるという効果を奏する。また、共振抑制制御の応答とは別に、ＰＩ制御器３８のゲイン設計により電圧指令値の応答を決定することが可能となる。

図８は、共振抑制制御を実行しながらインバータ電流Ｉ_INVを所望する電流波形に制御する場合の構成図である。
この実施例では、インバータ電流Ｉ_INVを電流指令値Ｉ^*に追従させるもので、そのために、ＰＩ演算器３８ａには電流指令値Ｉ^*と検出されたインバータ電流Ｉ_INVとの偏差信号を入力してＰＩ演算を行って電圧指令値Ｖ^*を算出する。他は図１と同様である。

したがって、この実施例によれば、図１が有する効果の他に、インバータ電流Ｉ_INVを電流指令値Ｉ^*に追従できるという効果を奏する。また、共振抑制制御の応答とは別に、ＰＩ制御器３８のゲイン設計により電流指令値の応答を決定することが可能となる。

図９は他の実施例を示した共振抑制制御装置の構成図である。図８ではインバータ電流Ｉ_INVを所望の電流波形に制御することは可能となるが、そのインバータ電流Ｉ_INVがコンデンサに流れることで、ＬＣフィルタの出力電流Ｉ_OUTが所望する電流波形にはならない。この実施例はこの現象を解決したものである。そのために、ＬＣフィルタは図１３（ａ）で示すように出力リアクトルＬ_OUTを備えたものが使用され、制御ブロックとしては同図（ｂ）と表現されたものとなる。

図９において、第１のＰＩ演算器３８ｂには電流指令値Ｉ^*と検出された出力電流Ｉ_OUTとの偏差が入力されてＰＩ演算が行われる。算出された信号は電流指令値Ｉ^*と加算された後に、インバータ電流Ｉ_INVを減算して電流指令値を生成する。生成された電流指令値は第２のＰＩ演算器３８ｃに入力されてＰＩ演算が実行され、電圧指令値Ｖ^*となる。電圧指令値Ｖ^*はコンデンサ電圧Ｖcを減算し、その偏差を比例要素３１でＫp１・Ｃ倍して電流指令値を生成する。この電流指令値はコンデンサ電流Ｉ_Cとの差演算が実行された後に、比例要素３２に入力されてＫp２・Ｌ倍される。算出された制御量は、帯域通過フィルタ３３を通過することで、ＬＣフィルタ部４０ａの要素４１，４２及び４３の１／ｓＬ，１／ｓＣ及び１／Ｌoutを打ち消すために必要なｓＬとｓＣを近似した制御量が生成できる。

したがって、この実施例によれば、出力電流Ｉ_OUTを電流指令値に追従することができる。他は図１と同様である。

なお、上記各実施例では、インバータを例に説明してきたが、交流直流電力変換器を含む他の電力変換器にも適用できることは勿論である。

１… インバータ
２（２ａ）… ＬＣフィルタ
３… 負荷
４… 電力系統
３０… 制御部
３１… 第１の比例要素
３２… 第２の比例要素
３３（３３ａ）… 帯域通過フィルタ
３６… 変調部
３７… フィードフォワード補償部
４０… ＬＣフィルタ部

Claims (10)

1. リアクトルとコンデンサよりなるＬＣフィルタを出力側に接続した電力変換器の電圧指令を制御するための制御部、及び前記ＬＣフィルタの出力電圧を制御するためのＬＣフィルタ部を備え、前記ＬＣフィルタのコンデンサ電圧、コンデンサ電流、出力電流及び電力変換器の出力電流の何れかを検出して制御部へフィードバックし、設定された電力変換器の電圧指令値、若しくは電流指令値と検出値が指令値と一致するよう制御する共振抑制制御装置において、
   前記制御部に、前記設定された電圧指令値Ｖ^*と前記ＬＣフィルタのコンデンサ電圧Ｖcとの偏差信号をＫp1・Ｃ倍する第１の比例要素と、
   前記第１の比例要素より出力された電流指令値と前記ＬＣフィルタのコンデンサ電流Iｃとの偏差信号をＫp2・Ｌ倍する第２の比例要素と、第２の比例要素からの出力を入力し、前記ＬＣフィルタの伝達関数を打ち消すための擬似微分要素を有する帯域通過フィルタを設け、
   前記第２の比例要素からの出力が、前記帯域通過フィルタを通過することで得られる制御量と前記設定された電圧指令値Ｖ^*を加算して電圧指令値Ｖ２^*を生成し、この生成された電圧指令値Ｖ２^*を前記ＬＣフィルタ部に印加するよう構成したことを特徴とした電力変換器の共振抑制制御装置。
   ただし、ＣはＬＣフィルタのキャパシタンス、ＬはＬＣフィルタのリアクタンス
2. 前記ＬＣフィルタの出力電流を入力してＬＣフィルタのインダクタンス値を乗じる微分要素を設け、算出された微分量と前記第２の比例要素の出力とを加算して前記帯域通過フィルタに入力するよう構成したことを特徴とした請求項１記載の電力変換器の共振抑制制御装置。
3. 前記制御部へのＬＣフィルタからのフィードバック信号は、前記コンデンサ電圧Ｖcのみとしてコンデンサ電圧Ｖcのフィードバックルートに（sＣ／Ｋp1・Ｃ）＋１となる伝達関数の要素を設け、この要素の出力と前記設定された電圧指令値Ｖ^*の偏差信号を前記第１の比例要素に入力して電流指令値を算出し、この電流指令値を前記第２の比例要素に入力するよう構成したことを特徴とした請求項１記載の電力変換器の共振抑制制御装置。
4. 前記帯域通過フィルタを通した制御量と前記設定された電圧指令値Ｖ^*との加算に基づき生成された電圧指令値Ｖ２^*を、伝達関数Ｄ(s)の変調部を介して前記ＬＣフィルタ部へ出力するよう構成したことを特徴とした請求項１乃至３の何れかに記載の電力変換器の共振抑制制御装置。
5. 前記設定された電圧指令値Ｖ^*を逆伝達関数Ｅ(s)のフィードフォワード補償部に入力して電圧指令値Ｖ1^*を生成し、この電圧指令値Ｖ1^*と前記コンデンサ電圧Ｖcのフィードバック信号との偏差信号を求め、この偏差信号を前記第１の比例要素に入力し、前記帯域通過フィルタを通過することで得られる制御量と前記電圧指令値Ｖ1^*を加算して電圧指令値Ｖ２^*を生成するよう構成したことを特徴とした請求項１乃至４の何れかに記載の電力変換器の共振抑制制御装置。
6. 前記設定された電圧指令値Ｖ^*と前記コンデンサ電圧Ｖcの偏差信号を入力して比例積分演算を実行するＰＩ制御器を設け、このＰＩ制御器から出力される比例積分信号と前記設定された電圧指令値Ｖ^*を加算して電圧指令値Ｖ1^*を生成し、この電圧指令値Ｖ1^*と前記コンデンサ電圧Ｖcの偏差信号を前記第１の比例要素に入力するよう構成したことを特徴とした請求項１又は２記載の電力変換器の共振抑制制御装置。
7. 前記制御部へのＬＣフィルタからのフィードバック信号は前記コンデンサ電流Ｉcのみとし、コンデンサ電流Ｉcのフィードバックルートに（（１／sＣ）＋（１／Ｋp1・Ｃ））となる伝達関数の要素を設け、この要素の出力と前記設定された電圧指令値Ｖ^*の偏差信号を前記第１の比例要素に入力して電流指令値を算出し、この電流指令値を前記第２の比例要素に入力するよう構成したことを特徴とした請求項１記載の電力変換器の共振抑制制御装置。
8. 前記フィードバック信号は、前記コンデンサ電流Ｉcに変えて前記電力変換器の出力電流Ｉinvとし、この出力電流Ｉinvを前記（（１／sＣ）＋（１／Ｋp1・Ｃ））となる伝達関数の要素に入力してコンデンサ電流Ｉcの推定値とするよう構成したことを特徴とした請求項７記載の電力変換器の共振抑制制御装置。
9. 前記設定された電流指令値Ｉ^*と前記電力変換器の出力電流Ｉinvの偏差信号を入力して電圧指令値Ｖ^*を生成するＰＩ制御器を設け、生成された電圧指令値Ｖ^*と前記コンデンサ電圧Ｖcの偏差信号を前記第１の比例要素に入力するよう構成したことを特徴とした請求項１又は２記載の電力変換器の共振抑制制御装置。
10. 前記設定された電流指令値Ｉ^*と前記出力電流Ｉoutの偏差信号を入力して比例積分演算を実行する第１のＰＩ制御器と、この第１のＰＩ制御器の出力信号と前記設定された電流指令値Ｉ^*とを加算し、この加算信号と前記電力変換器の出力電流Ｉinvの偏差信号を入力して電圧指令値Ｖ^*を生成する第２のＰＩ制御器を設け、この電圧指令値Ｖ^*と前記コンデンサ電圧Ｖcの偏差信号を前記第１の比例要素に入力するよう構成したことを特徴とした請求項１又は２記載の電力変換器の共振抑制制御装置。

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