CN116545261A - 一种用于微电网的直流变换器、控制方法及存储介质 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种用于微电网的直流变换器、控制方法及存储介质。所述直流变换器包括LC滤波器，其包括电感组件和电容组件，所述LC滤波器配置用于滤除所述直流变换器中的谐波。所述直流变换器还包括控制单元，其与所述LC滤波器连接，并且包括电压控制环路，其配置用于对所述直流变换器中的电压进行控制；电流控制环路，其与所述电压控制环路连接，并且配置用于控制所述LC滤波器中的电感电流；以及时滞控制器，其与所述电流控制环路连接，并且配置用于将其输入信号进行分步延时。本发明的直流变换器基于电压和电流双环控制，并且在电流控制器中引入时滞控制算法，从而消除了系统固有振荡、改善了微电网系统母线的动态性能。
Description
技术领域
本发明一般地涉及微电网领域。更具体地，本发明涉及一种用于微电网的直流变换器、控制方法以及计算机可读存储介质。
背景技术
近年来，微电网技术发展日益成熟，直流微网作为微电网技术的重要发展方向，也获得了广泛关注。在直流微电网系统能量转换过程中，扮演极其关键作用的是电力电子设备，其中DC/DC直流变换器是一种重要的电力电子装置。在一个应用场景中，具有双向功率流动功能的直流变换器在微电网并网运行时可对蓄电池进行充电，而一旦孤网运行，该直流变换器则可将蓄电池储存的电能输送至负载，从而满足电网应急供电。例如，该直流变换器可以将直流微网中燃料电池、锂离子电池和超级电容等储能单元与直流母线进行能量传输。在工作过程中，通过对电力电子器件的快速通、断控制而将恒定直流电压变换成一系列的脉冲电压，并通过控制占空比的变化来改变这一脉冲系列的脉冲宽度，以实现对输出电压平均值的调节。最终，输出电压经过滤波器滤波后，在被控负载上获得电流或电压可控的直流电能，从而实现了将一种直流电源变换成另一种具有不同输出特性的直流电源。
进一步地，DC/DC直流变换器按照电路拓扑结构可以分为基本的不带隔离变压器的直直变换器和带隔离变压器的直直变换器两大类。另外，还可以按功能的不同将直流变换器分为降压变换器、升压变换器、升降压变换器和丘克变换器等。根据现有技术，如果将上述直流变换器应用于微电网中则均有其优缺点。例如丘克变换器输入输出电流都是无纹波的，从而降低了对外部滤波器的要求，但丘克变换器需要足够大的储能电容才能更好地工作。另外，双向Buck-Boost变换器由于结构简单，且具有能量双向流的特点而得到广泛应用。但是，该变换器一般采用电压电流双闭环控制，其表现为二阶系统，且存在谐振峰，因此在动态时该变换器的使用将导致输出电压存在较大的超调，从而影响储能系统的动态性能。进一步地，为了提高储能系统的动态性能，有人将时滞控制用于Buck变换器中，从而获得了良好的动态超调抑制效果。但是该控制方法对系统模型精度依赖较大，因此其鲁棒性较差。
由上述可见，现有技术中的多种直流变换器，虽然能解决部分微电网电能转换的问题，但是其或者存在双环控制无法抑制谐振峰的问题；或者存在动态电压超调大、鲁棒性差等问题；亦或者存在计算量过大，实现复杂等问题。由此可见，现有技术中的各种直流变换器在解决微电网中电能转换问题时均存在局限性。
发明内容
为解决上述背景技术中的一个或多个问题，本发明提供了一种用于微电网的直流变换器、控制方法以及计算机可读存储介质。由此，本发明的直流变换器基于双向Buck-Boost电路，提出分布时滞控制的改进方法，从而实现了消除直流变换器系统的固有振荡。为此，本发明在如下的多个方面提供解决方案。
具体地，一方面，本发明公开了一种用于微电网的直流变换器。该直流变换器包括：LC滤波器，其包括电感组件和电容组件，所述LC滤波器配置用于滤除所述直流变换器中的谐波；以及控制单元，其与所述LC滤波器连接，并且包括：电压控制环路，其配置用于对所述直流变换器中的电压进行控制；电流控制环路，其与所述电压控制环路连接，并且配置用于控制所述LC滤波器中的电感电流；以及时滞控制器，其与所述电流控制环路连接，并且配置用于将其输入信号进行分步延时，以便消除所述直流变换器的系统固有振荡。
在一个实施例中，所述电压控制环路包括第一比例积分控制器，其配置用于消除所述电压控制环路的跟踪误差；以及所述电流控制环路包括第二比例积分控制器，其配置用于消除所述电流控制环路中的跟踪误差。
在另一个实施例中，本发明的所述直流变换器还包括开关单元，其与所述LC滤波器连接，并且配置用于实现所述直流变换器的电压转换。
在又一个实施例中，所述开关单元包括绝缘栅双极型晶体管。
在一个实施例中，所述直流变换器的工作模式包括Boost工作模式和Buck工作模式。
在另一个实施例中，所述时滞控制器的传递函数为：+…+/>，以便提升所述直流变换器的鲁棒性，其中：A 1 、 A 2、…、A n是加权系数，t 1 、t 2、...、t n是所述分步延时中每一步的延时时间。
在又一个实施例中，在所述Boost工作模式下，所述电流控制环路的开环传递函数H i(s)为：；所述电压控制环路的开环传递函数H u(s)为：，其中：/>为Boost模式下带鲁棒性约束的时滞控制器传递函数，/>为Boost模式下第二比例积分控制器的传递函数，/>为Boost模式下占空比和电感电流之间的开环传递函数，/>为Boost模式下第一比例积分控制器传递函数，为Boost模式下电感电流和直流母线电压之间的传递函数。
在一个实施例中，在所述Buck工作模式下，所述电流控制环路的开环传递函数H i1(s)为：；所述电压控制环路的开环传递函数H u1(s)为：，其中：/>为Buck模式下带鲁棒性约束的时滞控制器传递函数，/>为Buck模式下第二比例积分控制器的传递函数，/>为Buck模式下占空比和电感电流之间的开环传递函数，/>为Buck模式下第一比例积分控制器的传递函数，/>为Buck模式下电感电流和电池母线电压之间的传递函数。
另一方面，本发明还公开了一种用于直流变换器的控制方法。该控制方法包括：在Boost工作模式下，所述控制方法包括：将直流母线采样信号与第一指令信号执行第一求差操作；响应于所述第一求差操作，对其输出信号进行第一比例积分运算；响应于所述第一比例积分运算，对其输出信号与电感电流采样信号执行第二求差操作；响应于所述第二求差操作，对其输出信号进行第二比例积分运算；以及响应于所述第二比例积分运算，对其输出信号执行分步延时操作，并执行脉冲宽度调制，以控制所述直流变换器的母线电压。或者，在Buck工作模式下，所述控制方法包括：将电池采样信号与第二指令信号执行第三求差操作；响应于所述第三求差操作，对其输出信号进行第三比例积分运算；响应于所述第三比例积分运算，对其输出信号与电感电流采样信号执行第四求差操作；响应于所述第四求差操作，对其输出信号进行第四比例积分运算；以及响应于所述第四比例积分运算，对其输出信号执行分步延时操作，并执行脉冲宽度调制，以控制所述直流变换器的电池电压。
又一方面，本发明还公开了一种计算机可读存储介质。所述计算机可读存储介质上存储有用于控制直流变换器的程序指令，当所述程序指令由处理器执行时，使得其实现前述的用于直流变换器的控制方法。
通过上述多个方面及其实施例所描述的方案可以看出，本发明在直流变换器的电流控制环路中引入时滞控制，并且将该时滞控制设计成分步延时。因此，相较于现有技术来说，上述技术手段的使用使得本发明的方案可以有效抑制系统谐振峰，并控制了动态电压超调范围，同时还增强了时滞控制的鲁棒性。另外，本发明的直流变换器还具有电路简单、成本较低和容易实现等优点。
附图说明
通过参考附图阅读下文的详细描述，可以更好地理解本发明的上述特征和优点，并且其众多目的、特征和优点对于本领域技术人员而言是显而易见的。下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可根据这些附图获得其他的附图，其中:
图1是示出根据本发明实施例的直流变换器的结构框图；
图2是示出根据本发明实施例的直流变换器的详细原理框图；
图3是示出根据本发明实施例的用于直流变换器的控制方法的流程图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
图1是示出根据本发明实施例的直流变换器100的结构框图。为了更好地理解本发明的技术方案，图1中还绘出了本发明的直流变换器的应用场景。在该应用场景中，包括直流电源和负载。
如图1所示，本发明公开了一种用于微电网的直流变换器100。该直流变换器100可以包括：双向DC/DC和LC滤波器110和控制单元120。其中，所述LC滤波器配置用于滤除所述直流变换器中的谐波，并且可以包括多个电感组件和多个电容组件。在工作中，所述LC滤波器接收直流电源输出的直流电能，并将该直流电能的谐波分量进行滤除。
进一步地，本发明的控制单元与前述的LC滤波器连接，并且可以包括电压控制环路121、电流控制环路122和时滞控制器123。具体地，所述电压控制环路与LC滤波器连接，并且配置用于对LC滤波器中的电压信号进行取样和控制。所述电流控制环路与电压控制环路和LC滤波器连接，并且配置用于接收并操作控制LC滤波器中的电感电流。所述时滞控制器与电流控制环路和LC滤波器连接，并且配置用于将电流控制环路输出的信号进行分步延时，同时将延时后的信号作为控制信号来控制LC滤波器的输出，从而可以达到消除直流变换器的系统固有振荡的目的。由此，外部直流电源输出的电能信号经过本发明的直流变换器变换之后，向负载输出稳定的适合其正常工作的直流电能信号。
图2是示出根据本发明实施例的直流变换器200的详细原理框图。可以理解的是，图2中的直流变换器200的原理框图是图1中直流变换器100的进一步细化的实施方式，并且图2的直流变换器200的相关结构与图1的直流变换器100形成对应关系。例如，图2中的双向DC/DC和LC滤波器210、电压控制环路220、电流控制环路230和时滞控制器240分别对应于图1中的双向DC/DC和LC滤波器110、电压控制环路121、电流控制环路122和时滞控制器123。因此，图1中关于直流变换器100的描述同样也适用于图2中对于直流变换器200的描述。可以进一步理解的是，图2中的锂电池U bat对应于图1中的直流电源，而图2中的直流母线则对应于图1中的负载。
如图2所示，本发明的直流变换器200可以包括双向DC/DC和LC滤波器210、电压控制环路220、电流控制环路230和时滞控制器240。进一步地，所述电压控制环路可以包括第一比例积分控制器（比例积分控制器即“PI”控制器），其配置用于消除电压控制环路的跟踪误差；所述电流控制环路可以包括第二比例积分控制器，其配置用于消除电流控制环路中的跟踪误差。
在一个实施例中，本发明的直流变换器还可以包括开关单元，其可以包括用于实现直流变换器的电压转换的绝缘栅双极型晶体管（即“IGBT”）和用于进行直流变换器工作模式选择的模式选择开关。其中， IGBT是由BJT（双极型三极管）和MOSFET（绝缘栅型场效应管）组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件，兼有的高输入阻抗和低导通压等优点。具体地，IGBT可以包括C（集电极）、E（发射极）和G（栅极）三个电极，其开关作用是通过加载正向栅极电压以形成沟道，给晶体管提供基极电流，使IGBT导通；反之，加载反向栅极电压以消除沟道，切断基极电流，使IGBT关断。进一步，本发明的IGBT可以是IGBT模块，其是由IGBT与FWD（续流二极管芯片）通过特定的电路桥接封装而成的模块化半导体产品，封装后的IGBT模块可以直接应用于直流变换器和不间断电源等设备上。
在另一个实施例中，本发明的直流变换器的工作模式可以包括Boost工作模式和Buck工作模式。可以理解的是，上述两种工作模式可以由模式选择开关进行控制选择。进一步地，该模式选择开关可以由程序指令来实现。下面简要描述这两种工作模式下系统参数的设置。
当锂电池处于放电状态时，双向Buck-Boost变换器工作于Boost模式下。在该模式下，
第一比例积分控制器的传递函数G i(s)为：，其中k cp为比例控制器参数，k ci为积分控制器参数；
第二比例积分器的传递函数G u(s)为：，其中k up和k ui分别为比例控制器和积分控制器参数。
与之对应的电流控制环路的开环传递函数H i(s)为：；
电压控制环路的开环传递函数为：；
其中：为Boost模式下带鲁棒性约束的时滞控制器传递函数，/>为Boost模式下第二比例积分控制器的传递函数，/>为Boost模式下占空比和电感电流之间的开环传递函数，/>为Boost模式下第一比例积分控制器传递函数，/>为Boost模式下电感电流和直流母线电压之间的传递函数。
与锂电池处于放电状态相反，当锂电池充电时，由直流母线为其提供能量，此时双向Buck-Boost变换器工作在Buck模式下。
因此在Buck模式下，第一比例积分控制器的传递函数G i1(s)为，其中k cp1为比例控制器参数，k ci1为积分控制器参数；第二比例积分控制器的传递函数为G u1(s)为：/>，其中k up1和k ui1分别为比例控制器和积分控制器参数。与之对应地，电流控制环路的开环传递函数H i(s)为：/>；电压控制环路的开环传递函数为：/>，其中：/>为Buck模式下带鲁棒性约束的时滞控制器传递函数，/>为Buck模式下第二比例积分控制器的传递函数，/>为Buck模式下占空比和电感电流之间的开环传递函数，/>为Buck模式下第一比例积分控制器的传递函数，/>为Buck模式下电感电流和电池母线电压之间的传递函数。
在一个实施例中，本发明的直流变换器还可以包括时滞控制器。所谓时滞控制是指将控制器的输出与不同幅值和时滞的脉冲序列进行卷积运算，以便送入被控对象，从而改善受控系统动静态性能的一种控制方法。本发明的时滞控制器可以布置于模式选择开关之后，并且引入了自然角频率约束方程，从而对于包含LC电路的二阶系统来说，提升了时滞控制器对系统自然角频率ω变化的鲁棒性能，由此其传递函数可以为：+…+/>，其中：A 1 、A 2 … A n是加权系数，t 1 、t 2 ...t n是所述分步延时中每一步的延时时间。具体地，双向Buck/Boost变换器为典型二阶系统，令其标准传递函数为/>，其中ω和ζ分别为二阶系统的自然角频率和阻尼系数。进一步地，令Buck模式和Boost模式下对应二阶系统的自然角频率分别为ω1和ω2，阻尼系数分别为ζ1和ζ2。
由于电感参数随负载功率变化较大，因此二阶系统的自然角频率ω会发生变化，从而影响时滞控制的鲁棒性。针对此问题，本发明采用具有负载适应性的分步时滞控制方法。具体设计思路如下：首先设时滞控制器传递函数Cd(s)为，其中Ai和ti分别为第i个脉冲序列的幅值和延时时间。由于Ai的约束方程为：/>，因此根据二阶系统的时域响应，并令在tn时刻消除振荡，可以计算得到：
为提升时滞控制器对角频率ω变化的鲁棒性，将上式对ω求导，可以得到：
由上述分析可取n=3，再考虑到系统响应的快速性，可取t1=0，由此计算可以得到：，/>，/>，/>，/>。
在一个应用场景中，为了进一步提升时滞控制器对电感的适应性，本发明还引入了角频率ω随功率变化的修正函数。具体地，由于电感器随功率的增加而减小，取随系统功率P变化的修正角频率ω(P)为，其中：PN为Buck/Boost变换器的额定功率，ω0为变换器空载时所对应的角频率，η为修正系数，该系数可在不同功率下进行开环实验。根据实验中所测量的电感电流纹波和电压波形，计算可以得到，η的取值一般为2～4。由上述分析可见，本发明正是由于采用了上述的分步时滞控制的策略，从而消除了直流变换器系统的固有振荡，并且增强了时滞控制器的鲁棒性。下面结合图2，详细描述本发明的直流变换器的工作原理。
如图2所示，首先，通过设置模式选择开关使得直流变流器工作在Boost模式下。在该模式下，电压控制环路实现对直流变换器中的电压进行控制。具体地，电压控制环路将采样于直流母线的电压信号（即电容C2上的Ubus信号）与第一指令信号Ubus_ref执行求差操作，并通过第一比例积分控制器对该求差操作的结果执行比例积分运算，其中第一比例积分控制器将输入信号的积分结果输出，从而实现对输入信号的变化的测量和分析。接下来，电流控制环路控制LC滤波器中的电感电流。具体地，电流控制环路将第一比例积分控制器输出的信号和电感电流采样信号（即采样于LC滤波器中的电感电流信号iL1）执行求差操作，并通过第二比例积分控制器对该求差操作的结果执行比例积分运算，其中第二比例积分控制器将输入信号的积分结果输出，从而实现对输入信号的变化的测量和分析。
接着，第二比例积分控制器输出的信号经由模式选择开关进入到时滞控制器进行处理。在此处，时滞控制器对信号进行分步延时处理。特别地，根据实际需要，时滞控制器可以执行t 1 、t 2 ...t n等多步延时。随后，经过延时之后的信号进入脉冲宽度调制（即“PWM”）波发生器以便产生分别控制IGBT开关（S1和S2）的PWM波（g1和g2），其中PWM波g1用于控制开关S1，而g2则用于控制开关S2。进一步地，所述脉冲宽度调制波发生器可以是由DSP构成，其在工作过程中，可以根据相应载荷的变化来调制晶体管基极或MOS管栅极的偏置，以改变晶体管或MOS管的导通时间，从而实现控制LC滤波器的输出。这种工作方式可以使电源的输出电压在工作条件变化时保持恒定，是利用微处理器的数字信号对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术。
具体地，首先在t0~t1时段，PWM波发生器通过采用高频脉宽调制，使靠近正弦波两端的电压宽度变狭，而正弦波中央的电压宽度变宽，并且在半周期内让IGBT按一定频率始终朝一方向动作。通过这种方式，PWM波发生器输出的g1和g2分别控制S1和S1开关，从而使得IGBT开关S1导通，S2关断，此时锂电池Ubat通过IGBT开关S1向电感L1充能，导致电感电流线性增加。接着在t1~t2时段，PWM波发生器输出的g1和g2信号又使得S1关断，S2导通，此时电感电流通过S2的反并联二极管向负载释放能量，从而使得电感电流线性下降。
基于同样的工作原理，当本发明的直流变流器工作于Buck模式下时，电压控制环路将电池采样信号（即电容C1上的Uin1信号）与第二指令信号Ubat_ref执行求差操作，并通过第一比例积分控制器对该求差操作的结果执行比例积分运算。接下来，电流控制环路将第一比例积分控制器输出的信号和电感电流采样信号（即采样于LC滤波器中的电感电流信号iL1）执行求差操作，并通过第二比例积分控制器对该求差操作的结果执行比例积分运算。
接着，第二比例积分控制器输出的信号经由模式选择开关进入到时滞控制器进行处理。在此处，时滞控制器对信号进行分步延时处理，并且可以根据需要执行t 1 、t 2 ...t n等多步延时。随后，经过延时之后的信号进入脉冲宽度调制（“PWM”）波发生器以便产生分别控制IGBT开关（S1和S2）的PWM波（g1和g2）。具体地，首先在t0~t1时段，PWM波发生器输出的g1和g2分别控制S1和S1开关，从而使得IGBT开关S1关断，S2导通，此时锂电池Ubat通过IGBT开关S1向电感L1充能，导致电感电流线性增加。接着在t1~t2时段，PWM波发生器输出的g1和g2信号又使得S1导通，S2关断，此时电感电流通过S2的反并联二极管向负载释放能量，从而使得电感电流线性下降。由上述的工作过程可以看出，本发明的直流变换器由于采用了多步延时控制，并且采用PWM波发生器控制IGBT开关，从而消除了系统固有振荡、改善了微电网系统的动态性能。
图3是示出根据本发明实施例的用于直流变换器的控制方法300的流程图。可以理解的是，本发明的控制方法300通过模式选择可以分别实现Boost工作模式和Buck工作模式。
具体地，在Boost工作模式下，本发明的用于直流变换器的控制方法300开始于步骤S310。在该步骤处，将直流母线采样信号与第一指令信号执行第一求差操作。接着，控制方法300的流程前进到步骤S311。在该步骤处，响应于所述第一求差操作，对其输出信号进行第一比例积分运算。具体地，通过第一比例积分控制器对第一求差操作的结果执行比例积分运算并进行输出，从而实现对输入信号的变化的测量和分析。接下来，控制方法执行步骤S312。在该步骤处，响应于所述第一比例积分运算，对其输出信号与电感电流采样信号执行第二求差操作，其中电感电流采样信号为流经LC滤波器中电感上的电流。
随后，控制方法的流程来到步骤S313。在此步骤处，响应于所述第二求差操作，对其输出信号进行第二比例积分运算。具体地，通过第二比例积分控制器对第二求差操作的结果执行比例积分运算并进行输出，从而实现对输入信号的变化的测量和分析。接着，方法流程前进到步骤S314。在此步骤处，响应于所述第二比例积分运算，对其输出信号执行分步延时操作，其中，根据实际应用需要，所述分步延时可以包括多个延时时间，从而增强了时滞控制的鲁棒性。最终，方法流程终止于步骤S315。在该步骤处，对经过时滞控制的信号执行脉冲宽度调制，从而控制直流变换器的母线电压。
与Boost工作模式相对应地，在Buck工作模式下，本发明的用于直流变换器的控制方法300开始于步骤S320。在该步骤处，将电池采样信号与第二指令信号执行第三求差操作。接着，控制方法的流程前进到步骤S321。在该步骤处，响应于所述第三求差操作，对其输出信号进行第三比例积分运算。具体地，通过第一比例积分控制器对第三求差操作的结果执行比例积分运算并进行输出，从而实现对输入信号的变化的测量和分析。接下来，控制方法执行步骤S322。在该步骤处，响应于所述第三比例积分运算，对其输出信号与电感电流采样信号执行第四求差操作，其中电感电流采样信号为流经LC滤波器中电感上的电流。
随后，方法流程来到步骤S323。在此步骤处，响应于所述第四求差操作，对其输出信号进行第四比例积分运算。具体地，通过第二比例积分控制器对第四求差操作的结果执行比例积分运算并进行输出，从而实现对输入信号的变化的测量和分析。接着，方法流程前进到步骤S324。在此步骤处，响应于所述第四比例积分运算，对其输出信号执行分步延时操作，其中，根据实际应用需要，所述分步延时可以包括多个延时时间，从而增强了时滞控制的鲁棒性。最终，方法流程终止于步骤S325。在该步骤处，对经过时滞控制的信号执行脉冲宽度调制，从而控制所述直流变换器的电池电压。
基于上文的描述，可以理解的是本发明仅为了示例和简明的目的而描述了直流变换器的组成结构及其控制方法的简要步骤，但根据不同的应用场景，该直流变换器及其控制方法还可以附加地包括其他的结构、单元或者步骤。另外，基于上文的描述，本领域技术人员可以理解本发明的上述用于直流变换器的控制方法也可以通过软件指令来辅助完成，因此本发明也公开了一种计算机可读存储介质，其上存储有用于控制直流变换器的程序指令，当所述程序指令由处理器执行时，使得其实现本发明前述的用于直流变换器的控制方法。
应当理解，当本发明的权利要求、说明书及附图使用术语“第一”、“第二”、“第三”和“第四”等时，其仅是用于区别不同对象，而不是用于描述特定顺序。本发明的说明书和权利要求书中使用的术语“包括”和“包含”指示所描述特征、整体、步骤、操作、元素和/或组件的存在，但并不排除一个或多个其它特征、整体、步骤、操作、元素、组件和/或其集合的存在或添加。
还应当理解，在此本发明说明书中所使用的术语仅仅是出于描述特定实施例的目的，而并不意在限定本发明。如在本发明说明书和权利要求书中所使用的那样，除非上下文清楚地指明其它情况，否则单数形式的“一”、“一个”及“该”意在包括复数形式。还应当进一步理解，在本发明说明书和权利要求书中使用的术语“和/或”是指相关联列出的项中的一个或多个的任何组合以及所有可能组合，并且包括这些组合。
如在本说明书和权利要求书中所使用的那样，术语“如果”可以依据上下文被解释为“当... 时”或“一旦”或“响应于确定”或“响应于检测到”。类似地，短语“如果确定”或“如果检测到[所描述条件或事件]”可以依据上下文被解释为意指“一旦确定”或“响应于确定”或“一旦检测到[所描述条件或事件]”或“响应于检测到[所描述条件或事件]”。
虽然本发明的实施方式如上，但所述内容只是为便于理解本发明而采用的实施例，并非用以限定本发明的范围和应用场景。任何本发明所述技术领域内的技术人员，在不脱离本发明所揭露的精神和范围的前提下，可以在实施的形式上及细节上作任何的修改与变化，但本发明的专利保护范围，仍须以所附的权利要求书所界定的范围为准。
Claims (53)
1.一种用于微电网的直流变换器，其特征在于，包括：
LC滤波器，其包括电感组件和电容组件，所述LC滤波器配置用于滤除所述直流变换器中的谐波；以及
控制单元，其与所述LC滤波器连接，并且包括：
电压控制环路，其配置用于对所述直流变换器中的电压进行控制；
电流控制环路，其与所述电压控制环路连接，并且配置用于控制所述LC滤波器中的电感电流；以及
时滞控制器，其与所述电流控制环路连接，并且配置用于将其输入信号进行分步延时，以便消除所述直流变换器的系统固有振荡。
2.根据权利要求1所述的直流变换器，其特征在于，
所述电压控制环路包括第一比例积分控制器，其配置用于消除所述电压控制环路的跟踪误差；以及
所述电流控制环路包括第二比例积分控制器，其配置用于消除所述电流控制环路中的跟踪误差。
3.根据权利要求1所述的直流变换器，其特征在于，还包括开关单元，其与所述LC滤波器连接，并且配置用于实现所述直流变换器的电压转换。
4.根据权利要求3所述的直流变换器，其特征在于，所述开关单元包括绝缘栅双极型晶体管。
5.根据权利要求1所述的直流变换器，其特征在于，所述直流变换器的工作模式包括Boost工作模式和Buck工作模式。
6.根据权利要求1所述的直流变换器，其特征在于，所述时滞控制器的传递函数为+…+/>，以便提升所述直流变换器的鲁棒性；
其中：A 1 、A 2 …A n是加权系数，t 1 、t 2 ...t n是所述分步延时中每一步的延时时间。
7.根据权利要求5所述的直流变换器，其特征在于，在所述Boost工作模式下，所述电流控制环路的开环传递函数H i(s)为：；所述电压控制环路的开环传递函数H u(s)为：/>，其中：/>为Boost模式下带鲁棒性约束的时滞控制器传递函数，/>为Boost模式下第二比例积分控制器的传递函数，/>为Boost模式下占空比和电感电流之间的开环传递函数，/>为Boost模式下第一比例积分控制器传递函数，/>为Boost模式下电感电流和直流母线电压之间的传递函数。
8.根据权利要求5所述的直流变换器，其特征在于，在所述Buck工作模式下，所述电流控制环路的开环传递函数H i1(s)为：；所述电压控制环路的开环传递函数H u1(s)为：/>，其中：/>为Buck模式下带鲁棒性约束的时滞控制器传递函数，/>为Buck模式下第二比例积分控制器的传递函数，为Buck模式下占空比和电感电流之间的开环传递函数，/>为Buck模式下第一比例积分控制器的传递函数，/>为Buck模式下电感电流和电池母线电压之间的传递函数。
9.一种用于直流变换器的控制方法，其特征在于，包括：
在Boost工作模式下，所述控制方法包括：
将直流母线采样信号与第一指令信号执行第一求差操作；
响应于所述第一求差操作，对其输出信号进行第一比例积分运算；响应于所述第一比例积分运算，对其输出信号与电感电流采样信号执行第二求差操作；
响应于所述第二求差操作，对其输出信号进行第二比例积分运算；以及
响应于所述第二比例积分运算，对其输出信号执行分步延时操作，并执行脉冲宽度调制，以控制所述直流变换器的母线电压；或者，
在Buck工作模式下，所述控制方法包括：
将电池采样信号与第二指令信号执行第三求差操作；
响应于所述第三求差操作，对其输出信号进行第三比例积分运算；
响应于所述第三比例积分运算，对其输出信号与电感电流采样信号执行第四求差操作；
响应于所述第四求差操作，对其输出信号进行第四比例积分运算；以及
响应于所述第四比例积分运算，对其输出信号执行分步延时操作，并执行脉冲宽度调制，以控制所述直流变换器的电池电压。
10.一种计算机可读存储介质，其特征在于，所述计算机可读存储介质上存储有用于控制直流变换器的程序指令，当所述程序指令由处理器执行时，使得其实现根据权利要求9所述的控制方法。
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