CN104113214A - 三电平dcdc变换器双闭环控制 - Google Patents

三电平dcdc变换器双闭环控制 Download PDF

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盛成玉
陈增发
孙振权
刘炜
陈来军
田伟帅
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Abstract

本发明公开了三电平DCDC变换器双闭环控制，包括以下步骤：根据电压外环调节得到输出滤波电感电流的参考值；根据电流内环调节得到移相角；计算各开关管的移相角；根据移相角计算延时时间；根据延时时间得到各开关管的驱动脉冲，控制DCDC变换器工作。本发明通过输出电压外环以及输出滤波电感电流内环得到移相角，再将移相角转换为延时时间，最后通过移相PWM得到各开关管的驱动脉冲控制变换器工作。同原有开环控制相比该方法能够对输出直流电压进行闭环控制，使得输出电压能够跟踪设定值，且在负荷投切、输入电压波动等动态过程中保持恒定，使得零电压开关半桥三电平DCDC变换器能够更加稳定高效运行。

Description

三电平DCDC变换器双闭环控制
技术领域
本发明涉及自动控制技术，具体涉及三电平DCDC变换器双闭环控制。
背景技术
大功率高频开关电源一般为三相交流380V输入，整流后的直流母线电压通常高达760-800VDC，甚至高达1000VDC，这样给后级直流变换器开关管的选取带来很大的困难。由于三电平DCDC变换器每个开关管上承受的电压应力是两电平DCDC变换器的一半，因此可以显著提高DCDC变换器的耐压等级。为了减小DCDC变换器的体积和重量，必须实现高频化，而要提高开关频率，同时提高变换器的变换效率，就必须减小开关损耗，减小开关损耗的途径就是实现开关管的软开关。零电压开关半桥三电平DCDC变换器将软开关技术应用到了三电平DCDC变换器之中，能够在提高变换器耐压等级的同时有效降低开关损耗，具有广泛的应用前景。
电压开关半桥三电平DCDC变换器的传统控制大多采用开环方式，开环的移相PWM控制具体实现方法可分为以下3个步骤来完成：
第1步根据设定的输出电压计算移相角
设变换器的直流输入电压为Udc，高频变压器的变比为n∶1，设定的输出电压为则高频变压器的副边额定电压U2及移相角为
U 2 = U dc 2 n - - - ( 1 )
第2步确定各开关管的驱动脉冲信号
各开关管的占空比均为D(D＜0.5，考虑留有一定死区)，设开关管T1、T2、T3、T4的相角分别为
第3步将驱动脉冲作用在各自的开关管上，控制变换器工作，监测输出电压。
需要指出的是，上述控制方式的是开环的，当输入电压有波动或负荷投切时，很难保证输出电压恒定，而且由于驱动脉冲死区、副边占空比丢失等现象的存在，由公式(2)计算出的也不一定是准确的，使得稳态时的输出电压就与设定电压之间存在偏差。
发明内容
为了解决现有技术的不足，本发明提出了一种零电压开关半桥三电平DCDC变换器的电压电流双闭环控制方法。本发明能够对变换器的输出直流电压进行闭环控制，使得输出电压能够迅速跟踪设定值，且在负荷投切、输入电压波动等动态过程中保持恒定，从而使该DCDC变换器能够稳定高效运行。
本发明的技术方案是：三电平DCDC变换器双闭环控制，包括以下步骤：
步骤一，根据电压外环调节得到输出滤波电感电流的参考值；
步骤二，根据电流内环调节得到移相角；
步骤三，计算各开关管的移相角；
步骤四，根据移相角计算延时时间；
步骤五，根据延时时间得到各开关管的驱动脉冲，控制DCDC变换器工作。
所述的三电平DCDC变换器双闭环控制，设DCDC变换器的输出电压设定为实际输出电压为Uo，输出滤波电感L的电流参考值为电压外环PI调节器的比例系数为kpU，积分系数为kiU，则电压外环调节公式是 I L * = k pU * ( U o * - U 0 ) + k iU * ∫ ( U o * - U 0 ) dt .
所述的三电平DCDC变换器双闭环控制，设输出滤波电感L的电流实际值为IL，电流内环PI调节器的比例系数为kpI，积分系数为kiI，则电流内环调节公式是
所述的三电平DCDC变换器双闭环控制，各开关管的占空比均为D，述D＜0.5，设开关管T1、T2、T3、T4的移相角分别为则有
所述的三电平DCDC变换器双闭环控制，设各开关管的移相角和延时时间为和Tdi(i＝1，2，3，4)，设开关周期为Ts，则延时时间计算公式为
所述的三电平DCDC变换器双闭环控制，将T1管的驱动脉冲分别延时Td2、Td3、Td4的时间，得到T2、T3、T4管的驱动脉冲，控制DCDC变换器工作，使得输出电压跟踪设定值。
附图说明
图1是零电压开关半桥三电平DCDC变换器的拓扑图。
图2是零电压开关半桥三电平DCDC变换器的电压电流双闭环控制流程图。
图3是电压设定值45V，负载电阻10Ω时输出电压的仿真波形图。
图4是电压设定值45V，负荷投切时输出电压的仿真波形图。
图5是电压设定值45V，负载电阻10Ω，输入电压波动时输出电压的仿真波形图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明做详细说明。
如附图1所示的零电压开关半桥三电平DCDC变换器的拓扑，目前对该拓扑的控制大多采用开环的移相PWM控制。在图1中，T1和T4管为超前管，T2管和T3管为滞后管，T1管与T4管互补导通，T2管与T3管之间互补导通，T1管超前T2管的角度和T4管超前T3管的角度相同，称之为移相角。当移相角越大时，相应的输出电压就越小，移相角越小时，输出电压越大。因此可以通过调整移相角来改变输出电压的大小，这种控制方式称之为移相PWM控制。
下面以一个仿真算例来验证所设计的控制算法的有效性，仿真拓扑图仍如附图1所示，用于检验算法止确性的结果来自于商业仿真软件PSCAD。在PSCAD中，电压电流的单位为kV和kA，功率的单位为MW。
该拓扑的电路参数为输入电压Udc为300V，高频变压器变比为150V∶60V，分压电容Cf为1000uF，漏感Lk为15uH，飞跃电容Cs为10uF，输出滤波电感L为0.2mH，输出稳压电容C为3000uF。载波频率为10kHz。
当输出电压设定值为45V，负载电阻为10Ω时，输出电压实际值的仿真波形如附图3所示，可以看出输出电压实际值迅速的跟踪到了设定值，稳态误差很小。
当输出电压设定值为45V，负载电阻起初为15Ω，0.4s后负载电阻为10Ω，输出电压实际值的仿真波形如附图4所示，可以看出当负荷投切后经过调整输出电压依然能够保持在设定值。
当输出电压设定值为45V，负载电阻为10Ω，输入电压0.4s前为300V，0.4s～0.42s为330V，0.43s后仍为300V，输出电压实际值的仿真波形如附图5所示，可以看出当输入电压波动时输出电压经过调整依然能够保持在设定值。
通过以上仿真结果能够看出，当采用电压电流双闭环控制时，零电压开关半桥三电平DCDC变换器的输出电压能够跟踪设定值，且在负荷投切、输入电压波动等动态过程中保持恒定，从而验证了所提出控制算法的有效性。
以上显示和描述了本发明的基本原理和主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。

Claims (6)

1.三电平DCDC变换器双闭环控制，其特征在于，包括以下步骤：
步骤一，根据电压外环调节得到输出滤波电感电流的参考值；
步骤二，根据电流内环调节得到移相角；
步骤三，计算各开关管的移相角；
步骤四，根据移相角计算延时时间；
步骤五，根据延时时间得到各开关管的驱动脉冲，控制DCDC变换器工作。
2.根据权利要求1所述的三电平DCDC变换器双闭环控制，其特征在于，设DCDC变换器的输出电压设定为实际输出电压为Uo，输出滤波电感L的电流参考值为电压外环PI调节器的比例系数为kpU，积分系数为kiU，则电压外环调节公式是 I L * = k pU * ( U o * - U 0 ) + k iU * ∫ ( U o * - U 0 ) dt .
3.根据权利要求1所述的三电平DCDC变换器双闭环控制，其特征在于，设输出滤波电感L的电流实际值为IL，电流内环PI调节器的比例系数为kpI，积分系数为kiI，则电流内环调节公式是
4.根据权利要求1所述的三电平DCDC变换器双闭环控制，其特征在于，各开关管的占空比均为D，所述D＜0.5，设开关管T1、T2、T3、T4的移相角分别为则有
5.根据权利要求4所述的三电平DCDC变换器双闭环控制，其特征在于，设各开关管的移相角和延时时间为和Tdi(i＝1，2，3，4)，设开关周期为Ts，则延时时间计算公式为
6.根据权利要求5所述的三电平DCDC变换器双闭环控制，其特征在于，将T1管的驱动脉冲分别延时Td2、Td3、Td4的时间，得到T2、T3、T4管的驱动脉冲，控制DCDC变换器工作，使得输出电压跟踪设定值。
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