CN106972750A - 基于buck‑llc两级dc/dc变换器的三环定频控制方法 - Google Patents

基于buck‑llc两级dc/dc变换器的三环定频控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于BUCK‑LLC两级DC/DC变换器的三环定频控制方法。该方法将LLC谐振变换器的开关频率定为两元件谐振频率，同时使用差分电路分别采集LLC变换器和BUCK变换器的输出电压，使用电流传感器采集BUCK变换器电感电流并进行三环控制，其中LLC输出电压环为最外环，BUCK变换器输出电压为中间环，BUCK变换器电感电流为内环。本发明中LLC谐振变换器增益保持不变，通过三环控制调整BUCK变换器开关管的占空比来调节BUCK‑LLC两级DC/DC变换器的输出电压。相对单环或双控制策略变换器动态响应速度更快，稳态性能更好，功率密度更高，抗负载扰动能力较强，具有一定的工程应用价值。

Description

基于BUCK-LLC两级DC/DC变换器的三环定频控制方法
技术领域
本发明涉及一种新型的BUCK-LLC两级DC/DC变换器控制方法，尤其是一种基于BUCK-LLC两级DC/DC变换器的三环定频控制方法。
背景技术
DC/DC变换器在工业领域中有着广泛的应用，如电动汽车车载充电机，LED的驱动，新能源发电的直流汇聚系统等。软开关技术在DC/DC变换器中被广泛使用，在ZVS和ZCS模式下它可以减小开关损耗和EMI的干扰。
LLC谐振变换器软开关技术可以实现初级开关管的ZVS，次级二极管的ZCS。它的开关频率相对于传统软开关技术更高，在保证效率的情况下可以明显提高变换器的功率密度。但当LLC变换器输入电压变化范围较大时会导致开关管开关频率波动较大，不利于磁性元件的设计和电磁干扰的减小。而两级DC/DC变换器可以很好的解决上述问题，成为了研究的热点。
为此，人们做出了各种努力，文献“An improved wide input voltage buck-boost+LLC cascaded converter[J]”，Sun X,Qiu J,Li X,《IEEE Energy ConversionCongress and Exposition》,2015:1473-1478(“一种改进宽输入电压范围的buck-boost+LLC级联型变换器”，《IEEE电能转化会议》，2015年1473～1478页)使用了Boost与LLC级联的DC/DC变换器，通过调节前级Boost变换器的占空比来达到调节变换器输出的目的，但前级采用Boost升压变换器不利于后级LLC变换器MOS管的选取。
文献“Boost-LLC高效率DC/DC变换器[J]”,施玉祥,柳绪丹,邓成，《电力电子技术》，2010,44(8):24-26，使用了BUCK-Boost与LLC级联的变换器，并使用移相控制策略，来保证LLC变换器可以在全负载范围可以实现软开关，但控制系统设计复杂，所需元器件数量多，成本高。
文献“Improved Power Quality Buck-Boost Converter fed LLC ResonantConverter for Induction Heater”，Bhim Singh,Rahul Pandey，《2016IEEE 6thInternational Conference on Power Systems(ICPS)》，IEEE,2016:1-6(“带有LLC谐振变换器的用于改进电源质量的buck-Boost变换器在电热感应上应用”，《2016年IEEE第六届国际电力系统会议(ICPS)》，2016年1到6页)。针对前级Buck-Boost变换器和后级LLC变换器采用了分开独立控制的方法，不利于整个系统的稳定性，抗干扰能力不强。
文献“Buck+半桥LLC倍压谐振两级式DC/DC变换器”，张晋玮，周东方，李建兵，郑阳勇，《信息工程大学报》，2012.06.009。针对两级DC/DC变换器采用了单环控制方法，系统响应速度慢，抗干扰能力也没有得到提高。
综上所述，现有技术均未能同时解决两级DC/DC变换器的以下问题：
1、两级DC/DC变换器系统稳定性差，抗外界干扰能力弱。
2、控制系统设计复杂，不利于在实际中的工程应用。
3、两级DC/DC变换器输入电压调节范围窄，不利于应用在宽电压输入范围。
4、控制系统响应速度慢，不利于输出电压的快速响应。
发明内容
本发明要解决的技术问题为克服上述各种技术方案的局限性，针对BUCK-LLC两级DC/DC变换器的控制策略，采用三环定频控制方法，其控制性能相对于传统单环定频控制和双环定频控制策略增加了控制变量的自由度，变换器动态响应速度更快，稳态性能更好。相对于其他普通控制策略采用这种控制方法两级DC/DC变换器输入电压范围较宽，抗负载扰动能力较强，具有一定的工程应用价值。
为解决本发明的技术问题，本发明提供了一种基于BUCK-LLC两级DC/DC变换器的三环定频控制方法。
本发明所涉及电路拓扑结构为两级结构，前级BUCK变换器包括直流输入电压Uin、开关管S1、开关管S2，电感L、输出电容Cin、BUCK变换器输出电压Uout；后级LLC变换器包括开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、谐振电感Lr、谐振电容Cr、高频变压器T、二极管DR1、二极管DR2、输出电容C0、输出负载电阻R0、LLC变换器输出电压U0；
开关管S1的集电极连接输入电压Uin的正极，开关管S2的集电极连接开关管S1的发射极，开关管S2的发射极连接直流输入电压Uin的负极，BUCK变换器的电感LBUCK一端连接开关管S1的发射极与开关管S2集电极的交点，另一端连接BUCK变换器的输出电容Cin的正极，BUCK变换器的输出电容Cin的负极连接输入电压Uin负极与开关管S2发射极的交点,BUCK变换器的输出电压为电容Cin两端电压Uout；
LLC变换器开关管Q1和开关管Q3首尾串联，即开关管Q1的集电极连接LLC变换器输入电容Cin的正极，开关管Q3的集电极连接开关管Q1的发射极，开关管Q3的发射极连接BUCK变换器的输出电容Cin的负极；LLC变换器开关管Q2和Q4首尾串联，即开关管Q2的集电极连接BUCK变换器的输出电容Cin的正极，开关管Q2的发射极连接开关管Q4的集电极，开关管Q4的发射极连接LLC变换器输入电容Cin的负极；开关管Q1发射极与开关管Q3集电极的交点引出作为A点，开关管Q2发射极与开关管Q4集电极的交点引出作为B点；LLC变换器的谐振电感Lr一端连接A点，另一端连接高频变压器T边的原边正极，高频变压器T的原边负极连接LLC变换器谐振电容Cr的一端，LLC变换器谐振电容Cr的另一端连接B点；高频变压器T副边带有中心抽头，中心抽头连接LLC输出电容C0的负极，高频变压器T副边正极连接二极管DR1的正极，高频变压器T副边负极连接二极管DR2的正极，二极管DR1的负极与二极管DR2的负极相连；二极管DR1负极与二极管DR2负极的交点连接LLC变换器输出电容C0的正极；负载电阻R0正极连接LLC变换器输出电容C0的正极，负载电阻R0负极接LLC变换器输出电容C0的负极；负载电阻两端的电压U0为LLC变换器的输出电压；
本发明控制方法中LLC谐振变换器的增益保持不变，通过三环控制调整BUCK变换器开关管的占空比来调节BUCK-LLC两级DC/DC变换器的输出电压，其中LLC输出电压环为最外环，BUCK变换器输出电压为中间环，BUCK变换器电感电流为内环；
本发明控制方法包括对LLC变换器输出电压U0、BUCK变换器输出电压Uout和BUCK变换器电感电流iL的采样，主要步骤如下：
步骤1，计算LLC变换器的谐振电感和谐振电容的谐振频率fr，其表达式如下：
其中，Lr为LLC变换器的谐振电感，Cr为LLC变换器的谐振电容；
步骤2，设定LLC变换器开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4的开关频率fs为步骤1得到的谐振频率fr，利用差分电路分别采集LLC变换器输出电压U0和BUCK变换器输出电压Uout，利用电流传感器采集BUCK变换器电感电流iL；
步骤3，将步骤2得到的LLC变换器的输出电压U0与给定的LLC变换器的输出电压参考值U0-ref相减得到电压调节误差errU0，将电压调节误差errU0经过PI调节器得到BUCK变换器输出电压Uout的参考信号Uout_ref，
errU0＝U0-U0_ref
Uout_ref＝Kpv0·errU0+Kiv0·∫errU0dt
其中Kpv0为LLC变换器输出电压误差PI调节器的比例系数，Kiv0为LLC变换器输出电压误差PI调节器的积分系数，t为积分时间；
步骤4，将步骤2得到的BUCK变换器的输出电压U0ut与步骤3得到的BUCK变换器输出电压的参考信号Uout_ref相减得到电压调节误差errU0ut，将电压调节误差errU0ut经过PI调节器得到BUCK变换器电感电流iL参考信号iL_ref，
errUout＝Uout-Uout_ref
iL_ref＝Kpvout·errUout+Kiv0ut·∫errUoutdt
其中Kpv0ut为BUCK变换器输出电压误差PI调节器的比例系数，Kiv0ut为BUCK变换器输出电压误差PI调节器的积分系数，t为积分时间；
步骤5，先将步骤4得到的BUCK变换器电感电流iL的参考信号iL-ref与步骤2采样得到的BUCK变换器电感电流iL进行相减得到电流调节误差errI，然后将电流调节误差errI经过PI调节器，对PI调节器输出信号限幅后得到BUCK变换器开关管驱动的调制波信号temp，
errI＝iL-iL_ref
temp＝Kpi·errI+Kii·∫errIdt
其中Kpi为电流误差PI调节器的比例系数，Kii为电流误差PI调节器的积分系数，t为积分时间；
步骤6，将步骤4得到的调制波信号temp与三角波载波进行比较，当调制波信号幅值大于三角载波幅值时输出高电平，当调制波信号幅值小于三角载波幅值时输出低电平，当调制波信号幅值等于三角载波幅值时输出电平保持不变，由此可以得到BUCK变换器开关管S1和开关管S2的驱动信号EPWM1和EPWM2。
优选地，步骤2中的LLC变换器的开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4为固定频率和占空比的开环控制。
优选地，步骤6中的BUCK变换器驱动信号EPWM1和EPWM2互补，即BUCK变换器开关管S1和开关管S2互补导通。
优选地，步骤6中三角载波的频率为BUCK变换器开关频率，三角载波幅值为BUCK变换器直流输入电压Uin。
本发明相对于现有技术的有益效果是：
1、三环定频控制方法相对于单环和两环控制方法，由于增加了控制变量的自由度，使得变换器输出电压响应速度更快，稳太性能更好。
2、LLC谐振变换器开关频率固定，磁芯元件设计较为容易。
3、LLC谐振变换器工作在谐振频率处，工作效率较高。
4、LLC在谐振频率处，其增益不受负载变化的影响，抗负载扰动能力更强。
5、BUCK-LLC两级DC/DC变换器允许输入电压范围更宽。
附图说明
图1是本发明的BUCK-LLC两级DC-DC变换器拓扑结构。
图2是本发明针对BUCK-LLC两级DC-DC变换器采用的三环控制框图。
图3是本发明BUCK-LLC两级DC/DC变换器三环定频控制的整体结构图
图4是本发明中LLC谐振变换器开关管Q1和Q2电压uds和ugs仿真波形。
图5是本发明中LLC谐振变换器开关管Q1和Q2电压uds和ugs放大后仿真波形。
图5是本发明中LLC谐振变换器谐振电容Cr两端的电压ucr的仿真波形。
图6是本发明中流过LLC变换器谐振电感Lr的电流ir和变压器励磁电感的电流im的仿真波形。
图7是本发明中当输入电压为120V时，BUCK变换器开关管S1和S2两端的驱动电压ugs仿真波形。
图8是本发明中当负载电阻在0.4s时突变为原来的50％时，变换器的输出电压仿真波形。
图9是本发明中当输入电压为120V时，变换器的输出电压的仿真波形。
图10是本发明中当输入电压为80V时，变换器的输出电压的仿真波形。
图11是本发明中当输入电压为160V时，变换器的输出电压的仿真波形。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步详细的描述。
图1为本发明的电路拓扑图，由该图可见，本发明所涉及电路拓扑结构为两级结构，前级BUCK变换器包括直流输入电压Uin、开关管S1、开关管S2，电感LBUCK、输出电容Cin、BUCK变换器输出电压Uout；后级LLC变换器包括开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、谐振电感Lr、谐振电容Cr、高频变压器T、二极管DR1、二极管DR2、输出电容C0、输出负载电阻R0、LLC变换器输出电压U0。
开关管S1的集电极连接输入电压Uin的正极，开关管S2的集电极连接开关管S1的发射极，开关管S2的发射极连接直流输入电压Uin的负极，BUCK变换器的电感LBUCK一端连接开关管S1的发射极与开关管S2集电极的交点，另一端连接BUCK变换器的输出电容Cin的正极，BUCK变换器的输出电容Cin的负极连接输入电压Uin负极与开关管S2发射极的交点,BUCK变换器的输出电压为电容Cin两端电压Uout。
LLC变换器开关管Q1和开关管Q3首尾串联，即开关管Q1的集电极连接LLC变换器输入电容Cin的正极，开关管Q3的集电极连接开关管Q1的发射极，开关管Q3的发射极连接BUCK变换器的输出电容Cin的负极；LLC变换器开关管Q2和Q4首尾串联，即开关管Q2的集电极连接BUCK变换器的输出电容Cin的正极，开关管Q2的发射极连接开关管Q4的集电极，开关管Q4的发射极连接LLC变换器输入电容Cin的负极；开关管Q1发射极与开关管Q3集电极的交点引出作为A点，开关管Q2发射极与开关管Q4集电极的交点引出作为B点；LLC变换器的谐振电感Lr一端连接A点，另一端连接高频变压器T边的原边正极，高频变压器T的原边负极连接LLC变换器谐振电容Cr的一端，LLC变换器谐振电容Cr的另一端连接B点；高频变压器T副边带有中心抽头，中心抽头连接LLC输出电容C0的负极，高频变压器T副边正极连接二极管DR1的正极，高频变压器T副边负极连接二极管DR2的正极，二极管DR1的负极与二极管DR2的负极相连；二极管DR1负极与二极管DR2负极的交点连接LLC变换器输出电容C0的正极；负载电阻R0正极连接LLC变换器输出电容C0的正极，负载电阻R0负极接LLC变换器输出电容C0的负极；负载电阻两端的电压U0为LLC变换器的输出电压。
本发明实施时的有关电气参数设置如下：BUCK变换器直流输入电压Vin为120V，BUCK变换器电感LBUCK为1.5mH，BUCK变换器开关频率20KHz。LLC变换器谐振电感Lr为22uH，LLC变换器谐振电容Cr为440nF，LLC变换器开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4开关频率为50KHz，占空比为50％，变压器变比为3:1:1。
图2是本发明针对BUCK-LLC两级DC-DC变换器采用的三环控制框图，由该图可见，本发明针对BUCK-LLC两级DC-DC变换器采用的三环控制方法相对于只控制LLC变换器输出电压和BUCK变换器电感电流的控制方法，增加了对BUCK变换器输出电压Uout的控制,，增加了控制变量的自由度，控制环由两环增加到三环使得变换器响应速度更快，稳态性能更好。
本发明控制方法中LLC谐振变换器的增益保持不变，通过三环定频控制调整BUCK变换器开关管的占空比来调节BUCK-LLC两级DC/DC变换器的输出电压，其中LLC输出电压环为最外环，BUCK变换器输出电压为中间环，BUCK变换器电感电流为内环。
本发明控制方法包括对LLC变换器输出电压U0、BUCK变换器输出电压Uout和BUCK变换器电感电流iL的采样，主要步骤如下：
步骤1，计算LLC变换器的谐振电感和谐振电容的谐振频率fr，其表达式如下：
其中，Lr为LLC变换器的谐振电感，Cr为LLC变换器的谐振电容。
步骤2，设定步骤2中的LLC变换器的开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4为固定频率和占空比的开环控制，LLC变换器开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4的开关频率fs为步骤1得到的谐振频率fr，利用差分电路分别采集LLC变换器输出电压U0和BUCK变换器输出电压Uout，利用电流传感器采集BUCK变换器电感电流iL。
步骤3，将步骤2得到的LLC变换器的输出电压U0与给定的LLC变换器的输出电压参考值U0-ref相减得到电压调节误差errU0，将电压调节误差errU0经过PI调节器得到BUCK变换器输出电压Uout的参考信号Uout_ref，
errU0＝U0-U0_ref
Uout_ref＝Kpv0·errU0+Kiv0·∫errU0dt
其中Kpv0为LLC变换器输出电压误差PI调节器的比例系数，本发明中取值为30，Kiv0为LLC变换器输出电压误差PI调节器的积分系数，本发明中取值为0.01，t为积分时间。
步骤4，将步骤2得到的BUCK变换器的输出电压U0ut与步骤3得到的BUCK变换器输出电压的参考信号Uout_ref相减得到电压调节误差errU0ut，将电压调节误差errU0ut经过PI调节器得到BUCK变换器电感电流iL参考信号iL_ref，
errUout＝Uout-Uout_ref
iL_ref＝Kpvout·errUout+Kiv0ut·∫errUoutdt
其中Kpv0ut为BUCK变换器输出电压误差PI调节器的比例系数，本发明中取值为47.17，Kiv0ut为BUCK变换器输出电压误差PI调节器的积分系数，本发明中取值为0.725652，t为积分时间。
步骤5，先将步骤4得到的BUCK变换器电感电流iL的参考信号iL-ref与步骤2采样得到的BUCK变换器电感电流iL进行相减得到电流调节误差errI，然后将电流调节误差errI经过PI调节器，对PI调节器输出信号限幅后得到BUCK变换器开关管驱动的调制波信号temp，
errI＝iL-iL_ref
temp＝Kpi·errI+Kii·∫errIdt
其中Kpi为电流误差PI调节器的比例系数，本发明中取值为20.674，Kii为电流误差PI调节器的积分系数，本发明中取值为0.226064。
步骤6，设定BUCK变换器驱动信号EPWM1和EPWM2互补，即BUCK变换器开关管S1和开关管S2互补导通。将步骤4得到的调制波信号temp与三角波载波进行比较，当调制波信号幅值大于三角载波幅值时输出高电平，当调制波信号幅值小于三角载波幅值时输出低电平，当调制波信号幅值等于三角载波幅值时输出电平保持不变，由此可以得到BUCK变换器开关管S1和开关管S2的驱动信号EPWM1和EPWM2。
在本实施例中，三角载波的频率为BUCK变换器开关频率，本实施例中为20KHz。三角载波的幅值为BUCK-LLC两级DC/DC变换器的输入电压，即BUCK变换器直流输入额定电压Vin，在本发明中为120V。
图3、图4为LLC变换器开关管Q1和开关管Q2电压uds和ugs仿真波形,从图中可以看出开关管的驱动电压ugs和开关管两端的电压uds没有交叉，实现了软开关的功能；图5为LLC变换器谐振电容Cr两端的电压波形，从图中可以看出谐振电容两端的电压为正弦波形；图6中流过LLC谐振变换器谐振电感和变压器励磁电感的电流波形，两电流波形交点处没有重合平台，说明LLC变换器工作于谐振电感和谐振电容两元件谐振频率处；图7中在120V输入电压条件下为了使得变换器的输出电压为20V，BUCK变换器开关管S1和S2的占空比为50％；图8为当LLC变换器的输出负载改变50％时，LLC变换器的输出电压仿真波形，从仿真图中可以看出，本发明提出的控制方法具有较强的抗负载扰动能力；图9、图10、图11分别是在输入电压为120V、80V和160V时两级DC/DC变换器的输出电压仿真波形，由仿真图中可以看出本发明提出的BUCK-LLC两级DC/DC变换器具有较宽的输入电压调节能力。

Claims (4)

1.一种基于BUCK-LLC两级DC/DC变换器的三环定频控制方法，其特征在于，本发明所涉及电路拓扑结构为两级结构，前级BUCK变换器包括直流输入电压Uin、开关管S1、开关管S2，电感L、输出电容Cin、BUCK变换器输出电压Uout；后级LLC变换器包括开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、谐振电感Lr、谐振电容Cr、高频变压器T、二极管DR1、二极管DR2、输出电容C0、输出负载电阻R0、LLC变换器输出电压U0；
开关管S1的集电极连接输入电压Uin的正极，开关管S2的集电极连接开关管S1的发射极，开关管S2的发射极连接直流输入电压Uin的负极，BUCK变换器的电感LBUCK一端连接开关管S1的发射极与开关管S2集电极的交点，另一端连接BUCK变换器的输出电容Cin的正极，BUCK变换器的输出电容Cin的负极连接输入电压Uin负极与开关管S2发射极的交点,BUCK变换器的输出电压为电容Cin两端电压Uout；
LLC变换器开关管Q1和开关管Q3首尾串联，即开关管Q1的集电极连接LLC变换器输入电容Cin的正极，开关管Q3的集电极连接开关管Q1的发射极，开关管Q3的发射极连接BUCK变换器的输出电容Cin的负极；LLC变换器开关管Q2和Q4首尾串联，即开关管Q2的集电极连接BUCK变换器的输出电容Cin的正极，开关管Q2的发射极连接开关管Q4的集电极，开关管Q4的发射极连接LLC变换器输入电容Cin的负极；开关管Q1发射极与开关管Q3集电极的交点引出作为A点，开关管Q2发射极与开关管Q4集电极的交点引出作为B点；LLC变换器的谐振电感Lr一端连接A点，另一端连接高频变压器T边的原边正极，高频变压器T的原边负极连接LLC变换器谐振电容Cr的一端，LLC变换器谐振电容Cr的另一端连接B点；高频变压器T副边带有中心抽头，中心抽头连接LLC输出电容C0的负极，高频变压器T副边正极连接二极管DR1的正极，高频变压器T副边负极连接二极管DR2的正极，二极管DR1的负极与二极管DR2的负极相连；二极管DR1负极与二极管DR2负极的交点连接LLC变换器输出电容C0的正极；负载电阻R0正极连接LLC变换器输出电容C0的正极，负载电阻R0负极接LLC变换器输出电容C0的负极；负载电阻两端的电压U0为LLC变换器的输出电压；
本发明控制方法中LLC谐振变换器的增益保持不变，通过三环控制调整BUCK变换器开关管的占空比来调节BUCK-LLC两级DC/DC变换器的输出电压，其中LLC输出电压环为最外环，BUCK变换器输出电压为中间环，BUCK变换器电感电流为内环；
本发明控制方法包括对LLC变换器输出电压U0、BUCK变换器输出电压Uout和BUCK变换器电感电流iL的采样，主要步骤如下：
步骤1，计算LLC变换器的谐振电感和谐振电容的谐振频率fr，其表达式如下：
f r = 1 2 π L r · C r
其中，Lr为LLC变换器的谐振电感，Cr为LLC变换器的谐振电容；
步骤2，设定LLC变换器开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4的开关频率fs为步骤1得到的谐振频率fr，利用差分电路分别采集LLC变换器输出电压U0和BUCK变换器输出电压Uout，利用电流传感器采集BUCK变换器电感电流iL；
步骤3，将步骤2得到的LLC变换器的输出电压U0与给定的LLC变换器的输出电压参考值U0-ref相减得到电压调节误差errU0，将电压调节误差errU0经过PI调节器得到BUCK变换器输出电压Uout的参考信号Uout_ref，
errU0＝U0-U0_ref
Uout_ref＝Kpv0·errU0+Kiv0·∫errU0dt
其中Kpv0为LLC变换器输出电压误差PI调节器的比例系数，Kiv0为LLC变换器输出电压误差PI调节器的积分系数，t为积分时间；
步骤4，将步骤2得到的BUCK变换器的输出电压U0ut与步骤3得到的BUCK变换器输出电压的参考信号Uout_ref相减得到电压调节误差errU0ut，将电压调节误差errU0ut经过PI调节器得到BUCK变换器电感电流iL参考信号iL_ref，
errUout＝Uout-Uout_ref
iL_ref＝Kpvout·errUout+Kiv0ut·∫errUoutdt
其中Kpv0ut为BUCK变换器输出电压误差PI调节器的比例系数，Kiv0ut为BUCK变换器输出电压误差PI调节器的积分系数，t为积分时间；
步骤5，先将步骤4得到的BUCK变换器电感电流iL的参考信号iL-ref与步骤2采样得到的BUCK变换器电感电流iL进行相减得到电流调节误差errI，然后将电流调节误差errI经过PI调节器，对PI调节器输出信号限幅后得到BUCK变换器开关管驱动的调制波信号temp，
errI＝iL-iL_ref
temp＝Kpi·errI+Kii·∫errIdt
其中Kpi为电流误差PI调节器的比例系数，Kii为电流误差PI调节器的积分系数，t为积分时间；
步骤6，将步骤4得到的调制波信号temp与三角波载波进行比较，当调制波信号幅值大于三角载波幅值时输出高电平，当调制波信号幅值小于三角载波幅值时输出低电平，当调制波信号幅值等于三角载波幅值时输出电平保持不变，由此可以得到BUCK变换器开关管S1和开关管S2的驱动信号EPWM1和EPWM2。
2.根据权利要求1所述的一种基于BUCK-LLC两级DC/DC变换器的三环定频控制方法，其特征在于，步骤2中的LLC变换器的开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4为固定频率和占空比的开环控制。
3.根据权利要求1所述的一种基于BUCK-LLC两级DC/DC变换器的三环定频控制方法，其特征在于，步骤6中的BUCK变换器驱动信号EPWM1和EPWM2互补，即BUCK变换器开关管S1和开关管S2互补导通。
4.根据权利要求1所述的一种基于BUCK-LLC两级DC/DC变换器的三环定频控制方法，其特征在于，步骤6中三角载波的频率为BUCK变换器开关频率，三角载波幅值为BUCK变换器直流输入电压Uin。
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