CN110086348B - 一种定频谐振式直流变换装置及其控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种定频谐振式直流变换装置及其控制方法，属于电力电子和电力自动化设备，解决现有谐振式直流变换系统轻载效率低和控制复杂问题。本发明所述定频谐振式直流变换装置包括功率变换电路、谐振电路、高频变压器、整流电路、滤波电路、采样调理电路、控制器以及驱动电路；本发明所述控制方法通过控制谐振式直流变换器工作模式的组合方式与工作时间，实现在固定频率下对谐振式直流变换器输出能量的调节。与传统谐振式直流变换系统相比，本发明具有高效率、控制设计简单和频率固定等特点，实现了谐振式直流变换器全负载变化范围的高效运行。
Description
技术领域
本发明属于电力电子和电力自动化设备，涉及一种定频谐振式直流变换装置及其控制方法。
背景技术
谐振变换器是各种直流变换器中较为流行的拓扑结构，具有软开关特性和磁集成特性等优势。目前，谐振变换器主要有变频控制和定频控制两种控制方法。
在传统的定频控制方法中，通过控制超前桥臂和滞后桥之间的移相，从而调节输入电压以获得所需电压；该方法有三个主要缺点：(1)有较大环路电流；(2)高反向恢复电压；(3)在轻载工作状态下失去软开关特性。为解决上述问题，部分研究者利用同步整流开关实现原、副边相移以提高电压调节能力，但是当输入电压和输出电压不匹配时会出现较大无功电流。在宽工作范围的要求下，传统固定频率控制方法效率较低且调节性能较差，使其难以应用。
在变频控制方法中，通过控制开关频率以改变谐振腔阻抗从而达到所需电压，该方法已广泛应用于谐振变换器中；但该控制方法使得变换器具有非线性特性，控制性能较差。为解决该问题，部分研究者采用多环反馈控制方法，通过构建的谐振电流或电压内环来改善小信号特性，部分研究者设计状态观测器以减小变换器非线性的影响。但是，上述线性控制方法难以用于优化非线性系统的性能。部分研究者采用滑模控制、bang-bang控制、鲁棒控制、自适应模糊控制等非线性控制方法控制谐振变换器获取良好性能，但其计算复杂难以在实际中应用。
因此，急需一种建模简单、控制便捷，具有较宽工作范围且有较好的动态响应性能以及稳定性的谐振变换器控制方法。
发明内容
为了克服上述现有技术的不足，本发明提供了一种定频谐振变换器装置及控制方法，以解决现有谐振变换器效率低、控制复杂、调节范围窄等问题，与现有技术相比，本发明综合具有了传统定频控制与变频控制的优点，即提高了谐振变换器的效率，又使得谐振变换器具有线性特性，实现了简单有效的控制。
根据本发明的其中一方面，本发明解决其技术问题，采用的定频谐振式直流变换装置，包括：功率变换电路、谐振电路、高频变压器、整流电路、滤波电路、采样调理电路、控制器以及驱动电路；
功率变换电路采用全桥电压型变换器或半桥电压型变换器，用于根据驱动电路输出的驱动信号将输入电源的直流电压变换成周期性变化的正负半周期对称的方波电压；当功率变换器为全桥型电压型变换器时，驱动电路生成的第一至第四路驱动信号送至功率变换电路的第一至第四路驱动信号接口；当功率变换器为半桥型电压型变换器时，驱动电路生成的第一和第二路驱动信号送至功率变换电路的第一和第二路驱动信号接口；功率变换电路的输入端用于与输入电源相连，功率变换电路的输出端与谐振电路输入端相连，功率变换电路的驱动信号接口与驱动电路相连；
谐振电路用于在方波电压的激励下产生的高频谐振电流，谐振电路的输入端与功率变换电路的输出端相连，谐振电路的输出端与高频变压器的输入端相连；
高频变压器用于放大或缩小高频谐振电压和电流；高频变压器输入端与谐振电路输出端相连，高频变压器输出端与整流电路输入端相连；
整流电路用于将高频谐振电流变换为直流电流，整流电路输入端与高频变压器输出端相连，整流电路输出端与滤波电路输入端相连；
滤波电路用于滤除整流电路输出的电流中的高频分量，为负载提供平稳的直流能量，滤波电路的输入端与整流电路的输出端相连，滤波电路的输出端用于与负载相连，滤波电路的反馈端与采样调理电路的输入端相连；
采样调理电路用于对滤波电路进行采样，并进行调理以处理成控制器适合处理的信号，采样调理电路的输出端连接至控制器的输入端，控制器的输出端连接至驱动电路的输入端，控制器用于控制驱动电路产生所述驱动信号，驱动电路的输出端与功率变换电路的驱动信号接口相连。
进一步地，在本发明的定频谐振式直流变换装置中，所述谐振电路采用包含电感和电容的谐振电路，包括：串联谐振电路、并联谐振电路、串并联型谐振电路、LLC型谐振电路、CLC型谐振电路以及LCL型谐振电路。
进一步地，在本发明的定频谐振式直流变换装置中，所述高频变压器包括：高频隔离变压器、高频自耦变压器以及带中心抽头高频变压器。
进一步地，在本发明的定频谐振式直流变换装置中，所述整流电路包括全桥整流电路、半桥整流电路以及倍流整流电路。
进一步地，在本发明的定频谐振式直流变换装置中，所述滤波电路包括：LC型滤波电路、CL型滤波电路以及LCL型滤波电路。
进一步地，在本发明的定频谐振式直流变换装置中，所述全桥型电压型变换器包含四个相同的NMOS开关管S1～S4，各个NMOS开关管S1-S4的D极和S极之间分别连接一组并联的二极管和缓冲电容，其中二极管的阳极连接对应NMOS开关管的S极，阴极连接对应NMOS开关管的D极，NMOS开关管S1的S极与NMOS开关管S2的D极相连后用于连接在输入电源的两输出端之间，NMOS开关管S3的S极与NMOS开关管S4的D极相连后用于连接在输入电源的两输出端之间；其中，NMOS开关管S1与S3的D极用于连接输入电源的正极，NMOS开关管S2与S4的S极用于连接输入电源的负极。
进一步地，在本发明的定频谐振式直流变换装置中，所述谐振电路采用包含电感和电容的LLC型谐振电路，LLC型谐振电路包含谐振电容Cr、谐振电感Lr以及励磁电感Lm，谐振电容Cr的一端连接NMOS开关管S1的S极，另一端依次串联谐振电感Lr与励磁电感Lm后连接NMOS开关管S3的S极，励磁电感Lm的两端作为LLC型谐振电路的电性输出端。
进一步地，在本发明的定频谐振式直流变换装置中，高频变压器为带中心抽头高频变压器，变比为10:1:1，整流电路包括二极管D1和D2，二极管D1和D2的阴极并联后与滤波电路端相连后引出一个输出端，二极管D1的阳极与带中心抽头高频变压器的副边线圈的一端相连，二极管D2的阳极与带中心抽头高频变压器的副边线圈的另一端端相连，带中心抽头高频变压器的副边线圈的中间部分引出另一输出端。
进一步地，在本发明的定频谐振式直流变换装置中，滤波电路为直流滤波电容。
根据本发明的另一方面，本发明为解决其技术问题，还提供了一种定频谐振式直流变换装置的控制方法，用于上述的定频谐振式直流变换装置，包含如下步骤：
(1)采集滤波电路输出的电压初始值vso和采集滤波电路收到的整流电路输出的电流初始值isrec，并进行调理获取输出电压值vo和整流电流值irec；
(2)根据公式if＝Kpvev+Kiv×(∫evdt+Cv)获得电流指令值if，并通过以下方式限制所述电流指令值if输出值：若if≤0，则将if赋值0；若if≥imax，则将if赋值imax，积分常数Cv赋值0；若0<if<imax，则if不变；
其中，ev为电压误差，ev＝vo *－vo；Kpv和Kiv分别为输出电压比例系数和输出电压积分系数，t为时间，Cv为积分常数，当前拍计算下的Cv值为上一拍计算的积分(∫evdt+Cv)值，第一次计算时Cv＝0；vo *为输出电压设定值，vo为输出电压值，imax为设定的输出电流最大值；
(3)根据公式uf＝Kpiei+Kii×(∫eidt+Ci)获得调制指令值uf，并通过以下方式限制所述调制指令值uf输出值：若uf≤0，则将uf赋值0；若uf≥1，则将uf赋值1，积分常数Ci＝0；若0<uf<1，则uf不变；
其中，ei为电流误差，ei＝if－irec；Kpi和Kii分别为输出电流比例系数和输出电流积分系数，t为时间，Ci为积分常数，当前拍计算下的Ci值为上一拍计算的积分(∫eidt+Ci)值，第一次计算时Ci＝0；if为步骤(2)计算获取的电流指令值；
(4)若uf＝1，且vo *>vo，则将i更新为i-1，转步骤(5)；否则转步骤(6)；
(5)若i＝0，则将i赋值1，转步骤(8)；否则，转步骤(8)；
(6)若uf＝0，且vo *<vo，则将i赋值为i+1，转步骤(7)，否则转步骤(7)；
(7)若i＝n+1，则将i赋值n，转步骤(8)；否则转步骤(8)；
(8)若i＝n，则将fH赋值为0，转步骤(9)；否则，将fH赋值为fi+1，转步骤(9)；
(9)将fL赋值为fi，转步骤(10)；
其中，i为计数值，初始值设置为n，fi为设定的备选开关频率，其取值范围为{f1,f2,f3,…,fn}，且fn>fn-1>…>f2>f1；
(10)根据调制指令uf和频率信息fH，fL生成方波驱动信号：在uf*T时间段内，生成开关频率为fL，占空比为0.5的方波信号；在(1-uf)*T时间段内，若fH＝0则生成低电平信号，若fH≠0，则生成开关频率为fH，占空比为0.5的方波信号；
其中，T为控制周期，且T>5/f1。
进一步地，在本发明的控制方法中，所述电压比例系数Kpv和电压积分系数Kiv的确定过程为：
(1)将Kiv初始值取为0；
(2)先调试Kpv，查看此时定频谐振式直流变换装置的输出电压波形是否振荡，是则降低Kpv直至波形振荡消除，转过程(3)；否则，则转过程(2)同时增加Kpv；
(3)固定Kpv值，调试Kiv，查看此时输出电压波形是否波动，是则降低Kiv直至波形振荡消除；否则，则转过程(3)同时增加Kiv；
(4)将Kpv和Kiv的最终值作为电压比例系数Kpv和电压积分系数Kiv的最终值。
进一步地，在本发明的控制方法中，所述电流比例系数Kpi和电流积分系数Kii的确定过程为：
(1)将Kii初始值取为0；
(2)先调试Kpi，查看此时定频谐振式直流变换装置的输出电流波形是否振荡，是则降低Kpi直至波形振荡消除，转过程(3)；否则，则转过程(2)同时增加Kpi；
(3)固定Kpi值，调试Kii，查看此时输出电压波形是否波动，是则降低Kii直至波形振荡消除；否则，则转过程(3)同时增加Kii；
(4)将Kpv和Kiv的最终值作为电压比例系数Kpv和电压积分系数Kiv的最终值。
本发明可解决现有谐振变换器效率低、控制复杂、调节范围窄等问题，与现有技术相比，本发明综合具有了传统定频控制与变频控制的优点，即提高了谐振变换器的效率，又使得谐振变换器具有线性特性，实现了简单有效的控制。
附图说明
下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：
图1是本发明的定频谐振式直流变换装置的原理图；
图2是本发明的定频谐振式直流变换装置一实施例的电路图；
图3是本发明的功率变换电路中开关管驱动信号示意图；
图4是采样调理电路的原理图；
图5是驱动电路的原理图。
具体实施方式
为了对本发明的技术特征、目的和效果有更加清楚的理解，现对照附图详细说明本发明的具体实施方式。
参考图1-2，图1-2示出了本发明定频谐振式直流变换装置的原理图以及一实施例的电路图，为了便于说明，仅示出了与本发明实施例相关的部分，详述如下。本实施例的定频谐振式直流变换装置包括：功率变换电路(2)、谐振电路(3)、高频变压器(4)、整流电路(5)、滤波电路(6)和采样调理电路(8)、控制器(9)以及驱动电路(10)；
功率变换电路(2)采用全桥电压型变换器，用于根据驱动电路(10)输出的驱动信号将输入电源(1)的直流电压变换成周期性变化的正负半周期对称的方波电压，输入电压80V—120V；驱动电路(10)生成的第一至第四路驱动信号送至功率变换电路(2)的第一至第四路驱动信号接口；功率变换电路(2)的输入端与输入电源(1)相连，功率变换电路(2)的输出端与谐振电路(3)输入端相连，功率变换电路(2)的驱动信号接口与驱动电路(10)相连；
谐振电路(3)用于在方波电压的激励下产生近似正弦的高频谐振电流，采用包含电感和电容的LLC型谐振电路，谐振电感Lr＝86uH，谐振电容Cr＝23.5nF，励磁电感Lm＝266.5uH；所述谐振电路(3)的输入端与功率变换电路(2)的输出端相连，谐振电路(3)的输出端与高频变压器(4)的输入端相连；
高频变压器(4)用于放大或缩小高频谐振电压和电流，采用带中心抽头高频变压器，变压器变比为10:1:1；高频变压器(4)输入端与谐振电路(3)输出端相连，高频变压器(4)输出端与整流电路(5)输入端相连；
整流电路(5)用于将高频谐振电流变换为直流电流，采用全波整流电路；整流电路(5)输入端与高频变压器(4)输出端相连，整流电路输出端与滤波电路输入端相连；
滤波电路(6)用于滤除整流电路(4)输出的电流中的高频分量，为负载(7)提供平稳的直流能量，采用单电容C型滤波电路，滤波电容C＝3.96mF；滤波电路(6)的输入端与整流电路(4)的输出端相连，滤波电路(6)的输出端与负载(7)相连，滤波电路(6)的反馈端与控制电路(8)的输入端相连；
采样调理电路(8)用于对滤波电路(6)进行采样，并进行调理以处理成控制器(9)适合处理的信号，采样调理电路(8)的输出端连接至控制器(10)的输入端，控制器(10)的输出端连接至驱动电路(10)的输入端，控制器(10)用于控制驱动电路(10)产生所述驱动信号，驱动电路(10)的输出端与功率变换电路(2)的驱动信号接口相连。采样调理电路(8)用于采集滤波电路(6)的原始输入整流电流isrec和原始输出电压vso，并对其进行调理获取整流电流irec和输出电压vo；驱动电路(10)用于在控制器(9)的控制下生成所述功率变换电路(2)的功率管开关的控制信号。
在本发明实例中，功率变换电路2包含四个相同的NMOS开关管S1～S4，各个NMOS开关管S1-S4的D极和S极之间分别连接一组并联的二极管和缓冲电容，其中二极管的阳极连接对应NMOS开关管的S极，阴极连接对应NMOS开关管的D极，NMOS开关管S1的S极与NMOS开关管S2的D极相连后用于连接在输入电源(1)的两输出端之间，NMOS开关管S3的S极与NMOS开关管S4的D极相连后用于连接在输入电源(1)的两输出端之间；其中，NMOS开关管S1与S3的D极用于连接输入电源(1)的正极，NMOS开关管S2与S4的S极用于连接输入电源(1)的负极。在本发明的另一实施例中，NMOS开关管可还采用PMos、SiC、GaAs等具有较高开关频率的半导体功率器件代替。
在本发明实施例中，谐振电路3包括谐振电感Lr、谐振电容Cr及高频隔离变压器Tr。谐振电感Lr的一端与第一开关管S1和第二开关管S2的连接端相连，谐振电容Cr的一端与谐振电感Lr的另一端相连，谐振电容Cr的另一端与高频隔离变压器Tr的原边线圈的一端相连，原边线圈的另一端连接至第三开关管S3和第四开关管S4的连接端。在功率变换电路输出方波电压的激励下，谐振电路的谐振电感Lr、谐振电容Cr与高频隔离变压器原边的等效励磁电感产生近似正弦的高频谐振电流，通过高频隔离变压器原边传输到其副边。
在本发明实施例中，整流电路(5)包括二极管D1和D2，二极管D1和D2的阴极并联后与滤波电路端相连后引出一个输出端，二极管D1的阳极与带中心抽头高频变压器的副边线圈的一端相连，二极管D2的阳极与带中心抽头高频变压器的副边线圈的另一端端相连，带中心抽头高频变压器的副边线圈的中间部分引出另一输出端。整流电路将高频隔离变压器副边的高频谐振电流转换成直流电流。
在本发明实施例中，滤波电路6由直流滤波电容C2构成。滤波电容C2端与输出整流二极管D1、D2的阴极相连，其另一端与整流滤波电容C2的另一端相连。滤波电容C2的另一端与高频隔离变压器Tr副边的中心抽头端相连。滤波电路通过抑制整流电路输出直流电流的波动，为负载提供平稳的直流电源。
参考图4、图5，在本发明实施例中，采样调理电路(8)的输出端接入控制器9的信号输入端，采样调理电路(8)的输入端分别连接至图2所示电路中滤波电路(6)中电容的正极与负极，驱动电路(10)的典型控制信号端连接控制器(8)的信号输出端，驱动信号连接至功率变换电路(2)中开关管的门极G与源极S，控制器(9)可采用STM32芯片。
在本发明实例中，一种定频谐振变换装置的控制方法，其具体包含如下步骤：
(1)采集滤波电路(6)输出的电压初始值vso和采集滤波电路(6)收到的整流电路(5)输出的电流初始值isrec，并进行调理获取输出电压值vo和整流电流值irec；
(2)根据公式if＝Kpvev+Kiv×(∫evdt+Cv)获得电流指令值if，并通过以下方式限制所述电流指令值if输出值：若if≤0，则将if赋值0；若if≥imax，则将if赋值imax，积分常数Cv赋值0；若0<if<imax，则if不变；
其中，ev为电压误差，ev＝vo *－vo；Kpv和Kiv分别为输出电压比例系数和输出电压积分系数，分别取值为10和100，t为时间，Cv为积分常数，当前拍计算下的Cv值为上一拍计算的积分(∫evdt+Cv)值，第一次计算时Cv＝0；vo *为输出电压设定值，vo为输出电压值，imax为设定的输出电流最大值；
(3)根据公式uf＝Kpiei+Kii×(∫eidt+Ci)获得调制指令值uf，并通过以下方式限制所述调制指令值uf输出值：若uf≤0，则将uf赋值0；若uf≥1，则将uf赋值1，积分常数Ci＝0；若0<uf<1，则uf不变；
其中，ei为电流误差，ei＝if－irec；Kpi和Kii分别为输出电流比例系数和输出电流积分系数，分别取值为1和10，t为时间，Ci为积分常数，当前拍计算下的Ci值为上一拍计算的积分(∫eidt+Ci)值，第一次计算时Ci＝0；if为步骤(2)计算获取的电流指令值；
(4)若uf＝1，且vo *>vo，则将i更新为i-1，转步骤(5)；否则转步骤(6)；
(5)若i＝0，则将i赋值1，转步骤(8)；否则，转步骤(8)；
(6)若uf＝0，且vo *<vo，则将i赋值为i+1，转步骤(7)，否则转步骤(7)；
(7)若i＝4，则将i赋值3，转步骤(8)；否则转步骤(8)；
(8)若i＝3，则将fH赋值为0，转步骤(9)；否则，将fH赋值为fi+1，转步骤(9)；
(9)将fL赋值为fi，转步骤(10)；
其中，i为计数值，初始值设置为3，fi为设定的备选开关频率，其取值范围为{f1,f2,f3}，且f1＝80kHz，f2＝110kHz，f3＝150kHz；
(10)根据调制指令uf和频率信息fH，fL生成方波驱动信号：在uf*T时间段内，生成开关频率为fL，占空比为0.5的方波信号；在(1-uf)*T时间段内，若fH＝0则生成低电平信号，若fH≠0，则生成开关频率为fH，占空比为0.5的方波信号；
其中，T为控制周期，取值为100微秒，且T>5/f1；
(11)将生成的驱动信号送入驱动电路(10)，生产功率放大电路(2)所需的驱动功率信号，如图3所示。在本实施例中，驱动信号给到驱动电路(10)中的NMOS开关管的G极，以任意一个NMOS开关管的驱动信号为基准，NMOS开关管S1与NMOS开关管S3的信号相同，NMOS开关管S2与NMOS开关管S4的信号相同，NMOS开关管S1与NMOS开关管S3的信号相反。半桥电压型变换器和全桥电压变换器的开关管之间的关系均属于本领域人员的公知常识，这里不再赘述。
在本发明的其中一实施例中，电压比例系数Kpv和电压积分系数Kiv的确定过程为：
(1)将Kpv初始值取为10，Kiv初始值取为0；
(2)先调试Kpv，查看此时定频谐振式直流变换装置的输出电压波形是否振荡，是则降低Kpv直至波形振荡消除，转过程(3)；否则，则转过程(2)同时增加Kpv；
(3)固定Kpv值，将Kiv取为10，调试Kiv，查看此时输出电压波形是否波动，是则降低Kiv直至波形振荡消除；否则，则转过程(3)同时增加Kiv；
(4)将Kpv和Kiv的最终值作为电压比例系数Kpv和电压积分系数Kiv的最终值。
在本发明的另一实施例中，电流比例系数Kpi和电流积分系数Kii的确定过程为：
(1)将Kpi初始值取为10，Kii初始值取为0；
(2)先调试Kpi，查看此时定频谐振式直流变换装置的输出电流波形是否振荡，是则降低Kpi直至波形振荡消除，转过程(3)；否则，则转过程(2)同时增加Kpi；
(3)固定Kpi值，将Kii取为10，调试Kii，查看此时输出电压波形是否波动，是则降低Kii直至波形振荡消除；否则，则转过程(3)同时增加Kii；
(4)将Kpv和Kiv的最终值作为电压比例系数Kpv和电压积分系数Kiv的最终值。
上面结合附图对本发明的实施例进行了描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，还可做出很多形式，这些均属于本发明的保护之内。
Claims (3)
1.一种定频谐振式直流变换装置的控制方法，用于定频谐振式直流变换装置，其特征在于，所述定频谐振式直流变换装置，包括：功率变换电路(2)、谐振电路(3)、高频变压器(4)、整流电路(5)、滤波电路(6)、采样调理电路(8)、控制器(9)以及驱动电路(10)；
功率变换电路(2)采用全桥电压型变换器或半桥电压型变换器，用于根据驱动电路(10)输出的驱动信号将输入电源(1)的直流电压变换成周期性变化的正负半周期对称的方波电压；当功率变换器(2)为全桥型电压型变换器时，驱动电路(10)生成的第一至第四路驱动信号送至功率变换电路(2)的第一至第四路驱动信号接口；当功率变换器(2)为半桥型电压型变换器时，驱动电路(10)生成的第一和第二路驱动信号送至功率变换电路(2)的第一和第二路驱动信号接口；功率变换电路(2)的输入端用于与输入电源(1)相连，功率变换电路(2)的输出端与谐振电路(3)输入端相连，功率变换电路(2)的驱动信号接口与驱动电路(10)相连；
谐振电路(3)用于在方波电压的激励下产生的高频谐振电流，谐振电路(3)的输入端与功率变换电路(2)的输出端相连，谐振电路(3)的输出端与高频变压器(4)的输入端相连；
高频变压器(4)用于放大或缩小高频谐振电压和电流；高频变压器(4)输入端与谐振电路(3)输出端相连，高频变压器(4)输出端与整流电路(5)输入端相连；
整流电路(5)用于将高频谐振电流变换为直流电流，整流电路(5)输入端与高频变压器(4)输出端相连，整流电路(5)输出端与滤波电路(6)输入端相连；
滤波电路(6)用于滤除整流电路(4)输出的电流中的高频分量，为负载(7)提供平稳的直流能量，滤波电路(6)的输入端与整流电路(4)的输出端相连，滤波电路(6)的输出端用于与负载(7)相连，滤波电路(6)的反馈端与采样调理电路(8)的输入端相连；
采样调理电路(8)用于对滤波电路(6)进行采样，并进行调理以处理成控制器(9)适合处理的信号，采样调理电路(8)的输出端连接至控制器(10)的输入端，控制器(10)的输出端连接至驱动电路(10)的输入端，控制器(10)用于控制驱动电路(10)产生所述驱动信号，驱动电路(10)的输出端与功率变换电路(2)的驱动信号接口相连；
包含如下步骤：
(1)采集滤波电路(6)输出的电压初始值vso和采集滤波电路(6)收到的整流电路(5)输出的电流初始值isrec，并进行调理获取输出电压值vo和整流电流值irec；
(2)根据公式if＝Kpvev+Kiv×(∫evdt+Cv)获得电流指令值if，并通过以下方式限制所述电流指令值if输出值：若if≤0，则将if赋值0；若if≥imax，则将if赋值imax，积分常数Cv赋值0；若0<if<imax，则if不变；
其中，ev为电压误差，ev＝vo *－vo；Kpv和Kiv分别为输出电压比例系数和输出电压积分系数，t为时间，Cv为积分常数，当前拍计算下的Cv值为上一拍计算的积分(∫evdt+Cv)值，第一次计算时Cv＝0；vo *为输出电压设定值，vo为输出电压值，imax为设定的输出电流最大值；
(3)根据公式uf＝Kpiei+Kii×(∫eidt+Ci)获得调制指令值uf，并通过以下方式限制所述调制指令值uf输出值：若uf≤0，则将uf赋值0；若uf≥1，则将uf赋值1，积分常数Ci＝0；若0<uf<1，则uf不变；
其中，ei为电流误差，ei＝if－irec；Kpi和Kii分别为输出电流比例系数和输出电流积分系数，t为时间，Ci为积分常数，当前拍计算下的Ci值为上一拍计算的积分(∫eidt+Ci)值，第一次计算时Ci＝0；if为步骤(2)计算获取的电流指令值；
(4)若uf＝1，且vo *>vo，则将i更新为i-1，转步骤(5)；否则转步骤(6)；
(5)若i＝0，则将i赋值1，转步骤(8)；否则，转步骤(8)；
(6)若uf＝0，且vo *<vo，则将i赋值为i+1，转步骤(7)，否则转步骤(7)；
(7)若i＝n+1，则将i赋值n，转步骤(8)；否则转步骤(8)；
(8)若i＝n，则将fH赋值为0，转步骤(9)；否则，将fH赋值为fi+1，转步骤(9)；
(9)将fL赋值为fi，转步骤(10)；
其中，i为计数值，初始值设置为n，fi为设定的备选开关频率，其取值范围为{f1,f2,f3,…,fn}，且fn>fn-1>…>f2>f1；
(10)根据调制指令uf和频率信息fH，fL生成方波驱动信号：在uf*T时间段内，生成开关频率为fL，占空比为0.5的方波信号；在(1-uf)*T时间段内，若fH＝0则生成低电平信号，若fH≠0，则生成开关频率为fH，占空比为0.5的方波信号；
其中，T为控制周期，且T>5/f1。
2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述电压比例系数Kpv和电压积分系数Kiv的确定过程为：
(1)将Kiv初始值取为0；
(2)先调试Kpv，查看定频谐振式直流变换装置此时输出电压波形是否振荡，是则降低Kpv直至波形振荡消除，转过程(3)；否则，则转过程(2)同时增加Kpv；
(3)固定Kpv值，调试Kiv，查看此时输出电压波形是否波动，是则降低Kiv直至波形振荡消除；否则，则转过程(3)同时增加Kiv；
(4)将Kpv和Kiv的最终值作为电压比例系数Kpv和电压积分系数Kiv的最终值。
3.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述电流比例系数Kpi和电流积分系数Kii的确定过程为：
(1)将Kii初始值取为0；
(2)先调试Kpi，查看定频谐振式直流变换装置的此时输出电流波形是否振荡，是则降低Kpi直至波形振荡消除，转过程(3)；否则，则转过程(2)同时增加Kpi；
(3)固定Kpi值，调试Kii，查看此时输出电压波形是否波动，是则降低Kii直至波形振荡消除；否则，则转过程(3)同时增加Kii；
(4)将Kpv和Kiv的最终值作为电压比例系数Kpv和电压积分系数Kiv的最终值。
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