CN107733234B - 一种适用于谐振网络半同步整流器的不对称控制电路及其控制方法 - Google Patents

一种适用于谐振网络半同步整流器的不对称控制电路及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种适用于谐振网络半同步整流器的不对称控制电路及其控制方法，本发明中直流电源连接到逆变器输入端，逆变器输出端连接到电感电容谐振网络输入端，电感电容谐振网络输出端连接半同步整流器输入端，同步信号采样电路采样得到电感电容谐振网络输出的高频电流信号，同步信号处理电路将高频电流信号转化为高频电压信号且同步信号处理电路对高频电压信号进行滤波、放大后发送给DSP/MCU，DSP/MCU将PWM信号传送给整流器驱动，整流器驱动连接到半同步整流器，半同步整流器接收到驱动信号后开启开关管进行整流，半同步整流器输出端连接输出滤波电路输入端，输出滤波电路输出端连接电池。本发明具有控制简单，成本低、高效率的优点。

Description

一种适用于谐振网络半同步整流器的不对称控制电路及其控 制方法
技术领域
本发明涉及一种适用于谐振网络半同步整流器的不对称控制电路及其控制方法，属于谐振网络控制技术领域。
背景技术
随着谐振变换器在电力电子电路中的应用越来越广泛，尤其以其谐振元件谐振使得电压或者电流周期性的过零，为开关器件实现零电压开关或者零电流开关准备了条件。随着电力电子变换器趋向于高频化、模块化、小型化等特点，效率在变换器中就显得尤为重要。像DC-DC变换器，其主要的组成部分包括直流电源、逆变器、谐振网络、整流滤波网络和负载。在开关高频损耗上，随着谐振网络的使用减小了开关损耗，提高了效率，但是在变换器的整流网络仍然使用二极管桥式整流，只要在追求更高效率时才会使用同步整流，使用MOS管代替二极管。目前使用二极管具有效率低等缺点，而使用同步整流具有控制复杂、成本高等缺点。
发明内容
本发明提供了一种适用于谐振网络半同步整流器的不对称控制电路及其控制方法，以用于在含有谐振网络的变换器中，可以为变换器提高效率的同时还意味着低成本和易控制。
本发明的技术方案是：一种适用于谐振网络半同步整流器的不对称控制电路，包括直流电源、逆变器、电感电容谐振网络、同步信号采样电路、同步信号处理电路、整流器驱动、DSP/MCU、半同步整流器、输出滤波电路和电池；
所述直流电源连接到逆变器输入端，逆变器输出端连接到电感电容谐振网络输入端，电感电容谐振网络输出端连接半同步整流器输入端，同步信号采样电路采样得到电感电容谐振网络输出的高频电流信号，同步信号处理电路将高频电流信号转化为高频电压信号且同步信号处理电路对高频电压信号进行滤波、放大后发送给DSP/MCU，DSP/MCU将PWM信号传送给整流器驱动，整流器驱动连接到半同步整流器，半同步整流器接收到驱动信号后开启开关管进行整流，半同步整流器输出端连接输出滤波电路输入端，输出滤波电路输出端连接电池。
所述逆变器为半桥逆变器或者为全桥逆变器；逆变器由逆变器驱动开启或关闭，而逆变器驱动的PWM信号由MCU/DSP给定。
所述电感电容谐振网络为串联谐振变换器、并联谐振变换器、LLC谐振变换器或LCC谐振变换器。
所述同步信号采样电路为通过电感电容谐振网络输出端的电感耦合线圈L c构成的高频电流互感器。
所述半同步整流器为在二极管桥式整流拓扑的基础上将下管二极管换为MOS管，由二极管D 1和D 2，以及MOS管S 1和S 2构成，MOS管S 1和S 2的栅极连接整流器驱动。
一种适用于谐振网络半同步整流器的不对称控制电路的控制方法，控制方法如下：
当逆变器启动时，将半同步整流器中MOS管S 1和S 2的驱动信号G5和G6占空比设置为100%，实现软启动；接着逐渐降低驱动信号G5占空比，使其逐渐减为50%，此时输出电流逐渐增大，在驱动信号G5的占空比降为50%时，再降低驱动信号G6的占空比，也使其逐渐降低到50%，实现不对称控制。
在驱动信号G5和驱动信号G6的占空比均降为50%时，实现最大输出功率。
本发明的有益效果是：半同步整流只有下管采用MOS管代替二极管，具有控制简单，成本低等优点，而采用不对称控制能够实现软开关，软开关在谐振网络的作用下不会丢失，具有高效率的优点。
附图说明
图1是本发明原理示意图；
图2是本发明具体实施例双边LCC谐振网络半同步整流电路原理示意图；
图3是半同步整流软启动——状态0（占空比都为100%）波形图；
图4是半同步整流不对称控制状态1（占空比分别为100%和70%）波形图；
图5是半同步整流不对称控制状态2（占空比分别为100%和50%）波形图；
图6是半同步整流不对称控制状态3（占空比分别为70%和50%）波形图；
图7是半同步整流不对称控制状态4（占空比分别为50%和50%）波形图；
图8是不对称控制的控制流程图。
具体实施方式
实施例1：如图1-7所示，一种适用于谐振网络半同步整流器的不对称控制电路，包括直流电源、逆变器、电感电容谐振网络、同步信号采样电路、同步信号处理电路、整流器驱动、DSP/MCU、半同步整流器、输出滤波电路和电池；
所述直流电源连接到逆变器输入端，逆变器输出端连接到电感电容谐振网络输入端，电感电容谐振网络输出端连接半同步整流器输入端，同步信号采样电路采样得到电感电容谐振网络输出的高频电流信号，同步信号处理电路将高频电流信号转化为高频电压信号且同步信号处理电路对高频电压信号进行滤波、放大后发送给DSP/MCU，DSP/MCU将PWM信号传送给整流器驱动，整流器驱动连接到半同步整流器，半同步整流器接收到驱动信号后开启开关管进行整流，半同步整流器输出端输出滤波电路输入端，输出滤波电路输出端连接电池（半同步整流器输出端并联滤波电容C o且串联滤波电感L o，L o的输出端再连接电池负载正极，电池负载负极再回到半同步整流输出端的地）。
进一步地，可以设置所述逆变器为半桥逆变器或者为全桥逆变器；逆变器由逆变器驱动开启或关闭，而逆变器驱动的PWM信号由MCU/DSP给定。（如实施例2中给出了全桥逆变器的实例）
进一步地，可以设置所述电感电容谐振网络为串联谐振变换器、并联谐振变换器、LLC谐振变换器或LCC谐振变换器。
进一步地，可以设置所述同步信号采样电路为通过电感电容谐振网络输出端的电感耦合线圈L c构成的高频电流互感器。
进一步地，可以设置所述半同步整流器为在二极管桥式整流拓扑的基础上将下管二极管换为MOS管，由二极管D 1和D 2，以及MOS管S 1和S 2构成，MOS管S 1和S 2的栅极连接整流器驱动。
一种适用于谐振网络半同步整流器的不对称控制电路的控制方法，控制方法如下：
当逆变器启动时，将半同步整流器中MOS管S 1和S 2的驱动信号G5和G6占空比设置为100%，实现软启动；接着逐渐降低驱动信号G5占空比，使其逐渐减为50%，此时输出电流逐渐增大，在驱动信号G5的占空比降为50%时，再降低驱动信号G6的占空比，也使其逐渐降低到50%，实现不对称控制。
进一步地，在驱动信号G5和驱动信号G6的占空比均降为50%时，实现最大输出功率。
本实施例中，给出的不对称控制电路的组成部分，可以有多种选择，组成部分相互之间可以以任何一种选择相互组合实现不对称控制电路及采用控制方法进行控制。
实施例2：谐振网络以双边LCC补偿网络为例，利用软件LTspice进行仿真。其仿真原理图如图2，基于双边LCC谐振网络半同步整流器的不对称控制电路示意图，其中U DC为400V直流电源，MOS管S 1、S 2、S 3和S 4构成全桥逆变器，串联谐振电感L f1、并联谐振电容C f1、串联谐振电容C 1构成发射边LCC谐振网络，发射线圈为L 1，接收线圈为L 2，能量在L 1和L 2之间通过谐振传输，串联谐振电感L f2、并联谐振电容C f2、串联谐振电容C 2构成接收边LCC谐振网络。半同步整流器由二极管D 1和D 2、MOS管S 5和S 6构成，其中S 5和S 6的驱动信号分别为G5和G6。电感L o与电容C o构成输出滤波电路。U b为450V电池组。串联谐振电感L f2耦合电感L C采集电流i Lf2 ，采集到的信息由同步信号处理电路进行处理后传送给MCU或DSP，当检测到i Lf2 由负值变为零时，在零点，MCU或者DSP开通G6；当检测到i Lf2 由正值变为零时，MCU开通G5。全桥逆变器驱动采用具有一定死区时间的接近50%的固定占空比。
其控制如下：当全桥逆变器启动时，将S 5和S 6的驱动信号G5和G6占空比设置为状态0——即为100%，此时输出电流几乎为零，实现软启动。之后逐渐降低G5占空比，使其逐渐减为50%，此时输出电流逐渐增大，在G5的占空比降为50%时，再降低G6的占空比，也使其逐渐降低到50%，实现不对称控制。在G5和G6的占空比降为50%时，实现最大输出功率。当其中一个MOS管的占空比在50%~100%之间、另一只MOS管占空比为50%或者100%时，都能够实现半同步整流，且有软开关，传输效率都优于不可控桥式二极管整流器。在整个工作过程中，G5和G6的占空比不能低于50%。当G5和G6的占空比低于50%时，此时S 5和S 6有一段时间是通过体二极管构成回路，此时损耗较大，因此半同步整流不能使驱动占空比低于50%。
软启动时，将S 5和S 6的驱动信号G5和G6占空比调至接近100%，此时观测电流i Lf2 、半同步整流器输入电压u ab（为方便观测波形，将实际负载电压除于50得到u ab）、输出电流i o、MOS管从漏级流向源极电流is 5和is 6、驱动信号G5和G6的波形，如图3所示，整个工作过程定义为为状态0。从图3可以看出，G5和G6占空比几乎为100%，此时存在两个开关管同时导通的情况，由于半同步整流器输入连接的是谐振网络，所以电流i Lf2 完全谐振且呈标准正弦波，is 5和i Lf2 完全同相位，is 6和i Lf2 反相；U ab与i Lf2 同相位且幅值较小；i o为零，输出功率为零。
采用不对称控制，G6占空比仍为100%，逐渐减小G5占空比，以增大输出功率。G5的占空比可以为50%~100%之间的任意值。本实施例选取G5占空比为70%作为典型值，观测电流i Lf2 、半同步整流器输入电压u ab、输出电流i o、MOS管电流i S5和i S6的波形，如图4所示，整个工作过程定义为为状态1。在t 0时刻，同步信号检测电路检测到电流i Lf2 由正到负单调递减过零点，过零时开启驱动信号G5。在时刻t 0到t 1期间，由于G6一直为高电平，所以S 5和S 6同时导通i Lf2 完全谐振，此时U ab完全为零，且S 5的漏源极电压为零，此阶段S 5的电流i S5与i Lf2 一致。当到t 1时刻时，S 5开始关断但未完全关断，在时刻t 1至t 2期间，由于S 5的未完全关断，S 5漏源极电压仍为零，由于此时i Lf2 已为正，电流i S5仍然随着i Lf2 增加，电压U ab仍为零。当到t 2时刻时，S 5完全关断，此时S 5的漏源极电压仍为零，实现零电压关断，但关断电流接近峰值，相比S 6有一定关断损耗。此时电压u ab变为负载电池电压450V，t 2到t 3期间，由于S 5已完全关断，电流i Lf2 仍为正，此时电流路径为D 1—电池负载—S 6，且D 1实现零电流关断。当到t 3时刻时，S 5再次开启。整个工作过程中，输出电流i o均方根为2.544A。
半同步整流电路工作在状态1后，将电路模式设置为状态2（G5占空比为50%，G6占空比为100%），观测电流i Lf2 、半同步整流器输入电压u ab、输出电流i o、二极管电流i D1、MOS管电流i S5和i S6的波形，如图5所示。在t 0时刻前，检测到电流i Lf2 由正到负过零点，此刻开启G5驱动，此时MOS管S 5上的电流i S5跟随电流i Lf2 变化，图5中i S5和i Lf2 反相是将i S5的波形进行了反相处理变成-i S5。t 0到t 1时刻，i S5跟随电流i Lf2 变化，i S6与电流i Lf2 反相，半同步整流器输入电压u ab为零。在t 1时刻，G5信号开始下降，但未完全为零，此时i S5仍然跟随电流i Lf2 变化，i S6与电流i Lf2 反相，半同步整流器输入电压u ab为零。直到t 2时刻，S 5完全关断，S 5的漏源极电压为零，实现零电压关断，而且关断电流较小，关断损耗较小。由于此时i Lf2 为正，S 5关断的瞬间D 1导通，电压u ab为450V，i D1在t 2~t 3时刻波形与i Lf2 保持一致，i S6与电流i Lf2 反相，在t 3时刻，i Lf2 由正变为负过零点，G5再次开启，u ab变为零，D 1实现零电流关断，S 5再次导通。在整个过程中，输出电流i o均方根为4.094A。S 5开通和关断都能实现零电压，D 1实现零电流关断，损耗较小。
半同步整流电路工作在状态2后，将电路模式设置为状态3（G5占空比为50%，G6占空比为70%），观测电流i Lf2 、半同步整流器输入电压u ab、输出电流i o、二极管电流i D1和i D2、MOS管源极漏级两端电压u S5和u S6、电流i S5和i S6的波形，如图6所示。在t 0时刻前，检测到电流i Lf2 由正到负过零点，此刻开启G5驱动，此时MOS管S 6也是导通的。t 0到t 1期间，MOS管S 5上的电流i S5跟随电流i Lf2 变化，MOS管S 6上的电流i S6与i Lf2 反相，电流全从MOS管上流过。到t 1时刻，G6完全变为零，在S 6关断的瞬间两端电压u S6为零，S 6实现零电压关断，S 5仍然导通，t 1到t 2时刻，u S6为变为负载电压，i S5跟随电流i Lf2 变化，i S6为零，二极管D 2导通，其波形i D2与i Lf2 反相，u ab恢复为负载电压。直到t 2时刻，G6变为高电平，S 6再次导通，二极管D 2实现零电流关断，t 2到t 3时刻，电流全从MOS管上流过，i S5跟随i Lf2 变化，i S6与i Lf2 反相，u ab又变为零。到t 3时刻，G5完全变为零，S 5两端电压u S5为零，S 5实现零电压关断，S 6仍然导通，t 3到t 4时刻，i S5变为零，i S6与i Lf2 反相，二极管D 1导通，其波形i D1与i Lf2同相，u ab恢复为负载电压，S 5两端承受负载电压。在t 4时刻，G5变为高电平，S 5再次导通，二极管D 1实现零电流关断，t 4到t 5时刻，电流全从MOS管上流过， i S5跟随i Lf2 变化，i S6与i Lf2 反相，u ab又变为零。到t 5时刻，G6完全变为零，S 6两端电压u S6为零，S 6实现零电压关断，S 5仍然导通，二极管D 2导通。在上述工作过程中，t 1到t 2期间和t 3到t 4期间，电路向负载输出功率，在t 0到t 5期间，输出电流均方根为5.735A。
半同步整流电路工作在状态3后，将电路模式设置为状态4（G5占空比为50%，G6占空比为50%），观测电流i Lf2 、半同步整流器输入电压u ab、输出电流i o、二极管电流i D1和i D2、MOS管电流i S5和i S6的波形，如图7所示。在t 0时刻前，检测到电流i Lf2 由正到负过零点，此刻开启G5驱动，此时MOS管S 6也是导通的（S 6开始关断，但未完全关断）。MOS管S 5上的电流i S5跟随电流i Lf2 变化，MOS管S 6上的电流i S6与i Lf2 反相，t 0到t 1期间，电流全从MOS管上流过。到t 1时刻，G6完全变为零，S 6两端电压u S6为零，S 6实现零电压关断，S 5仍然导通，二极管D 2导通，t 1到t 2时刻，i S5跟随电流i Lf2 变化，i S6为零，D 2波形i D2与i Lf2 反相，u ab恢复为负载电压且反相。直到t 2时刻，G6变为高电平，S 6再次导通，二极管D 2实现零电流关断，t 2到t 3时刻，电流全从MOS管上流过， i S5跟随i Lf2 变化，i S6与i Lf2 反相，u ab又变为零。到t 3时刻，G5完全变为零，S 5两端电压u S5为零，S 5实现零电压关断，S 6仍然导通，二极管D 1导通，t 3到t 4时刻，i S5变为零，i S6与i Lf2 反相，i D1与i Lf2同相，u ab恢复为负载电压，S 5两端承受负载电压。在t 4时刻，G5变为高电平，S 5再次导通，二极管D 1实现零电流关断，t 4到t 5时刻，电流全从MOS管上流过， i S5跟随i Lf2 变化，i S6与i Lf2 反相，u ab又变为零。到t 5时刻，G6完全变为零，S 6两端电压u S6为零，S 6实现零电压关断，S 5仍然导通，二极管D 2导通。在上述工作过程中，t 1到t 2期间和t 3到t 4期间，电路向负载输出功率，t 0到t 5期间，输出电流均方根为7.373A。
半同步整流采用不对称控制的整个工作过程如上述5个状态所示，从状态0（软启动）到状态4（最大功率输出），减小其中一个MOS管占空比的条件是必须使另一个MOS管占空比为100%或者50%，只要在满足上述条件下才能使MOS管工作在ZVS的条件下实现零电压关断，二极管在ZCS的条件下关断。其中占空比为70%时MOS管的关断电流最接近峰值，相对另外一个MOS管而言损耗稍大一些。不对称控制的控制流程图如图8所示。
上面结合附图对本发明的具体实施方式作了详细说明，但是本发明并不限于上述实施方式，在本领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本发明宗旨的前提下作出各种变化。

Claims (4)

1.一种适用于谐振网络半同步整流器的不对称控制电路的控制方法，其特征在于：控制方法如下：
当逆变器启动时，将半同步整流器中MOS管S 1和S 2的驱动信号G5和G6占空比设置为100%，实现软启动；接着逐渐降低驱动信号G5占空比，使其逐渐减为50%，此时输出电流逐渐增大，在驱动信号G5的占空比降为50%时，再降低驱动信号G6的占空比，也使其逐渐降低到50%，实现不对称控制；
所述适用于谐振网络半同步整流器的不对称控制电路，包括直流电源、逆变器、电感电容谐振网络、同步信号采样电路、同步信号处理电路、整流器驱动、DSP/MCU、半同步整流器、输出滤波电路和电池；
所述直流电源连接到逆变器输入端，逆变器输出端连接到电感电容谐振网络输入端，电感电容谐振网络输出端连接半同步整流器输入端，同步信号采样电路采样得到电感电容谐振网络输出的高频电流信号，同步信号处理电路将高频电流信号转化为高频电压信号且同步信号处理电路对高频电压信号进行滤波、放大后发送给DSP/MCU，DSP/MCU将PWM信号传送给整流器驱动，整流器驱动连接到半同步整流器，半同步整流器接收到驱动信号后开启开关管进行整流，半同步整流器输出端连接输出滤波电路输入端，输出滤波电路输出端连接电池；
所述同步信号采样电路为通过电感电容谐振网络输出端的电感耦合线圈L c构成的高频电流互感器；
所述半同步整流器为在二极管桥式整流拓扑的基础上将下管二极管换为MOS管，由二极管D 1和D 2，以及MOS管S 1和S 2构成，MOS管S 1和S 2的栅极连接整流器驱动。
2.根据权利要求1所述的适用于谐振网络半同步整流器的不对称控制电路的控制方法，其特征在于：所述逆变器为半桥逆变器或者为全桥逆变器；逆变器由逆变器驱动开启或关闭，而逆变器驱动的PWM信号由MCU/DSP给定。
3.根据权利要求1所述的适用于谐振网络半同步整流器的不对称控制电路的控制方法，其特征在于：所述电感电容谐振网络为串联谐振变换器、并联谐振变换器、LLC谐振变换器或LCC谐振变换器。
4.根据权利要求1所述的适用于谐振网络半同步整流器的不对称控制电路的控制方法，其特征在于：在驱动信号G5和驱动信号G6的占空比均降为50%时，实现最大输出功率。
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