CN106877676A - 一种双向谐振变换电路、变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种双向谐振变换电路、变换器及其控制方法，可变结构的双向谐振变换电路包括依次相连接的第一滤波电路、第一全桥电路、谐振变换电路、第二全桥电路和第二滤波电路，谐振变换电路的原边和副边分别设置有谐振电容，并通过开关分别对其进行通断处理。控制方法包括根据能量流向使全桥电路进入主动开关模式或二极管模式，和使开关分别处于闭合或阻断状态。继而实现能量的高效双向变换，通过可变化结构的双向全桥谐振直流/直流变换器及其控制方法更加具备实用性。

Description

一种双向谐振变换电路、变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及直流电源变换技术，尤其涉及一种可变结构双向谐振变换电路、一种双向全桥谐振直流/直流变换器，以及该变换器的控制方法。

背景技术

在新能源光伏系统、储能系统以及电动汽车充电系统等多种应用场合，要求电能变换器中的能量可以双向流动，能量即可以由电网流向电池等储能单元，实现电能的存储，同时，又要求能量可以从储能单元流向电网或单独以交流电源的形式输出，实现电网电能的调节或者满足离网条件下电能的使用。出于安全性考虑，这种双向能量变换系统最好能实现输入输出的电气隔离。目前，非隔离的交直流变换电路已经非常成熟，可以很方便的实现交流电与中间直流单元的非隔离能量双向流动。因此，如何实现电能高效的隔离直流/直流变换，从而实现中间直流单元与储能单元的隔离双向能量变换，是当前急需解决的一个现实问题。

传统的推挽、半桥以及全桥等硬开关形式变换器只要将副边整流二极管更换为开关管，就可以简单方便地实现电路的双向变换。但这些硬开关电路由于开关损耗过大，变换效率较低，不适合于大功率和高频应用场合。特别地，移相全桥电路形式可以实现原边开关管的软开通，同时也可以通过将副边整流二极管更换为开关管而简单方便地实现电路的双向变换。但其有两个致命的弱点：一是副边整流管不能实现零电流关断，二是轻载情况下原边开关管也不能实现零电流开通。这也限制了移相全桥电路在隔离双向直流变换领域的应用。

谐振变换电路尤其是LLC谐振变换电路是近几年快速发展起来的一种软开关电路拓扑。一方面，不论在轻载还是重载条件下，LLC电路都可以很容易实现原边开关管的零电流开通；另一方面，LLC电路可以实现副边整流二极管的零电流关断，降低了反向恢复损耗。这些都大大减小了电路中开关元件的开关损耗，成为目前较为流行的开关电源拓扑形式。但是，LLC电路不是一种对称的电路拓扑形式，当能量反方向流动时，其电路特性不再是LLC谐振特性而是退化为LC谐振特性，从而大大降低了反向工作时的工作范围以及加剧了开关管实现软开关的难度。因此，传统的LLC谐振电路并不太适合于工作在能量双向流动的状态。

发明内容

本发明的第一目的是提供一种具有可变结构的双向谐振变换电路。

本发明的第二目的是提供一种具有可变结构的且能双向稳定变换工作的双向全桥谐振直流/直流变换器。

本发明的第三目的是提供一种具有可变结构的且能双向稳定变换工作的双向全桥谐振直流/直流变换器的控制方法。

为了实现本发明的第一目的，本发明提供一种双向谐振变换电路，包括依次相连接的第一滤波电路、第一全桥电路、谐振变换网络、第二全桥电路和第二滤波电路；

谐振变换网络包括第一谐振电感、绕组、第一谐振电容、第二谐振电容、第一开关模块和第二开关模块；

第一谐振电容的第一端与第一全桥电路的第一桥臂电连接，第一谐振电感连接在第一谐振电容的第二端和绕组的第一正极端之间，第一开关模块连接在第一谐振电容的第一端和第二端之间，绕组的第一负极端和第一全桥电路的第二桥臂电连接；

第二谐振电容连接在绕组的第二正极端和第二全桥电路的第一桥臂之间，第二开关模块连接在第二谐振电容的两端之间，绕组的第二负极端与第二全桥电路的第二桥臂电连接。

更进一步的方案是，在第一开关模块处于阻断状态，第二开关模块处于闭合状态下，谐振变换网络的等效电路为：

第一谐振电容的第一端与第一全桥电路的第一桥臂电连接，第一谐振电感连接在第一谐振电容的第二端和绕组的第一正极端之间，绕组的第一负极端和第一全桥电路的第二桥臂电连接；

绕组的第二正极端与第二全桥电路的第一桥臂电连接，绕组的第二负极端与第二全桥电路的第二桥臂电连接。

更进一步的方案是，在第一开关模块处于闭合状态，第二开关模块处于阻断状态下，谐振变换网络的等效电路为：

绕组的第一正极端与第一全桥电路的第一桥臂电连接，绕组的第一负极端与第一全桥电路的第二桥臂电连接；

第二谐振电容的第一端与第二全桥电路的第一桥臂电连接，第一谐振电感的等效谐振电感连接在第二谐振电容的第二端和绕组的第二正极端之间，绕组的第二负极端和第二全桥电路的第二桥臂电连接。

由上述方案可见，根据所需能量传输方向的不同，控制可控开关模块分别将原边谐振电容或者副边谐振电容短路，从而使电路还原成实现所需方向能量传输的传统LLC谐振电路，并利用等效电路解决了传统LLC谐振变换电路不能反向同等性能工作的问题，仅仅通过增加一组谐振电容和两个可控开关等少数简单的器件，就实现了电路的双向LLC谐振能量传输。

为了实现本发明的第二目的，本发明提供一种双向全桥谐振直流/直流变换器，其特征在于：包括依次相连接的第一滤波电路、第一全桥电路、谐振变换电路、第二全桥电路和第二滤波电路；

双向谐振变换电路还包括控制单元，控制单元分别与第一滤波电路、第二滤波电路电连接；

第一全桥电路的第一桥臂由第一开关管和第二开关管构成，第一开关管的源极与第二开关管的漏极连接，第一全桥电路的第二桥臂由第三开关管和第四开关管构成，第三开关管的源极与第四开关管的漏极连接，第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管的栅极分别与控制单元连接；

第二全桥电路的第一桥臂由第五开关管和第六开关管构成，第五开关管的源极与第六开关管的漏极连接，第二全桥电路的第二桥臂由第七开关管和第八开关管构成，第七开关管的源极与第八开关管的漏极连接，第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管的栅极分别与控制单元连接；

谐振变换网络包括第一谐振电感、绕组、第一谐振电容、第二谐振电容、第一开关模块和第二开关模块；

第一谐振电容的第一端与第一开关管的源极电连接，第一谐振电感连接在第一谐振电容的第二端和绕组的第一正极端之间，第一开关模块连接在第一谐振电容的第一端和第二端之间，绕组的第一负极端和第三开关管的源极电连接；

第二谐振电容连接在绕组的第二正极端和第五开关管的源极之间，第二开关模块连接在第二谐振电容的两端之间，绕组的第二负极端与第七开关管的源极电连接。

由上述方案可见，通过控制两侧的全桥电路的开关管，可使全桥电路处于主动开关模式或二极管模式。当能量从第一滤波电路流向第二滤波电路时，则可将第一全桥电路处于主动开关模式，根据能量传输的需求进行开关频率、相位或占空比的调节，而将第二全桥电路处于二极管模式，使得第二全桥电路作为整流电路使用，继而实现能量的变换。而反向时，则将模式对调即可实现双向变换的目的，使得电路更加具备实用性。以及通过利用绕组实现隔离对称双向LLC谐振变换，起两个直流端口电气隔离的作用。

同时利用两侧的开关的开闭，实现谐振变换网络的结构可变化，实现在正向或反相能量传递时谐振变换网络能够良好地进行匹配，解决传统LLC谐振变换电路工作在能量反向流动状态时其电路特性退化为LC谐振状态的问题，从而使变换器双向工作时都能保持一致的LLC谐振特性，这样不论正向和反向工作，变换器都很容易保持原有的软开关工作特性以及较宽的工作范围。

更进一步的方案是，谐振变换网络还包括储能电感，储能电感连接在第一正极端和第一负极端之间。

更进一步的方案是，谐振变换网络还包括第二谐振电感，第二谐振电感串联连接在第二谐振电容和绕组的第一正极端之间。由于正反向工作时的谐振参数还是有一定差别的，为了保证正反向工作时的谐振参数也保持基本一致，故增设第二谐振电感。

更进一步的方案是，第一开关模块可采用继电器、接触器、MOS管或IGBT管；

第一开关模块接收控制单元输出的第一开关控制信号。

更进一步的方案是，第二开关模块可采用继电器、接触器、MOS管或IGBT管；

第二开关模块接收控制单元输出的第二开关控制信号。

由上可见，通过多种开关方式均能实现对谐振电容的短路，且采用电控化的操作，高效安全。

更进一步的方案是，控制单元包括控制模块和控制器，控制模块包括：

调节控制器，调节控制器接收反馈信号和控制器输出的预设信号，反馈信号为采用第一滤波电路或第二滤波电路的工作电流或电压所得，调节控制器根据预设信号和反馈信号运算得出控制信号；

相位运算电路，相位运算电路接收调节控制器输出的控制信号；

频率运算电路，频率运算电路接收调节控制器输出的控制信号；

脉冲发生电路，脉冲发生电路接收频率运算电路输出的频率信号；

移相电路，移相电路接收脉冲发生电路输出的基准脉冲信号，同时接收相位运算电路输出的相位信号；

驱动电路，驱动电路接收脉冲发生电路输出的基准脉冲信号，驱动电路根据基准脉冲信号对第一全桥电路的第一桥臂进行驱动，驱动电路接收移相电路输出的移相脉冲信号，驱动电路根据移相脉冲信号对第一全桥电路的第二桥臂进行驱动。

由上可见，通过上述的变换器，使得两个桥臂的驱动脉冲不再是传统全桥谐振变换器中Q1与Q3相位固定相差180度，而是由相位控制单元控制其相位差在180～0度之间变化，除了采用传统全桥谐振变换器通过改变全桥开关管的开关频率来调整输出电压外，还通过改变上述全桥两个桥臂的开关相位差，使得谐振变换器的输出电压范围得以大幅度扩展。以及利用反馈信号和预设信号的比较，使得对应电压的控制更为方便且相应快。

以及采用移相控制的方式调节输出电压，全桥谐振变换电路的每个桥臂上下两个开关管仍然保留了互补导通的特性，从而两个桥臂都可以很容易地实现零电压开通，在拓展输出电压范围的同时保留了电路软开关的优势。

为了实现本发明的第三目的，本发明提供一种双向全桥谐振直流/直流变换器的控制方法，其特征在于：变换器为上述方案中的变换器；

控制方法包括：

当能量变换方向是从第一滤波电路流向第二滤波电路时，执行第一流向变换步骤；

当能量变换方向是从第二滤波电路流向第一滤波电路时，执行第二流向变换步骤，

第一流向变换步骤包括：

将第一开关模块处于断开状态，将第二开关处于闭合状态；

控制单元接收第一预设信号和第一反馈信号，第一反馈信号为采用第二滤波电路的工作电流或电压所得；

控制单元根据第一预设信号和反馈信号运算得出第一控制信号，控制单元根据第一预设信号运算得出第一整流控制信号；

控制单元根据第一控制信号生成第一基准脉冲信号和第一移相脉冲信号，控制单元对第一全桥电路的第一桥臂按照第一基准脉冲信号进行驱动，控制单元对第一全桥电路的第二桥臂按照第一移相脉冲信号进行驱动，控制单元根据第一整流控制信号对第二全桥电路进行驱动；

第二流向变换步骤包括：

将第一开关模块处于闭合开状态，将第二开关处于断开状态；

控制单元接收第二预设信号和第二反馈信号，第二反馈信号为采用第一滤波电路的工作电流或电压所得；

控制单元根据第二预设信号和反馈信号运算得出第二控制信号，控制单元根据第二预设信号运算得出第二整流控制信号；

控制单元根据第二控制信号生成第二基准脉冲信号和第二移相脉冲信号，控制单元对第二全桥电路的第一桥臂按照第二基准脉冲信号进行驱动，控制单元对第二全桥电路的第二桥臂按照第二移相脉冲信号进行驱动，控制单元根据第二整流控制信号对第一全桥电路进行驱动。

由上述方案可见，通过控制两侧的全桥电路的开关管，可使全桥电路处于主动开关模式或二极管模式，当能量从第一滤波电路流向第二滤波电路时，则可将第一全桥电路处于主动开关模式，根据能量传输的需求进行开关频率、相位或占空比的调节，而将第二全桥电路处于二极管模式，使得第二全桥电路作为整流电路使用，继而实现能量的变换，并使谐振电容处于对应的通断状态。而反向时，则将模式对调即可实现双向变换的目的，可变化结构的电路更加具备实用性。

附图说明

图1是LLC谐振变换电路控制频率f与输出电压增益的关系图。。

图2是本发明全桥谐振直流/直流变换器第一实施例的系统框图。

图3是本发明全桥谐振直流/直流变换器第一实施例中输出电路的电路图。

图4是本发明全桥谐振直流/直流变换器第一实施例中控制信号与频率、移相角、输出电压之间的关系图。

图5是本发明全桥谐振直流/直流变换器第一实施例中基准脉冲信号和移相脉冲信号的波形图。

图6是本发明双向全桥谐振直流/直流变换器第一实施例的系统框图。

图7是本发明双向全桥谐振直流/直流变换器第一实施例的电路图。

图8是本发明双向全桥谐振直流/直流变换器第二实施例的电路图。

图9是本发明双向全桥谐振直流/直流变换器第三实施例的电路图。

图10是本发明双向全桥谐振直流/直流变换器第四实施例的电路图。

图11是本发明双向全桥谐振直流/直流变换器第五实施例的系统框图。

图12是本发明双向全桥谐振直流/直流变换器第五实施例的电路图。

图13是本发明双向全桥谐振直流/直流变换器第五实施例在第一流向变换状态下的等效电路图。

图14是谐振电感和储能电感在隔离变压器两端的等效变换原理示意图。

图15是本发明双向全桥谐振直流/直流变换器第五实施例在第二流向变换状态下的等效电路图。

图16是本发明双向全桥谐振直流/直流变换器第六实施例的电路图。

图17是本发明双向全桥谐振直流/直流变换器第七实施例的电路图。

以下结合附图及实施例对本发明作进一步说明。

具体实施方式

在对本案方案具体说明前，先对控制频率f与输出电压增益的关系及其原理进行说明，以现有的LLC串联谐振变换器为例，由于谐振元件工作在正弦谐振状态，开关管上的电压可以自然过零从而实现零电压开通，以及很容易实现副边整流管的零电流关断，从而减小了开关管的开通损耗，提高了电源的整体效率。这类拓扑通常采用变频调制(PFM)方式，通过调整开关管的工作频率达到稳定输出电压的目的。

变换器的控制原理是通过对全桥每个桥臂的上下管互补导通，每个开关管的占空比接近50％，并对Q1和Q4以及Q2和Q3同时导通和关断，再加在谐振网络上的电压为+Vin～-Vin变动的方波，占空比为50％，电压有效值接近Vin。如果仅采用频率调制的方式调整输出电压，则电源输出电压增益与开关频率的关系为：

其中，Vin和Vout分别为输入电压和输出电压，n为变压器变比，Lr为谐振电感值，Cr为谐振电容值，Lm为激磁电感值，f为工作频率，为谐振频率，Rg为输出负载。

从上式可以看出，在输入电压和其它电路参数选定的情况下，LLC串联谐振的输出电压随工作频率的提高而降低，其控制频率与输出电压增益的关系如图1所示，LLC串联谐振变换器的升压能力是有限的，在一定范围内随着工作频率的降低输出电压升高。超过这个范围，反而随着工作频率降低输出电压降低，这不符合电路负反馈的单调性要求而在实际工作中不能使用。同时，LLC串联谐振的降压能力也是有限的，虽然理论上随着工作频率的提高输出电压可以持续下降，但考虑实际电路器件高频损耗的影响，电路工作频率不可能很高(一般最高到谐振频率的2倍左右)。因此，在一定的工作频率范围内，LLC串联谐振变换网络的输出电压不可能降到很低，特别是负载较轻的情况下。综上所述，LLC谐振变换器虽然具有容易实现软开关从而提高电路效率的优势，但其一个非常明显的弱势是在仅采用频率调制的控制方式时输出电压范围很窄，不能应用在需要宽范围输出的场合。

同时在另一方面，不论在轻载还是重载条件下，LLC电路都可以很容易实现原边开关管的零电流开通；并且，LLC电路可以实现副边整流二极管的零电流关断，降低了反向恢复损耗。这些都大大减小了电路中开关元件的开关损耗，故成为目前较为流行的开关电源拓扑形式。但是，LLC电路不是一种对称的电路拓扑形式，当能量反方向流动时，其电路特性不再是LLC谐振特性而是退化为LC谐振特性，从而大大降低了反向工作时的工作范围以及加剧了开关管实现软开关的难度。因此，传统的LLC谐振变换网络并不太适合于工作在能量双向流动的状态下，为了解决上述问题，本案采用如下方案。

全桥谐振直流/直流变换器及其控制方法第一实施例：

参照图2，全桥谐振直流/直流变换器包括输出电路和控制模块20，控制模块20包括调节控制器14、相位运算电路15、频率运算电路16、脉冲发生电路17、移相电路18和驱动电路19，输出电路包括依次相连的全桥电路11、谐振变换电路12和整流滤波电路13，全桥电路11接收输入电压并接收驱动电路19的开关控制，整流滤波电路13向外输出工作电压和电流。

参照图3，全桥电路的第一桥臂由第一开关管Q1和第二开关管Q2构成，全桥电路的第二桥臂由第三开关管Q3和第四开关管Q4构成，第一开关管Q1和第三开关管Q3的漏极与正极输入端连接，第二开关管Q2和第四开关管Q4的源极与与负极输入端连接。第一开关管Q1的源极与第二开关管Q2的漏极连接，第三开关管Q3的源极与第四开关管Q4的漏极连接，第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4的栅极分别与驱动电路19连接。

在本实施例中谐振变换电路12采用LLC谐振变换电路，谐振变换电路12包括电感Lr、电容Cr、电感Lm和绕组T1，电感Lm并联在绕组T1的输入端上，电容Cr的第一端与绕组T1的正极输入端连接，电容Cr的第二端与电感Lr的第一端连接，电感Lr的第二端与第一开关管Q1的源极连接，绕组T1的负极输入端与第三开关管Q3的源极连接。

整流滤波电路13包括整流电路和滤波电路，滤波电路可采用电容Co并联在输出端构成，整流电路可采用如图3(a)所示的全波整流电路或如图3(b)半波整流电路。全波整流电路由四个二极管D1、D2、D3和D4连接构成，半波整流电路由两个二极管D1和D2构成。

下面结合变换器的控制方法和变换器的结构进行说明，对变换器进行控制时可根据控制目的，首先向调节控制器4输出预设信号，采样谐振直流/直流变换器的输出的工作电流或电压作为反馈信号，调节控制器4则根据反馈信号和预设信号进行负反馈运算，并运算得出控制信号。随后调节控制器4判断预设信号和反馈信号的大小关系，如反馈信号大于预设信号，则输出变小的控制信号Va,相位运算电路15接收并根据变小的控制信号Va输出移相角变小的相位信号,频率运算电路16接收并根据变小的控制信号Va输出频率变大的基准频率信号。

如反馈信号小于预设信号，则输出变大的控制信号Va，相位运算电路15接收并根据变大的控制信号Va输出移相角变大的相位信号,频率运算电路15接收并根据变大的控制信号Va输出频率变小的基准频率信号。

脉冲发生电路17接收频率运算电路16输出的基准频率信号，移相电路18接收相位运算电路15输出的相位信号，移相电路18接收脉冲发生电路17输出的基准脉冲信号并对其进行移相处理，驱动电路19接收脉冲发生电路17输出的基准脉冲信号，驱动电路19根据基准脉冲信号对全桥电路的第一桥臂的Q1和Q2进行驱动，驱动电路19接收移相电路18输出的移相脉冲信号，驱动电路19根据移相脉冲信号对全桥电路的第二桥臂的Q3和Q4进行驱动。

参照图4和图5，图4是全桥谐振直流/直流变换器中控制信号Va与开关频率f、移相角Φ以及输出电压Vout的关系示意图，其可以按照如下方式进行工作：

首先设置阈值a、阈值b、阈值c和阈值d，阈值a、阈值b、阈值c和阈值d依次递增，

当控制信号Va大于阈值a且小于阈值b，控制频率不变为预设最大值f＝fmax，两个桥臂的移相角Φ从零逐渐增大变化到Φ0，相应的输出电压Vout也从零逐步升高到V1，这个过程为独立的移相控制模式。

当控制信号Va大于等于阈值b且小于等于阈值c，控制频率f和移相角Φ同时变化，两个桥臂的移相角从Φ0继续增大逐渐变化到180°，控制频率从fmax逐渐变小到f0，相应的输出电压Vout也从V1进一步升高到V2，这个过程为变频控制配合移相控制模式。

当控制信号Va大于阈值c且小于阈值d，移相角不变为Φ＝180°。控制频率f从f0逐渐减小到预置最小值fmin，相应的输出电压Vout也从V2再次逐步升高到V3，这个过程为独立的变频控制模式。

从上述过程可以看出，随着控制信号的变大，谐振变换器的输出电压也逐渐升高，随着控制信号的变小，谐振变换器的输出电压也逐渐降低，因此可以实现闭环控制，达到稳定输出电压或输出电流的目的。

全桥谐振直流/直流变换器及其控制方法第二实施例：

第二实施例中的全桥谐振直流/直流变换器包括输出电路和控制模块，其中，输出电路则可采用第一实施例中的输出电路，控制模块则采用具有运算能力的MCU、存储有相应软件算法的存储器以及配合的数字驱动电路，控制模块包括调节控制模块、相位运算模块、频率运算模块、脉冲发生模块、移相模块和驱动模块，调节控制模块接收预设信号和反馈信号，调节控制模块根据预设信号和反馈信号运算得出控制信号，相位运算模块接收调节控制器输出的控制信号，频率运算模块接收调节控制器输出的控制信号，脉冲发生模块接收频率运算模块输出的频率信号，移相模块接收脉冲发生模块输出的基准脉冲信号，移相模块接收相位运算模块输出的相位信号，驱动模块接收脉冲发生模块输出的基准脉冲信号，驱动模块根据基准脉冲信号对全桥模块的第一桥臂进行驱动，驱动模块接收移相模块输出的移相脉冲信号，驱动模块根据移相脉冲信号对全桥模块的第二桥臂进行驱动。

全桥谐振直流/直流变换器的控制方法第二实施例则可相同地执行上述控制方法第一实施例的相同步骤，其方法原理是相同的。第二实施例只是将控制模块集成在具有运算存储能力的控制系统或控制芯片中，而第一实施例是将各个功能模块采用电路模块进行连接工作。

双向全桥谐振直流/直流变换器第一实施例：

参照图6，图6是双向全桥谐振直流/直流变换器的系统框图。双向全桥谐振直流/直流变换器包括依次相连接的第一滤波电路31、第一全桥电路32、谐振变换电路33、第二全桥电路34和第二滤波电路35，参照图7，图7是上述电路的电路图，第一滤波电路31包括电容Cd1，第二滤波电路35包括电容Cd2，电容Cd1连接在第一直流端口Vd1的正负极之间，电容Cd2连接在第二直流端口Vd2的正负极之间。

第一全桥电路32的第一桥臂由开关管Q1和开关管Q2构成，开关管Q1的源极与开关管Q2的漏极连接，第一全桥电路32的第二桥臂由开关管Q3和开关管Q4构成，开关管Q3的源极与开关管Q4的漏极连接，开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3和开关管Q4的栅极分别与控制单元连接。

第二全桥电路的第一桥臂由开关管Q5和开关管Q6构成，开关管Q5的源极与开关管Q6的漏极连接，第二全桥电路的第二桥臂由开关管Q7和开关管Q8构成，开关管Q7的源极与开关管Q8的漏极连接，开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7和开关管Q8的栅极分别与控制单元连接。

谐振变换电路33采用LLC谐振变换电路，谐振变换电路33包括谐振电感Lr、谐振电容Cr、储能电感Lm1、隔直电容Cg1、储能电感Lm2和隔直电容Cg2；谐振电感Lr的第一端、储能电感Lm1的第一端与开关管Q1的源极电连接，储能电感Lm2的第一端、谐振电容Cr的第一端与开关管Q5的源极电连接，谐振电感Lr的第二端与谐振电容Cr的第二端电连接，储能电感Lm1的第二端与隔直电容Cg1的第一端电连接，储能电感Lm2的第二端与隔直电容Cg2的第一端电连接，隔直电容Cg1的第二端、隔直电容Cg2的第二端、开关管Q3的漏极和开关管Q7的漏极电连接。

变换器还包括控制单元，控制单元包括控制模块41、控制模块42和控制器43，控制模块41和控制模块42可采用上述实施例中的控制单元20，通过具有存储能力和数据处理能力的微机作为控制器43对控制模块41和控制模块42进行控制，控制模块41与滤波电路31电连接并采集第一直流端口Vd1的电路以获取反馈信号，控制模块42与滤波电路32电连接并采集第二直流端口Vd2的电路以获取反馈信号。控制模块41的驱动电路对全桥电路32进行驱动，控制模块42的驱动电路对全桥电路34进行驱动。

当然本实施例还可以将控制单元集成在具有运算存储能力的控制系统或控制芯片中，其也是可对全桥电路和变换器等进行整体控制的。

双向全桥谐振直流/直流变换器第二实施例：

参照图8，第二实施例对谐振变换电路36进行改进，具体地，谐振变换电路包括谐振电感Lr、谐振电容Cr、储能电感Lm1、隔直电容Cg1、绕组T1、储能电感Lm2和隔直电容Cg2，谐振电感Lr的第一端、储能电感Lm1的第一端与开关管Q1的源极电连接，谐振电容Cr的第一端与绕组T1的第一正极端电连接，谐振电感Lr的第二端与谐振电容Cr的第二端电连接，储能电感Lm1的第二端与隔直电容Cg1的第一端电连接，隔直电容Cg1的第二端、绕组T1的第一负极端和开关管Q3的源极电连接，隔直电容Cg2的第一端与绕组T1的第二正极端电连接，隔直电容Cg2的第二端与开关管Q5的源极电连接，绕组T1的第二负极端与开关管Q7的漏极电连接，储能电感Lm2连接在第一正极端和第一负极端之间。

双向全桥谐振直流/直流变换器第三实施例：

参照图9，第三实施例对谐振变换电路37进行改进，具体地，上实施例的储能电感Lm1可作为激磁电感集成到了与其并联的隔离变压器T1中，故不再出现在第三实施例的电路中。

双向全桥谐振直流/直流变换器的控制方法第一实施例：

基于上述一至三实施例的变换器，和全桥谐振直流/直流变换器的控制方法，本双向全桥谐振直流/直流变换器的控制单元对变换器实现控制，其控制方法包括：

当能量变换方向是从第一滤波电路流向第二滤波电路时，执行第一流向变换步骤，即能量从第一直流端口Vd1流向第二直流端口Vd2时；

第一流向变换步骤包括：

控制模块41接收第一预设信号和第一反馈信号，第一反馈信号为采用第二滤波电路的工作电流或电压所得，第一预设信号是由控制器输出的；

控制模块41根据第一预设信号和反馈信号运算得出第一控制信号，控制模块41根据第一预设信号运算得出第一整流控制信号；

控制模块41根据第一控制信号生成第一基准脉冲信号和第一移相脉冲信号，控制模块41对全桥电路32的第一桥臂按照第一基准脉冲信号进行驱动，控制模块41对全桥电路32的第二桥臂按照第一移相脉冲信号进行驱动，使得全桥电路32进入主动开关模式，根据能量传输的需要尽快开关频率、相位或占空比的调节；

控制模块42根据第一整流控制信号对全桥电路34进行驱动，使得全桥电路34的开关管进入二极管模式，其等效电路如图3(a)的整流电路,即有电流反向流过开关管才会被动导通。

当能量变换方向是从第二滤波电路流向第一滤波电路时，执行第二流向变换步骤，即能量从第二直流端口Vd2流向第一直流端口Vd1时；

第二流向变换步骤包括：

控制模块42接收第二预设信号和第二反馈信号，第二反馈信号为采用第一滤波电路的工作电流或电压所得，第一预设信号是由控制器输出的；

控制模块42根据第二预设信号和反馈信号运算得出第二控制信号，控制模块42根据第二预设信号运算得出第二整流控制信号；

控制模块42根据第二控制信号生成第二基准脉冲信号和第二移相脉冲信号，控制模块42对全桥电路34的第一桥臂按照第二基准脉冲信号进行驱动，控制模块42对全桥电路34的第二桥臂按照第二移相脉冲信号进行驱动；

控制模块41根据第二整流控制信号对全桥电路32进行驱动，使得全桥电路32的开关管进入二极管模式，可等效为全桥整流电路,即有电流反向流过开关管才会被动导通。

双向全桥谐振直流/直流变换器第四实施例：

参照图10，基于第三实施例进行改进，大致电路结构与第三实施例相同，不同之处在于，谐振变换电路38没有了隔直电容Cg1，而采用的是开关S1，开关S1连接在储能电感Lm1和开关管Q3的漏极之间，开关S1可采用电子形式或机械形式的开关，开关S1接收控制单元的通断控制。

双向全桥谐振直流/直流变换器的控制方法第二实施例：

基于双向全桥谐振直流/直流变换器的控制方法第一实施例，第二实施例增加了对于开关的控制步骤，具体为：

在控制单元接收第一预设信号和第一反馈信号之后，第一流向变换步骤还包括控制单元根据第一预设信号阻断开关；

在控制单元接收第二预设信号和第二反馈信号之后，第二流向变换步骤还包括控制单元根据第二预设信号导通开关。

能量由滤波电路31向滤波电路35传输的工作状态下，切断开关，将储能电感从电路中脱离，在能量由滤波电路35向滤波电路31传输的工作状态下，闭合开关，将储能电感投入到电路中，这样仍然保证了双向传输能量时，变换器都是LLC谐振电路特性，同时避免了正向工作时储能电感造成的额外损耗。

双向全桥谐振直流/直流变换器第五实施例：

参照图11和图12，基于全桥谐振直流/直流变换器第一实施例和双向全桥谐振直流/直流变换器第一实施例的相同原理上，即滤波电路51、滤波电路55、全桥电路52、全桥电路54和谐振变换电路，谐振变换电路包括谐振变换网络53、控制模块61、控制模块62和控制器63。其中，滤波电路51、滤波电路55、全桥电路52、全桥电路54的结构和连接关系均和上述实施例的相同。第五实施例主要对谐振变换网络53进行详细说明。

谐振变换网络53包括谐振电感Lr、绕组T1、谐振电容Crp、谐振电容Crs、开关模块S1和开关模块S2；谐振电容Crp的第一端与第一开关管的源极电连接，谐振电感Lr连接在谐振电容Crp的第二端和绕组T1的第一正极端之间，开关模块S1连接在谐振电容Crp的第一端和第二端之间，绕组T1的第一负极端和第三开关管的源极电连接；谐振电容Crs连接在绕组T1的第二正极端电和第五开关管的源极之间，开关模块S2连接在谐振电容Crs的两端之间，绕组T1的第二负极端与第七开关管的源极电连接。谐振变换网络还包括储能电感Lm，储能电感Lm连接在第一正极端和第一负极端之间。

开关模块S1和开关模块S2可采用继电器、接触器、MOS管或IGBT管，开关模块S1接收控制器63输出的第一开关控制信号，开关模块S2接收控制器63输出的第二开关控制信号，以实现开关模块的闭合或阻断，继而实现谐振电容Crp和谐振电容Crs的短路和导通。

双向全桥谐振直流/直流变换器的控制方法第三实施例：

基于上述第五实施例的变换器，和全桥谐振直流/直流变换器的控制方法，本双向全桥谐振直流/直流变换器的控制单元对变换器实现控制，其控制方法包括：

当能量变换方向是从第一滤波电路流向第二滤波电路时，执行第一流向变换步骤，即能量从第一直流端口Vd1流向第二直流端口Vd2时；

参照图13的等效电路图，第一流向变换步骤包括：

开关模块S1接收控制器63输出的第一开关控制信号，开关模块S2接收控制器63输出的第二开关控制信号，使得开关模块S1处于断开状态，将开关模块S2处于闭合状态，即谐振电容Crp导通，谐振电容Crs被短路；

控制模块61接收第一预设信号和第一反馈信号，第一反馈信号为采用第二滤波电路的工作电流或电压所得，第一预设信号是由控制器输出的；

控制模块61根据第一预设信号和反馈信号运算得出第一控制信号，控制模块61根据第一预设信号运算得出第一整流控制信号；

控制模块61根据第一控制信号生成第一基准脉冲信号和第一移相脉冲信号，控制模块61对全桥电路52的第一桥臂按照第一基准脉冲信号进行驱动，控制模块61对全桥电路52的第二桥臂按照第一移相脉冲信号进行驱动，使得全桥电路52进入主动开关模式，根据能量传输的需要进行开关频率、相位或占空比的调节；

控制模块62根据第一整流控制信号对全桥电路54进行驱动，使得全桥电路54的开关管进入二极管模式，其等效电路如图13的整流电路,即有电流反向流过开关管才会被动导通。

当能量变换方向是从第二滤波电路流向第一滤波电路时，执行第二流向变换步骤，即能量从第二直流端口Vd2流向第一直流端口Vd1时。

在说明第二流向变换步骤之前，需要对等效变换进行说明，请参照图14，谐振电感Lr和储能电感Lm分别串联和并联在隔离变压器原边侧，如图14所示，根据电路原理，谐振电感和储能电感也可以分别等效到隔离变压器的副边，如图14所示。两个电路的器件等效关系如下：

也就是说，图12的电路中谐振电感Lr和储能电感Lm可以等效变换到变压器副边侧，两个电感相对于变压器原边和副边是一种对称的结构形式，再进一步分析，谐振电容虽然也可以根据变压器变比等效到变压器副边侧，但其等效物理位置位于变压器副边侧与等效储能电感的中间，而不能形成与等效谐振电感串联的电路形式，也就不能在变压器副边侧形成标准的LLC谐振电路形式(谐振电感与谐振电容串联，储能电感直接与变压器绕组并联)。

通过上述分析，传统LLC隔离谐振电路中，将输出整流二极管替换为开关管后，原边全桥电路和副边全桥电路、谐振电感、储能电感以及隔离变压器本身就是一种对称结构，能量双向流动时电路特性是一致的，影响能量双向流动特性的只有谐振电容一个元件。本发明在变压器原边侧和副边侧分别串联一个谐振电容，根据能量传输的方向，用一个可控开关短路其中一个谐振电容，从而在能量正向传输或反向传输时，都使电路保持了传统LLC谐振变换的优势。

第二流向变换步骤包括：

开关模块S1接收控制器63输出的第一开关控制信号，开关模块S2接收控制器63输出的第二开关控制信号，使得开关模块S1处于闭合状态，将开关模块S2处于断开状态，即谐振电容Crp被短路，谐振电容Crs导通。继而等效电路如图15所示，等效谐振电感Lr’、副边谐振电容Crs和等效储能电感Lm’组成LLC谐振变换网络，其决定由第二直流端口到第一直流端口的电路传输特性。

控制模块62接收第二预设信号和第二反馈信号，第二反馈信号为采用第一滤波电路的工作电流所得，第一预设信号是由控制器输出的；

控制模块62根据第二预设信号和反馈信号运算得出第二控制信号，控制模块62根据第二预设信号运算得出第二整流控制信号；

控制模块62根据第二控制信号生成第二基准脉冲信号和第二移相脉冲信号，控制模块62对全桥电路54的第一桥臂按照第二基准脉冲信号进行驱动，控制模块62对全桥电路54的第二桥臂按照第二移相脉冲信号进行驱动；

控制模块61根据第二整流控制信号对全桥电路52进行驱动，使得全桥电路52的开关管进入二极管模式，可等效为全桥整流电路,即有电流反向流过开关管才会被动导通。

双向全桥谐振直流/直流变换器第六实施例：

参照图16，第六实施例是基于变换器的第五实施例对谐振变换网络73进行改进，具体地，第五实施例中的储能电感Lm可作为激磁电感集成到了与其并联的隔离变压器T1中，故不再出现在第六实施例的电路中。

双向全桥谐振直流/直流变换器第七实施例：

参照图17，第七实施例是基于变换器的第五实施例对谐振变换网络73进行改进，根据图12的电路等效分析，谐振电感和储能电感在由变压器原边等效变换到变压器副边的时候，引起了变压器变比、等效谐振电感和等效储能电感参数的一定波动。这样，本发明所述电路在能量正向传输或反向传输的过程中，虽然通过切换谐振电容可以在电路上保持为标准的LLC谐振形式，但正反向工作时的谐振参数还是有一定差别的。如果要保证正反向工作时的谐振参数也保持基本一致，本实施例的解决办法是设置谐振电感Lrp和谐振电感Lrs，谐振电感Lrp串联在谐振电容Crp和变压器原边正极端之间，谐振电感Lrs串联在谐振电容Crs和变压器副边正极端之间。

上述变换器第六实施例和第七实施例主要针对谐振变换网络进行改进，故变换器第六实施例和第七实施例均适用于控制方法第三实施例的控制方法，也是能够实现本发明的目的。另外需要说明的是双向谐振变换电路包括第一滤波电路、第一全桥电路、谐振变换网络、第二全桥电路和第二滤波电路和控制单元，而谐振变换网络主要包括谐振电感、绕组、谐振电容、开关模块和储能电感等器件，其关系是适用于上述实施例的。

本发明是通过以上实施例进行描述的，本技术领域人员知悉，在不脱离本发明的精神和范围情况下，可以对这些特征进行等效替换或改变。因此，本发明不受上述公开的实施例的限制，所有落入本发明权利要求范围内的实施例都属于本发明保护的范围。

Claims (10)

1.一种双向谐振变换电路，其特征在于：包括依次相连接的第一滤波电路、第一全桥电路、谐振变换网络、第二全桥电路和第二滤波电路；

所述谐振变换网络包括第一谐振电感、绕组、第一谐振电容、第二谐振电容、第一开关模块和第二开关模块；

所述第一谐振电容的第一端与所述第一全桥电路的第一桥臂电连接，所述第一谐振电感连接在所述第一谐振电容的第二端和所述绕组的第一正极端之间，所述第一开关模块连接在所述第一谐振电容的第一端和第二端之间，所述绕组的第一负极端和所述第一全桥电路的第二桥臂电连接；

所述第二谐振电容连接在所述绕组的第二正极端和所述第二全桥电路的第一桥臂之间，所述第二开关模块连接在所述第二谐振电容的两端之间，所述绕组的第二负极端与所述第二全桥电路的第二桥臂电连接。

2.根据权利要求1所述的变换电路，其特征在于：

在所述第一开关模块处于阻断状态，所述第二开关模块处于闭合状态下，所述谐振变换网络的等效电路为：

所述第一谐振电容的第一端与所述第一全桥电路的第一桥臂电连接，所述第一谐振电感连接在所述第一谐振电容的第二端和所述绕组的第一正极端之间，所述绕组的第一负极端和所述第一全桥电路的第二桥臂电连接；

所述绕组的第二正极端与所述第二全桥电路的第一桥臂电连接，所述绕组的第二负极端与所述第二全桥电路的第二桥臂电连接。

3.根据权利要求1所述的变换电路，其特征在于：

在所述第一开关模块处于闭合状态，所述第二开关模块处于阻断状态下，所述谐振变换网络的等效电路为：

所述绕组的第一正极端与所述第一全桥电路的第一桥臂电连接，所述绕组的第一负极端与所述第一全桥电路的第二桥臂电连接；

所述第二谐振电容的第一端与所述第二全桥电路的第一桥臂电连接，所述第一谐振电感的等效谐振电感连接在所述第二谐振电容的第二端和所述绕组的第二正极端之间，所述绕组的第二负极端和所述第二全桥电路的第二桥臂电连接。

4.一种双向全桥谐振直流/直流变换器，其特征在于：包括依次相连接的第一滤波电路、第一全桥电路、谐振变换电路、第二全桥电路和第二滤波电路；

所述谐振变换电路还包括控制单元和谐振变换网络，所述控制单元分别与所述第一滤波电路、所述第二滤波电路电连接；

所述第一全桥电路的第一桥臂由第一开关管和第二开关管构成，所述第一开关管的源极与所述第二开关管的漏极连接，所述第一全桥电路的第二桥臂由第三开关管和第四开关管构成，所述第三开关管的源极与所述第四开关管的漏极连接，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管的栅极分别与所述控制单元连接；

所述第二全桥电路的第一桥臂由第五开关管和第六开关管构成，所述第五开关管的源极与所述第六开关管的漏极连接，所述第二全桥电路的第二桥臂由第七开关管和第八开关管构成，所述第七开关管的源极与所述第八开关管的漏极连接，所述第五开关管、所述第六开关管、所述第七开关管和所述第八开关管的栅极分别与所述控制单元连接；

所述谐振变换网络包括第一谐振电感、绕组、第一谐振电容、第二谐振电容、第一开关模块和第二开关模块；

所述第一谐振电容的第一端与所述第一开关管的源极电连接，所述第一谐振电感连接在所述第一谐振电容的第二端和所述绕组的第一正极端之间，所述第一开关模块连接在所述第一谐振电容的第一端和第二端之间，所述绕组的第一负极端和所述第三开关管的源极电连接；

所述第二谐振电容连接在所述绕组的第二正极端和所述第五开关管的源极之间，所述第二开关模块连接在所述第二谐振电容的两端之间，所述绕组的第二负极端与所述第七开关管的源极电连接。

5.根据权利要求4所述的变换器，其特征在于：

所述谐振变换网络还包括所述储能电感，所述储能电感连接在所述第一正极端和所述第一负极端之间。

6.根据权利要求4所述的变换器，其特征在于：

所述谐振变换网络还包括第二谐振电感，所述第二谐振电感串联连接在所述第二谐振电容和所述绕组的第二正极端之间。

7.根据权利要求4所述的变换器，其特征在于：

所述第一开关模块可采用继电器、接触器、MOS管或IGBT管；

所述第一开关模块接收所述控制单元输出的第一开关控制信号。

8.根据权利要求4所述的变换器，其特征在于：

所述第二开关模块可采用继电器、接触器、MOS管或IGBT管；

所述第二开关模块接收所述控制单元输出的第二开关控制信号。

9.根据权利要求4至8任一项所述的变换器，其特征在于：

所述控制单元包括控制模块和控制器，所述控制模块包括：

调节控制器，所述调节控制器接收反馈信号和所述控制器输出的预设信号，所述反馈信号为采用所述第一滤波电路或所述第二滤波电路的工作电流或电压所得，所述调节控制器根据所述预设信号和所述反馈信号运算得出控制信号；

相位运算电路，所述相位运算电路接收所述调节控制器输出的所述控制信号；

频率运算电路，所述频率运算电路接收所述调节控制器输出的所述控制信号；

脉冲发生电路，所述脉冲发生电路接收所述频率运算电路输出的频率信号；

移相电路，所述移相电路接收所述脉冲发生电路输出的基准脉冲信号，所述移相电路接收所述相位运算电路输出的相位信号；

驱动电路，所述驱动电路接收所述脉冲发生电路输出的所述基准脉冲信号，所述驱动电路根据所述基准脉冲信号对所述第一全桥电路的第一桥臂或所述第二全桥电路的第一桥臂进行驱动，所述驱动电路接收所述移相电路输出的移相脉冲信号，所述驱动电路根据所述移相脉冲信号对所述第一全桥电路的第二桥臂或所述第二全桥电路的第二桥臂进行驱动。

10.一种双向全桥谐振直流/直流变换器的控制方法，其特征在于：所述变换器为上述权利要求4至9任一项所述的变换器；

所述控制方法包括：

当能量变换方向是从第一滤波电路流向所述第二滤波电路时，执行第一流向变换步骤；

当能量变换方向是从第二滤波电路流向所述第一滤波电路时，执行第二流向变换步骤，

所述第一流向变换步骤包括：

将所述第一开关模块处于断开状态，将所述第二开关模块处于闭合状态；

所述控制单元接收第一预设信号和第一反馈信号，所述第一反馈信号为采用所述第二滤波电路的工作电流或电压所得；

所述控制单元根据所述第一预设信号和所述反馈信号运算得出第一控制信号，所述控制单元根据所述第一预设信号运算得出第一整流控制信号；

所述控制单元根据所述第一控制信号生成第一基准脉冲信号和第一移相脉冲信号，所述控制单元对所述第一全桥电路的第一桥臂按照所述第一基准脉冲信号进行驱动，所述控制单元对所述第一全桥电路的第二桥臂按照所述第一移相脉冲信号进行驱动，所述控制单元根据所述第一整流控制信号对所述第二全桥电路进行驱动；

所述第二流向变换步骤包括：

将所述第一开关模块处于闭合开状态，将所述第二开关模块处于断开状态；

所述控制单元接收第二预设信号和第二反馈信号，所述第二反馈信号为采用所述第一滤波电路的工作电流或电压所得；

所述控制单元根据所述第二预设信号和所述反馈信号运算得出第二控制信号，所述控制单元根据所述第二预设信号运算得出第二整流控制信号；

所述控制单元根据所述第二控制信号生成第二基准脉冲信号和第二移相脉冲信号，所述控制单元对所述第二全桥电路的第一桥臂按照所述第二基准脉冲信号进行驱动，所述控制单元对所述第二全桥电路的第二桥臂按照所述第二移相脉冲信号进行驱动，所述控制单元根据所述第二整流控制信号对所述第一全桥电路进行驱动。