CN109361321B - 一种llc谐振变换器反向工作电路及设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种LLC谐振变换器反向工作电路及设计方法，包括两组全桥电路、谐振电容C_r、谐振电感L_r、励磁电感L_m和变压器T；两组全桥电路分别并联在变压器T的初级端和次级端，变压器T初级端的全桥电路接电源V_in；谐振电容C_r、谐振电感L_r和励磁电感L_m并联在变压器T的次级端，变压器T次级端的全桥电路接负载Re。通过确定变压器变比N、电路品质因数Q，确定电感比L_n的值，进而确定电路调频区间；得到变换器的最大增益和最小增益；判断电压增益是否满足设计要求；最终确定谐振电容C_r、谐振电感L_r和励磁电感L_m。该电路能实现软开关，有效提升变换器功率密度，适用范围广。

Description

一种LLC谐振变换器反向工作电路及设计方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，具体涉及一直LLC谐振变换器反向工作电路及设计方法。

背景技术

双向DC-DC变换器在新能源发电技术和新能源汽车充电机上有较为广泛的应用。通常，双向DC-DC变换器按是否有变压器分隔离和非隔离两类。其中，桥式双向DC-DC隔离变换器更适合高压、大功率的场合。LLC谐振变换器由于其易于实现软开关，具有极高的效率和功率密度，且谐振器件较少，拥有非常广泛的应用。目前，LLC谐振变换器通常应用于单向工作场合。由于LLC谐振变换器正反向的不对称性，其在反向工作过程与正向工作有所区别。若LLC谐振变换器反向工作电路同样能够实现软开关并具有一定的调压能力，即可实现一种基于LLC的新型双向DC-DC变换器，其具有极高的效率和较少的谐振器件，且双向均有较宽的调压范围。因此，LLC谐振变换器反向工作电路的提出对双向DC-DC变换器有着十分重大的意义。

发明内容

为解决现有技术中存在的上述缺陷，本发明的目的在于提供一种LLC谐振变换器反向工作电路。通过对变换器电压增益进行分析，并结合反向工作时软开关实现条件和关断电流大小，提出了LLC谐振变换器反向工作电路的设计方法。

本发明是通过下述技术方案来实现的。

本发明给出了一种LLC谐振变换器反向工作电路的设计方法，步骤如下：

步骤1，根据LLC谐振变换器反向工作电路的设计指标确定变压器变比N；

步骤2，根据电路电压增益曲线并结合电路对电压增益大小的需求初步确定电路品质因数Q；

步骤3，由电感比L_n关于品质因数Q的取值范围，确定电感比L_n的值；

步骤4，根据电路初级端开关管关断电流大小确定电路调频区间；

步骤5，由步骤4得到的调频区间，得到变换器的最大增益和最小增益；若电压增益不能满足设计需求，则返回步骤2调整品质因数Q或返回步骤4调整调频区间，直到电压增益满足需求；

步骤6，由步骤2、步骤3分别得到变换器品质因数Q和电感比L_n，确定谐振电容C_r、谐振电感L_r和励磁电感L_m。

本发明的一种LLC谐振变换器反向工作电路，包括两组全桥电路、谐振电容C_r、谐振电感L_r、励磁电感L_m和变压器T；两组全桥电路分别并联在变压器T的初级端和次级端，变压器T初级端的全桥电路接电源V_in；谐振电容C_r、谐振电感L_r和励磁电感L_m并联在变压器T的次级端，变压器T次级端的全桥电路接负载Re。

对于上述技术方案，本发明还有进一步优选的方案：

进一步，并联在变压器T的初级端全桥电路包括两两串联的开关管Q1和Q2、Q3和Q4再相互并联构成一组全桥电路，开关管Q1和Q3的漏端接输入电源的正极，开关管Q1和Q3的源端接分别开关管Q2和Q4的漏端；开关管Q2和Q4的源端接输入电源的负极。

进一步，变压器T初级端同名端与开关管Q1的源端和开关管Q2的漏端连接，变压器T初级端非同名端与开关管Q3的源端和Q4的漏端连接。

进一步，并联在变压器T的次级端全桥电路包括两两串联的开关管Q5和Q6、Q7和Q8再相互并联构成一组全桥电路，开关管Q5和Q7的漏端和开关管Q6和Q8的源端分别接负载Re，开关管Q5和Q7的源端接分别开关管Q6和Q8的漏端。

进一步，变压器T次级端并联励磁电感L_m；变压器T次级端同名端接谐振电容C_r，谐振电容C_r输出端接开关管Q5的源端和开关管Q6的漏端，变压器T次级端同名端接谐振电感L_r，谐振电感L_r输出端接开关管Q7的源端和开关管Q8的漏端。

进一步，各开关管的源端和漏端上并联有寄生二极管。

本发明由于采取以上技术方案，其具有以下有益效果：

1.变换器谐振腔仅由三个谐振器件组成，便于变换器参数设计，简单易行；

2.变换器运行时能实现软开关，有效提升变换器功率密度，精致高效；

3.变换器具备一定的调压能力，适用范围广。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，并不构成对本发明的不当限定，在附图中：

图1为LLC谐振变换器反向工作电路的等效原理图；

图2是本发明的LLC谐振变换器反向工作电路的工作波形；

图3是本发明的LLC谐振变换器反向工作电路设计流程图；

图4是本发明的LLC谐振变换器反向工作电路电压增益图；

图5是本发明的LLC谐振变换器反向工作电路，为实现软开关的L_n选取范围；

图6是不同谐振参数下，本发明的LLC谐振变换器反向工作电路的关断电流大小随开关频率的变化曲线。

具体实施方式

下面将结合附图以及具体实施例来详细说明本发明，在此本发明的示意性实施例以及说明用来解释本发明，但并不作为对本发明的限定。

图1是本发明的LLC谐振变换器反向工作电路的等效原理图。变换器主体有两组全桥电路、谐振电容C_r、谐振电感L_r、励磁电感L_m和变压器T组成。其中，励磁电感L_m可集成到变压器中。

其中，LLC谐振变换器反向工作电路，包括两组全桥电路、谐振电容C_r、谐振电感L_r、励磁电感L_m和变压器T；两组全桥电路分别并联在变压器T的初级端和次级端，变压器T初级端的全桥电路接电源V_in；谐振电容C_r、谐振电感L_r和励磁电感L_m并联在变压器T的次级端，变压器T次级端的全桥电路接负载Re。

并联在变压器T的初级端全桥电路包括两两串联的开关管Q1和Q2、Q3和Q4再相互并联构成一组全桥电路，开关管Q1和Q3的漏端接输入电源的正极，开关管Q1和Q3的源端接分别开关管Q2和Q4的漏端；开关管Q2和Q4的源端接输入电源的负极。变压器T初级端同名端与开关管Q1的源端和开关管Q2的漏端连接，变压器T初级端非同名端与开关管Q3的源端和Q4的漏端连接。各开关管的源端和漏端上并联有寄生二极管。

并联在变压器T的次级端全桥电路包括两两串联的开关管Q5和Q6、Q7和Q8再相互并联构成一组全桥电路，开关管Q5和Q7的漏端和开关管Q6和Q8的源端分别接负载Re，开关管Q5和Q7的源端接分别开关管Q6和Q8的漏端。变压器T次级端并联励磁电感L_m；变压器T次级端同名端接谐振电容C_r，谐振电容C_r输出端接开关管Q5的源端和开关管Q6的漏端，变压器T次级端同名端接谐振电感L_r，谐振电感L_r输出端接开关管Q7的源端和开关管Q8的漏端。各开关管的源端和漏端上并联有寄生二极管。

图2是本发明的LLC谐振变换器反向工作电路的工作波形。

变换器谐振频率f_r为：

电路工作过程分为三个阶段：

阶段一(t0-t1)：t0时刻，开关管Q1、Q4导通。谐振电容C_r和谐振电感L_r参与谐振，谐振电流对谐振电容C_r充电，开关管Q5,Q8导通。变压器初级端电流i₁由逆时针方向转变为顺时针方向。根据基尔霍夫定律，得到下式：

V₂＝V_o+V_Lr+V_Cr (2)

其中，V₂为变压器初级端两端电压；V_o为变换器输出电压；V_Lr为谐振电感两端电压；V_Cr为谐振电容两端电压。

阶段二(t1～t2)：t1时刻，谐振电流i_r反向，开关管Q6、Q7导通，谐振电容C_r放电。若此时励磁电流i_m始终大于谐振电流i_r，变压器初级端电流i₁继续保持顺时针方向，开关管Q1,Q4导通。根据基尔霍夫定律，得到下式：

V_Cr＝V_o+V₁-V_Lr (3)

阶段三(t2～t3)：t2时刻，开关管Q1、Q4关断，变压器初级端全桥电路进入死区，变压器初级端电流i₁通过开关管Q2、Q3的寄生二极管续流，为开关管Q2、Q3实现零电压开通创造条件。

变换器下半个周期工作过程与上半个周期类似。

图3是本发明的LLC谐振变换器反向工作电路设计流程图，主要由以下几个步骤组成：

步骤1，根据LLC谐振变换器反向工作电路的设计指标确定变压器变比N。

步骤2，根据图4电路电压增益曲线并结合电路对电压增益大小的需求初步确定电路品质因数Q。

LLC谐振变换器反向工作电路电压增益曲线求解过程如下：

b1)本实施例工作过程阶段一和阶段二，均为谐振电容C_r和谐振电感L_r参与谐振，谐振周期和相位一致，故令谐振电流i_r为：

其中：I_rm01为谐振电流i_r在阶段一下正弦波峰值；I_rm12为谐振电流i_r在阶段二下正弦波峰值；ω_r为谐振频率f_r对应的角速度。

b2)根据上式(4)可得谐振电容C_r两端电压V_cr：

其中，v_Cr(t0)为t0时刻，谐振电容C_r两端电压。

b3)根据伏秒平衡原理并结合上式(2)、(3)、(4)和(5)，可得方程组：

b4)根据谐振电感电流和谐振电容两端电压不能突变，并结合上式(4)、(5)和(6)，得到：

b5)考虑到输出电阻R_e，并结合上式(6)，得到：

其中，T为变换器一个开关周期时间。

b6)为了简化计算并得消除方程量纲，需进行b5)中方程进行归一化处理，令：

其中，V_o1,n,V_o2,n为输出电压归一化参数；为t0时刻对应的相位；Q为变换器品质因数；f_n为变换器归一化开关频率。

将上式(9)代入方程(7)(8)，得到方程组：

式(10)中，输出电压归一化参数V_o1,n,V_o2,n和t0时刻相位为未知量。

b7)由上式(6)(7)可得LLC谐振变换器反向工作电路电压增益M_g为：

借用MATLAB对式(10)进行求解并代入式(11)，得到不同品质因数Q下，电压增益M_g随归一化开关频率f_n的变化曲线，如图4所示。

步骤3，根据图5电感比L_n关于品质因数Q的取值范围，确定电感比L_n的值。过大励磁电流会导致开关器件导通损耗和关断损耗增大，因此L_n应尽量选取在图5所示的临界曲线边界值附近。

LLC谐振变换器反向工作电路ZVS实现条件为：阶段二(t1～t2)，初级端开关管关断电流I_off大于0。

励磁电流i_m为：

结合上式(4)，可得换流时，初级端开关管关断电流I_off大小为：

令t时刻对应的相位为：

结合上式(9)对上式(13)归一化处理，得：

其中，t0时刻对应的相位和输出电压归一化参数V_o2,n通过上式(10)求解得到。由步骤2品质因数Q，L_n需满足：对于任意工作范围内的和f_n，上式(15)始终成立。通过数学分析和MATLAB，求得L_n的边界值。不同品质因数Q下，L_n取值范围如图5所示。

步骤4，根据图6电路初级端开关管关断电流大小确定电路调频区间。设定可容忍的关断电流值并对照图6，即可得到由步骤,2、3确定的品质因数Q和电感比L_n下，电路的调频区间。以Q＝2，L_n＝1.59为例，设定30％为关断电流比值上限,可得到反向工作时，归一化开关频率f_n应在0.73～0.93范围内。

本实施例得到L_n的边界条件是：在归一化开关频率f_n∈(0.5,1)下，L_n取满足式(15)的最大值。但对于某一特定的归一化开关频率f_n，可能存在励磁电流过剩的情况，即初级端开关管关断电流较大。用初级端开关管关断电流等效到次级端与输出电流的比值I_ratio来衡量电流的大小。在L_n取边界值下，求得：

于是得到不同品质因数Q下，I_ratio关于f_n变化曲线，如图5所示。

步骤5，由步骤4得到的调频区间，代入上式(11)中，得到变换器的最大增益和最小增益。若电压增益不能满足设计需求，则返回步骤B调整品质因数Q或返回步骤4调整调频区间，直到电压增益满足需求。

步骤6，由步骤2、步骤3分别得到变换器品质因数Q和电感比L_n，确定谐振电容C_r、谐振电感L_r和励磁电感L_m。

L_m＝L_nL_r (19)

本发明具体提供了LLC谐振变换器反向工作电路的设计方法，由于本发明的变换器谐振元件较少，且具备软开关能力，能够实现极高功率密度。同时，变换器具备一定的调压能力，适用范围广泛。

本发明并不局限于上述实施例，在本发明公开的技术方案的基础上，本领域的技术人员根据所公开的技术内容，不需要创造性的劳动就可以对其中的一些技术特征作出一些替换和变形，这些替换和变形均在本发明的保护范围内。

Claims (9)

1.一种LLC谐振变换器反向工作电路的设计方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤1，根据LLC谐振变换器反向工作电路的设计指标确定变压器变比N；

步骤2，根据电路电压增益曲线并结合电路对电压增益大小的需求初步确定电路品质因数Q；

步骤3，由电感比L_n关于品质因数Q的取值范围，确定电感比L_n的值；

步骤4，根据电路初级端开关管关断电流大小确定电路调频区间；

步骤5，由步骤4得到的调频区间，得到变换器的最大增益和最小增益；若电压增益不能满足设计需求，则返回步骤2调整品质因数Q或返回步骤4调整调频区间，直到电压增益满足需求；

步骤6，由步骤2、步骤3分别得到变换器品质因数Q和电感比L_n，确定谐振电容C_r、谐振电感L_r和励磁电感L_m；

所述电路电压增益曲线求解过程如下：

21)变换器反向工作电路过程分为三个阶段：

电路工作t0-t1阶段：t0时刻，开关管Q1、Q4导通；谐振电流对谐振电容C_r充电，开关管Q5、Q8导通；变压器初级端电流i₁由逆时针方向转变为顺时针方向；根据基尔霍夫定律得到下式：

V₂＝V_o+V_Lr+V_Cr (2)

其中，V₂为变压器初级端两端电压；V_o为变换器输出电压；V_Lr为谐振电感两端电压；V_Cr为谐振电容两端电压；

电路工作t1～t2阶段：t1时刻，谐振电流i_r反向，开关管Q6、Q7导通，谐振电容C_r放电；若此时励磁电流i_m始终大于谐振电流i_r，变压器初级端电流i₁继续保持顺时针方向，开关管Q1、Q4导通；根据基尔霍夫定律得到下式：

V_Cr＝V_o+V₁-V_Lr (3)

电路工作t2～t3阶段：t2时刻，开关管Q1、Q4关断，变压器初级端全桥电路进入死区，变压器初级端电流i₁通过开关管Q2、Q3的寄生二极管续流；

22)由谐振电容C_r和谐振电感L_r谐振周期和相位一致，令谐振电流i_r为：

其中，I_rm01为谐振电流i_r在阶段一下正弦波峰值；I_rm12为谐振电流i_r在阶段二下正弦波峰值；ω_r为谐振频率f_r对应的角速度；

23)根据式(4)可得谐振电容C_r两端电压V_cr：

其中，v_Cr(t0)为t0时刻谐振电容C_r两端电压；

24)根据伏秒平衡原理并结合上式(2)、(3)、(4)和(5)，可得方程组：

25)根据谐振电感电流和谐振电容两端电压不能突变，并结合上式(4)、(5)和(6)，得到：

26)考虑到输出电阻R_e，并结合上式(6)，得到：

其中，T为变换器一个开关周期时间；

27)将步骤26)中方程进行归一化处理，令：

其中，V_o1,n,V_o2,n为输出电压归一化参数；为t0时刻对应的相位；Q为变换器品质因数；f_n为变换器归一化开关频率；

将上式(9)代入方程(7)(8)，得到方程组：

式(10)中，输出电压归一化参数V_o1,n,V_o2,n和t0时刻相位为未知量；

28)由上式(6)(7)可得LLC谐振变换器反向工作电路电压增益M_g为：

借用MATLAB对式(10)进行求解并代入式(11)，得到不同品质因数Q下，电压增益M_g随归一化开关频率f_n的变化曲线。

2.根据权利要求1所述的一种LLC谐振变换器反向工作电路的设计方法，其特征在于，所述步骤3中，电感比L_n由下式确定：

式中，为t时刻对应的相位。

3.根据权利要求1所述的一种LLC谐振变换器反向工作电路的设计方法，其特征在于，所述步骤6，确定谐振电容C_r、谐振电感L_r和励磁电感L_m如下：

L_m＝L_nL_r (19)

式中，R_e为输出电阻，f_r为谐振频率。

4.一种权利要求1所述方法采用的LLC谐振变换器反向工作电路，包括两组全桥电路、谐振电容C_r、谐振电感L_r、励磁电感L_m和变压器T；所述两组全桥电路分别并联在变压器T的初级端和次级端，其特征在于，所述变压器T初级端的全桥电路接电源V_in；所述谐振电容C_r、谐振电感L_r和励磁电感L_m并联在变压器T的次级端，变压器T次级端的全桥电路接负载Re。

5.根据权利要求4所述的一种LLC谐振变换器反向工作电路，其特征在于，并联在所述变压器T的初级端全桥电路包括两两串联的开关管Q1和Q2、Q3和Q4再相互并联构成一组全桥电路，所述开关管Q1和Q3的漏端接输入电源的正极，开关管Q1和Q3的源端接分别开关管Q2和Q4的漏端；开关管Q2和Q4的源端接输入电源的负极。

6.根据权利要求5所述的一种LLC谐振变换器反向工作电路，其特征在于，所述变压器T初级端同名端与开关管Q1的源端和开关管Q2的漏端连接，所述变压器T初级端非同名端与开关管Q3的源端和Q4的漏端连接。

7.根据权利要求4所述的一种LLC谐振变换器反向工作电路，其特征在于，并联在所述变压器T的次级端全桥电路包括两两串联的开关管Q5和Q6、Q7和Q8再相互并联构成一组全桥电路，所述开关管Q5和Q7的漏端和开关管Q6和Q8的源端分别接负载Re，开关管Q5和Q7的源端接分别开关管Q6和Q8的漏端。

8.根据权利要求7所述的一种LLC谐振变换器反向工作电路，其特征在于，所述变压器T次级端并联励磁电感L_m；变压器T次级端同名端接谐振电容C_r，谐振电容C_r输出端接开关管Q5的源端和开关管Q6的漏端，变压器T次级端同名端接谐振电感L_r，谐振电感L_r输出端接开关管Q7的源端和开关管Q8的漏端。

9.根据权利要求5-8任一项所述的一种LLC谐振变换器反向工作电路，其特征在于，各开关管的源端和漏端上并联有寄生二极管。