CN108418436A - 一种基于半桥三电平结构的双向llc直流变换器及其控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种基于半桥三电平结构的双向LLC直流变换器及其控制方法，电路正向运行，电源V1侧开关管S1、S2、S3、S4正常工作，四路驱动均采用固定0.5占空比，开关管S1和开关管S4互补导通，开关管S2和开关管S3互补导通，电源V2侧开关管S5、S6、S7、S8全部处于封锁状态，只有体二极管 参与能量的传输过程；当所述双向LLC变换器采取调占空比控制时，只需改变S1、S2和S3、S4之间的移相角；当采取调频控制时，只需改变开关频率。提高了电路的电压等级和功率等级，保证了系统高效、可靠的运行。
Description
技术领域
本发明涉及一种基于半桥三电平结构的双向LLC直流变换器及其控制方法，特别适用于储能系统中的双向直流变换器。
背景技术
近年来，随着化石能源的不断消耗和全球变暖的影响愈加明显，新能源技术越来越受到重视，能够实现能量双向流动的双向DC/DC变换器作为储能环节中的重要组成部分，在当下新能源汽车领域等需要如超级电容、蓄电池等储能设备的应用技术不断发展下，迎来了其研究方向的又一个新的高峰，并朝着高效率、高功率密度方向发展。传统的移相全桥DC/DC变换器虽然结构简单，但是存在软开关范围比较窄，原边环流大，副边整流桥二极管电压尖峰大等明显问题，使得变换器效率和功率密度低；LLC谐振变换器由于其电路结构简单，不需要加任何辅助电路就能够在较宽的负载范围下实现逆变侧功率开关管的零电压开通(ZVS)和整流侧二极管的零电流关断(ZCS)，可以提高电路的软开关特性和功率密度，因此越来越受到重视。而传统的LLC电路只能实现单向的能量流动，为此国内外学者就双向LLC电路做了以下研究：
其中专利“林成栋，侯院军.LLC谐振的高变比大功率双向DCDC变换器.中国专利:公开号206180852U，公开日2017-5-17”提出了一种通过在开关桥臂中点增加辅助电感来实现正、反向谐振腔LLC特性一致的双向LLC变换器，该拓扑谐振腔不需要过多的谐振元件，使得电路成本和设计难度降低，且能避免新增元件上产生的损耗，是目前主流的双向LLC谐振腔结构。但是由于实际应用中储能侧蓄电池等储能元件和直流母线侧的电压等级变化范围较大，而该双向DC/DC变换器采用全桥结构，因此功率器件在宽范围输入电压的情况下仍然受到耐压等级的限制。
为此论文“A Bidirectional Three-Level LLC Resonant Converter With PWAMControl”,Tianyang Jiang,Junming Zhang,Member,IEEE,Xinke Wu,Member,IEEE,KuangSheng,Senior Member,IEEE,and Yousheng Wang,IEEE《IEEE Transactions onPowerElectronics》,2016,31(3),2213-2225.(“一种利用PWAM调制的双向三电平LLC谐振变换器”，《IEEE学报-电力电子期刊》，2016年第31卷第3期，第2213-2225页)提出了一种在储能侧采用半桥三电平结构的双向LLC变换器，虽然通过PWAM调制方法来实现宽范围电压调节，但该调制控制方法复杂，且其直流母线侧仍采用全桥结构，当直流母线侧电压变化较大时，将影响全桥结构中的功率开关管的正常工作，降低了系统的可靠性和效率。
发明内容
本发明目的是提供一种基于半桥三电平结构的双向LLC直流变换器及其控制方法，针对现有拓扑存在的缺陷，提高了电路的电压等级和功率等级，保证了系统高效、可靠的运行。
为了实现以上目的，本发明采用的技术方案为：一方面的，一种基于半桥三电平结构的双向LLC直流变换器，包括电源V1、电源V2，定义电路正向运行的方向为能量从电源V1传输到电源V2，反向运行方向为能量从电源V2传输到电源V1，电源V1侧组成部分：直流侧母线电压V1、直流侧相串联的分压电容Cin1和Cin2，电容Cin1的正极连接直流母线的正极，电容Cin1的负极与电容Cin2的正极连接，定义为变换器中点B，电容Cin2的负极连接直流母线的负极；
半桥三电平主电路拓扑由4只开关管首尾串联而成，即开关管S1、开关管S2、开关管S3和开关管S4，其中开关管S1的集电极连接直流母线的正极，开关管S1的发射极连接开关管S2的集电极，开关管S2的发射极连接开关管S3的集电极，开关管S3的发射极连接开关管S4的集电极，开关管S4的发射极连接直流母线的负极，飞跨电容Css1的正极连接开关管S1和开关管S2的中点，飞跨电容Css1的负极连接开关管S3和开关管S4的中点，钳位二极管D1与钳位二极管D2相串联，其中点连接变换器中点B，钳位二极管D1的负极连接飞跨电容Css1的正极，钳位二极管D2的正极连接飞跨电容Css1的负极；
将开关管S2和开关管S3的中点A与变换器中点B引出作为电源V1侧输出端UAB，输出端UAB连接电源V1侧的辅助电感Lm2两端，辅助电感Lm2、谐振电感Lr、励磁电感Lm1和谐振电容Cr相串联形成电源V1侧的谐振腔；电源V2侧组成部分与电源V1侧组成一一对应，其中分压电容C3和C4对应分压电容C1和C2，钳位二极管D3和D4对应钳位二极管D1和D2，飞跨电容Css2对应飞跨电容Css1，开关管S5、S6、S7、S8对应开关管S1、S2、S3、S4，同样将开关管S6和开关管S7的中点C与变换器中点D引出作为电源V2侧输出端UCD。
另一方面的，一种基于权利要求1的基于半桥三电平结构的双向LLC直流变换器的控制方法，电路正向运行，电源V1侧开关管S1、S2、S3、S4正常工作，四路驱动均采用固定0.5占空比，开关管S1和开关管S4互补导通，开关管S2和开关管S3互补导通，电源V2侧开关管S5、S6、S7、S8全部处于封锁状态，只有体二极管参与能量的传输过程；当所述双向LLC变换器采取调占空比控制时，只需改变S1、S2和S3、S4之间的移相角；当采取调频控制时，只需改变开关频率。
本发明的技术效果在于：针对目前储能系统中储能元件和直流母线侧上电压等级变化范围大的情况，相对于现有双向DC/DC变换器拓扑，本发明在储能侧和直流母线侧均采用半桥三电平结构，提高了电路的电压等级和功率等级，并提出了相对应的基本控制方法，该控制方法简单有效，保证了系统高效、可靠的运行。
附图说明
图1是本发明所针对的基于半桥三电平结构的双向LLC变换器拓扑结构示意图；
图2是本发明所针对的双向LLC变换器简化后的谐振腔等效示意图；
图3是本发明所针对的双向LLC变换器简化后的正向谐振腔等效示意图；
图4是本发明所针对的双向LLC变换器简化后的反向谐振腔等效示意图；
图5是本发明所针对的双向LLC变换器在fr1＜fs＜fr2时的主要波形图；
图6(包括图6(a)、图6(b)、图6(c)、图6(d)、图6(e)各开关状态图)是本发明所针对的双向LLC变换器在fr1＜fs＜fr2时，各个时刻下对应的等效电路图，其中，图6(a)为开关状态0、图6(b)为开关状态1、图6(c)为开关状态2、图6(d)为开关状态3、图6(e)为开关状态4；
图7是本发明所针对的双向LLC变换器在fs＝fr2时的主要波形图。
图8是本发明所针对的双向LLC变换器在fs＞fr2时的主要波形图。
图9是本发明所针对的双向LLC变换器在移相控制时的主要波形图。
图10(包括图10(a)、图10(b)、图10(c)、图10(d)、图10(e)、图10(f))是本发明所针对的双向LLC变换器在移相控制时，各个时刻下对应的等效电路图，其中，图10(a)为开关状态0、图10(b)为开关状态1、图10(c)为开关状态2、图10(d)为开关状态3、图10(e)为开关状态4、图10(f)为开关状态5、图10(g)为开关状态6。
具体实施方式
本发明所涉及的基于半桥三电平结构的双向LLC直流变换器拓扑结构如下：在这里定义电路正向运行的方向为能量从电源V1传输到电源V2，反向运行方向为能量从电源V2传输到电源V1。电源V1侧组成部分：直流侧母线电压V1、直流侧相串联的分压电容Cin1和Cin2，电容Cin1的正极连接直流母线的正极，电容Cin1的负极与电容Cin2的正极连接，定义为变换器中点B，电容Cin2的负极连接直流母线的负极。半桥三电平主电路拓扑由4只开关管首尾串联而成，即开关管S1、开关管S2、开关管S3和开关管S4，其中开关管S1的集电极连接直流母线的正极，开关管S1的发射极连接开关管S2的集电极，开关管S2的发射极连接开关管S3的集电极，开关管S3的发射极连接开关管S4的集电极，开关管S4的发射极连接直流母线的负极，飞跨电容Css1的正极连接开关管S1和开关管S2的中点，飞跨电容Css1的负极连接开关管S3和开关管S4的中点，钳位二极管D1与钳位二极管D2相串联，其中点连接变换器中点B，钳位二极管D1的负极连接飞跨电容Css1的正极，钳位二极管D2的正极连接飞跨电容Css1的负极。将开关管S2和开关管S3的中点A与变换器中点B引出作为电源V1侧输出端UAB，输出端UAB连接电源V1侧的辅助电感Lm2两端，辅助电感Lm2、谐振电感Lr、励磁电感Lm1和谐振电容Cr相串联形成电源V1侧的谐振腔；电源V2侧组成部分与电源V1侧组成一一对应，其中分压电容C3和C4对应分压电容C1和C2，钳位二极管D3和D4对应钳位二极管D1和D2，飞跨电容Css2对应飞跨电容Css1，开关管S5、S6、S7、S8对应开关管S1、S2、S3、S4，同样将开关管S6和开关管S7的中点C与变换器中点D引出作为电源V2侧输出端UCD。
下面结合附图对本发明进行具体分析：
将本发明中的双向LLC变换器简化，其等效电路如图2所示，当变换器正向运行时，由于UAB为交流方波电压，则辅助电感Lm2被钳位而不参与到谐振过程中，此时正向等效电路如图3所示；当变换器反向运行时，由于UCD为交流方波电压，经过变压器成比例变化之后仍为交流方波电压，同理励磁电感Lm1被钳位而不参与到谐振过程中，此时反向等效电路如图4所示。由图3、图4可以看出，无论电路工作在正向还是方向，谐振腔中都只有一个励磁电感参与谐振，而另一个则被交流方波电压钳位而不参与谐振，这样就有了完全对称的LLC谐振特性。
以正向运行为例，来分析该双向LLC变换器的基本控制方法和工作原理，本发明采用的控制方法为：电源V1侧开关管S1、S2、S3、S4正常工作，四路驱动均采用固定0.5占空比，开关管S1和开关管S4互补导通，开关管S2和开关管S3互补导通，电源V2侧开关管S5、S6、S7、S8全部处于封锁状态，只有体二极管 参与能量的传输过程。当本发明中的双向LLC变换器采取调占空比控制时，只需改变S1、S2和S3、S4之间的移相角；当采取调频控制时，只需改变开关频率。
当采取调频控制时，首先在这里定义开关频率为fs，第一谐振频率为fr1，第二谐振频率为fr2，其中：
其中电路正向运行时，Lm＝Lm1；反向运行时，Lm＝Lm2。
根据LLC谐振变换器工作频率所在频率区间范围，可将其工作模式分为三种不同情况：1、fr1＜fs＜fr2 2、fs＝fr2 3、fs＞fr2。
首先分析变换器处于fr1＜fs＜fr2时的工作原理，当开关频率处于第一谐振频率点和第二谐振频率点之间时，此时电压增益始终大于1，原边开关管实现ZVS开通，副边整流桥二极管自然关断。在一个开关周期中，变换器共有10种开关状态，图5给出了该变换器在一个开关周期内的主要波形。由于在正半周期和负半周期工作原理类似，在这里只分析电路在正半周期内的不同工作状态，其工作情况描述如下：
1)工作状态0(t0-t1)：t0时刻，S1、S2同时导通，UAB超前于谐振电流iLr。辅助电感Lm2被UAB钳位，由于谐振电流iLr大于励磁电流iLm1，电源V2侧的S5、S6的反并联二极管DS5、DS6开始导通，励磁电感Lm1被变压器副边电压钳位，此时谐振腔仅由Lr、Cr组成，发生两元件谐振，励磁电流iLm1线性上升。到t1时刻，谐振电流iLr由负变为正。
2)工作状态1(t1-t2)：在该工作状态下，开关管S1、S2和二极管DS5、DS6继续同时保持导通，谐振电流iLr为正，励磁电流iLm1继续线性上升，到t2时刻，励磁电流iLm1上升为0。
3)工作状态2(t2-t3)：在该工作状态下，开关管S1、S2和二极管DS5、DS6继续同时保持导通，励磁电感Lm1仍被变压器副边电压所钳位，且励磁电流iLm1在副边电压作用下，电流方向由负变正，在该阶段其与谐振电流iLr同向且同时增大。
4)工作状态3(t3-t4)：t3时刻，励磁电流iLm1大小与谐振电流iLr大小一样时，副边反并联二极管DS5、DS6停止导通，实现了ZCS关断。此时变压器副边不再对励磁电感有钳位作用，励磁电感iLm1也参与到了谐振腔的谐振过程中，此时发生三元件谐振。由于励磁电感比谐振电感大得多，因此这一段电流变化比较平缓。在该状态中，输出电容Cin3和Cin4继续为负载提供能量。
5)工作状态4(t4-t5)：t4时刻，开关管S1、S2的驱动信号由高电平变为低电平，进入到死区时间，此时谐振电流iLr方向仍为正，为开关管S1、S2的结电容充电，同时为开关管S3、S4的结电容放电，使开关管S3、S4实现ZVS开通。由于在该过程中，励磁电流逐渐大于谐振电流，电源V2侧的S7、S8的反并联二极管DS7、DS7开始导通，励磁电感再次被变压器副边钳位，三元件谐振再次变为两元件谐振。后半个开关周期的工作状态与前半个开关周期的工作状态一致，这里不再分析。当变换器的开关频率处于fr1＜fs＜fr2时，各个工作状态下的等效电路如图6所示。
其次分析变换器处于fs＝fr2时的工作原理，当开关频率等于谐振频率时，此时电压增益为1，原边开关管实现ZVS开通，副边二极管恰好实现ZCS关断，且负载大小对电压增益没有影响。该模态下的波形与fr1＜fs＜fr2相似，只是不再包含工作状态3。图7给出了该变换器处于fs＝fr2时，在一个开关周期内的主要波形。
最后分析变换器处于fs＞fr2时的工作原理，当开关频率大于第二谐振频率点时，此时电压增益始终小于1，励磁电感Lm1始终被变压器副边电压钳位，不参与到谐振过程。原边开关管实现ZVS开通，流经副边二极管的电流在原边开关管关断时仍未下降到零，因此被迫关断，由于线路寄生电感的存在，则会造成较大的关断过电压，降低了变换器的可靠性和效率。图8给出了该变换器处于fs＞fr2时，在一个开关周期内的主要波形。
当采取调占空比控制时，开关频率恒定，令开关频率等于第二谐振频率点，即在fs＝fr2时，通过调节占空比来调节输出电压，此时原边开关管实现ZVS开通，副边二极管实现ZCS关断，电压增益最大为1，通过占空比调节使电压增益在0～1之间变化，图9给出了该变换器在一个开关周期内的主要波形，由于正、负半周期工作原理类似，因此这里只分析正半周期，在半个开关周期内其工作过程可分为6个阶段，其工作情况描述如下：
1)工作状态0(t0-t1):t0时刻，CS3两端电压上升为v1/2，CS2两端电压下降为0，为其实现ZVS开通提供条件。Lr和Cr发生谐振，UAB大小变为v1/2，励磁电感Lm1两端电压为nUo，励磁电流线性上升，谐振电流的电流方向仍为负，开关管S1、S2的体二极管DS1、DS2导通进行续流。输入电压与变压器副边折算过来的电压之差作用在谐振腔上。
2)工作状态1(t1-t2):t1时刻，谐振电流由负变正，此时开关管S1、S2的体二极管DS1、DS2关断，谐振电流正向经过开关管S1、S2，励磁电流仍为负，谐振腔只有Lr和Cr发生谐振。
3)工作状态2(t2-t3):t2时刻，励磁电感Lm1仍被变压器边电压所钳位，且励磁电流iLm1在副边电压作用下，电流方向由负变正，在该阶段其与谐振电流iLr同向且同时增大。
4)工作状态3(t3-t4):t2时刻，开关管S1关断，此时谐振电流仍大于0，开关管S1的结电容CS1充电，开关管S4的结电容CS4放电。Lr和Cr继续发生谐振，励磁电流继续线性上升。到t3时刻，CS1两端电压上升为v1/2，CS4两端电压下降为0，开关管S4的体二极管导通，为下一时刻开关管S4的ZVS开通提供条件。
5)工作状态4(t4-t5):t3时刻，开关管S4开通，CS1两端电压为v1/2，D1导通，此时谐振电流大于励磁电流，飞跨电容CSS1通过开关管S2和DS4给谐振腔供电。谐振腔仍只有Lr和Cr，励磁电流继续线性增大，谐振电流减小，直到t4时刻，此时
6)工作状态5(t5-t6)：t4时刻，谐振电流等于励磁电流，此时变压器副边二极管全部截止，和变压器原边断开，此时励磁电感不再被变压器副边电压钳位，参与到谐振过程中，谐振腔的谐振频率从fr2变为fr1。由于励磁电感Lm很大，因此谐振周期很大，电流在这个阶段可以近似认为不变，此时电容Cin3和电容Cin4继续为负载供电。
7)工作状态6(t6-t7)：t5时刻，开关管S2关断，谐振电流通过飞跨电容CSS1给CS2进行充电，给CS3进行放电。到t6时刻，CS2两端电压为v1/2，CS3两端电压下降为0，为下一时刻开关管S3的ZVS开通提供条件。在这个阶段，谐振电流大于励磁电流，因此变压器副边电压再次对励磁电感进行钳位，励磁电感退出谐振腔，副边整流二极管DS7、DS8导通。当变换器工作在移相控制时，各个工作状态下的等效电路如图10所示。
Claims (2)
1.一种基于半桥三电平结构的双向LLC直流变换器，其特征在于，包括电源V1、电源V2，定义电路正向运行的方向为能量从电源V1传输到电源V2，反向运行方向为能量从电源V2传输到电源V1，电源V1侧组成部分：直流侧母线电压V1、直流侧相串联的分压电容Cin1和Cin2，电容Cin1的正极连接直流母线的正极，电容Cin1的负极与电容Cin2的正极连接，定义为变换器中点B，电容Cin2的负极连接直流母线的负极；
半桥三电平主电路拓扑由4只开关管首尾串联而成，即开关管S1、开关管S2、开关管S3和开关管S4，其中开关管S1的集电极连接直流母线的正极，开关管S1的发射极连接开关管S2的集电极，开关管S2的发射极连接开关管S3的集电极，开关管S3的发射极连接开关管S4的集电极，开关管S4的发射极连接直流母线的负极，飞跨电容Css1的正极连接开关管S1和开关管S2的中点，飞跨电容Css1的负极连接开关管S3和开关管S4的中点，钳位二极管D1与钳位二极管D2相串联，其中点连接变换器中点B，钳位二极管D1的负极连接飞跨电容Css1的正极，钳位二极管D2的正极连接飞跨电容Css1的负极；
将开关管S2和开关管S3的中点A与变换器中点B引出作为电源V1侧输出端UAB，输出端UAB连接电源V1侧的辅助电感Lm2两端，辅助电感Lm2、谐振电感Lr、励磁电感Lm1和谐振电容Cr相串联形成电源V1侧的谐振腔；电源V2侧组成部分与电源V1侧组成一一对应，其中分压电容C3和C4对应分压电容C1和C2，钳位二极管D3和D4对应钳位二极管D1和D2，飞跨电容Css2对应飞跨电容Css1，开关管S5、S6、S7、S8对应开关管S1、S2、S3、S4，同样将开关管S6和开关管S7的中点C与变换器中点D引出作为电源V2侧输出端UCD。
2.一种基于权利要求1的基于半桥三电平结构的双向LLC直流变换器的控制方法，其特征在于，电路正向运行，电源V1侧开关管S1、S2、S3、S4正常工作，四路驱动均采用固定0.5占空比，开关管S1和开关管S4互补导通，开关管S2和开关管S3互补导通，电源V2侧开关管S5、S6、S7、S8全部处于封锁状态，只有体二极管参与能量的传输过程；当所述双向LLC变换器采取调占空比控制时，只需改变S1、S2和S3、S4之间的移相角；当采取调频控制时，只需改变开关频率。
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