CN111697837A - 基于三电平clllc谐振变换器的直流变压器拓扑及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于三电平双向CLLLC谐振变换器的直流变压器拓扑及控制方法，拓扑包括高压侧拓扑、低压侧拓扑以及双向CLLLC谐振变换器；所述高压侧拓扑包括N个串联的半桥三电平电路，所述低压侧拓扑包括N个串联的全桥电路，每组所述半桥三电平电路与全桥电路通过所述双向CLLLC谐振变换器对应连接。此拓扑具有电压等级高的特点，从而降低直流变压器系统所需模块数量，减少系统占地面积和成本，降低系统发生故障的概率，并且该拓扑采用等效脉冲扩展发波法，可以实现能量双向流动、全范围软开关以及串联器件的均压。本发明提出了模块间移相控制，减小了低压侧并联模块输出总电流的纹波。N个模组的高压侧串联、低压侧并联的拓扑结构，适合于高压大容量场合。

Description

基于三电平CLLLC谐振变换器的直流变压器拓扑及控制方法

技术领域

本发明涉及变压器设计技术领域，尤其涉及一种基于三电平CLLLC谐振变换器的直流变压器拓扑及控制方法。

背景技术

两电平LLC谐振变换器因为其结构简单、软开关特性优越，在业界得到了越来越广泛的应用，但是主要存在以下缺点：

1)两电平拓扑中开关管的电压应力较大，特别在较高的电压应用场合，需要多个模块串联才能满足要求，较多的串联模块数导致系统发生故障的概率增大、体积增大、成本增加，影响系统的稳定性和可靠性，并增加了系统维护的工作量及系统占地面积；

2)目前，三电平LLC拓扑多集中于充电机等能量单向流动领域，无法满足直流变压器隔离级能量双向流动的要求。

专利申请《一种三电平LLC谐振变换器》，其核心思想为：当谐振变换器负载过载或短路时，通过箝位绕组和谐振电感或变压器的耦合以及二极管的共同作用将谐振电容的电压箝位在输入电压或其他值，从而避免主开关失去零电压开通，抑制原边开关电流应力的目的。但是该专利申请电路拓扑较复杂；副边为二极管整流，能量只能单向流动，无法实现能量的双向流动；电路拓扑适合于低压应用场合，无法用于中压或高压场合。

专利申请《三电平LLC电路的控制方法》，技术方案为：(a)采样输出电压和输出电流,闭环检测电路得到开关频率和占空比；(b)将开关频率和参考开关频率进行比较,根据比较结果,闭环检测电路调节控制信号中的开关率和控制信号中的占空比,使输出电压保持在设定电压。但是该专利申请副边为二极管整流，能量只能单向流动，无法实现能量的双向流动；电路拓扑适合于低压应用场合，无法用于中压或高压场合。

专利申请《一种三相三电平LLC谐振变换器》，技术方案为：一种三相三电平LLC谐振变换器，包括由三个三电平桥臂并联构成的逆变器、三相变压器、由三组谐振电容和谐振电感串联连接后和三相变压器的三个励磁电感构成的谐振电路、与三相变压器副边连接的三相整流电路、连接在三相整流电路输出端的滤波电路。每个开关管的电压应力为输入电压的一半。但是该专利申请副边为二极管整流，能量只能单向流动，无法实现能量的双向流动；电路拓扑适合于低压应用场合，无法用于中压或高压场合。

发明内容

针对现有直流变压器模块数量多、体积大、成本高、系统故障发生概率大等问题，提出一种基于三电平CLLLC谐振变换器的直流变压器拓扑及控制方法，此拓扑具有电压等级高的特点，从而降低直流变压器系统所需模块数量，减少系统占地面积和成本，降低系统发生故障的概率。该拓扑采用等效脉冲拓展PWM控制方法，可以实现能量双向流动、全范围软开关以及串联器件的均压。

为达到上述目的，本发明提供了一种基于三电平双向CLLLC谐振变换器的直流变压器拓扑，包括高压侧拓扑、低压侧拓扑以及双向CLLLC谐振变换器；所述高压侧拓扑包括N个串联的半桥三电平电路，所述低压侧拓扑包括N串联的全桥电路，每组所述半桥三电平电路与全桥电路通过所述双向CLLLC谐振变换器对应连接，N为大于2的整数。

进一步地，所述半桥三电平电路的一个桥臂为串联的开关管S₁和S₂，另一个桥臂为串联的开关管S₃和S₄，开关管S₂和开关管S₃的连接点连接双向CLLLC谐振变换器的原边的一个输入端；所述半桥三电平电路的输入端串联两个母线电容Cd1、Cd2，二者的连接点连接双向CLLLC谐振变换器的原边的另一个输入端；母线电容Cd1和Cd2的连接点连接钳位二极管D5的正极和钳位二极管D6的负极，钳位二极管D5的负极连接开关管S₁和S₂的连接点以及飞跨电容C_ss的一端，钳位二极管D6的正极连接开关管S₃和S₄的连接点以及飞跨电容C_ss的另一端；

所述全桥电路的四个桥臂分别为开关管S₅、S₆、S₇和S₈，开关管S₅、和S₆的连接点以及开关管S₇和S₈的连接点分别连接到双向CLLLC谐振变换器的副边的两个输出端，所述全桥电路的输出端并联母线电容C_o。

进一步地，所述双向CLLLC谐振变换器包括并联在原边的励磁电感L_m，串联在原边一个输入端的漏感L_r1，串联在原边另一个输入端的谐振电容C_r1，串联在副边的一个输出端的漏感L_r2，串联在副边的另一个输出端的谐振电容C_r2。

进一步地，开关管S₁至S₈采用PWM驱动，每个对应的所述半桥三电平电路与全桥电路满足：开关管S₁与S₄互补，S₂与S₃互补，S₂滞后于S₁一个移相角，S₅、S₈相同且和S₆、S₇互补，S₆、S₇相同，S₅的上升沿与S₁上升沿同时刻，S₅的下降沿与S₂的下降沿同时刻。

进一步地，后一组所述半桥三电平电路与全桥电路的驱动PWM脉冲的相位差滞后于前一组360°/N并循环。

本发明另一方面提供一种利用所述的基于三电平双向CLLLC谐振变换器的直流变压器拓扑进行控制的方法，采用PWM驱动每组所述半桥三电平电路与全桥电路的开关管S₁至S₈，使得：开关管S₁与S₄互补，S₂与S₃互补，S₂滞后于S₁一个移相角，S₅、S₈相同且和S₆、S₇互补，S₆、S₇相同，S₅的上升沿与S₁上升沿同时刻，S₅的下降沿与S₂的下降沿同时刻；

后一组所述半桥三电平电路与全桥电路的驱动PWM脉冲的相位差滞后于前一组360°/N并循环。

进一步地，每组所述半桥三电平电路与全桥电路的包括依次发生的6个运行模态：

运行模态1：在开关管S₂导通时刻，高压侧谐振电流i_p通过开关管S₁、S₂开始正向流动，V_AB电压为V_in/2，V_AB为所述双向CLLLC谐振变换器的输入电压，V_in为所述半桥三电平电路输入电压；低压侧谐振电流i_s通过开关管S₅、S₈以正弦的规律增大，V_CD为V_o，V_CD为所述双向CLLLC谐振变换器的输出电压，V_o为所述全桥电路的输出电压，低压侧电压钳位励磁电感L_m电压，高压侧励磁电流i_Lm线性增大；

运行模态2：在开关管S₁关断时刻，高压侧谐振电流i_p与高压侧励磁电流i_Lm相等，低压侧谐振电流i_s下降为零并开始反向流动，而低压侧电压继续钳位励磁电感L_m电压，高压侧励磁电流i_Lm继续线性增大，高压侧谐振电流i_p继续以正弦的规律变化降低；开关管S₁关断，高压侧谐振电流i_p给S₁内部的结电容C₁充电，同时开关管S₄内部的结电容C₄通过C_rss放电，V_AB逐渐减小至零，高压侧谐振电流i_p接近高压侧励磁电流i_Lm且电流值接近于零，开关管S₄的电压降为零；

运行模态3：在V_AB开始为零的时刻，开关管S₁和S₄内部的结电容C₁和C₄充放电已完成，高压侧谐振电流i_p与高压侧励磁电流i_Lm相等并通过原边漏感L_r1、原边谐振电容C_r1、钳位二极管D5和开关管S₂环流，所述双向CLLLC谐振变换器的输入电压V_AB电压为零，低压侧谐振电流i_s继续按照正弦规律反向增大；

运行模态4：在V_AB停止为零的时刻，开关管S₂、S₅和S₈关断，高压侧谐振电流i_p给S₂内部的结电容C₂充电，开关管S₃内部的结电容C₃通过飞跨电容C_ss放电，高压侧谐振电流i_p接近高压侧励磁电流i_Lm且电流值接近于零，开关管S₃的电压降为零；低压侧开关管S₅-S₈内部的结电容C₅-C₈开始充放电，低压侧谐振电流i_s接近于零，S₆和S₇的电压降为零；充放电完成后V_AB变为-V_in/2，V_CD变为-V_o；

运行模态5：开关管S₄、S₆、S₇导通，由于此时开关管S₄、S₆和S₇两端电压为零；开关管S₃暂未开通，高压侧谐振电流i_p通过开关管S₃内部的体二极管D₃并逐渐减小；V_AB为-V_in/2，V_CD为-V_o，高压侧励磁电流i_Lm开始线性减小，低压侧谐振电流i_s按照正弦规律变化；

运行模态6：开关管S₃导通，开关管S₃两端电压为0，高压侧谐振电流i_p继续减小至0，高压侧励磁电流i_Lm继续线性减小，低压侧谐振电流i_s继续按照正弦规律变化。

本发明的上述技术方案具有如下有益的技术效果：

(1)本发明提出了一种基于三电平双向CLLLC谐振变换器的直流变压器拓扑，高压侧采用半桥三电平拓扑，低压侧采用全桥拓扑，中间级采用高频隔离变压器和电气对称双向CLLLC结构设计，保证能量双向流动；高压侧半桥三电平通过二极管和飞跨电容箝位。

(2)本发明提出了基于三电平双向CLLLC谐振变换器的等效脉冲拓展PWM控制方法，以保证高压侧开关管和低压侧开关管均能实现全范围零电流开关ZVS和准零电流开关ZCS，并保证高压侧串联开关管均压。

(3)本发明针对直流变压器系统，提出了模块间移相控制，减小了低压侧并联模块输出总电流的纹波。

(4)本发明拓扑可扩展为N个模组的高压侧串联、低压侧并联的拓扑结构，适合于高压大容量场合。

(5)与常规两电平拓扑相比，此拓扑在理论上可以将高压侧电压等级提高一倍，进而可以使得系统模块数减少一半；高压侧用薄膜电容代替一个桥臂的开关器件，减小开关器件数量；其谐振腔设计采用电气对称设计，可以利用合适的PWM控制方法实现能量的双向流动。

附图说明

图1是用于直流配网的三电平双向CLLLC直流变压器系统拓扑结构图；

图2为三电平双向CLLLC直流变压器模组拓扑图；

图3为双向混合型半桥三电平双向CLLLC工作波形图；

图4为高到低运行时的模态电路图，其中(a)为运行模态1[t₁，t₂]；(b)为运行模态2[t₂，t₃]；(c)为运行模态3[t₃，t₄]；(d)为运行模态4[t₄，t₅]；(e)为运行模态5[t₅，t₆]；(f)为运行模态6[t₆，t₇]；

图5为高到低模式输入和输出电压波形，其中(a)为满载工况；(b)为空载工况；

图6为高压侧满载工况串联器件均压波形；

图7为高压侧软开关波形，其中(a)为满载时高压侧ZVS波形；(b)为空载时高压侧ZVS波形；(c)为满载时高压侧ZCS波形；(d)为空载时高压侧ZCS波形；

图8为低压侧满载和空载工况软开关波形，其中(a)为满载时低压侧ZVS波形；(b)为空载时低压侧ZVS波形；(c)为满载低压侧ZCS波形；(d)为空载低压侧ZCS波形。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明了，下面结合具体实施方式并参照附图，对本发明进一步详细说明。应该理解，这些描述只是示例性的，而并非要限制本发明的范围。此外，在以下说明中，省略了对公知结构和技术的描述，以避免不必要地混淆本发明的概念。

图1为本发明提出的用于直流配网的三电平双向CLLLC直流变压器系统拓扑结构图，其中高压侧为N个子模块串联，低压侧为N个子模块并联，该拓扑应用于中压直流母线与低压直流母线间的电压变换及母线间能量的双向流动。图2为三电平双向CLLLC直流变压器模组拓扑图。

图2中，其中S₁-S₄为高压侧开关管，S₅-S₈为低压侧开关管，D₁-D₄、D₇-D₁₀与C₁-C₈分别为S₁-S₈内部的体二极管和等效结电容，L_m为高频隔离变压器T_R的励磁电感，L_r1为高频隔离变压器T_R的原边漏感，L_r2为高频隔离变压器T_R的副边漏感，C_r1为高压侧谐振电容，C_r2为低压侧谐振电容，C_ss为飞跨电容，D₅和D₆为钳位二极管，C_d1和C_d2为高压侧母线电容，C_o为低压侧母线电容。

其拓扑结构如下：

1)高压侧采用半桥三电平拓扑；

2)低压侧采用全桥拓扑；

3)中间级采用电气对称双向CLLLC结构设计；L_r1、C_r1和L_r1、L_m、C_r1分别构成变压器原边两个LC谐振网络，L_r2和C_r2组成变压器副边LC谐振网络。

与常规两电平拓扑相比，此拓扑在理论上可以将高压侧电压等级提高一倍，进而可以使得系统模块数减少一半；高压侧用薄膜电容代替一个桥臂的开关器件，减小开关器件数量；其谐振腔设计采用电气对称设计，可以利用合适的PWM控制方法实现能量的双向流动。

本发明以能量从高压侧向低压侧流动为例，对混合型三电平双向CLLLC谐振变换器的工作原理进行分析如下

针对单个功率模组，所提等效脉冲拓展PWM控制方法：即S₁与S₄互补，S₂与S₃互补，S₂滞后于S₁一个移相角，S₅、S₈相同且和S₆、S₇互补，S₆、S₇相同，S₅的上升沿与S₁上升沿同时刻，S₅的下降沿与S₂的下降沿同时刻，

针对直流变压器系统，为了减小低压侧并联模块输出总电流的纹波，在上述PWM控制方法的基础上提出了模块间移相控制，即各个模块间驱动PWM脉冲的相位差为360°/N，具体为：第二个模块的S₁驱动PWM脉冲滞后第一个模块的S₁驱动PWM脉冲360°/N，依次类推。第二个模块至第N个模块的S₂-S₈开关管PWM脉冲按单个模组的等效脉冲拓展PWM控制方法产生。

图3为混合型半桥三电平双向CLLLC谐振变换器能量从高压侧到低压侧流动的主要理论工作波形，以下对前半周期的工作原理进行分析。图4为此工作模式下的运行模态电路图。

此电路高到低具体的工作过程描述如下：

1)运行模态1[t₁-t₂]：在t₁时刻，高压侧谐振电流i_p通过S₁、S₂开始正向流动，V_AB电压为V_in/2。低压侧谐振电流i_s过S₅、S₈以正弦的规律增大，V_CD电压为V_o，低压侧电压钳位变压器励磁电感电压，高压侧励磁电流i_Lm线性增大。

2)运行模态2[t₂-t₃]：在t₂时刻，高压侧谐振电流i_p与励磁电流i_Lm相等，低压侧谐振电流i_s下降为零并开始反向流动，而低压侧电压继续钳位励磁电感电压，i_Lm继续线性增大，i_p继续以近正弦的规律变化降低。此刻S₁关断，i_p给S₁的结电容C₁充电，同时S₄的结电容C₄通过C_rss放电，V_AB电压逐渐减小至零，i_p接近i_Lm且电流值较小，S₁可以实现准ZCS，S₄的电压降为零，为实现ZVS做好准备。

3)运行模态3[t₃-t₄]：在t₃时刻，结电容C₁和C₄充放电已完成，高压侧谐振电流i_p与高压侧励磁电流i_Lm相等并通过L_r1、C_r1、D₅和S₂环流，V_AB电压为0，低压侧谐振电流i_s继续按照正弦规律反向增大。

4)运行模态4[t₄-t₅]：在t₄时刻，S₂、S₅和S₈关断，高压侧谐振电流i_p给S₂的结电容C₂充电，S₃的结电容C₃通过C_rss放电，i_p接近i_Lm且电流值较小，S₂可以实现准ZCS，S₃的电压降为零，为实现ZVS做好准备。低压侧S₅-S₈的结电容C₅-C₈开始充放电，低压侧谐振电流i_s较小，S₅和S₈实现准ZCS，S₆和S₇的电压降为零，为实现ZVS做好准备。充放电完成后V_AB电压变为-V_in/2，V_CD电压变为-V_o。

5)运行模态5[t₅-t₆]：在t₅时刻，S₄、S₆、S₇导通，由于此时S₄、S₆和S₇两端电压为零，实现ZVS。S₃暂未开通，高压侧谐振电流i_p通过S₃的体二极管D₃并逐渐减小。V_AB电压为-V_in/2，V_CD电压为-V_o，高压侧励磁电流i_Lm开始线性减小，低压侧谐振电流i_s按照正弦规律变化。

6)运行模态6[t₆-t₇]：在t₆时刻，S₃导通，此时S₃两端电压为0，实现零电流开关ZVS，高压侧谐振电流i_p继续减小至0，高压侧励磁电流i_Lm继续线性减小，低压侧谐振电流i_s继续按照正弦规律变化。

本发明中提出的应用于直流配网的直流变压器拓扑采用上述控制方法后的试验波形如下：

图5为满载和空载工况时输入电压和输出电压波形。由图可知，当高压侧输入额定电压1000V时，低压侧输出电压稳定在额定值280V左右，空载较满载高5V，误差小于1％，其电压增益与设计一致。

图6为高压侧满载工况串联器件均压波形。由图可知，高压侧S1和S2不均压度小于1％，其不均压度符合设计要求。

图7为高压侧满载和空载工况软开关波形。由图7(a)和(b)可知，在S₁的驱动信号未到高电平之前，S₁的DS之间的电压已经降到零，S₁实现ZVS。S₂驱动信号滞后于S₁的驱动信号200ns，由图7(a)和(b)分析可知，S₂实现ZVS。

由图7(c)和(d)可知，在S₁的驱动信号由高电平变低电平且DS之间的电压开始上升时，S₁有很小的电流i_p通过，关断损耗几乎为零，S₁实现准ZCS，同理认为S₂实现ZCS。因此高压侧开关管实现全范围ZVS和准ZCS。

图8为低压侧满载和空载工况软开关波形。由图8(a)和(b)可知，在S₅的驱动信号未到高电平之前，S₅的DS之间的电压降到零，S₅实现ZVS。由图8(c)和(d)可知，在S5的驱动信号由高电平变低电平且DS之间的电压开始上升的时候，电流已过零开始反向流动，S5实现准ZCS。低压侧开关管实现全范围ZVS和准ZCS。

综上所述，本发明涉及一种基于三电平双向CLLLC谐振变换器的直流变压器拓扑及控制方法，适用于中低压直流配电网、新能源并网、能源互联网等可能用到的中低压双向隔离直流电压变换领域。目前，LLC谐振变换器存在一些缺点，如：两电平拓扑中开关管的电压应力较大，特别在较高的电压应用场合，需要多个模块串联才能满足要求，较多的串联模块数导致系统发生故障的概率增大、体积增大、成本增加，影响系统的稳定性和可靠性，并增加了系统维护的工作量及系统占地面积；三电平LLC拓扑多集中于充电机等能量单向流动领域，无法满足直流变压器隔离级能量双向流动的要求。针对上述直流变压器存在的问题，提出一种隔离级混合型三电平双向CLLLC谐振变换器拓扑，此拓扑具有电压等级高的特点，从而降低直流变压器系统所需模块数量，减少系统占地面积和成本，降低系统发生故障的概率，并且该拓扑采用等效脉冲扩展发波法，可以实现能量双向流动、全范围软开关以及串联器件的均压。

应当理解的是，本发明的上述具体实施方式仅仅用于示例性说明或解释本发明的原理，而不构成对本发明的限制。因此，在不偏离本发明的精神和范围的情况下所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。此外，本发明所附权利要求旨在涵盖落入所附权利要求范围和边界、或者这种范围和边界的等同形式内的全部变化和修改例。

Claims (7)

1.一种基于三电平双向CLLLC谐振变换器的直流变压器拓扑，其特征在于：包括高压侧拓扑、低压侧拓扑以及双向CLLLC谐振变换器；所述高压侧拓扑包括N个串联的半桥三电平电路，所述低压侧拓扑包括N个串联的全桥电路，每组所述半桥三电平电路与全桥电路通过所述双向CLLLC谐振变换器对应连接，N为大于2的整数。

2.如权利要求1所述的基于三电平双向CLLLC谐振变换器的直流变压器拓扑，其特征在于：所述半桥三电平电路的一个桥臂为串联的开关管S₁和S₂，另一个桥臂为串联的开关管S₃和S₄，开关管S₂和开关管S₃的连接点连接双向CLLLC谐振变换器的原边的一个输入端；所述半桥三电平电路的输入端串联两个母线电容Cd1、Cd2，二者的连接点连接双向CLLLC谐振变换器的原边的另一个输入端；母线电容Cd1和Cd2的连接点连接钳位二极管D5的正极和钳位二极管D6的负极，钳位二极管D5的负极连接开关管S₁和S₂的连接点以及飞跨电容C_ss的一端，钳位二极管D6的正极连接开关管S₃和S₄的连接点以及飞跨电容C_ss的另一端；

所述全桥电路的四个桥臂分别为开关管S₅、S₆、S₇和S₈；开关管S₅和S₆的连接点以及开关管S₇和S₈的连接点分别连接到双向CLLLC谐振变换器的副边的两个输出端，所述全桥电路的输出端并联母线电容C_o。

3.如权利要求2所述的基于三电平双向CLLLC谐振变换器的直流变压器拓扑，其特征在于：所述双向CLLLC谐振变换器包括并联在原边的励磁电感L_m，串联在原边一个输入端的漏感L_r1，串联在原边另一个输入端的谐振电容C_r1，串联在副边的一个输出端的漏感L_r2，串联在副边的另一个输出端的谐振电容C_r2。

4.如权利要求2或3所述的基于三电平双向CLLLC谐振变换器的直流变压器拓扑，其特征在于：开关管S₁至S₈采用PWM驱动，每个对应的所述半桥三电平电路与全桥电路满足：开关管S₁与S₄互补，S₂与S₃互补，S₂滞后于S₁一个移相角，S₅、S₈相同且和S₆、S₇互补，S₆、S₇相同，S₅的上升沿与S₁上升沿同时刻，S₅的下降沿与S₂的下降沿同时刻。

5.如权利要求2或3所述的基于三电平双向CLLLC谐振变换器的直流变压器拓扑，其特征在于：后一组所述半桥三电平电路与全桥电路的驱动PWM脉冲的相位差滞后于前一组360°/N并循环。

6.利用权利要求2-5之一所述的基于三电平双向CLLLC谐振变换器的直流变压器拓扑进行控制的方法，其特征在于：采用PWM驱动每组所述半桥三电平电路与全桥电路的开关管S₁至S₈，使得：开关管S₁与S₄互补，S₂与S₃互补，S₂滞后于S₁一个移相角，S₅、S₈相同且和S₆、S₇互补，S₆、S₇相同，S₅的上升沿与S₁上升沿同时刻，S₅的下降沿与S₂的下降沿同时刻；

后一组所述半桥三电平电路与全桥电路的驱动PWM脉冲的相位差滞后于前一组360°/N并循环。

7.如权利要求2或3所述的进行控制的方法，其特征在于：每组所述半桥三电平电路与全桥电路的包括依次发生的6个运行模态：

运行模态1：在开关管S₂导通时刻，高压侧谐振电流i_p通过开关管S₁、S₂开始正向流动，V_AB电压为V_in/2，V_AB为所述双向CLLLC谐振变换器的输入电压，V_in为所述半桥三电平电路输入电压；低压侧谐振电流i_s通过开关管S₅、S₈以正弦的规律增大，V_CD为V_o，V_CD为所述双向CLLLC谐振变换器的输出电压，V_o为所述全桥电路的输出电压，低压侧电压钳位励磁电感L_m电压，高压侧励磁电流i_Lm线性增大；

运行模态2：在开关管S₁关断时刻，高压侧谐振电流i_p与高压侧励磁电流i_Lm相等，低压侧谐振电流i_s下降为零并开始反向流动，而低压侧电压继续钳位励磁电感L_m电压，高压侧励磁电流i_Lm继续线性增大，高压侧谐振电流i_p继续以正弦的规律变化降低；开关管S₁关断，高压侧谐振电流i_p给S₁内部的结电容C₁充电，同时开关管S₄内部的结电容C₄通过C_rss放电，V_AB逐渐减小至零，高压侧谐振电流i_p接近高压侧励磁电流i_Lm且电流值接近于零，开关管S₄的电压降为零；

运行模态3：在V_AB开始为零的时刻，开关管S₁和S₄内部的结电容C₁和C₄充放电已完成，高压侧谐振电流i_p与高压侧励磁电流i_Lm相等并通过原边漏感L_r1、原边谐振电容C_r1、钳位二极管D5和开关管S₂环流，所述双向CLLLC谐振变换器的输入电压V_AB电压为零，低压侧谐振电流i_s继续按照正弦规律反向增大；

运行模态4：在V_AB停止为零的时刻，开关管S₂、S₅和S₈关断，高压侧谐振电流i_p给S₂内部的结电容C₂充电，开关管S₃内部的结电容C₃通过飞跨电容C_ss放电，高压侧谐振电流i_p接近高压侧励磁电流i_Lm且电流值接近于零，开关管S₃的电压降为零；低压侧开关管S₅-S₈内部的结电容C₅-C₈开始充放电，低压侧谐振电流i_s接近于零，S₆和S₇的电压降为零；充放电完成后V_AB变为-V_in/2，V_CD变为-V_o；

运行模态5：开关管S₄、S₆、S₇导通，由于此时开关管S₄、S₆和S₇两端电压为零；开关管S₃暂未开通，高压侧谐振电流i_p通过开关管S₃内部的体二极管D₃并逐渐减小；V_AB为-V_in/2，V_CD为-V_o，高压侧励磁电流i_Lm开始线性减小，低压侧谐振电流i_s按照正弦规律变化；

运行模态6：开关管S₃导通，开关管S₃两端电压为0，高压侧谐振电流i_p继续减小至0，高压侧励磁电流i_Lm继续线性减小，低压侧谐振电流i_s继续按照正弦规律变化。

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