CN115378276A - 动力电池测试激励电源双向功率变换拓扑、方法及系统 - Google Patents

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Abstract

本发明属于动力电池或储能电池测试系统技术领域，提供了一种动力电池测试激励电源双向功率变换拓扑、方法及系统。其中，该拓扑，包括三相PWM变换器、高频隔离三电平LLC谐振变换器和DC‑DC变换器这三级功率变换拓扑结构；所述三相PWM变换器的输入端与电网侧相连；所述高频隔离三电平LLC谐振变换器串接于三相PWM变换器和DC‑DC变换器之间，用于实现双向直流电压变换及隔离，抬高所述高频隔离三电平LLC谐振变换器与DC‑DC变换器之间的母线电压；所述DC‑DC变换器用于产生动力电池测试的充放电激励信号。

Description

动力电池测试激励电源双向功率变换拓扑、方法及系统
技术领域
本发明属于动力电池或储能电池测试系统技术领域，尤其涉及一种动力电池测试激励电源双向功率变换拓扑、方法及系统。
背景技术
本部分的陈述仅仅是提供了与本发明相关的背景技术信息，不必然构成在先技术。
动力电池是新能源储能系统和电动汽车的核心部件，其性能好坏直接影响到系统性能。动力电池特性测试，对于电池研发、生产制造和应用管理都具有不可替代的重要意义。尤其是伴随新能源储能系统快速发展和电动汽车长续驶里程趋势，动力电池组大容量高压化趋势日益明显，对研发宽输出电压范围、响应快、高效率的大功率电池测控系统或测试仪器需求迫切。
动力电池测控系统由激励电源、软件平台、数据同步采集等子系统组成，其中激励电源是输出充放电激励信号，直接作用于电池的核心装置，其根本要求是大电流充放电转换速度快、无超调、低纹波、高效率、高功率密度等。目前，国际通用方案是采用工频隔离变压器和AC-DC变换器、DC-DC变换器组成；在该拓扑结构中，由于AC-DC前面需要接入笨重的工频隔离变压器升压，不仅导致系统体积庞大、功率密度低、损耗大，而且采用传统硅基器件，开关频率低，充放电转换速度慢，测试准确性差，且超调纹波大，对电池造成损伤。针对上述问题，提出采用碳化硅功率开关器件和高频隔离变压器的新方案，大幅提升开关频率，用高频隔离变压器代替工频隔离变压器，构成了三相PWM变换器+高频隔离DC-DC变换器+DC-DC变换器的三级功率变换拓扑结构，有效提高电池测试的精准性，实现传统方案的革新和仪器的升级换代。
其中针对高频隔离DC-DC变换器，LLC谐振型变换器在宽输入或输出电压范围内具有天然软开关特性等优点，适用于电池测控系统。但是，其二次侧拓扑结构通常采用的全桥电路、倍压电路等，已无法满足电池电压等级和功率等级不断提高的需求，在高压大功率应用场合中的适用性差。发明人发现，采用器件串联的解决方案虽能降低电压应力，但会带来均压问题；采用变换器串联的方法则会增加损耗，提高成本。
发明内容
为了解决上述背景技术中存在的技术问题，本发明提供一种动力电池测试激励电源双向功率变换拓扑、方法及系统，其采用双向三电平LLC谐振变换器，降低开关管电压应力；同时，高频隔离DC-DC变换器采用多路并联形式，实现系统功率柔性可控。
为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：
本发明的第一个方面提供一种动力电池测试激励电源双向功率变换拓扑，其包括：
三相PWM变换器、高频隔离三电平LLC谐振变换器和DC-DC变换器这三级功率变换拓扑结构；
所述三相PWM变换器的输入端与电网侧相连；所述高频隔离三电平LLC谐振变换器串接于三相PWM变换器和DC-DC变换器之间，用于实现双向直流电压变换及隔离，抬高所述高频隔离三电平LLC谐振变换器与DC-DC变换器之间的母线电压；所述DC-DC变换器用于产生动力电池测试的充放电激励信号。
其中，高频隔离三电平LLC谐振变换器中的高频指的是至少20kHz。
作为一种实施方式，所述高频隔离三电平LLC谐振变换器采用多路并联形式。
本发明的第二个方面提供了一种如上述所述的动力电池测试激励电源双向功率变换拓扑的控制方法，其包括：
通过电压环和均流环双环控制，实现两相三电平LLC谐振变换器的母线电压稳定与功率均衡；
采用电流双环控制DC-DC变换器，输出为三电平半桥的占空比，实现充放电电流的快速精准响应。
作为一种实施方式，所述电流双环控制分别为电感电流内环与输出电流外环。
作为一种实施方式，对次级母线电压进行采样，并与参考电压作差，作为高频隔离三电平LLC谐振变换器的电压环的输入，根据高频隔离三电平LLC谐振变换器的不同模态选择输出高频隔离三电平LLC谐振变换器初次级侧的移相角或次级侧外开关管的占空比。
作为一种实施方式，对高频隔离三电平LLC谐振变换器的输出电流采样，并求其平均值，每一个通道的电流与该平均值作差，作为均流环的输入，输出高频隔离三电平LLC谐振变换器初级侧的占空比。
作为一种实施方式，在正向运行状态时调整谐振腔的输入电压。
作为一种实施方式，在反向运行状态时调整高频隔离三电平LLC谐振变换器的整流侧桥臂下管导通时间。
作为一种实施方式，当高频隔离三电平LLC谐振变换器工作于正向运行状态时，其半周期运行过程可分为6个运行模态；当高频隔离三电平LLC谐振变换器工作于反向运行状态时，与能量传递相关模态有三个。
本发明的第三个方面提供了一种动力电池测试激励电源双向功率变换拓扑的控制系统，其包括控制器，其上存储有计算机程序，该程序被处理器执行时实现如上述所述的中的动力电池测试激励电源双向功率变换拓扑的控制方法中的步骤。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
(1)与传统工频变压器和两级拓扑相比，本发明通过采用新器件、新拓扑和新控制提高系统功率密度，降低体积和重量，尤其是开关频率可用从几kHz提高到几十kHz，大幅提升系统动态响应速度，充放电转换时间短(可达毫秒级)，测试精准性高。
(2)本发明提出的均流控制方法和双闭环控制策略实现过程简单，动态响应速度快、无超调，可推广应用于多相并联等领域，能实现功率等级柔性可控可调。
本发明附加方面的优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
构成本发明的一部分的说明书附图用来提供对本发明的进一步理解，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。
图1是本发明实施例的三级功率变换拓扑结构图；
图2是本发明实施例的三电平LLC谐振变换器拓扑图；
图3是本发明实施例的三电平LLC谐振变换器正向运行时关键波形；
图4(a)是本发明实施例的三电平LLC谐振变换器正向运行时模态1的等效电路；
图4(b)是本发明实施例的三电平LLC谐振变换器正向运行时模态2的等效电路；
图4(c)是本发明实施例的三电平LLC谐振变换器正向运行时模态3的等效电路；
图4(d)是本发明实施例的三电平LLC谐振变换器正向运行时模态4的等效电路；
图4(e)是本发明实施例的三电平LLC谐振变换器正向运行时模态5的等效电路；
图4(f)是本发明实施例的三电平LLC谐振变换器正向运行时模态6的等效电路；
图5是本发明实施例的三电平LLC谐振变换器反向运行时关键波形；
图6(a)是本发明实施例的三电平LLC谐振变换器反向运行时模态1等效电路；
图6(b)是本发明实施例的三电平LLC谐振变换器反向运行时模态2等效电路；
图6(c)是本发明实施例的三电平LLC谐振变换器反向运行时模态3等效电路；
图7是本发明实施例的三电平DC-DC变换器拓扑图；
图8是本发明实施例的三电平DC-DC变换器D>0.5时关键波形；
图9是本发明实施例的三电平DC-DC变换器D<0.5时关键波形；
图10(a)是本发明实施例的三电平DC-DC变换器的运行模态1的等效电路；
图10(b)是本发明实施例的三电平DC-DC变换器的运行模态2的等效电路；
图10(c)是本发明实施例的三电平DC-DC变换器的运行模态3的等效电路；
图10(d)是本发明实施例的三电平DC-DC变换器的运行模态4的等效电路；
图11是本发明实施例的三级功率变换拓扑系统控制框图；
图12是本发明实施例的三级功率变换拓扑Simulink充电电流变化仿真结果图；
图13是本发明实施例的三级功率变换拓扑Simulink充电转放电仿真结果图；
图14是本发明实施例的三级功率变换拓扑Simulink充电过程两路三电平LLC谐振变换器输出电流仿真结果图。
具体实施方式
下面结合附图与实施例对本发明作进一步说明。
应该指出，以下详细说明都是例示性的，旨在对本发明提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本发明所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本发明的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。
实施例一
如图1所示，本实施例提供一种动力电池测试激励电源双向功率变换拓扑，其包括：
三相PWM变换器、高频隔离三电平LLC谐振变换器和DC-DC变换器这三级功率变换拓扑结构；
所述三相PWM变换器的输入端与电网侧相连；所述高频隔离三电平LLC谐振变换器串接于三相PWM变换器和DC-DC变换器之间，用于实现双向直流电压变换及隔离，抬高所述高频隔离三电平LLC谐振变换器与DC-DC变换器之间的母线电压；所述DC-DC变换器用于产生动力电池测试的充放电激励信号。
在本实施例中，利用三电平特性将次级母线电压抬高；AC-DC整流与高频隔离三电平LLC谐振变换器之间的母线为初级母线，高频隔离三电平LLC谐振变换器与DC-DC变换器之间的母线为次级母线，以变压器的初次级作为区分。
三相PWM变换器的主要作用是与电网友好绿色交互，实现低谐波和单位功率因数，并为后级DC-DC提供稳定的直流电压母线；高频隔离三电平LLC谐振变换器的作用主要是双向直流电压变换及隔离，利用三电平特性将次级母线电压抬高；第三级DC-DC变换器的主要作用是完成宽范围、快响应、高精度的充放电激励信号。
在本实施例中，所述高频隔离三电平LLC谐振变换器采用多路并联形式。
实施例二
如图11所示，本实施例提供了一种如上述所述的动力电池测试激励电源双向功率变换拓扑的控制方法，其包括：
通过电压环和均流环双环控制，实现两相三电平LLC谐振变换器的母线电压稳定与功率均衡；
采用电流双环控制DC-DC变换器，输出为三电平半桥的占空比，实现充放电电流的快速精准响应。其中，所述电流双环控制分别为电感电流内环与输出电流外环。
在具体实施过程中，对次级母线电压进行采样，并与参考电压作差，作为高频隔离三电平LLC谐振变换器的电压环的输入，根据高频隔离三电平LLC谐振变换器的不同模态选择输出高频隔离三电平LLC谐振变换器初次级侧的移相角或次级侧外开关管的占空比。对高频隔离三电平LLC谐振变换器的输出电流采样，并求其平均值，每一个通道的电流与该平均值作差，作为均流环的输入，输出高频隔离三电平LLC谐振变换器初级侧的占空比。在正向运行状态时调整谐振腔的输入电压。在反向运行状态时调整高频隔离三电平LLC谐振变换器的整流侧桥臂下管导通时间。
其中，当高频隔离三电平LLC谐振变换器工作于正向运行状态时，其半周期运行过程可分为6个运行模态；当高频隔离三电平LLC谐振变换器工作于反向运行状态时，与能量传递相关模态有三个。
具体地，三电平LLC谐振变换器拓扑如图2所示，其中功率开关器件可以采用碳化硅器件，提高开关频率，降低变压器体积，但要综合考虑电磁损耗等引起的最大功率限制，设计合理的开关率和功率等级。二极管箝位型三电平，相比于两电平增加了开关管和二极管各两只，将开关管的电压应力降低一半。该拓扑中，开关管S1-S4构成一次侧全桥，开关管S5-S8及二极管D1、D2构成二极管箝位三电平半桥。Lr为谐振电感，Cr为谐振电容，T为高频变压器，其变比为n，Lm为变压器的励磁电感，La为变压器的辅助电感。下面将对变换器不同运行模式下的关键波形和工作模态进行详细分析。
正向运行模式：
三电平LLC谐振变换器正向运行时的关键运行波形如图3所示。如图3可见，三电平LLC谐振变换器的一次侧开关管S3/4互补开通，与二次侧开关管S6和S7均工作于固定的开关频率，占空比固定为0.5。一次侧开关管S1/2在对应周期内开通关断，调节占空比控制谐振腔输入电压，从而改善两路均功率效果；二次侧开关管S5和S8工作于同步整流状态。但S6开通时刻相对于S1/4的开通时刻后延角度β，定义为正向升压移相角，对应图3中时段[t1，t2]。
如图4(a)-图4(f)所示，正向升压运行时，三电平LLC谐振变换器的半周期运行过程可分为6个运行模态，对应的等效电路如图4所示。详细介绍如下：
模态1[t0，t1][图4(a)]：t0时刻，开关管S3关断，S4开通，在励磁电感电流作用下，S3漏源极结电容迅速放电至接近零，其体二极管进入导通状态。该模态中，二次侧开关管S7处于仍导通状态。
模态2[t1，t2][图4(b)]：t1时刻开始，开关管S4实现零电压开通，谐振腔输入端口电压vAB变为Vi/n。在电压Vi/n和vCr共同作用下，电流iLr迅速增大，电流方向与参考方向相同。此时，二次侧开关管S7和D2导通，输出端口短路，vCD变为零。该模态为谐振腔蓄能过程，能量从直流母线输入，但不向负载传输。
模态3[t2，t3][图4(c)]：该模态描述了开关管S7的关断运行过程。t2时刻，开关管S7关断，其漏源极结电容逐渐充电，直至D2进入截止状态。而开关管S5和S6漏源极结电容则在谐振电流iLr作用下迅速放电至零，其体二极管进入导通状态。
模态4[t3，t4][图4(d)]：t3时刻，电压Vi/n、vCr和Vo/2共同作用于电感Lr。若Vi/n与vCr的和大于Vo/2,则电流iLr由增大转为减小。否则，iLr将继续增大，直至Vi/n与vCr等于Vo/2时，达到峰值，转为减小。电压vCr幅值逐渐降低至零，然后极性由正转负，幅值增大。该过程中，直流母线和谐振腔所共同向负载侧传输能量。
模态5[t4，t5][图4(e)]：t4时刻，iLr降低至与电感La中电流相同，S5的体二极管变为截止状态，S6仍导通，但再无能量向负载侧传输。Lr与二次侧开关管结电容发生谐振，导致电压vCD产生轻微波动。
模态6[t5，t6][图4(f)]：t5时刻，S1关断，直流母线不再像谐振腔输入能量，S6仍导通，但再无能量向负载侧传输。至此，三电平LLC谐振变换器正向升压模式下，半开关周期运行过程结束。
定义升压移相角β＝ωr(t2-t1)，则其正向运行的增益函数为：
Figure BDA0003841112430000101
其中，Q为品质因数，ωr为角频率。
反向运行模式：
三电平LLC谐振变换器工作于反向模式时，三电平半桥实现逆变功能，全桥实现整流功能。图5描述了反向模式运行时的关键波形，此时二次侧开关管S5至S8运行于PWM模式，而一次侧开关管S1至S4工作于同步整流状态。其中开关管S6至S7互补导通，开关频率固定，占空比为0.5。S5与S6同时开通，但提前关断；S8与S7同时开通，同样提前关断，通过调节三电平桥臂外管开通的时间来调节谐振腔输入电压。
三电平LLC谐振变换器反向降压运行时与能量传递相关主要模态有三个，对应的等效电路如图6(a)-图6(c)所示。详细介绍如下：
模态1[t0，t1][图6(a)]：该模态描述了负载反向馈能过程。开关管S5和S6导通。在电压Vo/2作用下，能量经由S1和S4反向馈送至输入侧直流母线。谐振电流幅值逐渐变大，方向与参考方向相反。谐振电容端电压vCr逐渐降低。
模态2[t1，t2][图6(b)]：该模态描述了谐振腔反向馈能过程。t2时刻，开关管S5关断，二极管D1续流。电流iLr迅速降低。负载不再向谐振腔中馈入能量，而谐振腔中所储能量继续向直流母线反向馈送。
模态3[t2，t3][图6(c)]：t3时刻，开关管S1关断，无能量向直流母线馈送。
定义反向运行时的占空比D＝(t1-t0)/(t3-t0)，则其反向运行的增益函数为
Figure BDA0003841112430000111
其中，Q为品质因数。
在本实施例中，三电平DC-DC变换器的结构如图7所示，三电平DC-DC变换器工作原理分析：
三电平DC-DC工作于Buck状态，当D>0.5时，驱动波形如图8所示，UAB在UH和UH/2之间变化，详细介绍如下：
模态1[t0，t1][图10(a)]：开关管S17和S18导通。电感电流增大，UAB＝UH。
模态2[t1，t2][图10(b)]：开关管S17和S19导通。电感电流增大，UAB＝UH/2。
模态3[t2，t3][图10(a)]：开关管S17和S18导通。电感电流增大，UAB＝UH。
模态4[t2，t3][图10(d)]：开关管S18和S20导通。电感电流增大，UAB＝UH/2。
如此，斩波电感上的电流频率为开关频率的两倍，其输出电压关系式为
Figure BDA0003841112430000121
其中，Uo为输出电压，UAB为A、B两点之间电压，UH为DC-DC的输入电压，在本实施例中为次级母线电压。T为开关周期。
同理，当D<0.5时，驱动波形如图9所示，UAB在UH/2和0之间变化，得其输出电压关系式为
Figure BDA0003841112430000122
其中，Uo为输出电压，UAB为A、B两点之间电压，UH为DC-DC的输入电压，在本实施例中为次级母线电压。
仿真参数如表1所示。
表1仿真参数
Figure BDA0003841112430000123
Figure BDA0003841112430000131
应用本发明所提的激励电源功率变换新拓扑及高频隔离DC-DC电压均流控制新方法，其充电电流变化结果如图12所示，从100A变至300A用时0.92ms。另从图13中可以看出，从充电100A转换至放电300A用时0.78ms，调节过程均无超调。
从图14中可以看出，当谐振腔参数有误差时，两路LLC谐振变换器流过的电流不一致，也导致某一相重载运行，系统可靠性降低，在10ms投入均流环后，系统能在很短的时间内达到功率均衡，并且在调节输出电流的过程中，两路三电平LLC谐振变换器的输出电流均能保持一致，其证明了均流环的可行性。
实施例三
本实施例提供了一种动力电池测试激励电源双向功率变换拓扑的控制系统，其包括控制器，其上存储有计算机程序，该程序被处理器执行时实现如上述所述的中的动力电池测试激励电源双向功率变换拓扑的控制方法中的步骤。
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种动力电池测试激励电源双向功率变换拓扑，其特征在于，包括三相PWM变换器、高频隔离三电平LLC谐振变换器和DC-DC变换器这三级功率变换拓扑结构；
所述三相PWM变换器的输入端与电网侧相连；所述高频隔离三电平LLC谐振变换器串接于三相PWM变换器和DC-DC变换器之间，用于实现双向直流电压变换及隔离，抬高所述高频隔离三电平LLC谐振变换器与DC-DC变换器之间的母线电压；所述DC-DC变换器用于产生动力电池测试的充放电激励信号。
2.如权利要求1所述的动力电池测试激励电源双向功率变换拓扑，其特征在于，所述高频隔离三电平LLC谐振变换器采用多路并联形式。
3.一种如权利要求1-2中任一项所述的动力电池测试激励电源双向功率变换拓扑的控制方法，其特征在于，包括：
通过电压环和均流环双环控制，实现两相三电平LLC谐振变换器的母线电压稳定与功率均衡；
采用电流双环控制DC-DC变换器，输出为三电平半桥的占空比，实现充放电电流的快速精准响应。
4.如权利要求3所述的动力电池测试激励电源双向功率变换拓扑的控制方法，其特征在于，所述电流双环控制分别为电感电流内环与输出电流外环。
5.如权利要求3或4所述的动力电池测试激励电源双向功率变换拓扑的控制方法，其特征在于，对次级母线电压进行采样，并与参考电压作差，作为高频隔离三电平LLC谐振变换器的电压环的输入，根据高频隔离三电平LLC谐振变换器的不同模态选择输出高频隔离三电平LLC谐振变换器初次级侧的移相角或次级侧外开关管的占空比。
6.如权利要求3或4或5所述的动力电池测试激励电源双向功率变换拓扑的控制方法，其特征在于，对高频隔离三电平LLC谐振变换器的输出电流采样，并求其平均值，每一个通道的电流与该平均值作差，作为均流环的输入，输出高频隔离三电平LLC谐振变换器初级侧的占空比。
7.如权利要求3所述的动力电池测试激励电源双向功率变换拓扑的控制方法，其特征在于，在正向运行状态时调整谐振腔的输入电压。
8.如权利要求3所述的动力电池测试激励电源双向功率变换拓扑的控制方法，其特征在于，在反向运行状态时调整高频隔离三电平LLC谐振变换器的整流侧桥臂下管导通时间。
9.如权利要求3所述的动力电池测试激励电源双向功率变换拓扑的控制方法，其特征在于，当高频隔离三电平LLC谐振变换器工作于正向运行状态时，其半周期运行过程可分为6个运行模态；当高频隔离三电平LLC谐振变换器工作于反向运行状态时，与能量传递相关模态有三个。
10.一种动力电池测试激励电源双向功率变换拓扑的控制系统，其特征在于，包括控制器，其上存储有计算机程序，该程序被处理器执行时实现如权利要求3-9中任一项所述的中的动力电池测试激励电源双向功率变换拓扑的控制方法中的步骤。
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