CN110649812A - 一种宽增益范围llc谐振变换器及其控制方法 - Google Patents

一种宽增益范围llc谐振变换器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种宽增益范围LLC谐振变换器及其控制方法，变换器包括逆变电路、LLC谐振腔、变压器和整流网络；LLC谐振腔包括谐振电感Lr、Lm和谐振电容Cr；LLC谐振腔内还增设有双向开关；谐振电容Cr、谐振电感Lr依次串联在逆变电路的1号输出端与变压器原边线圈的1端之间，逆变电路的2号输出端与变压器原边线圈的2端连接，谐振电感Lm与变压器原边线圈并联，双向开关的1端通过连在谐振电容Cr、谐振电感Lr之间与变压器原边线圈的1端连接，双向开关的2端与变压器原边线圈的2端连接；逆变电路为全桥/半桥相结合的变拓扑电路。本发明通过全桥/半桥这种拓扑结构的变换，大大拓宽本发明的增益范围，而且本发明电路结构降低了变换器的设计难度。

Description

一种宽增益范围LLC谐振变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及开关变换器技术领域，具体地说涉及一种LLC谐振变换器及其控制方法。
背景技术
电力电子领域迅猛发展，开关变换器应用越来越广泛。人们对开关变换器提出更多要求：高功率密度、高可靠性和小体积。LLC谐振变换器作为一种谐振变换器，具有诸多优点，比如低噪声、低应力、开关损耗低等。LLC谐振变换器一般采用变频控制和定频控制两种工作方式，然而当输入电压和负载变化范围很宽时，单独采用变频控制的的LLC谐振变换器工作频率变化范围宽，这使得其中的磁性元件设计困难，而且当电压增益较宽时，传统变频控制LLC谐振变换器的效率明显下降；而单独采用定频移相控制的LLC，由于工作频率固定因而磁性元件便于设计，但是为了使得输入电压和负载在宽范围下保证输出电压不变，需要电路在较大的移相角下工作，由于移相电路存在滞后桥臂难以实现软开关的特点，此时电路可能会失去软开关的特点，所以在这种控制方式下，需要考虑最大移相角下滞后桥臂仍能实现软开关的需求，移相角越大，增益范围越宽，由于有前述顾虑，所以移相角受到限制，因此，传统定频移相控制的LLC谐振变换器虽可达到较高效率但增益范围受限。总之，当LLC谐振变换器应用于超宽输入场合下时，电路不能兼顾高效率和高增益的特点。
由廖政伟、张雪、尤伟等人2013年发表于浙江大学学报(工学报)的《应用于超宽输入范围的变拓扑LLC电路》中，在全桥LLC(FBLLC)拓扑中找到半桥LLC(HBLLC)结构，当输入电压低时采用FBLLC拓扑，当输入电压高时采用HBLLC拓扑，等效电路如图1所示，图2为两种拓扑下的增益比较，由附图可以看出，通过在全桥与半桥结构间切换，可以将电路增益提高一倍，并且电路效率也得到有利提高。但是，其还是属于变频控制，磁性元件的设计还是较为复杂。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是，提供一种宽增益范围LLC谐振变换器及其控制方法。
本发明变换器采取的技术方案如下：一种宽增益范围LLC谐振变换器，包括从输入到输出依次连接的逆变电路、LLC谐振腔、变压器和整流网络；
所述LLC谐振腔包括谐振电感Lr、Lm和谐振电容Cr；
其特征在于，所述LLC谐振腔内还增设有双向开关；所述谐振电容Cr、谐振电感Lr依次串联在逆变电路的1号输出端与变压器原边线圈的1端之间，逆变电路的2号输出端与变压器原边线圈的2端连接，谐振电感Lm与变压器原边线圈并联，双向开关的1端通过连在谐振电容Cr、谐振电感Lr之间与变压器原边线圈的1端连接，双向开关的2端与变压器原边线圈的2端连接；
所述逆变电路为全桥/半桥相结合的变拓扑电路。
半桥的增益范围是全桥的一半，如果全桥的增益范围是2-4，半桥就是1-2，那么整个电路的增益范围就可以做到1-4，可见本发明电路结构可大大拓宽变换器的增益范围。另外，本发明在谐振腔内增设双向开关，可通过控制双向开关的导通时间来实现输出稳压，从而实现定频控制，降低了对变压器等磁性元件的要求，而且开关器件同逆变电路同位于变压器原边，无需考虑隔离驱动的问题，再者，本发明中双向开关、谐振电感Lr、谐振电容Cr形成降压电路，器件应力小，而且双向开关闭合时，电流在谐振电感Lr、励磁电感和双向开关之间环流，避开了谐振电容Cr，有利于降低能量在谐振电容Cr的寄生电阻上的损耗，从而有利于提升本发明电路的工作效率。
需要说明的是，上面陈述的1端、2端只是为了便于描述而给予的代号，若对应到图3中，则分别对应逆变电路、双向开关和变压器原边绕组的在上输入/输出端和在下输入/输出端。
所述逆变电路由四个开关管S1、S2、S3、S4组成，其中，开关管S1、S2分别用于控制输入电源Vin正极与所述逆变电路的1、2号输出端连通与否，开关管S3、S4分别用于控制所述逆变电路的1、2号输出端与输入电源Vin负极连通与否；
所述输入电源Vin的输入电压范围分成两段：高电压和低电压，当输入低电压时，所述逆变电路工作在FBLLC模态，当输入高电压时，所述逆变电路工作在HBLLC模态，即当输入高电压时，开关管S2持续关断，开关管S4持续导通。
电路随输入电压的变化在HBLLC(全桥LLC)和FBLLC(半桥LLC)之间切换，这种变拓扑电路完全不增加额外器件，可单纯依靠软件控制实现。
所述双向开关由两个反向串联的开关管S5、S6构成，其中，寄生二极管指向所述双向开关与所述谐振电感Lr、谐振电容Cr连接端的为开关管S5。
所述整流网络采用全波整流结构，如全桥整流结构，所述全桥整流结构由整流二极管或开关管构成。
本发明控制方法采用技术方案如下：一种上述LLC谐振变换器的控制方法，其特征在于，所述LLC谐振变换器采用定频PWM(Pulse Width Modulation的简称)控制。
具体：当输入低电压，逆变电路工作在FBLLC模态时，开关管S1～S6的开关频率相等且固定，开关管S1和开关管S5互补导通，开关管S2和开关管S6互补导通，开关管S1和开关管S4同时导通、同时关断，开关管S2和开关管S3同时导通、同时关断，开关管S1的占空比与开关管S2的占空比相等，均不大于0.5且两者相位差180°，开关管S5的占空比与开关管S6的占空比相等，均不小于0.5且两者相位差180°，通过调节开关管S1的占空比大小实现输出电压V0的控制(开关管S1的占空比变化，双向开关的导通时间同步变化)，开关管S1的占空比越大，输出电压增益越大；
当输入高电压，逆变电路工作在HBLLC模态时，开关管S1～S6的开关频率相等且固定，开关管S1和开关管S5互补导通，开关管S3和开关管S6互补导通，开关管S4持续导通，开关管S2持续关断，开关管S1的占空比与开关管S3的占空比相等，均不大于0.5且两者相位差180°，开关管S5的占空比与开关管S6的占空比相等，均不小于0.5且两者相位差180°，通过调节开关管S1的占空比大小实现输出电压V0的控制，开关管S1的占空比越大，输出电压增益越大。
有益效果：
1)本发明采用全桥/半桥相结合的变拓扑电路作为逆变电路，半桥的增益范围是全桥时的一半，通过这种拓扑结构的变换，可大大拓宽本发明的增益范围，而且还能提升本发明的工作效率；
2)本发明在谐振腔内增设双向开关，可通过控制双向开关的导通时间来实现输出稳压，从而实现定频控制，降低了对变压器等磁性元件的要求，而且开关器件同逆变电路同位于变压器原边，降低了电路控制及驱动难度，再者，本发明中双向开关、谐振电感Lr、谐振电容Cr形成降压电路，器件应力小，总之，本发明结构的LLC谐振变换器降低了LLC谐振变换器的设计难度，而且可以采用定频PWM控制；
3)本发明结构的LLC谐振变换器，在双向开关导通时，谐振电流在环流阶段能量存储在由变压器励磁电感Lm、谐振电感Lr及双向开关组成的回路中，不会流经谐振电容Cr，由于谐振电容Cr存在寄生电阻，这样有利于降低能量在谐振电容Cr的寄生电阻上的损耗，从而提升本发明电路的工作效率；
4)本发明采用定频PWM控制，能分别与半桥和半桥拓扑结合，从而配合电路实现更宽的电压增益范围和更高的效率，使变换器可适用于有更宽增益范围要求的场合。本发明控制方法频率变换范围小，对变压器、电感等磁性元件的要求低，不存在超前桥臂和滞后桥臂，即使不结合变拓扑，该控制方法相比于变频控制，其电压增益范围宽、效率高。
附图说明
图1为采用HBLLC拓扑时，谐振变换器的等效电路图；
图2为HBLLC和FBLLC增益比较；
图3为本发明较佳实施例的宽增益范围LLC谐振变换器的电路原理图；
图4为本发明较佳实施例的宽增益范围LLC谐振变换器工作在FBLLC模式下采用定频控制时的主要工作波形；
图5～10为本发明较佳实施例的宽增益范围LLC谐振变换器工作在FBLLC模式下采用定频控制时各开关模态的等效电路图；
图11为本发明较佳实施例的宽增益范围LLC谐振变换器工作在HBLLC模式下采用定频控制时的主要工作波形；
图12～17为本发明较佳实施例的宽增益范围LLC谐振变换器工作在HBLLC模式下采用定频控制时各开关模态的等效电路图。
具体实施方式
如图3所示，本实施例的宽增益范围LLC谐振变换器，包括从输入到输出依次连接的逆变电路10、LLC谐振腔20、变压器T和整流网络30。图中Vin为变换器的输入电源，Ro为变换器的输出负载R0。
逆变电路10为全桥/半桥相结合的变拓扑电路，由开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4组成。LLC谐振腔20包括谐振电感Lr、励磁电感Lm和谐振电容Cr，还增设有由开关管S5、开关管S6构成的双向开关。整流网络30由4个二极管D1-D4构成的全桥整流电路并联输出滤波电容C0构成。
开关管S1的漏极连于开关管S2的漏极和输入电源Vin的正端，开关管S1的源极连于开关管S3的漏极和谐振电容Cr的一端，谐振电容Cr的另一端连于谐振电感Lr的一端和开关管S5的漏极，谐振电感Lr的另一端连于励磁电感Lm的一端和变压器T原边绕组Np的1端，变压器T的2端连于励磁电感Lm的另一端、开关管S2的源极、开关管S4的漏极、开关管S6的漏极，开关管S4的源极连于开关管S3的源极和输入电源Vin的负极，开关管S6的源极连于开关管S5的源极；变压器T的副边绕组Ns的1端连于副边整流二极管D1的阳极和副边整流二极管D3的阴极，副边整流二极管D1的阴极连于副边整流二极管D2的阴极、副边输出滤波电容Co的一端和输出负载Ro的一端，输出负载Ro的另一端连于副边输出滤波电容Co的另一端、副边整流二级管D3的阳极和副边整流二级管D4的阳极，副边整流二级管D4的阴极连于副边整流二级管D2的阳极和变压器T的副边绕组Ns的2端。
变压器原边绕组与副边绕组的1端互为同名端，变压器原边绕组与副边绕组的2端互为同名端。
上述宽增益范围LLC谐振变换器可以采取如下定频PWM控制方法：
当输入低电压时，逆变电路工作在FBLLC模态，开关管S1～S6的开关频率相等且固定，开关管S1和开关管S5互补导通，开关管S2和开关管S6互补导通，开关管S1和开关管S4同时导通、同时关断，开关管S2和开关管S3同时导通、同时关断，开关管S1的占空比与开关管S2的占空比相等，均不大于0.5且两者相位差180°，开关管S5的占空比与开关管S6的占空比相等，均不小于0.5且两者相位差180°，通过调节开关管S1的占空比大小实现输出电压V0的控制，开关管S1的占空比越大，输出电压增益越大；
当输入高电压时，逆变电路工作在HBLLC模态，开关管S1～S6的开关频率相等且固定，开关管S1和开关管S5互补导通，开关管S3和开关管S6互补导通，开关管S4持续导通，开关管S2持续关断，开关管S1的占空比与开关管S3的占空比相等，均不大于0.5且两者相位差180°，开关管S5的占空比与开关管S6的占空比相等，均不小于0.5且两者相位差180°，通过调节开关管S1的占空比大小实现输出电压V0的控制，开关管S1的占空比越大，输出电压增益越大。
在具体实施时，开关管S1和开关管S5的开关信号之间必须设置合理的死区时间以实现开关管S1、开关管S4、开关管S5的软开关；开关管S2和开关管S6的开关信号之间必须设置合理的死区时间以实现开关管S2、开关管S3、开关管S6的软开关。Coss1～Coss6分别表示至第六开关管S1～S6的输出电容。
下面结合附图3，具体说明下宽增益范围LLC谐振变换器采用定频PWM控制时的工作过程。
在本实施例中，参数选取如下：Lr＝78nH，Lm＝300nH，Cr＝200nF，输入电压范围18～75VDC，变压器原副边匝比为1.2:1。
当变换器的输入电压在18V～36V时，变换器工作在全桥模式下，图4为这种谐振变换器采用定频PWM控制时的主要工作波形图，Vgs1/4为开关管S1、S4的驱动信号，Vgs2/3为开关管S2、S3的驱动信号，Vgs5为开关管S5的驱动信号，Vgs6为开关管S6的驱动信号，Vc、iLr、iLm、i0分别表示Cr两端电压、通过Lr的电流、通过Lm的电流和通过电阻R0的电流。从图4可以看出，本发明输出电流I0变化平缓，器件应力小。变换器在半个周期内共有六种开关模态，分别如图5-10所示(LLC谐振变换器后半个周期与前半个周期工作模态对称从波形图也可以看出，一般对LLC谐振变换器的描述只描述半个周期即可)。
开关模态1[t0，t1]：如附图5所示，在t0时刻前，开关管S6已导通，开关管S5关断，其体二极管承受反向电压而反向截至；t0时刻，开关管S1、开关管S4零电压开通；整流二极管D1、整流二极管D4导通，流经二极管的电流与谐振电流和励磁电流的差值成正比；励磁电感Lm两端电压被输出钳位至nVO(n为变压器匝比)；原边谐振电感Lr与谐振电容Cr参与谐振，谐振电流iLr为标准正弦波且为负值，励磁电感电流iLm线性增加，但小于谐振电流iLr；
开关模态2[t1，t2]：如附图6所示，在t1时刻，谐振电流iLr过零点；整流二极管D1、整流二极管D4继续导通；励磁电感Lm两端电压被输出钳位至nVO；原边谐振电感Lr与谐振电容Cr参与谐振，谐振电流iLr为标准正弦波且为正值，励磁电感电流iLm线性增加，但小于谐振电流iLr；
开关模态3[t2，t3]：如附图7所示，在t2时刻开关管S1、开关管S4关断，谐振电流iLr仍大于励磁电感电流iLm，整流二极管D1、整流二极管D4继续导通；谐振电流iLr给开关管S1、开关管S4的输出电容Coss1、Coss4充电，给开关管S2、开关管S3输出电容Coss2、Coss3放电，给开关管S5的输出电容Coss5放电；当电容Coss5两端电压降到零时，开关管S5的体二极管管导通，为开关管S5实现零电压开通提供条件；
开关模态4[t3，t4]：如附图8所示，在t3时刻开关管S5零电压开通，开关管S6和整流二极管D1、整流二极管D4继续导通；励磁电感Lm依然被输出电压钳位，励磁电流iLm继续线性增加，谐振电流iLr线性下降；
开关模态5[t4，t5]：如附图9所示，在t4时刻，谐振电流iLr等于励磁电流iLm，流过整流二极管D1的电流自然过0，副边整流二极管D1、整流二极管D4零电流关断，避免二极管反向恢复问题；开关管S5和开关管S6继续导通，励磁电流和谐振电流iLr相等且保持不变；
开关模态6[t5，t6]：如附图10所示，t5时刻，开关管S6关断而开关管S5继续导通；谐振电流iLr等于励磁电流iLm，副边整流二极管仍处于反向截止状态；谐振电流iLr给开关管S1、开关管S4的输出电容Coss1、Coss4充电，给开关管S2、开关管S3的输出电容Coss2、Coss3放电，给开关管S6的输出电容Coss6充电；当电容Coss2、Coss3两端电压降到0时，开关管S2、开关管S3的体二极管管导通，为开关管S2、开关管S3实现零电压开通提供条件；t6时刻，开关管S2、开关管S3实现ZVS，电路进入后半个周期。
当变换器的输入电压在36V～75V时，变换器工作在半桥模式下，即开关管S2恒定关断，开关管S4恒定导通，图11为这种谐振变换器采用定频PWM控制时的主要工作波形图，Vgs1为开关管S1的驱动信号，Vgs2为开关管S2的驱动信号，Vgs3为开关管S3的驱动信号，Vgs4为开关管S4的驱动信号，Vgs5为开关管S5的驱动信号，Vgs6为开关管S6的驱动信号，Vc、iLr、iLm、i0分别表示Cr两端电压、通过Lr的电流、通过Lm的电流和通过电阻R0的电流。从图11可以看出，本发明输出电流I0变化平缓，器件应力小。变化器在本半个周期内同样有六种开关模态，分别如图12-17所示。
开关模态1[t0，t1]：如附图12所示，在t0时刻前，开关管S6已导通，开关管S5关断，其体二极管承受反向电压而反向截至；t0时刻，开关管S1零电压开通；整流二极管D1、整流二极管D4导通，流经二极管的电流与谐振电流和励磁电流的差值成正比；励磁电感Lm两端电压被输出钳位至nVO；原边谐振电感Lr与谐振电容Cr参与谐振，谐振电流iLr为标准正弦波且为负值，励磁电感电流iLm线性增加，但小于谐振电流iLr；
开关模态2[t1，t2]：如附图13所示，在t1时刻，谐振电流iLr过零点；整流二极管D1继续导通；励磁电感Lm两端电压被输出钳位至nVO；原边谐振电感Lr与谐振电容Cr参与谐振，谐振电流iLr为标准正弦波且为正值，励磁电感电流iLm线性增加，但小于谐振电流iLr；
开关模态3[t2，t3]：如附图14所示，在t2时刻开关管S1、开关管S4关断，谐振电流iLr仍大于励磁电感电流iLm，整流二极管D1、整流二极管D4继续导通；谐振电流iLr给开关管S1的输出电容Coss1充电，给开关管S3输出电容Coss3放电，给开关管S5的输出电容Coss5放电；当电容Coss5两端电压降到零时，开关管S5的体二极管管导通，为开关管S5实现零电压开通提供条件。
开关模态4[t3，t4]：如附图15所示，在t3时刻开关管S5零电压开通，开关管S6和整流二极管D1、整流二极管D4继续导通；励磁电感Lm依然被输出电压钳位，励磁电流iLm继续线性增加，谐振电流iLr线性下降；
开关模态5[t4，t5]：如附图16所示，在t4时刻，谐振电流iLr等于励磁电流iLm，流过整流二极管D1的电流自然过0，副边整流二极管D1、整流二极管D4零电流关断，避免二极管反向恢复问题；开关管S5和开关管S6继续导通，励磁电流和谐振电流iLr相等且保持不变；
开关模态6[t5，t6]：如附图17所示，t5时刻，开关管S6关断而开关管S5继续导通；谐振电流iLr等于励磁电流iLm，副边整流二极管仍处于反向截止状态；谐振电流iLr给开关管S1的输出电容Coss1充电，给开关管S3的输出电容Coss3放电，给开关管S6的输出电容Coss6充电；当电容Coss3两端电压降到0时，开关管S3的体二极管管导通，为开关管S3实现零电压开通提供条件；t6时刻，开关管S3实现ZVS，电路进入后半个周期。
高电压、低电压范围以增益范围为标准来划分。例如，输入电压范围18～75VDC，假如全桥模态增益范围是0.5～1，按18V(最低输入电压)时的增益取1，那么工作在全桥模态的电压段(低压段)的范围就是18～36V(36＝18*1/0.5)，36-75V就属于高压段。增益范围越宽电路效率越低，电压范围划分时，需考虑增益范围的跨度，并保证高电压、低电压对应的增益范围叠加后具有连续性。
根据上述变换器的工作过程的描述可知，该变换器各开关器件均可以实现零电压开通，副边的整流器件也都可以实现零电流关断，不存在二极管反向恢复的问题，所有的开关器件都是软开关的工作状态。
本发明采用全桥/半桥相结合的变拓扑电路作为逆变电路，半桥的增益范围是全桥时的一半，通过这种拓扑结构的变换，可大大拓宽本发明的增益范围，而且还能提升本发明的工作效率。
本发明在谐振腔内增设双向开关，可通过控制双向开关的导通时间来实现输出稳压，从而实现定频控制，降低了对变压器等磁性元件的要求，而且开关器件同逆变电路同位于变压器原边，降低了电路控制及驱动难度，再者，本发明中双向开关、谐振电感Lr、谐振电容Cr形成降压电路，器件应力小，总之，本发明结构的LLC谐振变换器降低了LLC谐振变换器的设计难度，而且可以采用定频PWM控制。
本发明结构的LLC谐振变换器，在双向开关导通时，谐振电流在环流阶段能量存储在由变压器励磁电感Lm、谐振电感Lr及双向开关组成的回路中，不会流经谐振电容Cr，由于谐振电容Cr存在寄生电阻，这样有利于降低能量在谐振电容Cr的寄生电阻上的损耗，从而提升本发明电路的工作效率。
本发明采用定频PWM控制，能分别与半桥和半桥拓扑结合，从而配合电路实现更宽的电压增益范围和更高的效率，使变换器可适用于有更宽增益范围要求的场合。本发明控制方法频率变换范围小，对变压器、电感等磁性元件的要求低，不存在超前桥臂和滞后桥臂，即使不结合变拓扑，该控制方法相比于变频控制，其电压增益范围宽、效率高。
以上实施例的说明只是用于帮助理解本申请的发明构思，并不用以限制本发明，对于本技术领域的普通技术人员来说，凡在不脱离本发明原理的前提下，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种宽增益范围LLC谐振变换器，包括从输入到输出依次连接的逆变电路、LLC谐振腔、变压器和整流网络；
所述LLC谐振腔包括谐振电感Lr、Lm和谐振电容Cr；
其特征在于，所述LLC谐振腔内还增设有双向开关；所述谐振电容Cr、谐振电感Lr依次串联在逆变电路的1号输出端与变压器原边线圈的1端之间，逆变电路的2号输出端与变压器原边线圈的2端连接，谐振电感Lm与变压器原边线圈并联，双向开关的1端通过连在谐振电容Cr、谐振电感Lr之间与变压器原边线圈的1端连接，双向开关的2端与变压器原边线圈的2端连接；
所述逆变电路为全桥/半桥相结合的变拓扑电路。
2.根据权利要求1所述的LLC谐振变换器，其特征在于，所述逆变电路由四个开关管S1、S2、S3、S4组成，其中，开关管S1、S2分别用于控制输入电源Vin正极与所述逆变电路的1、2号输出端连通与否，开关管S3、S4分别用于控制所述逆变电路的1、2号输出端与输入电源Vin负极连通与否；
所述输入电源Vin的输入电压范围分成两段：高电压和低电压，当输入低电压时，所述逆变电路工作在FBLLC模态，当输入高电压时，所述逆变电路工作在HBLLC模态，即当输入高电压时，开关管S2持续关断，开关管S4持续导通。
3.根据权利要求2所述的LLC谐振变换器，其特征在于，所述双向开关由两个反向串联的开关管S5、S6构成，其中，寄生二极管指向所述双向开关与所述谐振电感Lr、谐振电容Cr连接端的为开关管S5。
4.根据权利要求3所述的LLC谐振变换器，其特征在于，所述整流网络采用全波整流结构。
5.根据权利要求4所述的LLC谐振变换器，其特征在于，所述整流网络采用全桥整流结构，所述全桥整流结构由整流二极管或开关管构成。
6.一种权利要求1-5任一权利要求所述LLC谐振变换器的控制方法，其特征在于，所述LLC谐振变换器采用定频PWM控制。
7.一种权利要求3-5任一权利要求所述LLC谐振变换器的控制方法，其特征在于，所述LLC谐振变换器采用定频PWM控制。
8.根据权利要求7所述的控制方法，其特征在于，当输入低电压，逆变电路工作在FBLLC模态时，开关管S1～S6的开关频率相等且固定，开关管S1和开关管S5互补导通，开关管S2和开关管S6互补导通，开关管S1和开关管S4同时导通、同时关断，开关管S2和开关管S3同时导通、同时关断，开关管S1的占空比与开关管S2的占空比相等，均不大于0.5且两者相位差180°，开关管S5的占空比与开关管S6的占空比相等，均不小于0.5且两者相位差180°，通过调节开关管S1的占空比大小实现输出电压V0的控制，开关管S1的占空比越大，输出电压增益越大；
当输入高电压，逆变电路工作在HBLLC模态时，开关管S1～S6的开关频率相等且固定，开关管S1和开关管S5互补导通，开关管S3和开关管S6互补导通，开关管S4持续导通，开关管S2持续关断，开关管S1的占空比与开关管S3的占空比相等，均不大于0.5且两者相位差180°，开关管S5的占空比与开关管S6的占空比相等，均不小于0.5且两者相位差180°，通过调节开关管S1的占空比大小实现输出电压V0的控制，开关管S1的占空比越大，输出电压增益越大。
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