CN112542952A - 一种双向clllc谐振变换器及其参数设置和控制方法 - Google Patents

一种双向clllc谐振变换器及其参数设置和控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN112542952A
CN112542952A CN202011395549.7A CN202011395549A CN112542952A CN 112542952 A CN112542952 A CN 112542952A CN 202011395549 A CN202011395549 A CN 202011395549A CN 112542952 A CN112542952 A CN 112542952A
Authority
CN
China
Prior art keywords
nmos tube
capacitor
inductance
resonant converter
primary side
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202011395549.7A
Other languages
English (en)
Inventor
罗朋
陈嘉哲
程冰
徐今强
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Guangdong Ocean University
Original Assignee
Guangdong Ocean University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Guangdong Ocean University filed Critical Guangdong Ocean University
Priority to CN202011395549.7A priority Critical patent/CN112542952A/zh
Publication of CN112542952A publication Critical patent/CN112542952A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33584—Bidirectional converters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明公开了一种双向CLLLC谐振变换器及其参数设置和控制方法，通过调节开关频率来改变电压增益的情况下，相比起传统变压器固定的励磁电感，由LC支路构成的等效励磁电感的感抗更大，减小了励磁电流大小，进而减小了谐振腔环流损耗。因此与传统CLLLC变换器相比，上述变换器解决了双向CLLLC谐振变换器中存在的宽电压增益范围与高效率的矛盾，提高了变换器的额定效率。

Description

一种双向CLLLC谐振变换器及其参数设置和控制方法
技术领域
本发明涉及谐振变换器技术领域，具体涉及一种双向CLLLC谐振变换器及其参数设置和控制方法。
背景技术
由于光伏电池系统受天气等外界因素的影响，造成直流母线输出端电压存在波动，需要通过储能装置配合工作。利用双向DC-DC变换器调节储能装置的充放电状态，可以稳定直流母线电压的目的。
在双向DC-DC变换的拓扑结构中，LLC谐振型双向变换器较为成熟，但变压器设计难度较大且宽电压的增益范围和效率之间存在矛盾，使得系统在满足高效率的同时，导致其宽范围电压增益降低。
发明内容
针对现有技术中的上述不足，本发明提供的一种双向CLLLC谐振变换器及其参数设置和控制方法，通过将由LC支路构成的等效励磁电感引入CLLLC双向谐振变换器中来替代变压器本身固定的励磁电感，从而降低了变压器的设计难度，另外由于等效励磁电感的感值自适应性，解决了双向CLLLC谐振变换器中存在的宽电压增益范围与高效率的矛盾，提高了变换器的额定效率的问题。
为了达到上述发明目的，本发明采用的技术方案为：一种双向CLLLC谐振变换器，包括：NMOS管S1、NMOS管S2、NMOS管S3、NMOS管S4、NMOS管S5、NMOS管S6、原边谐振电感Lr、电容Cr1、电容Cr2、电感Lp、电容Cp、变压器T、副边谐振电感Ls和副边谐振电容Cs；
所述NMOS管S1的漏极与电容Cr1的一端连接，并作为双向CLLLC谐振变换器的正输入端+Vin，其源极分别与原边谐振电感Lr的一端和NMOS管S2的漏极连接；
所述NMOS管S2的源极与电容Cr2的一端连接，并作为双向CLLLC谐振变换器的负输入端-Vin；
所述变压器T原边的一端分别与原边谐振电感Lr的另一端和电感Lp的一端连接，其另一端分别与电容Cp的一端、电容Cr1的另一端和电容Cr2的另一端连接；
所述电感Lp的另一端与电容Cp的另一端连接；
所述变压器T副边的一端与副边谐振电感Ls的一端连接，其另一端与副边谐振电容Cs的一端连接；
所述NMOS管S3的源极分别与副边谐振电感Ls的另一端和NMOS管S4的漏极连接，其漏极与NMOS管S5的漏极连接，并作为双向CLLLC谐振变换器的正输出端+Vout；
所述NMOS管S5的源极分别与副边谐振电容Cs的另一端和NMOS管S6的漏极连接；
所述NMOS管S4的源极与NMOS管S6的源极连接，并作为双向CLLLC谐振变换器的负输出端-Vout；
自适应励磁电感Lm_eq作为等效励磁电感由电感Lp和电容Cp的串联支路构成。
上述方案的有益效果为：自适应励磁电感Lm_eq的等效感抗要高于改进前固定励磁电感值的感抗，从而减小了励磁电流大小，进而减小了谐振腔环流损耗，所以能够在较宽的频率调节范围内提高系统的整体效率。
采用自适应励磁电感Lm_eq，变压器T本身的励磁电感就可以做的较大，而励磁电感大就不需要在变压器T的气隙里储存太多能量，并且漏感也会比较小，更加方便设计。
一种双向CLLLC谐振变换器的参数设置方法，包括以下步骤：
S1、根据最大输入电压、最小输入电压、输出电压、变压器匝数、最大工作频率、最小工作频率和谐振点频率，计算归一化增益指标和归一化工作频率范围，给定励磁电感与原边谐振电感的比值的范围以及品质因数的范围；
S2、在比值和品质因数的范围内各取一个初值；
S3、根据比值初值、品质因数初值、归一化增益指标和归一化工作频率范围，通过增益表达式迭代计算增益值；
S4、当增益值落入增益指标范围内时，得到比值具体值和品质因数具体值；
S5、根据比值具体值和品质因数具体值，计算得到原边谐振电容、原边谐振电感、励磁电感、副边谐振电容和副边谐振电感。
进一步地，所述步骤S3中增益表达式的公式为：
Figure BDA0002814918860000031
Cr＝Cr1+Cr2
其中，M为增益值，n为变压器匝数，k为励磁电感Lm_ea与原边谐振电感Lr的比值，励磁电感Lm_eq为等效励磁电感由电感Lp和电容Cp的串联支路构成，w为归一化后的变换器工作角频率，a为副边谐振电感Ls折算到原边后与原边谐振电感Lr的比值，b为副边谐振电容Cs折算到原边后与原边谐振电容Cr的比值，Cr1为电容Cr1的电容值，Cr2为电容Cr2的电容值。
上述进一步地方案的有益效果为：采用基波等效的分析方法，根据谐振腔在工作频率范围中的选频特性，忽略高次谐波对增益计算的影响，实现CLLLC双向谐振变换器增益的计算；同时对谐振参数进行归一化处理，用归一化后的a，k，b，w变量代替具体的谐振参数，有助于参数设计解耦。
进一步地，步骤S4中增益指标范围的计算公式为：
Figure BDA0002814918860000041
Figure BDA0002814918860000042
其中，mn_max为增益最大值，mn_min为增益最小值，vout为双向CLLLC谐振变换器输出端的电压值，n为变压器匝数，vin_min为双向CLLLC谐振变换器输入端的电压最小值，vin_max为双向CLLLC谐振变换器输入端的电压最大值。
进一步地，步骤S5中原边谐振电容Cr、原边谐振电感Lr、励磁电感Lm_eq、副边谐振电容Cs和副边谐振电感Ls的计算公式为：
Figure BDA0002814918860000043
Figure BDA0002814918860000044
Figure BDA0002814918860000045
Figure BDA0002814918860000046
Cs＝b·n2Cr
Figure BDA0002814918860000047
Figure BDA0002814918860000048
其中，q为品质因数，Rac为副边反射电阻，fr为谐振点频率，Lp为电感Lp的电感值，Cp为电容Cp的电容值，a为副边谐振电感Ls折算到原边后与原边谐振电感Lr的比值，b为副边谐振电容Cs折算到原边后与原边谐振电容Cr的比值，n为变压器匝数，CCp_pk为电容Cp电压应力，vout为双向CLLLC谐振变换器输出端的电压值，fs为开关频率，RL为负载电阻。
一种双向CLLLC谐振变换器的控制方法，包括以下步骤：
A1、在双向CLLLC谐振变换器正向工作时，采用PFM控制方法对NMOS管S1和NMOS管S2进行控制，对NMOS管S3、NMOS管S4、NMOS管S5和NMOS管S6不施加驱动信号，采用NMOS管S3、NMOS管S4、NMOS管S5和NMOS管S6内的体二极管进行全桥整流；
A2、在双向CLLLC谐振变换器反向工作时，采用PFM控制方法对NMOS管S3、NMOS管S4、NMOS管S5和NMOS管S6进行控制，对NMOS管S1和NMOS管S2不施加驱动信号，采用NMOS管S1和NMOS管S2内的体二极管进行倍压整流，实现对双向CLLLC谐振变换器进行控制。
综上，本发明的有益效果为：调节开关频率来改变电压增益的情况下，相比起传统变压器固定的励磁电感，由LC支路构成的等效励磁电感的感抗更大，减小了励磁电流大小，进而减小了谐振腔环流损耗。因此与传统CLLLC变换器相比，上述变换器解决了双向CLLLC谐振变换器中存在的宽电压增益范围与高效率的矛盾，提高了变换器的额定效率。
附图说明
图1为一种双向CLLLC谐振变换器的结构示意图；
图2为一种双向CLLLC谐振变换器的参数设置方法的流程图；
图3为一种双向CLLLC谐振变换器的控制方法的流程图；
图4为双向CLLLC谐振变换器能量正向流动时的工作模态1，S1打开、S2关断的工作状态图；
图5为双向CLLLC谐振变换器能量正向流动时的工作模态2，S1关断、S2打开的工作状态图；
图6为双向CLLLC谐振变换器能量反向流动时的工作模态1，S3和S6打开S4和S5关断的工作状态图；
图7为双向CLLLC谐振变换器能量反向流动时的工作模态2，S4和S5打开S3和S6关断的工作状态图。
具体实施方式
下面对本发明的具体实施方式进行描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。
如图1所示，一种双向CLLLC谐振变换器，包括：NMOS管S1、NMOS管S2、NMOS管S3、NMOS管S4、NMOS管S5、NMOS管S6、原边谐振电感Lr、电容Cr1、电容Cr2、电感Lp、电容Cp、变压器T、副边谐振电感Ls和副边谐振电容Cs；
所述NMOS管S1的漏极与电容Cr1的一端连接，并作为双向CLLLC谐振变换器的正输入端+Vin，其源极分别与原边谐振电感Lr的一端和NMOS管S2的漏极连接；
所述NMOS管S2的源极与电容Cr2的一端连接，并作为双向CLLLC谐振变换器的负输入端-Vin；
所述变压器T原边的一端分别与原边谐振电感Lr的另一端和电感Lp的一端连接，其另一端分别与电容Cp的一端、电容Cr1的另一端和电容Cr2的另一端连接；
所述电感Lp的另一端与电容Cp的另一端连接；
所述变压器T副边的一端与副边谐振电感Ls的一端连接，其另一端与副边谐振电容Cs的一端连接；
所述NMOS管S3的源极分别与副边谐振电感Ls的另一端和NMOS管S4的漏极连接，其漏极与NMOS管S5的漏极连接，并作为双向CLLLC谐振变换器的正输出端+Vout；
所述NMOS管S5的源极分别与副边谐振电容Cs的另一端和NMOS管S6的漏极连接；
所述NMOS管S4的源极与NMOS管S6的源极连接，并作为双向CLLLC谐振变换器的负输出端-Vout。
如图2所示，一种双向CLLLC谐振变换器的参数设置方法，包括以下步骤：
S1、根据最大输入电压、最小输入电压、输出电压、变压器匝数、最大工作频率、最小工作频率和谐振点频率，计算归一化增益指标和归一化工作频率范围，给定励磁电感与原边谐振电感的比值的范围以及品质因数的范围；
S2、在比值和品质因数的范围内各取一个初值；
S3、根据比值初值、品质因数初值、归一化增益指标和归一化工作频率范围，通过增益表达式迭代计算增益值；
步骤S3中增益表达式的公式为：
Figure BDA0002814918860000071
Cr＝Cr1+Cr2
其中，M为增益值，n为变压器匝数，k为励磁电感Lm_eq与原边谐振电感Lr的比值，励磁电感Lm_eq为等效励磁电感由电感Lp和电容Cp的串联支路构成，w为归一化后的变换器工作角频率，a为副边谐振电感Ls折算到原边后与原边谐振电感Lr的比值，b为副边谐振电容Cs折算到原边后与原边谐振电容Cr的比值，Cr1为电容Cr1的电容值，Cr2为电容Cr2的电容值
S4、当增益值落入增益指标范围内时，得到比值具体值和品质因数具体值；
步骤S4中增益指标范围的计算公式为：
Figure BDA0002814918860000081
Figure BDA0002814918860000082
其中，mn_max为增益最大值，mn_min为增益最小值，vout为双向CLLLC谐振变换器输出端的电压值，n为变压器匝数，vin_min为双向CLLLC谐振变换器输入端的电压最小值，vin_max为双向CLLLC谐振变换器输入端的电压最大值。
S5、根据比值具体值和品质因数具体值，计算得到原边谐振电容、原边谐振电感、励磁电感、副边谐振电容和副边谐振电感。
步骤S5中原边谐振电容Cr、原边谐振电感Lr、励磁电感Lm_eq、副边谐振电容Cs和副边谐振电感Ls的计算公式为：
Figure BDA0002814918860000083
Figure BDA0002814918860000084
Figure BDA0002814918860000085
Figure BDA0002814918860000086
Cs＝b·n2Cr
Figure BDA0002814918860000087
Figure BDA0002814918860000088
其中，q为品质因数，Rac为副边反射电阻，fr为谐振点频率，Lp为电感Lp的电感值，Cp为电容Cp的电容值，a为副边谐振电感Ls折算到原边后与原边谐振电感Lr的比值，b为副边谐振电容Cs折算到原边后与原边谐振电容Cr的比值，n为变压器匝数，CCp_pk为电容Cp电压应力，vout为双向CLLLC谐振变换器输出端的电压值，fs为开关频率，RL为负载电阻。
如图3所示，一种双向CLLLC谐振变换器的控制方法，包括以下步骤：
A1、在双向CLLLC谐振变换器正向工作时，采用PFM控制方法对NMOS管S1和NMOS管S2进行控制，对NMOS管S3、NMOS管S4、NMOS管S5和NMOS管S6不施加驱动信号，采用NMOS管S3、NMOS管S4、NMOS管S5和NMOS管S6内的体二极管进行全桥整流；
如图4～5所示，当变换器正向工作时，电容Cr1、电容Cr2、原边谐振电感Lr、NMOS管S1和NMOS管S2共同构成半桥逆变电路；副边NMOS管S3、NMOS管S4、NMOS管S5和NMOS管S6的体二极管共同构成全桥整流电路。
A2、在双向CLLLC谐振变换器反向工作时，采用PFM控制方法对NMOS管S3、NMOS管S4、NMOS管S5和NMOS管S6进行控制，对NMOS管S1和NMOS管S2不施加驱动信号，采用NMOS管S1和NMOS管S2内的体二极管进行倍压整流，实现对双向CLLLC谐振变换器进行控制。
如图6～7所示，当变换器反向工作时，副边谐振电感Ls、电容Cs、NMOS管S3、NMOS管S4、NMOS管S5和NMOS管S6构成全桥逆变电路；电容Cr1、电容Cr2、NMOS管S1和NMOS管S2的体二极管构成倍压整流电路。
经过上述的结构改进及相应的控制，提出的基于自适应励磁电感的双向CLLLC变换器可以实现一个较宽电压增益范围内的高效率能量变换。

Claims (6)

1.一种双向CLLLC谐振变换器，其特征在于，包括：NMOS管S1、NMOS管S2、NMOS管S3、NMOS管S4、NMOS管S5、NMOS管S6、原边谐振电感Lr、电容Cr1、电容Cr2、电感Lp、电容Cp、变压器T、副边谐振电感Ls和副边谐振电容Cs；
所述NMOS管S1的漏极与电容Cr1的一端连接，并作为双向CLLLC谐振变换器的正输入端+Vin，其源极分别与原边谐振电感Lr的一端和NMOS管S2的漏极连接；
所述NMOS管S2的源极与电容Cr2的一端连接，并作为双向CLLLC谐振变换器的负输入端-Vin；
所述变压器T原边的一端分别与原边谐振电感Lr的另一端和电感Lp的一端连接，其另一端分别与电容Cp的一端、电容Cr1的另一端和电容Cr2的另一端连接；
所述电感Lp的另一端与电容Cp的另一端连接；
所述变压器T副边的一端与副边谐振电感Ls的一端连接，其另一端与副边谐振电容Cs的一端连接；
所述NMOS管S3的源极分别与副边谐振电感Ls的另一端和NMOS管S4的漏极连接，其漏极与NMOS管S5的漏极连接，并作为双向CLLLC谐振变换器的正输出端+Vout；
所述NMOS管S5的源极分别与副边谐振电容Cs的另一端和NMOS管S6的漏极连接；
所述NMOS管S4的源极与NMOS管S6的源极连接，并作为双向CLLLC谐振变换器的负输出端-Vout。
2.一种双向CLLLC谐振变换器的参数设置方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1、根据最大输入电压、最小输入电压、输出电压、变压器匝数、最大工作频率、最小工作频率和谐振点频率，计算归一化增益指标和归一化工作频率范围，给定励磁电感与原边谐振电感的比值的范围以及品质因数的范围；
S2、在比值和品质因数的范围内各取一个初值；
S3、根据比值初值、品质因数初值、归一化增益指标和归一化工作频率范围，通过增益表达式迭代计算增益值；
S4、当增益值落入增益指标范围内时，得到比值具体值和品质因数具体值；
S5、根据比值具体值和品质因数具体值，计算得到原边谐振电容、原边谐振电感、励磁电感、副边谐振电容和副边谐振电感。
3.根据权利要求2的双向CLLLC谐振变换器的参数设置方法，其特征在于，所述步骤S3中增益表达式的公式为：
Figure FDA0002814918850000021
Cr＝Cr1+Cr2
其中，M为增益值，n为变压器匝数，k为励磁电感Lm_eq与原边谐振电感Lr的比值，励磁电感Lm_eq为等效励磁电感由电感Lp和电容Cp的串联支路构成，w为归一化后的变换器工作角频率，a为副边谐振电感Ls折算到原边后与原边谐振电感Lr的比值，b为副边谐振电容Cs折算到原边后与原边谐振电容Cr的比值，Cr1为电容Cr1的电容值，Cr2为电容Cr2的电容值。
4.根据权利要求2的双向CLLLC谐振变换器的参数设置方法，其特征在于，所述步骤S4中增益指标范围的计算公式为：
Figure FDA0002814918850000022
Figure FDA0002814918850000031
其中，mn_max为增益最大值，mn_min为增益最小值，vout为双向CLLLC谐振变换器输出端的电压值，n为变压器匝数，vin_min为双向CLLLC谐振变换器输入端的电压最小值，vin_max为双向CLLLC谐振变换器输入端的电压最大值。
5.根据权利要求2的双向CLLLC谐振变换器的参数设置方法，其特征在于，所述步骤S5中原边谐振电容Cr、原边谐振电感Lr、励磁电感Lm_eq、副边谐振电容Cs和副边谐振电感Ls的计算公式为：
Figure FDA0002814918850000032
Figure FDA0002814918850000033
Figure FDA0002814918850000034
Figure FDA0002814918850000035
Cs＝b·n2Cr
Figure FDA0002814918850000036
Figure FDA0002814918850000037
其中，q为品质因数，Rac为副边反射电阻，fr为谐振点频率，Lp为电感Lp的电感值，Cp为电容Cp的电容值，a为副边谐振电感Ls折算到原边后与原边谐振电感Lr的比值，b为副边谐振电容Cs折算到原边后与原边谐振电容Cr的比值，n为变压器匝数，CCp_pk为电容Cp电压应力，vout为双向CLLLC谐振变换器输出端的电压值，fs为开关频率，RL为负载电阻。
6.一种双向CLLLC谐振变换器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
A1、在双向CLLLC谐振变换器正向工作时，采用PFM控制方法对NMOS管S1和NMOS管S2进行控制，对NMOS管S3、NMOS管S4、NMOS管S5和NMOS管S6不施加驱动信号，采用NMOS管S3、NMOS管S4、NMOS管S5和NMOS管S6内的体二极管进行全桥整流；
A2、在双向CLLLC谐振变换器反向工作时，采用PFM控制方法对NMOS管S3、NMOS管S4、NMOS管S5和NMOS管S6进行控制，对NMOS管S1和NMOS管S2不施加驱动信号，采用NMOS管S1和NMOS管S2内的体二极管进行倍压整流，实现对双向CLLLC谐振变换器进行控制。
CN202011395549.7A 2020-12-03 2020-12-03 一种双向clllc谐振变换器及其参数设置和控制方法 Pending CN112542952A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202011395549.7A CN112542952A (zh) 2020-12-03 2020-12-03 一种双向clllc谐振变换器及其参数设置和控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202011395549.7A CN112542952A (zh) 2020-12-03 2020-12-03 一种双向clllc谐振变换器及其参数设置和控制方法

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN112542952A true CN112542952A (zh) 2021-03-23

Family

ID=75015614

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202011395549.7A Pending CN112542952A (zh) 2020-12-03 2020-12-03 一种双向clllc谐振变换器及其参数设置和控制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN112542952A (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2022261902A1 (zh) * 2021-06-17 2022-12-22 西门子股份公司 确定cllc变流器的同步整流导通时间的方法
CN117040288A (zh) * 2023-10-08 2023-11-10 深圳市德兰明海新能源股份有限公司 直流升压变换电路及储能电源

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2720366A2 (en) * 2012-10-09 2014-04-16 Solantro Semiconductor Corp. Bi-directionnal resonant forward boost power converter
CN105871215A (zh) * 2016-05-17 2016-08-17 华南理工大学 用于双向clllc谐振变换器的整流控制电路
CN107769541A (zh) * 2017-11-20 2018-03-06 哈尔滨工业大学 Lcc谐振缓冲型双向直流变换器及其调频软启动控制方法
CN110176863A (zh) * 2019-07-01 2019-08-27 南京信息工程大学 一种llc谐振变换器参数设计方法
CN111509987A (zh) * 2020-02-29 2020-08-07 青岛能蜂电气有限公司 谐振变换器及其参数优化方法、装置及电子设备
CN111697837A (zh) * 2020-05-18 2020-09-22 西安许继电力电子技术有限公司 基于三电平clllc谐振变换器的直流变压器拓扑及控制方法

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2720366A2 (en) * 2012-10-09 2014-04-16 Solantro Semiconductor Corp. Bi-directionnal resonant forward boost power converter
CN105871215A (zh) * 2016-05-17 2016-08-17 华南理工大学 用于双向clllc谐振变换器的整流控制电路
CN107769541A (zh) * 2017-11-20 2018-03-06 哈尔滨工业大学 Lcc谐振缓冲型双向直流变换器及其调频软启动控制方法
CN110176863A (zh) * 2019-07-01 2019-08-27 南京信息工程大学 一种llc谐振变换器参数设计方法
CN111509987A (zh) * 2020-02-29 2020-08-07 青岛能蜂电气有限公司 谐振变换器及其参数优化方法、装置及电子设备
CN111697837A (zh) * 2020-05-18 2020-09-22 西安许继电力电子技术有限公司 基于三电平clllc谐振变换器的直流变压器拓扑及控制方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
JIAZHE CHEN 等: "Optimized parameter design method for wide-input-voltage LLC converte with frequency-based self-adapted magnetizing inductance", 《IEEE》 *

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2022261902A1 (zh) * 2021-06-17 2022-12-22 西门子股份公司 确定cllc变流器的同步整流导通时间的方法
CN117040288A (zh) * 2023-10-08 2023-11-10 深圳市德兰明海新能源股份有限公司 直流升压变换电路及储能电源
CN117040288B (zh) * 2023-10-08 2024-01-12 深圳市德兰明海新能源股份有限公司 直流升压变换电路及储能电源

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US11496054B2 (en) High-gain quasi-resonant DC-DC converter based on voltage doubling rectifier circuit
TWI568166B (zh) A High Efficiency LLC Resonant Converter with Secondary Side Synchronous Rectifier Blind Control
CN111525807B (zh) 基于谐波优化的高阶lclcl直流变换器及参数设计方法
CN112234835B (zh) 一种可变结构组合型llc谐振变换器
CN113691140A (zh) 一种llc变换器双向同步整流控制装置和方法
CN103986330A (zh) 一种适用于高压大功率场合的谐振升压直/直变换器及其控制方法
CN112542952A (zh) 一种双向clllc谐振变换器及其参数设置和控制方法
Zhang et al. High-efficiency high-order CL-LLC DC/DC converter with wide input voltage range
CN202276537U (zh) 一种x射线高频高压发生器变换电路
CN113809941A (zh) 一种pfc调压的谐振mig焊电源系统及控制方法
CN210724563U (zh) 一种tγ新型升压dc-dc直流变换器拓扑
CN217087777U (zh) 一种宽范围谐振式软开关双向直流变换器
CN114208013A (zh) 一种谐振变换器及电压转换方法
CN111181411B (zh) 变/定母线电压超宽增益范围双向dc/dc变换器
CN107612030B (zh) 一种电流准临界连续且器件软开关的光伏变换器
CN108768178B (zh) 一种宽电压输入的llc谐振半桥电路
Derakhshan et al. A Single-Stage AC/DC Bridge-Less Converter with an Adaptive Control Scheme and Reduced DC-Link and Output Capacitances for High Voltage EV Systems
CN115765426A (zh) Cllc谐振变换器软启动最优轨迹控制方法
CN112467989B (zh) 一种准单级高功率因数交流直流变换器
CN208424200U (zh) 双输入高增益Boost变换器
CN109391163B (zh) 一种llc开关电源和显示装置
CN110868075A (zh) 一种双向dc/dc变换器及其工作方法
Wen et al. The Hybrid Control Strategy for The Wide Input of The LLC Converter
CN217469760U (zh) 一种pfc电路模块及llc谐振控制电路
CN219068071U (zh) 一种dc/dc变换器

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
RJ01 Rejection of invention patent application after publication

Application publication date: 20210323

RJ01 Rejection of invention patent application after publication