CN117040288B - 直流升压变换电路及储能电源 - Google Patents

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Abstract

本申请涉及电力电子技术领域，具体涉及一种直流升压变换电路及储能电源。直流升压变换电路中的全桥模块、变压器、辅助谐振模块、整流滤波模块依次连接，储能电容与整流滤波模块的输出端并联，全桥模块的输入端还用于接入直流电源，整流滤波模块还用于与负载连接，控制模块与全桥模块中开关管的控制端连接；同时，设置辅助谐振模块工作时的谐振频率frs，以及全桥模块中的开关管的工作频率fs。通过辅助谐振模块的谐振作用，使得全桥模块中所有开关管两端的电压周期性的下降到零。在全桥模块中的开关管两端的电压下降到零时，控制模块可切换开关管的开关状态。从而实现全桥模块中所有的开关管均为软开关，降低了开关的损耗。

Description

直流升压变换电路及储能电源
技术领域
本申请涉及电力电子技术领域，具体涉及一种直流升压变换电路及储能电源。
背景技术
储能电源行业的发展对储能电源装置的体积、成本、工作频率和效率的要求越来越高，追求储能电源装置的高频、高效、低成本和小型化已经成为一种需求理念。然而，在储能电源装置中，硬开关电路中的开关管在高频工作时，不仅会产生严重的开关损耗，降低了电源的输出效率，并且还会产生严重的噪声污染和电磁干扰。为此，软开关技术被应用到了储能电源装置中。即，在硬开关电路中添加辅助谐振电路，利用辅助电路中电感和电容的谐振作用，实现高频开关管的零电压开关或零电流开关，减小开关损耗，提高效率，降低噪声污染和电磁干扰。
然而，在现有技术中虽然也有使用软开关技术的储能电源装置，但这些产品也仅仅只是实现了储能电源装置中小部分功能电路开关管的软性开关工作，这对减小装置的开关损耗，提其高工作效率，降低噪声污染和电磁干扰的作用并不大。
发明内容
本申请实施例提供一种直流升压变换电路及储能电源，通过较为简单的电路实现直流升压变换电路中所有开关均为软性开关工作，从而减小开关损耗。
为实现上述目的，第一方面，本申请实施例提供一种直流升压变换电路，包括：全桥模块、变压器、辅助谐振模块、整流滤波模块、控制模块及储能电容；所述全桥模块、所述变压器、所述辅助谐振模块、所述整流滤波模块依次连接，所述储能电容与所述整流滤波模块的输出端并联，所述全桥模块的输入端还用于接入直流电源，所述整流滤波模块还用于与负载连接，所述控制模块与所述全桥模块中开关管的控制端连接；
所述辅助谐振模块工作时的谐振频率frs被配置为，所述全桥模块中的开关管的工作频率fs被配置为/>，其中，Lr3为所述辅助谐振模块的谐振电感，Cr3为所述辅助谐振模块的谐振电容，△1为所述全桥模块中同一桥臂开关管的死区时间。
在一些实施例中，所述辅助谐振模块工作时的谐振频率frs及所述全桥模块中的开关管的工作频率fs还满足如下关系式：
fm＜fs＜frs；
其中，fm为所述变压器的副边励磁电感、所述谐振电感及所述谐振电容串并联谐振频率。
在一些实施例中，所述直流升压变换电路的一个工作周期包括正工作周期和负工作周期；其中，所述正工作周期包括如下六种工作模态：在第一模态中，控制所述全桥模块的所有开关管断开，所述变压器的原边励磁电流分量保持不变，所述储能电容放电，持续时间为所述死区时间； 在第二模态中，在所述第二模态开始的时刻控制所述全桥模块中正向接入的两开关管闭合，所述辅助谐振模块开始谐振，谐振电流从零开始正向增大，所述储能电容放电，直至i Lr3=Io1，u EC2=U0，执行第三模态；其中，i Lr3为谐振电感的谐振电流，Io1为负载电流，u EC2为所述储能电容的电压，U0为所述储能电容的电压设定最小值；在所述第三模态中，所述辅助谐振模块继续谐振，所述储能电容的电压从U0正向增大，所述原边励磁电流分量正向增大，直至i Lr3=Ismax，i mp=0，uCr3=0，执行第四模态；其中，Ismax为所述谐振电感的谐振电流的正向最大值，i mp为所述变压器的原边磁励电流分量，uCr3为所述谐振电容的电压；在所述第四模态中，所述辅助谐振模块继续谐振，所述谐振电感的谐振电流开始减小，所述储能电容的电压增大，直至i Lr3=Io1，u EC2=U3，执行第五模态；其中，U3为所述储能电容的电压设定最大值；在所述第五模态中，所述辅助谐振模块继续谐振，所述谐振电感的谐振电流继续减小，所述储能电容放电，直至i Lr3=0，u EC2=U2，i mp=Ipmax，执行第六模态；其中，U2为所述储能电容的电压设定值且U3>U2；在所述第六模态中，在所述第六模态开始的时刻控制所述全桥模块中正向接入的两开关管断开，所述储能电容放电，持续时间为所述死区时间，直至i mp=Ipmax，i Lr3=0，u EC2=U1；其中，Ipmax为所述变压器的原边磁励电流的正向最大值，U1所述储能电容的电压设定值且U2>U1>U0。
在一些实施例中，在所述第一模态中，电路表达式为：
在所述第二模态中，电路表达式为：
在所述第三模态中，电路表达式为：
在所述第四模态中，电路表达式为：
在所述第五模态中，电路表达式为：
在所述第六模态中，电路表达式为：
其中，为所述辅助谐振模块的谐振周期，/>为所述谐振电感的电感量，/>为所述谐振电容的电容量，Ipmax为所述变压器的原边磁励电流的正向最大值，Ismax为所述谐振电感的谐振电流的正向最大值，E1为所述直流电源的电压值，LP为所述变压器的原边绕组的电感值，u EC2为储能电容的电压，Io1为负载电流，/>为储能电容的电容量，i mp为所述变压器的原边磁励电流分量，Ip0为所述变压器的原边磁励电流分量的正向次大值，i Lr3为所述谐振电感的谐振电流，n1为所述变压器的副边绕组与原边绕组的比值，U0、U1、U2、U3均为所述储能电容两端的电压的电压值且U3>U2>U1>U0>0，Um1为所述谐振电容的谐振电压的正向最大值，Um0为所述谐振电容的谐振电压的值且Um1>Um0>0，t0为所述第一模态开始的时刻，t1为所述第二模态开始的时刻，t2为所述第三模态开始的时刻，t3为所述第四模态开始的时刻，t4为所述第五模态开始的时刻，t5为所述第六模态开始的时刻。
在一些实施例中，驱动所述直流升压变换电路执行负工作周期各工作模态与所述正工作周期的各工作模态相对称。
在一些实施例中，所述辅助谐振模块包括谐振电感和谐振电容；所述变压器的副边绕组依次通过所述谐振电感及所述谐振电容与所述整流滤波模块连接。
在一些实施例中，所述谐振电感为所述变压器的副边绕组的等效漏感。
在一些实施例中，所述全桥模块包括第一桥臂及第二桥臂；所述第一桥臂的一端与所述直流电源的正极连接，所述第一桥臂的另一端与所述直流电源的负极连接，所述第一桥臂的中点与所述变压器的原边绕组的一端连接，所述第二桥臂的一端与所述直流电源的正极连接，所述第二桥臂的另一端与所述直流电源的负极连接，所述第二桥臂的中点与所述变压器的原边绕组的另一端连接，所述第一桥臂及所述第二桥臂中的开关管的控制端与所述控制模块连接。在一些实施例中，所述第一桥臂包括开关管Q1和开关管Q3，所述第二桥臂包括开关管Q2和开关管Q4，所述开关管Q1的第一端和所述开关管Q2的第一端均与所述直流电源的正极连接，所述开关管Q1的第二端与所述开关管Q3的第一端及所述变压器的第一输入端连接，所述开关管Q2的第二端与所述开关管Q4的第一端及所述变压器的第二输入端连接，所述开关管Q3的第二端和所述开关管Q4的源极与所述直流电源的负极连接，所述开关管Q1的第三端、所述开关管Q2的第三端、所述开关管Q3的第三端及所述开关管Q4的第三端均与控制模块连接。
第二方面，本申请实施例提供一种储能电源，所述储能电源包括如上所述的直流升压变换电路。
区别于现有技术的方案，本申请实施例提供了一种直流升压变换电路及储能电源，直流升压变换电路包括全桥模块、变压器、辅助谐振模块、整流滤波模块、控制模块及储能电容。其中，所述全桥模块、所述变压器、所述辅助谐振模块、所述整流滤波模块依次连接，所述储能电容与所述整流滤波模块的输出端并联，所述全桥模块的输入端还用于接入直流电源，所述整流滤波模块还用于与负载连接，所述控制模块与所述全桥模块中开关管的控制端连接。
并且，所述辅助谐振模块工作时的谐振频率frs被配置为，所述全桥模块中的开关管的工作频率fs被配置为/>，其中，Lr3为所述辅助谐振模块的谐振电感，Cr3为所述辅助谐振模块的谐振电容，△1为所述全桥模块中同一桥臂开关管的死区时间。
通过辅助谐振模块中谐振电感和谐振电容的谐振作用，使得全桥模块中所有开关管两端的电压周期性的下降到零。在全桥模块中的开关管两端的电压下降到零时，控制模块可切换开关管的开关状态，从而实现全桥模块中所有的开关管均为软开关，降低了开关的损耗。
附图说明
一个或多个实施例通过与之对应的附图中的图片进行示例性说明，这些示例性说明并不构成对实施例的限定，附图中具有相同参考数字标号的元件表示为类似的元件，除非有特别申明，附图中的图不构成比例限制。
图1是本申请一实施例提供的直流升压变换电路的结构框图；
图2是本申请一实施例提供的直流升压变换电路的电路结构示意图；
图3是本申请另一实施例提供的直流升压变换电路的电路结构示意图；
图4是本申请一实施例提供的直流升压变换电路在一个正工作周期内的第一模态的示意图；
图5是本申请一实施例提供的直流升压变换电路在一个正工作周期内的第二模态的示意图；
图6是本申请一实施例提供的直流升压变换电路在一个正工作周期内的第三模态的示意图；
图7是本申请一实施例提供的直流升压变换电路在一个正工作周期内的第四模态的示意图；
图8是本申请一实施例提供的直流升压变换电路在一个正工作周期内的第五模态的示意图；
图9是本申请一实施例提供的直流升压变换电路在一个正工作周期内的第六模态的示意图；
图10为本申请一实施例提供的直流升压变换电路中各信号的波形示意图。
具体实施方式
为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、详细的描述。显然，所描述的实施例是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。
下面所描述的本申请各个实施例中所涉及到的技术特征彼此之间未构成冲突可以相互组合。
虽然在装置示意图中进行了功能模块划分，在流程图中示出了逻辑顺序，但是在某些情况下，可以以不同于装置中的模块划分，或可以以不同于流程图所示出顺序执行各步骤。
当一个元件被表述为“连接”另一个元件，它可以是直接连接到另一个元件、或者其间可以存在一个或多个居中的元件。
本申请的说明书和权利要求书中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便本申请的实施例能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施，且“第一”、“第二”等所区分的对象通常为一类，并不限定对象的个数，例如第一对象可以是一个，也可以是多个。
请参阅图1，图1是本申请一实施例提供的直流升压变换电路200的结构框图。
如图1所示，该直流升压变换电路200包括：全桥模块10、变压器20、辅助谐振模块30、整流滤波模块40、控制模块50及储能电容60。
其中，全桥模块10、变压器20、辅助谐振模块30、整流滤波模块40依次连接，储能电容60与整流滤波模块40的输出端并联，全桥模块10的输入端还用于接入直流电源100，整流滤波模块40还用于与负载300连接，控制模块50与全桥模块10中开关管的控制端连接。
具体的，辅助谐振模块30工作时的谐振频率frs被配置为，全桥模块10中的开关管的工作频率fs被配置为/>，其中，Lr3为辅助谐振模块30的谐振电感，Cr3为辅助谐振模块30的谐振电容，△1为全桥模块10中同一桥臂开关管的死区时间。
在直流升压变换电路工作过程中，由于谐振电感Lr3与谐振电容Cr3的谐振作用，使全桥模块中功率管(即开关管)的端电压周期下降到零，使整流滤波模块中流经功率管（即开关管）的电流周期性减小到零。因而，在软件控制策略上，当所述全桥模块中功率管的端电压下降到零时，切换全桥模块中功率管的开关状态，即可实现所述全桥模块中功率管的零电压开关，降低了开关损耗。当整流滤波模块中流经功率管的电流减小到零时，切换全桥整流滤波电路中流经功率管的开关状态，即可实现整流滤波模块中功率管的零电流开关，降低了开关损耗。
在本实施例中，当直流升压变换电路200正常工作时，控制模块50通过控制全桥模块10中的开关管的开关状态，能够实现将直流电源100所提供的直流电通过全桥模块10转换为交流电，并将该交流电经过变压器20进行升压，接着经过整流滤波模块40将升压后的交流电整流为升压后的直流电。从而直流升压变换电路200实现将直流电源100所提供的直流电进行升压处理，得到升压后的直流电。
需要说明的是，如图2所示的，开关管Q1和开关管Q3为全桥模块10中第一桥臂的开关管，开关管Q2和开关管Q4为全桥模块10中第二桥臂的开关管。
在本实施例中，在直流升压变换电路200中，首先全桥模块10将直流电源100的直流电转换为交流电，然后变压器20将交流电进行升压得到升压后的交流电，该升压后的交流电经过整流滤波模块40整流后输出直流电至负载300。在直流升压变换电路200工作的过程中，通过辅助谐振模块30中谐振电感和谐振电容的谐振作用，使得全桥模块10中所有开关管两端的电压周期性的下降到零。在全桥模块10中的开关管两端的电压下降到零时，控制模块50可切换开关管的开关状态。从而实现全桥模块10中所有的开关管均为软开关，降低了开关的损耗。
请参阅图2，图2是本申请一实施例提供的直流升压变换电路200的电路结构示意图。
在一些实施例中，全桥模块10包括第一桥臂11及第二桥臂12。第一桥臂11的一端与直流电源100的正极连接，第一桥臂11的另一端与直流电源100的负极连接，第一桥臂11的中点与变压器20的原边绕组的一端连接，第二桥臂12的一端与直流电源100的正极连接，第二桥臂12的另一端与直流电源100的负极连接，第二桥臂12的中点与变压器的原边绕组20的另一端连接，第一桥臂11及第二桥臂12中的开关管的控制端与控制模块50连接。
在一些实施例中，如图2所示，直流电源100为直流电源E1。变压器20为变压器T1。
本实施例中，变压器T1的第一输入端1至变压器T1的第二输入端2的方向接入的元器件为正向接入的元器件，变压器T1的第二输入端2至变压器T1的第一输入端1的方向接入的元器件为反向接入的元器件。
在一些实施例中，如图2所示，第一桥臂11包括开关管Q1和开关管Q3，第二桥臂12包括开关管Q2和开关管Q4。其中，开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3及开关管Q4均有体二极管和寄生电容。例如，如图2所示的，开关管Q1具有体二极管Q19和寄生电容C7，开关管Q2具有体二极管D20和寄生电容C8，开关管Q3具有体二极管D21和寄生电容C9，开关管D4具有体二极管D22和寄生电容C10。
具体的，开关管Q1的第一端和开关管Q2的第一端均与直流电源E1的正极连接，开关管Q1的第二端与开关管Q3的第一端及变压器T1的第一输入端连接，开关管Q2的第二端与开关管Q4的第一端及变压器T1的第二输入端连接，开关管Q3的第二端和开关管Q4的源极与直流电源E1的负极连接。开关管Q1的第三端、开关管Q2的第三端、开关管Q3的第三端及开关管Q4的第三端均与控制模块50连接。
需要说明的是，在本实施例中，开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3及开关管Q4均为N型MOS管。其中，开关管Q1的漏极为开关管Q1的第一端，开关管Q1的源极为开关管Q1的第二端，开关管Q1的栅极为开关管Q1的第三端。
在一些实施例中，如图2所示，辅助谐振模块30包括谐振电感Lr3和谐振电容Cr3。其中，谐振电感Lr3的一端与变压器20的副边绕组连接，谐振电感Lr3的另一端通过谐振电容Cr3与整流滤波模块40的输入端连接。
在一些实施例中，谐振电感Lr3为变压器20的副边绕组的等效漏感。辅助谐振模块30使用变压器20的副边绕组的等效漏感做为谐振电感Lr3，相比于常规的全桥升压电路，只增加了谐振电容Cr3，电路结构更简单，成本更低，体积更小，控制策略更简单。
在一些实施例中，如图2所示，整流滤波模块40包括二极管D5、二极管D6、二极管D7及二极管D8。
其中，二极管D5的正极分别与二极管D7的负极及辅助谐振模块30的第一输出端连接，二极管D5的负极分别与二极管D6的负极及负载300的正极连接，二极管D6的正极分别与二极管D8的负极及辅助谐振模块30的第二输出端连接，二极管D7的正极分别与二极管D8的正极及负载300的负极连接。
具体的，二极管D5、二极管D6、二极管D7及二极管D8组成全桥整流电路，对变压器20输出的升压后的交流电进行整流，以得到升压后的直流电。
在一些实施例中，储能电容60包括电容EC2。电容EC2的正极与负载的正极连接，电容EC2的负极与负载的负极连接。
请参阅图3，图3是本申请另一实施例提供的直流升压变换电路200的电路结构示意图。
在一些实施例中，整流滤波模块40包括开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7及开关管Q8。
具体的，开关管Q5的第一端和开关管Q6的第一端均与负载的正极连接，开关管Q5的第二端与开关管Q7的第一端及辅助谐振模块30的第一输出端连接，开关管Q6的第二端与开关管Q8的第一端及辅助谐振模块30的第二输出端连，开关管Q7的第二端和开关管Q8的第二端均与负载的负极连接。开关管Q5的第三端、开关管Q6的第三端、开关管Q7的第三端及开关管Q8的第三端均与控制模块50连接。
其中，在图3中，开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7及开关管Q8均为N型MOS管。开关管Q5的漏极为开关管Q5的第一端，开关管Q5的源极为开关管Q5的第二端，开关管Q5的栅极为开关管Q1的第三端。
在一些实施例中，辅助谐振模块30工作时的谐振频率frs及全桥模块10中的开关管的工作频率fs还满足如下关系式：
fm＜fs＜frs；
其中，fm为变压器20的副边励磁电感、谐振电感Lr3及谐振电容Cr3串并联谐振频率。frs指的是谐振电感Lr3和谐振电容Cr3的串联谐振频率。fs指的是全桥模块10中的开关管的工作频率。
具体的，如图2所示的直流升压变换电路200，当全桥模块10中的开关管的工作频率fs满足fm＜fs＜frs，则全桥模块10中的开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4均为零电压开关。
具体的，如图3所示的直流升压变换电路200，当直流升压变换电路200中的整流滤波模块40中包括开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7及开关管Q8。若全桥模块10中的开关管的工作频率fs满足fm＜fs＜frs，且整流滤波模块40中的开关管的工作频率与全桥模块10中的开关管的工作频率fs相同，则全桥模块10中的开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4均为零电压开关，整流滤波模块40中的开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7及开关管Q8均为零电流开关。
在一些实施例中，直流升压变换电路200的一个工作周期包括正工作周期和负工作周期。如图3所示，此时的谐振电流i Lr3为正，则直流升压变换电路200工作在正工作周期。当谐振电流i Lr3为负时，直流升压变换电路200工作在负工作周期。
其中，直流升压变换电路200的正工作周期包括六种工作模态，即第一模态、第二模态、第三模态、第四模态、第五模态及第六模态。本申请实施例将以正工作周期的六个模态为例来分析直流升压变换电路200的工作原理。为简化分析过程，可以认为在直流升压变换电路200的换流期间，负载电流Io1为恒定值；可以认为电路元件都为理想元件；可以认为谐振电感Lr3远小于变压器T1的励磁电感。
需要说明的是，图3中的箭头指向为物理量的参考正方向，图4-图9中箭头指向为电流实际流向。
需要说明的是，在本实施例中，为辅助谐振模块的谐振周期，/>为谐振电感的电感量，i Lr3为谐振电感Lr3的谐振电流，/>为谐振电容的电容量，Ipmax为变压器的原边磁励电流的正向最大值，Ismax为谐振电感的谐振电流的正向最大值，E1为直流电源的电压值，LP为变压器的原边绕组的电感值，LS为变压器的副边磁励电感的电感值，u EC2为储能电容的电压，Io1为负载电流，/>为储能电容的电容量，i mp为变压器的原边磁励电流分量，Ip0为变压器的原边磁励电流分量的正向次大值，i Lr3为谐振电感的谐振电流，n1为变压器的副边绕组与原边绕组的比值，U0、U1、U2、U3均为储能电容两端的电压的电压值且U3>U2>U1>U0>0，Um1为谐振电容的谐振电压的正向最大值，Um0为谐振电容的谐振电压的值且Um1>Um0>0，t0为第一模态开始的时刻，t1为第二模态开始的时刻，t2为第三模态开始的时刻，t3为第四模态开始的时刻，t4为第五模态开始的时刻，t5为第六模态开始的时刻。
请一并参阅图4和图10，第一模态持续时间为图10中的t0至t1的时间段。
在t0时刻之前的时刻为电路的初始状态，电路已经进入稳态工作，此时全桥模块10中的正向接入的两开关管Q1和Q4断开，全桥模块10中的正向接入的两开关管Q2和Q3导通，整流滤波模块40中的开关管Q5和Q8断开，整流滤波模块40中开关管Q6和Q7导通。
在第一模态中，在t0时刻，控制模块50控制全桥模块10和整流滤波模块40中的所有开关管断开。在t0时刻，谐振电流i Lr3减小到零，此时关断开关管Q6和Q7，可实现开关管Q6和Q7的零电流关断。因为开关管Q2和Q3的端电压为零，且寄生电容C8和C9分别限制了开关管Q2和Q3端电压的上升率，所以t0时刻关断开关管Q2和Q3，可实现Q2和Q3的零电压关断。
在全桥模块10和整流滤波模块40中的所有开关管均断开后，变压器T1的原边磁励电流分量i mp开始对寄生电容C7、寄生电容C10放电，对寄生电容C8、寄生电容C9充电，寄生电容C7、寄生电容C10端电压从E1逐渐降低到零，寄生电容C8、寄生电容C9的端电压从零逐渐升高到E1，储能电容EC2对负载供电，储能电容EC2的端电压从U2开始降低。
其中，第一模态的持续时间为死区时间△1，即全桥模块10中同一桥臂开关管的死区时间。第一模态结束时，储能电容EC2的端电压降低到U1。由于变压器T1的励磁电感足够大，且第一模态持续的时间很短，所以可认为变压器T1的原边励磁电流分量i mp保持不变，储能电容EC2放电。
在第一模态中，电路表达式为：
请参阅图5和图10，第二模态持续时间为图10中的t1至t2的时间段。
在第二模态中，在第二模态开始的时刻即t1时刻，控制模块50控制全桥模块10中正向接入的两开关管Q1和开关管Q4闭合，并且控制整流滤波模块40中的开关管Q5和开关管Q8闭合。
谐振电感和谐振电容开始谐振，流经开关管Q5和开关管Q8电流从零开始增加，所以在t1时刻开关管Q5和开关管Q8实现了零电流开通。因为开关管Q1、开关管Q4导通前，其端电压均已降低为零，且开关管Q1和开关管Q4的寄生电容C7和C10限制了其端电压的上升率，所以开关管Q1和开关管Q4实现了零电压开通。
在开关管Q1、Q4、Q5、Q8开通后，谐振电流i Lr3从零开始正向增大，储能电容EC2的端电压从U1开始继续降低，谐振电容Cr3端电压从-Um1开始正向增大，变压器T1的原边磁励电流分量i mp正向增大。当谐振电感i Lr3增大到等于负载电流Io1时，储能电容EC2端电压u EC2降到最低，此时第二模态结束。
第二模态中，辅助谐振模块30开始谐振，谐振电流从零开始正向增大，储能电容EC2放电，直至i Lr3=Io1，u EC2=U0，执行第三模态；其中，i Lr3为谐振电感Lr3的谐振电流，Io1为负载300电流，u EC2为储能电容EC2的电压，U0为储能电容EC2的电压设定最小值。
在第二模态中，电路表达式为：
请参阅图6和图10，第三模态持续时间为图10中的t2至t3的时间段。
在第三模态中，辅助谐振模块30继续谐振，储能电容EC2的电压从U0正向增大，原边励磁电流分量正向增大，直至i Lr3=Ismax，i mp=0，uCr3=0，执行第四模态；其中，Ismax为谐振电感Lr3的谐振电流的正向最大值，i mp为变压器T1的原边磁励电流分量，uCr3为谐振电容Cr3的电压。
在第三模态中，电路表达式为：
请参阅图7和图10，第四模态持续时间为图10中的t3至t4的时间段。
在第四模态中，辅助谐振模块30继续谐振，谐振电感Lr3的谐振电流开始减小，储能电容EC2的电压增大，直至i Lr3=Io1，u EC2=U3，执行第五模态；其中，U3为储能电容EC2的电压设定最大值。
在第四模态中，电路表达式为：
请参阅图8和图10，第五模态持续时间为图10中的t4至t5的时间段。
在第五模态中，辅助谐振模块30继续谐振，谐振电感Lr3的谐振电流继续减小，储能电容EC2放电，直至i Lr3=0，u EC2=U2，i mp=Ipmax，执行第六模态；其中，U2为储能电容EC2的电压设定值且U3>U2。
在第五模态中，电路表达式为：
请参阅图9和图10，第六模态持续时间为图10中的t5至t6的时间段。
在第六模态中，在第六模态开始的时刻即t5时刻，控制全桥模块10中正向接入的两开关管Q1和开关管Q4断开，并控制并且控制整流滤波模块40中的开关管Q5和开关管Q8断开。
t5时刻，由于谐振电流i Lr3减小到零，此时关断开关管Q5和开关管Q8，可实现开关管Q5和开关管Q8的零电流关断。因为开关管Q1和开关管Q4的端电压为零，且其寄生电容C7和寄生电容C10分别限制了开关管Q1和开关管Q4端电压的上升率，所以t5时刻关断开关管Q1和开关管Q4，可实现开关管Q1和开关管Q4的零电压关断。
从t5时刻开始，变压器T1的原边磁励电流分量i mp对寄生电容C8、寄生电容C9放电，寄生电容C8、寄生电容C9端电压从E1逐渐降低到零，对寄生电容C7、寄生电容C10充电，寄生电容C7、寄生电容C10端电压从零逐渐升高到E1，储能电容EC2对负载供电，储能电容EC2端电压从U2开始继续降低。
第六模态的持续时间为死区时间△1，即全桥模块10中同一桥臂开关管的死区时间。第六模态结束时，储能电容EC2的端电压降低到U1。由于变压器T1的励磁电感足够大，且第六模态持续的时间很短，所以可认为变压器T1的原边励磁电流分量i mp保持不变，端电压u EC2不变。
在第六模态中，储能电容EC2放电，持续时间为死区时间，直至i mp=Ipmax，i Lr3=0，u EC2=U1；其中，Ipmax为变压器T1的原边磁励电流的正向最大值，U1储能电容EC2的电压设定值且U2>U1>U0。
在第六模态中，电路表达式为：
当直流升压变换电路200经历第一模态、第二模态、第三模态、第四模态、第五模态、第六模态后，直流升压变换电路200的正工作周期结束。
在一些实施例中，驱动直流升压变换电路执行负工作周期各工作模态与正工作周期的各工作模态相对称。
具体的，当直流升压变换电路200执行一个正工作周期后，直流升压变换电路200接着执行一个负工作周期。如图10所示的，t6至t10的时间段即为直流升压变换电路200一个负工作周期，负工作周期的各个工作模态与正工作周期的工作模态类似，这里不再赘述。
在本实施例中，在直流升压变换电路200中，首先全桥模块10将直流电源100的直流电转换为交流电，然后变压器20将交流电进行升压得到升压后的交流电，该升压后的交流电经过整流滤波模块40整流后输出直流电至负载300。在直流升压变换电路200工作的过程中，通过辅助谐振模块30中谐振电感和谐振电容的谐振作用，使得全桥模块10和整流滤波模块40中所有开关管两端的电压周期性的下降到零。在全桥模块10中的开关管两端的电压下降到零时，控制模块50可切换开关管的开关状态。在整流滤波模块40中的开关管的电流下降到零时，控制模块50可切换开关管的开关状态。从而实现全桥模块10中所有的开关管均为软开关，降低了开关的损耗。同时，辅助谐振模块30使用变压器20的副边绕组的等效漏感作为谐振电感Lr3，相比于常规的全桥升压电路只增加了谐振电容Cr3，电路结构更简单，成本更低，体积更小，控制策略更简单。
本申请实施例还提供了一种储能电源，储能电源包括如上的直流升压变换电路200。
需要说明的是，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，其中作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。
通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到上述实施例方法可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现，当然也可以通过硬件，但很多情况下前者是更佳的实施方式。基于这样的理解，本申请的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质（如ROM/RAM、磁碟、光盘）中，包括若干指令用以使得一台终端（可以是手机，计算机，服务器，空调器，或者网络设备等）执行本申请各个实施例所述的方法。
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；在本发明的思路下，以上实施例或者不同实施例中的技术特征之间也可以进行组合，步骤可以以任意顺序实现，并存在如上所述的本发明的不同方面的许多其它变化，为了简明，它们没有在细节中提供；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (8)

1.一种直流升压变换电路，其特征在于，包括：
全桥模块、变压器、辅助谐振模块、整流滤波模块、控制模块及储能电容；
所述全桥模块、所述变压器、所述辅助谐振模块、所述整流滤波模块依次连接，所述储能电容与所述整流滤波模块的输出端并联，所述全桥模块的输入端还用于接入直流电源，所述整流滤波模块还用于与负载连接，所述控制模块与所述全桥模块中开关管的控制端连接；
所述辅助谐振模块工作时的谐振频率frs被配置为，所述全桥模块中的开关管的工作频率fs被配置为/>，其中，Lr3为所述辅助谐振模块的谐振电感，Cr3为所述辅助谐振模块的谐振电容，△1为所述全桥模块中同一桥臂开关管的死区时间；
所述直流升压变换电路的一个工作周期包括正工作周期和负工作周期；
其中，所述正工作周期包括如下六种工作模态：
在第一模态中，控制所述全桥模块的所有开关管断开，所述变压器的原边励磁电流分量保持不变，所述储能电容放电，持续时间为所述死区时间；
在所述第一模态中，电路表达式为：
在第二模态中，在所述第二模态开始的时刻控制所述全桥模块中正向接入的两开关管闭合，所述辅助谐振模块开始谐振，谐振电流从零开始正向增大，所述储能电容放电，直至i Lr3=Io1，u EC2=U0，执行第三模态；其中，i Lr3为谐振电感的谐振电流，Io1为负载电流，u EC2为所述储能电容的电压，U0为所述储能电容的电压设定最小值；
在所述第二模态中，电路表达式为：
在所述第三模态中，所述辅助谐振模块继续谐振，所述储能电容的电压从U0正向增大，所述原边励磁电流分量正向增大，直至i Lr3=Ismax，i mp=0，uCr3=0，执行第四模态；其中，Ismax为所述谐振电感的谐振电流的正向最大值，i mp为所述变压器的原边磁励电流分量，uCr3为所述谐振电容的电压；
在所述第三模态中，电路表达式为：
在所述第四模态中，所述辅助谐振模块继续谐振，所述谐振电感的谐振电流开始减小，所述储能电容的电压增大，直至i Lr3=Io1，u EC2=U3，执行第五模态；其中，U3为所述储能电容的电压设定最大值；
在所述第四模态中，电路表达式为：
在所述第五模态中，所述辅助谐振模块继续谐振，所述谐振电感的谐振电流继续减小，所述储能电容放电，直至i Lr3=0，u EC2=U2，i mp=Ipmax，执行第六模态；其中，U2为所述储能电容的电压设定值且U3>U2；
在所述第五模态中，电路表达式为：
在所述第六模态中，在所述第六模态开始的时刻控制所述全桥模块中正向接入的两开关管断开，所述储能电容放电，持续时间为所述死区时间，直至i mp=Ipmax，i Lr3=0，u EC2=U1；其中，Ipmax为所述变压器的原边磁励电流的正向最大值，U1所述储能电容的电压设定值且U2>U1>U0；
在所述第六模态中，电路表达式为：
其中，为所述辅助谐振模块的谐振周期，/>为所述谐振电感的电感量，/>为所述谐振电容的电容量，Ipmax为所述变压器的原边磁励电流的正向最大值，Ismax为所述谐振电感的谐振电流的正向最大值，E1为所述直流电源的电压值，LP为所述变压器的原边绕组的电感值，u EC2为储能电容的电压，Io1为负载电流，/>为储能电容的电容量，i mp为所述变压器的原边磁励电流分量，Ip0为所述变压器的原边磁励电流分量的正向次大值，i Lr3为所述谐振电感的谐振电流，n1为所述变压器的副边绕组与原边绕组的比值，U0、U1、U2、U3均为所述储能电容两端的电压的电压值且U3>U2>U1>U0>0，Um1为所述谐振电容的谐振电压的正向最大值，Um0为所述谐振电容的谐振电压的值且Um1>Um0>0，t0为所述第一模态开始的时刻，t1为所述第二模态开始的时刻，t2为所述第三模态开始的时刻，t3为所述第四模态开始的时刻，t4为所述第五模态开始的时刻，t5为所述第六模态开始的时刻。
2.根据权利要求1所述的直流升压变换电路，其特征在于，所述辅助谐振模块工作时的谐振频率frs及所述全桥模块中的开关管的工作频率fs还满足如下关系式：
fm＜fs＜frs；
其中，fm为所述变压器的副边励磁电感、所述谐振电感及所述谐振电容串并联谐振频率。
3.根据权利要求1所述的直流升压变换电路，其特征在于，驱动所述直流升压变换电路执行负工作周期各工作模态与所述正工作周期的各工作模态相对称。
4.根据权利要求1所述的直流升压变换电路，其特征在于，
所述辅助谐振模块包括谐振电感和谐振电容；
所述变压器的副边绕组依次通过所述谐振电感及所述谐振电容与所述整流滤波模块连接。
5.根据权利要求4所述的直流升压变换电路，其特征在于，所述谐振电感为所述变压器的副边绕组的等效漏感。
6.根据权利要求1所述的直流升压变换电路，其特征在于，
所述全桥模块包括第一桥臂及第二桥臂；
所述第一桥臂的一端与所述直流电源的正极连接，所述第一桥臂的另一端与所述直流电源的负极连接，所述第一桥臂的中点与所述变压器的原边绕组的一端连接，所述第二桥臂的一端与所述直流电源的正极连接，所述第二桥臂的另一端与所述直流电源的负极连接，所述第二桥臂的中点与所述变压器的原边绕组的另一端连接，所述第一桥臂及所述第二桥臂中的开关管的控制端与所述控制模块连接。
7.根据权利要求6所述的直流升压变换电路，其特征在于，
所述第一桥臂包括开关管Q1和开关管Q3，所述第二桥臂包括开关管Q2和开关管Q4，所述开关管Q1的第一端和所述开关管Q2的第一端均与所述直流电源的正极连接，所述开关管Q1的第二端与所述开关管Q3的第一端及所述变压器的第一输入端连接，所述开关管Q2的第二端与所述开关管Q4的第一端及所述变压器的第二输入端连接，所述开关管Q3的第二端和所述开关管Q4的源极与所述直流电源的负极连接，所述开关管Q1的第三端、所述开关管Q2的第三端、所述开关管Q3的第三端及所述开关管Q4的第三端均与控制模块连接。
8.一种储能电源，其特征在于，所述储能电源包括如权利要求1-7任一项所述的直流升压变换电路。
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