CN115242108A - 双向推挽/全桥谐振变换器及其控制方法 - Google Patents

双向推挽/全桥谐振变换器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及电力电子技术领域，为了简化电路结构，提供了双向推挽/全桥谐振变换器，包括：PWM控制器、第一驱动电路、第二驱动电路、第一端口、第二端口、第一开关电路、第二开关电路、谐振电感、谐振电容、隔离变压器。双向推挽/全桥谐振变换器控制方法，正向工作时，变换器采用固定开关频率、固定占空比的驱动方式以实现第一开关管与第二开关管的零电压开通，第一开关管至第六开关管的零电流关断；反向工作时，变换器采用脉冲频率调制变频控制以实现第三开关管至第六开关管的零电压开通，第一开关管与第二开关管的零电流关断。采用上述方式简化了电路结构，同时变换器效率更高。

Description

双向推挽/全桥谐振变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，具体是一种双向推挽/全桥谐振变换器及其控制方法。
背景技术
随着能源需求的不断增长，新能源的开发和利用得到了越来越多的重视，便携式储能的市场需求也越来越大，便携式电池储能产品需要具备DC/AC逆变和AC/DC充电两大基础功能，由于电池端直流电压等级较低，一般低于DC100V，逆变前级还需要DC/DC升压电路。目前一般的解决方案是：逆变采用DC/DC升压、DC/AC逆变输出市电电压，给用电设备供电；充电采用AC/DC充电电路给电池充电。电池逆变和充电采用两种电路，给产品设计带来了成本和体积上的问题。
发明内容
为了简化电路结构，本发明提供了一种双向推挽/全桥谐振变换器及其控制方法。
本发明解决上述问题所采用的技术方案是：
双向推挽/全桥谐振变换器，包括：PWM控制器、第一驱动电路、第二驱动电路、第一端口、第二端口、第一开关电路、第二开关电路、谐振电感、谐振电容及隔离变压器，所述第一端口通过第一开关电路与隔离变压器的第一侧连接，所述第二端口依次通过第二开关电路、谐振电容及谐振电感与隔离变压器的第二侧连接，所述PWM控制器分别通过第一驱动电路及第二驱动电路与第一开关电路及第二开关电路信号连接。
进一步地，所述第一端口的正负极间连接有第一滤波电容，所述第二端口的正负极间连接有第二滤波电容。
进一步地，所述第一开关电路包括第一开关管及第二开关管，所述第一端口的一端分别通过第一开关管及第二开关管与隔离变压器第一侧第一绕组的同名端及隔离变压器第一侧第二绕组的异名端连接，所述第一端口的另一端与隔离变压器第一侧的中间抽头连接。
进一步地，所述第二开关电路包括第三开关管、第四开关管、第五开关管及第六开关管。
进一步地，所述PWM控制器为MCU、DSP、ARM或FPGA。
双向推挽/全桥谐振变换器控制方法，应用于双向推挽/全桥谐振变换器，正向工作时，变换器采用固定开关频率、固定占空比的驱动方式以实现第一开关管与第二开关管的零电压开通，第一开关管至第六开关管的零电流关断；
反向工作时，变换器采用脉冲频率调制变频控制以实现第三开关管至第六开关管的零电压开通，第一开关管与第二开关管的零电流关断。
进一步地，正向工作时，第一开关管与第二开关管状态互补，第一开关管与第三开关管、第五开关管同步，第二开关管与第四开关管、第六开关管同步；具体控制过程为：
根据谐振电感和谐振电容确定谐振频率fr；
根据谐振频率确定第一开关管至第六开关管的开关频率fs；
PWM控制器输出频率为fs的PWM信号给第一驱动电路及第二驱动电路，第一驱动电路、第二驱动电路驱动对应开关管进行开关状态的变化。
进一步地，反向工作时，第三开关管、第五开关与第四开关管、第六开关管状态互补，第三开关管、第五开关与第一开关管同步，第四开关管、第六开关管与第二开关管同步，具体控制过程为：
根据谐振电感及谐振电容确定谐振频率fr1，根据谐振电感、谐振电容及变压器第二侧励磁电感确定谐振频率fr2；
在设定的输入电压和负载条件下，PWM控制器输出频率为fr1的PWM信号给第一驱动电路和第二驱动电路驱动对应开关管进行开关状态的变化；
输出电压通过采样反馈给PWM控制器，当输出电压大于内部基准时，提高变换器开关频率；当输出电压小于内部基准时，降低变换器开关频率，其中，fr2为最低频率限值。
本发明相比于现有技术具有的有益效果是：采用本申请所述的双向推挽/全桥谐振变换器，正向工作时为推挽谐振变换器，可以作为DC/AC逆变的前级电路，反向工作时为全桥谐振变换器，可以作为电池充电器AC/DC整流的后级电路，采用双向电路可以极大的节省硬件成本。
另外，为降低高频DC/DC变换器的开关损耗，正向工作为LC谐振变换器，采用PWM控制器控制第一开关管、第二开关管处于ZVS(零电压开通)和ZCS(零电流关断)状态，第三开关管至第六开关管处于ZCS(零电流关断)状态；反向工作为全桥LLC谐振变换器，采用PWM控制器控制第三开关管至第六开关管处于ZVS(零电压开通)状态下，第一开关管、第二开关管处于ZCS(零电流关断)状态。双向皆控制开关管工作在软开关状态下，可以极大的降低开关损耗，节省散热成本，提高整体效率。
附图说明
图1为双向推挽/全桥谐振变换器的电路图；
图2为正向工作时的电路图；
图3为正向工作时第一开关管及第二开关管零电压开通和零电流关断示意图；
图4反向工作时的电路图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合实施例，对本发明进行进一步的详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
如图1所示，双向推挽/全桥谐振变换器，其特征在于，包括：PWM控制器、第一驱动电路、第二驱动电路、第一端口、第二端口、第一开关电路、第二开关电路、谐振电感Lr、谐振电容Cr及隔离变压器T1，所述第一端口通过第一开关电路与隔离变压器T1的第一侧连接，所述第二端口依次通过第二开关电路、谐振电容Cr及谐振电感Lr与隔离变压器T1的第二侧连接，所述PWM控制器分别通过第一驱动电路及第二驱动电路与第一开关电路及第二开关电路信号连接。
进一步地，所述第一端口的正负极间连接有第一滤波电容C1，所述第二端口的正负极间连接有第二滤波电容C2。
具体的，所述第一开关电路包括第一开关管S1及第二开关管S2，所述第一端口的一端分别通过第一开关管S1及第二开关管S2与隔离变压器T1第一侧第一绕组的同名端及隔离变压器T1第一侧第二绕组的异名端连接，所述第一端口的另一端与隔离变压器T1第一侧的中间抽头连接。所述第二开关电路包括第三开关管S3、第四开关管S4、第五开关管S5及第六开关管S6。所述PWM控制器为MCU、DSP、ARM或FPGA。
如图2所示，正向工作时为推挽LC谐振变换器。第一开关管S1及第二开关管S2为原边开关管，第三开关管S3至第六开关管S6为副边整流管，V1为输入电压，V2为输出电压，C1为输入滤波电容，C2为输出滤波电容，Ds1～Ds6分别为开关管S1～S6的体二极管，Cs1～Cs6分别为开关管S1～S6的漏源级寄生电容。
其中，谐振电感Lr可以直接采用变压器副边漏感，也可以是分立式电感。变换器谐振频率
Figure BDA0003769462140000031
PWM控制器控制开关管S1-S6的开关频率fs略小于谐振频率fr，此时开关周期Ts略大于谐振周期Tr，可以保证在开关管关断前谐振电流谐振到零，实现开关管的零电流关断。占空比需小于50％，第一开关管S1和第二开关管S2的互补驱动需留出死区时间，第一开关管S1与第三开关管S3、第五开关管S5同步，第二开关管S2与第四开关管S4、第六开关管S6同步，整流管S3、S4、S5、S6的具体开启和关断时间采用同步整流控制方式。原边与副边的开关管S1、S2、S3、S4、S5、S6采用同一个PWM控制器控制，PWM控制器可以在原边，驱动电路2(第二驱动电路)采用隔离驱动方式，PWM控制器也可以在副边，则驱动电路1(第一驱动电路)需采用隔离驱动方式。如图3中t1～t3、t4～t6所示，在死区时间t1～t3内，第一开关管S1和第二开关管S2的等效并联电容(包含其寄生电容Cs1、Cs2)在变压器T1原边励磁电感的作用下进行充放电，VS1从0开始充电至2×V1，同时VS2从2×V1开始放电至零，在t3时刻打开第二开关管S2，那么第二开关管S2即为零电压开通。死区时间t4～t6工作过程跟t1～t3类似，死区时间应大于VS1或VS2从2×V1放电至零V的时间。当变压器原边电流谐振到零，副边电流也为零，此时关断副边整流管，实现了副边整流管的零电流关断。
如图4所示，反向工作时为全桥LLC谐振变换器。S3、S4、S5、S6为原边开关管，S1、S2为副边整流管，Lm为原边励磁电感，V2为输入电压，V1为输出电压，C2为输入滤波电容，C1为输出滤波电容，Ds1～Ds6分别为开关管S1～S6的体二极管，Cs1～Cs6分别为开关管S1～S6的漏源级寄生电容。
其中，谐振电感Lr可以直接采用变压器原边漏感，也可以是分立式电感，Lm为变压器原边励磁电感。变换器有两种谐振频率：
Figure BDA0003769462140000041
此时只有Lr和Cr参与谐振；
Figure BDA0003769462140000042
此时Lr、Lm和Cr都参与谐振。变换器采用PFM(脉冲频率调制)变频控制，可以保证S3、S4、S5、S6开关管的零电压开通和S1、S2整流管的零电流关断。S3、S5与S4、S6状态互补并留出死区时间，S3、S5与S1同步，S4、S6与S2同步，整流管S1、S2的具体开启和关断时间采用同步整流控制方式。原边与副边的开关管S1、S2、S3、S4、S5、S6采用同一个PWM控制器控制，PWM控制器可以在原边，驱动电路1采用隔离驱动方式，PWM控制器也可以在副边，则驱动电路2需采用隔离驱动方式。
反向工作时，采用变频的控制方式控制输出电压恒定，将额定输入电压、额定负载对应的工作频率设置在第一谐振频率fr1。当输入电压升高或负载变小时，提高变换器的工作频率，降低变换器增益，以保持输出的恒定；当输入电压降低或负载变大时，降低变换器的工作频率，提高变换器增益。确保系统的最小工作频率大于第二谐振频率fr2可以避免变换器工作在容性区。
双向皆控制开关管工作在软开关状态下，可以极大的降低开关损耗，节省散热成本，提高整机效率。

Claims (8)

1.双向推挽/全桥谐振变换器，其特征在于，包括：PWM控制器、第一驱动电路、第二驱动电路、第一端口、第二端口、第一开关电路、第二开关电路、谐振电感、谐振电容及隔离变压器，所述第一端口通过第一开关电路与隔离变压器的第一侧连接，所述第二端口依次通过第二开关电路、谐振电容及谐振电感与隔离变压器的第二侧连接，所述PWM控制器分别通过第一驱动电路及第二驱动电路与第一开关电路及第二开关电路连接。
2.根据权利要求1所述的双向推挽/全桥谐振变换器，其特征在于，所述第一端口的正负极间连接有第一滤波电容，所述第二端口的正负极间连接有第二滤波电容。
3.根据权利要求1或2所述的双向推挽/全桥谐振变换器，其特征在于，所述第一开关电路包括第一开关管及第二开关管，所述第一端口的一端分别通过第一开关管及第二开关管与隔离变压器第一侧第一绕组的同名端及隔离变压器第一侧第二绕组的异名端连接，所述第一端口的另一端与隔离变压器第一侧的中间抽头连接。
4.根据权利要求3所述的双向推挽/全桥谐振变换器，其特征在于，所述第二开关电路包括第三开关管、第四开关管、第五开关管及第六开关管。
5.根据权利要求4所述的双向推挽/全桥谐振变换器，其特征在于，所述PWM控制器为MCU、DSP、ARM或FPGA。
6.双向推挽/全桥谐振变换器控制方法，应用于权利要求4或5所述的双向推挽/全桥谐振变换器，其特征在于，
正向工作时，变换器采用固定开关频率、固定占空比的驱动方式以实现第一开关管与第二开关管的零电压开通，第一开关管至第六开关管的零电流关断；
反向工作时，变换器采用脉冲频率调制变频控制以实现第三开关管至第六开关管的零电压开通，第一开关管与第二开关管的零电流关断。
7.根据权利要求6所述的双向推挽/全桥谐振变换器控制方法，其特征在于，正向工作时，第一开关管与第二开关管状态互补，第一开关管与第三开关管、第五开关管同步，第二开关管与第四开关管、第六开关管同步；具体控制过程为：
根据谐振电感和谐振电容确定谐振频率fr；
根据谐振频率确定第一开关管至第六开关管的开关频率fs；
PWM控制器输出频率为fs的PWM信号给第一驱动电路及第二驱动电路，第一驱动电路、第二驱动电路驱动对应开关管进行开关状态的变化。
8.根据权利要求6所述的双向推挽/全桥谐振变换器控制方法，其特征在于，反向工作时，第三开关管、第五开关与第四开关管、第六开关管状态互补，第三开关管、第五开关与第一开关管同步，第四开关管、第六开关管与第二开关管同步，具体控制过程为：
根据谐振电感及谐振电容确定谐振频率fr1，根据谐振电感、谐振电容及变压器第二侧励磁电感确定谐振频率fr2；
在设定的输入电压和负载条件下，PWM控制器输出频率为fr1的PWM信号给第一驱动电路和第二驱动电路驱动对应开关管进行开关状态的变化；
当输出电压大于内部基准时，提高变换器开关频率；当输出电压小于内部基准时，降低变换器开关频率，其中，fr2为最低频率限值。
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