CN110994991A - 一种隔离Buck-Boost电路无环路数字控制方法 - Google Patents

一种隔离Buck-Boost电路无环路数字控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种隔离Buck‑Boost电路无环路数字控制方法，该电路包括隔离Buck‑Boost主电路、输出电压采样电路、输入电压采样电路、高电压比较电路、低电压比较电路、输入电压比较电路以及PWM控制器。通过引入无环路数字控制方法，使得隔离Buck‑Boost电路处于无环路控制状态，当输入电压大于等于输入阈值电压Vth时，电路工作于Buck模式；当输入电压小于Vth时，电路工作于Boost模式，同时根据输出电压信号的高低阈值数字比较信号，调整对应NPN型开关管的占空比使得输出电压达到稳定。该控制方法能拓宽输入范围，同时简化采样和控制电路，并提高电路的效率和功率密度，同时满足电气隔离要求。

Description

一种隔离Buck-Boost电路无环路数字控制方法
技术领域
本发明涉及电源技术领域，具体涉及一种隔离Buck-Boost电路无环路数字控制方法。
背景技术
随着计算机、通讯和网络技术的迅猛发展，如何集成同时又能够适用于不同场合的低压大电流DC/DC变换器成为目前一个重要的研究课题。隔离Buck-Boost电路是一种能够适应宽范围输入电压的拓扑结构，并且能够适应砖块电源对体积、可靠性、效率和功率密度等要求，将隔离Buck-Boost电路集成在四分之一砖(57.9*36.8*8.1mm)上，能够实现高效率、高功率密度的DC/DC变换器，但同时也使得电路的复杂程度加剧；特别是在对体积以及速度要求比较严格的情况下，可供选择的控制芯片以及控制芯片的摆放位置就比较局限。如果将控制芯片的地与原边输入电压的地连接在一起，副边的输出电压和电流采样就要通过光耦隔离引到原边控制芯片的ADC管脚，光耦带来的“纯延时”造成了控制上的麻烦。如果将控制芯片的地与副边输出电压的地连接在一起，虽然这样会使得环路控制便于实现，但是原边需要检测监控的电量更多，引到副边会使得电路变得更加复杂。
发明内容
本发明的目的是为了解决现有技术中的上述缺陷，提供一种隔离Buck-Boost电路无环路数字控制方法。
本发明的目的可以通过采取如下技术方案达到：
一种隔离Buck-Boost电路无环路数字控制方法，该隔离Buck-Boost电路，包括隔离Buck-Boost主电路101和控制电路1，隔离Buck-Boost主电路101包括输入电压2、Buck电路3、全桥电路4、隔离变压器5、整流电路6以及输出电路7；所述控制电路1包括输出电压采样电路102、输入电压采样电路103、高电压比较电路104、低电压比较电路105、输入电压比较电路106、PWM控制器107；
其中，所述Buck电路3包括NPN型开关管S1、NPN型开关管S2、电感L1；所述全桥电路4包括NPN型开关管S3、S4、S5和S6；所述隔离变压器5包括原边绕组Np、副边绕组Ns；所述整流电路6包括普通肖特基二极管D1、D2、D3和D4；所述输出电路7包括输出电感Lf、输出电容CO和输出负载RL；
其中，NPN型开关管S1的漏极连接至输入电压2的正极，NPN型开关管S1的源极接至NPN型开关管S2的漏极和电感L1的一端，NPN型开关管S2的源极连接至输入电压2的负极；电感L1的另一端连接至全桥电路4中NPN型开关管S3和S5的漏极，NPN型开关管S3的源极与NPN型开关管S4的漏极以及隔离变压器5中原边绕组Np的同名端相连，NPN型开关管S5的源极与NPN型开关管S6的漏极以及隔离变压器5中原边绕组Np的异名端相连，NPN型开关管S4的源极与NPN型开关管S6的源极连接至输入电压2的负极；隔离变压器5中副边绕组Ns的同名端与整流电路6中肖特基二极管D1的阳极和肖特基二极管D2的阴极相连，副边绕组Ns的异名端与整流电路6中肖特基二极管D3的阳极和肖特基二极管D4的阴极相连，肖特基二极管D1和肖特基二极管D3的阴极与输出电感Lf的一端相连，输出电感Lf的另一端与输出电容Co和输出负载RL的一端以及输出电压采样电路102的输入端相连，肖特基二极管D2和肖特基二极管D4的阳极与输出电容Co和输出负载RL另一端相连；
其中，输入电压采样电路103的输入端连接至输入电压2的正极，输出端连接至输入电压比较电路106的输入端；输出电压采样电路102的输出端分别连接至高电压比较电路104和低电压比较电路105的输入端，输入电压比较电路106、高电压比较电路104和低电压比较电路105的输出端分别连接至PWM控制器107的输入端，PWM控制器107的输出端分别连接至NPN型开关管S1、S2、S3、S4、S5和S6的栅极；
所述无环路数字控制方法包括以下步骤：
S11、输入电压信号采样判断：当输入电压2大于输入阈值电压Vth时，输入电压比较电路106得到输入电压采样电路103的采样信号后输出1，使隔离Buck-Boost主电路101工作于Buck模式；当输入电压2小于Vth时，此时输入电压比较电路106输出0，使隔离Buck-Boost主电路101工作于Boost模式；
S12、输出电压信号采样判断：输出电压采样电路102将采样输出电压信号送至高电压比较电路104和低电压比较电路105，若输出电压大于高压门限值VH时，高电压比较电路104输出1，低电压比较电路105输出0；若输出电压小于低压门限值VL时，高电压比较电路104输出0，低电压比较电路105输出1；当输出电压小于等于高电压门限值VH，大于等于低电压门限值VL时，高电压比较电路104输出0，低电压比较电路105输出0；
S13、开关周期和占空比产生：
当PWM控制器107收到的输入电压比较输出信号、高电压比较输出信号以及低电压比较输出信号分别为1,0,1时，NPN型开关管S1-S6的占空比d1-d6以及开关周期TS1-TS6状态如下：
S1：d1＝d1+a1，TS1＝1/2fs；S2：d2＝1-d1，TS2＝TS1；
S3：d3＝0.5，TS3＝2TS1；S4：d4＝0.5，TS4＝TS3；
S5：d5＝0.5，TS5＝TS3；S6：d6＝0.5，TS6＝TS3；
当PWM控制器107收到的输入电压比较输出信号、高电压比较输出信号以及低电压比较输出信号分别为1,1,0时，NPN型开关管S1-S6的占空比d1-d6以及开关周期TS1-TS6状态如下：
S1：d1＝d1-b1，TS1＝1/2fs；S2：d2＝1-d1，TS2＝TS1；
S3：d3＝0.5，TS3＝2TS1；S4：d4＝0.5，TS4＝TS3；
S5：d5＝0.5，TS5＝TS3；S6：d6＝0.5，TS6＝TS3；
当PWM控制器107收到的输入电压比较输出信号、高电压比较输出信号以及低电压比较输出信号分别为0,0,1时，NPN型开关管S1-S6的占空比d1-d6以及开关周期TS1-TS6状态如下：
S1：d1＝1，TS1＝1/2fs；S2：d2＝0，TS2＝TS1；
S3：d3＝0.5，TS3＝TS1；S4：d4＝d4+a4，TS4＝TS3；
S5：d5＝0.5，TS5＝TS3；S6：d6＝d4，TS6＝TS3；
当PWM控制器107收到的输入电压比较输出信号、高电压比较输出信号以及低电压比较输出信号分别为0,1,0时，NPN型开关管S1-S6的占空比d1-d6以及开关周期TS1-TS6状态如下：
S1：d1＝1，TS1＝1/2fs；S2：d2＝0，TS2＝TS1；
S3：d3＝0.5，TS3＝TS1；S4：d4＝d4-b4，TS4＝TS3；
S5：d5＝0.5，TS5＝TS3；S6：d6＝d4，TS6＝TS3；
当PWM控制器107收到的输入电压比较输出信号、高电压比较输出信号以及低电压比较输出信号分别为1,0,0或0,0,0时，NPN型开关管S1-S6的占空比d1-d6以及开关周期TS1-TS6状态保持不变；
其中，fs为频率设定值，a1、b1、a4和b4为占空比调节设定值；
步骤S14、导通控制：
NPN型开关管S1与S2互补导通，当输入电压比较电路106输出1时，NPN型开关管S4与S3互补导通，NPN型开关管S5与S6互补导通，NPN型开关管S6滞后NPN型开关管S4半个开关周期导通；当输入电压比较电路106输出0时，NPN型开关管S3和S5互补导通，NPN型开关管S3滞后S4半个开关周期导通，NPN型开关管S6滞后NPN型开关管S4半个开关周期导通。
进一步地，所述输入电压比较输出信号、高电压比较输出信号以及低电压比较输出信号都为数字信号。
进一步地，所述隔离Buck-Boost主电路101中输入电压2的范围为9～40V。
进一步地，所述VH、VL为输出电压的上限值与下限值，与输出电压纹波精度要求有关，即输出电压的峰峰值ΔVo＝VH-VL＝0.72V。
进一步地，NPN型开关管S1占空比d1的最大值dmax1＝(Vo×n)/Vth，S1占空比d1的最小值dmin1＝(Vo×n)/Vinmax，NPN型开关管S4占空比d4的最大值dmax4＝1-Vinmin/(Vo×n)，S4占空比d4的最小值dmin4＝1-(Vo×n)/(2Vth)，其中，dmax1、dmin1、dmax4和dmin4为保证输出正常的占空比阈值，在初始启动时刻dmin1不起作用；其中输出电压Vo＝12V，输入阈值电压Vth＝24V，隔离变压器5的变比n＝2，输入电压2最大值Vinmax＝40V，输入电压2)最小值Vinmin＝9V。
进一步地，所述PWM控制器107的地与输入电压2的地相同。
进一步地，所述无环路数字控制方法应用于负载调整速度要求的场合如下：对75％负载变化到50％负载的恢复时间要求小于等于500μs同时大于100μs的场合。
本发明相对于现有技术具有如下的优点及效果：
通过本发明提出的控制方法，使得隔离Buck-Boost电路工作于不同模式下，并将控制芯片摆放在原边，简化了采样和控制电路，在保证输出稳定并且切换过程平稳的前提下，同时省去了环路控制，降低了对控制芯片的要求，简化了控制回路，拓宽了输入电压的范围，提高了电路的通用性。
附图说明
图1是本发明实施例中隔离Buck-Boost电路的控制框图；
图2是本发明一个具体实施例的无环路隔离Buck-Boost电路结构示意图；
图3是本发明中公开的一种无环路隔离Buck-Boost电路数字控制方法的流程图；
图4是输入高压时输出电压和两个电压比较电路输出波形示意图；
图5是输入高压时各个NPN型开关管的驱动波形示意图；
图6是输入低压时输出电压和两个电压比较电路输出波形示意图；
图7是输入低压时各个NPN型开关管的驱动波形示意图；
图8是输入由高压转低压时输出电压和两个电压比较电路输出波形示意图；
图9是输入由高压转低压时各个NPN型开关管的驱动波形示意图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
实施例
本实施例公开了一种隔离Buck-Boost电路无环路数字控制方法，该隔离Buck-Boost电路，包括隔离Buck-Boost主电路101和控制电路1，隔离Buck-Boost主电路101包括输入电压2、Buck电路3、全桥电路4、隔离变压器5、整流电路6以及输出电路7；控制电路1包括输出电压采样电路102、输入电压采样电路103、高电压比较电路104、低电压比较电路105、输入电压比较电路106、PWM控制器107；
其中，Buck电路3包括NPN型开关管S1、NPN型开关管S2、电感L1；全桥电路4包括NPN型开关管S3、S4、S5和S6；隔离变压器5包括原边绕组Np、副边绕组Ns；整流电路6包括普通肖特基二极管D1、D2、D3和D4；输出电路7包括输出电感Lf、输出电容CO和输出负载RL；
其中，NPN型开关管S1的漏极连接至输入电压2的正极，NPN型开关管S1的源极接至NPN型开关管S2的漏极和电感L1的一端，NPN型开关管S2的源极连接至输入电压2的负极；电感L1的另一端连接至全桥电路4中NPN型开关管S3和S5的漏极，NPN型开关管S3的源极与NPN型开关管S4的漏极以及隔离变压器5中原边绕组Np的同名端相连，NPN型开关管S5的源极与NPN型开关管S6的漏极以及隔离变压器5中原边绕组Np的异名端相连，NPN型开关管S4的源极与NPN型开关管S6的源极连接至输入电压2的负极；隔离变压器5中副边绕组Ns的同名端与整流电路6中肖特基二极管D1的阳极和肖特基二极管D2的阴极相连，副边绕组Ns的异名端与整流电路6中肖特基二极管D3的阳极和肖特基二极管D4的阴极相连，肖特基二极管D1和肖特基二极管D3的阴极与输出电感Lf的一端相连，输出电感Lf的另一端与输出电容Co和输出负载RL的一端以及输出电压采样电路102的输入端相连，肖特基二极管D2和肖特基二极管D4的阳极与输出电容Co和输出负载RL另一端相连；
其中，输入电压采样电路103的输入端连接至输入电压2的正极，输出端连接至输入电压比较电路106的输入端；输出电压采样电路102的输出端分别连接至高电压比较电路104和低电压比较电路105的输入端，输入电压比较电路106、高电压比较电路104和低电压比较电路105的输出端分别连接至PWM控制器107的输入端，PWM控制器107的输出端分别连接至NPN型开关管S1、S2、S3、S4、S5和S6的栅极；
Buck-Boost无环路数字控制方法包括：
步骤S11、输入电压信号采样判断：当输入电压2大于输入阈值电压Vth时，输入电压比较电路106得到输入电压采样电路103的采样信号后输出1，使隔离Buck-Boost主电路101工作于Buck模式；当输入电压2小于Vth时，此时输入电压比较电路106输出0，使隔离Buck-Boost主电路101工作于Boost模式；
步骤S12、输出电压信号采样判断：输出电压采样电路102将采样输出电压信号送至高电压比较电路104和低电压比较电路105，若输出电压大于高压门限值VH时，高电压比较电路104输出1，低电压比较电路105输出0；若输出电压小于低压门限值VL时，高电压比较电路104输出0，低电压比较电路105输出1；当输出电压小于等于高电压门限值VH，大于等于低电压门限值VL时，高电压比较电路104输出0，低电压比较电路105输出0；
步骤S13、开关周期和占空比产生：
当PWM控制器107收到的输入电压比较输出信号、高电压比较输出信号以及低电压比较输出信号分别为1,0,1时，NPN型开关管S1-S6的占空比d1-d6以及开关周期TS1-TS6状态如下：
S1：d1＝d1+a1，TS1＝1/2fs；S2：d2＝1-d1，TS2＝TS1；
S3：d3＝0.5，TS3＝2TS1；S4：d4＝0.5，TS4＝TS3；
S5：d5＝0.5，TS5＝TS3；S6：d6＝0.5，TS6＝TS3；
当PWM控制器107收到的输入电压比较输出信号、高电压比较输出信号以及低电压比较输出信号分别为1,1,0时，NPN型开关管S1-S6的占空比d1-d6以及开关周期TS1-TS6状态如下：
S1：d1＝d1-b1，TS1＝1/2fs；S2：d2＝1-d1，TS2＝TS1；
S3：d3＝0.5，TS3＝2TS1；S4：d4＝0.5，TS4＝TS3；
S5：d5＝0.5，TS5＝TS3；S6：d6＝0.5，TS6＝TS3；
当PWM控制器107收到的输入电压比较输出信号、高电压比较输出信号以及低电压比较输出信号分别为0,0,1时，NPN型开关管S1-S6的占空比d1-d6以及开关周期TS1-TS6状态如下：
S1：d1＝1，TS1＝1/2fs；S2：d2＝0，TS2＝TS1；
S3：d3＝0.5，TS3＝TS1；S4：d4＝d4+a4，TS4＝TS3；
S5：d5＝0.5，TS5＝TS3；S6：d6＝d4，TS6＝TS3；
当PWM控制器107收到的输入电压比较输出信号、高电压比较输出信号以及低电压比较输出信号分别为0,1,0时，NPN型开关管S1-S6的占空比d1-d6以及开关周期TS1-TS6状态如下：
S1：d1＝1，TS1＝1/2fs；S2：d2＝0，TS2＝TS1；
S3：d3＝0.5，TS3＝TS1；S4：d4＝d4-b4，TS4＝TS3；
S5：d5＝0.5，TS5＝TS3；S6：d6＝d4，TS6＝TS3；
当PWM控制器107收到的输入电压比较输出信号、高电压比较输出信号以及低电压比较输出信号分别为1,0,0或0,0,0时，NPN型开关管S1-S6的占空比d1-d6以及开关周期TS1-TS6状态保持不变；
其中，fs为频率设定值，a1、b1、a4和b4为占空比调节设定值；
步骤S14、导通控制：
NPN型开关管S1与S2互补导通，当输入电压比较电路106输出1时，NPN型开关管S4与S3互补导通，NPN型开关管S5与S6互补导通，NPN型开关管S6滞后NPN型开关管S4半个开关周期导通；当输入电压比较电路106输出0时，NPN型开关管S3和S5互补导通，NPN型开关管S3滞后S4半个开关周期导通，NPN型开关管S6滞后NPN型开关管S4半个开关周期导通；
其中，输入电压比较输出信号、高电压比较输出信号以及低电压比较输出信号都为数字信号；
其中，隔离Buck-Boost主电路101中输入电压2的范围为9～40V；
其中，VH、VL为输出电压的上限值与下限值，与输出电压纹波精度要求有关，即输出电压的峰峰值ΔVo＝VH-VL＝0.72V；
其中，NPN型开关管S1占空比d1的最大值dmax1＝(Vo×n)/Vth，NPN型开关管S1占空比d1的最小值dmin1＝(Vo×n)/Vinmax，NPN型开关管S4占空比d4的最大值dmax4＝1-Vinmin/(Vo×n)，NPN型开关管S4占空比d4的最小值dmin4＝1-(Vo×n)/(2Vth)，dmax1、dmin1、dmax4和dmin4为保证输出正常的占空比阈值，在初始启动时刻dmin1不起作用；其中输出电压Vo＝12V，输入阈值电压Vth＝24V，隔离变压器5的变比n＝2，输入电压2最大值Vinmax＝40V，输入电压2最小值Vinmin＝9V；
其中，PWM控制器107的地与输入电压2的地相同；
其中，该方法应用于负载调整速度要求不高的场合；无环路数字控制方法应用于负载调整速度要求的场合具体如下：对75％负载变化到50％负载的恢复时间要求小于等于500μs同时大于100μs的场合。
其中，隔离Buck-Boost主电路101包含输出电感Lf；如图4和图5所示，为输入高压时输出电压波形、两个电压比较电路输出波形以及各个NPN型开关管的驱动波形示意图；如图6和图7所示，为输入低压时输出电压波形、两个电压比较电路输出波形以及各个NPN型开关管的驱动波形示意图；如图8和图9所示，为输入高压转低压时的输出电压波形、两个电压比较电路输出波形以及各个NPN型开关管的驱动波形示意图；在输出电压高于高电压门限值VH时，高电压比较电路104输出1；在输出电压低于低电压门限值VL时，低电压比较电路105输出1；当输出电压小于等于VH并且大于等于VL时，高电压比较电路104和低电压比较电路105都输出0；
在输入高压时，NPN型开关管S1的占空比d1在高电压比较输出信号和低电压比较输出信号分别为1,0时递增，在高电压比较输出信号和低电压比较输出信号分别为0,1时递减，在高电压比较输出信号和低电压比较输出信号分别为0,0时保持不变，开关周期Ts1＝1/2fs；NPN型开关管S2的占空比d2＝1-d2，Ts2＝Ts1；NPN型开关管S3的占空比d3＝0.5，Ts3＝2Ts1；NPN型开关管S4的占空比D4＝0.5，Ts4＝2Ts1；NPN型开关管S5的占空比d5＝0.5，Ts5＝2Ts1；NPN型开关管S6的占空比d6＝0.5，Ts6＝2Ts1；
在输入低压时，NPN型开关管S1的占空比d1＝1，开关周期Ts1＝1/2fs；NPN型开关管S2的占空比d2＝0，Ts2＝Ts1；NPN型开关管S3的占空比d3＝0.5，Ts3＝Ts1；NPN型开关管S4的占空比d4在高电压比较输出信号和低电压比较输出信号分别为1,0时递增，在高电压比较输出信号和低电压比较输出信号分别为0,1时递减，在高电压比较输出信号和低电压比较输出信号分别为0,0时保持不变，开关周期Ts1＝1/2fs；NPN型开关管S5的占空比d5＝0.5，Ts5＝Ts1；NPN型开关管S6的占空比d6＝d4，Ts6＝Ts1；
在t0时刻，输入电压2由高压变为低压，输入电压比较电路106输出由1变为0，NPN型开关管S1的占空比d1＝1，开关周期Ts1＝1/2fs；NPN型开关管S2的占空比d2＝0，Ts2＝Ts1；NPN型开关管S3的占空比d3＝0.5，Ts3＝Ts1；NPN型开关管S4的占空比d4从d4＝0.5开始动态调节，在高电压比较输出信号和低电压比较输出信号分别为1,0时递增，在高电压比较输出信号和低电压比较输出信号分别为0,1时递减，在高电压比较输出信号和低电压比较输出信号分别为0,0时保持不变，开关周期Ts1＝1/2fs；NPN型开关管S5的占空比d5＝0.5，Ts5＝Ts1；NPN型开关管S6的占空比d6＝d4，Ts6＝Ts1；NPN型开关管S3-S6的开关频率变为2fs，最终达到稳态；反之亦然。
综上所述，本实施例提供一种隔离Buck-Boost电路无环路数字控制方法，通过该方法，可以有效地在Buck-Boost电路中引入无环路控制技术，使该技术应用于标准四分之一砖(57.9*36.8*8.1mm)上，使得控制芯片能够由输入电压原边引入，简化了采样和控制电路，同时还保证了输出电压的稳定，保证了输出电压在输入电压或是输出功率发生剧烈变化时仍能够正常工作，拓宽了输入电压的范围，提高了电路的实用性，使电路的效率和功率密度都有了显著地提高。
上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种隔离Buck-Boost电路无环路数字控制方法，该隔离Buck-Boost电路，包括隔离Buck-Boost主电路(101)和控制电路(1)，隔离Buck-Boost主电路(101)包括输入电压(2)、Buck电路(3)、全桥电路(4)、隔离变压器(5)、整流电路(6)以及输出电路(7)；所述控制电路(1)包括输出电压采样电路(102)、输入电压采样电路(103)、高电压比较电路(104)、低电压比较电路(105)、输入电压比较电路(106)、PWM控制器(107)；
其中，所述Buck电路(3)包括NPN型开关管S1、NPN型开关管S2、电感L1；所述全桥电路(4)包括NPN型开关管S3、S4、S5和S6；所述隔离变压器(5)包括原边绕组Np、副边绕组Ns；所述整流电路(6)包括普通肖特基二极管D1、D2、D3和D4；所述输出电路(7)包括输出电感Lf、输出电容CO和输出负载RL；
其中，NPN型开关管S1的漏极连接至输入电压(2)的正极，NPN型开关管S1的源极接至NPN型开关管S2的漏极和电感L1的一端，NPN型开关管S2的源极连接至输入电压(2)的负极；电感L1的另一端连接至全桥电路(4)中NPN型开关管S3和S5的漏极，NPN型开关管S3的源极与NPN型开关管S4的漏极以及隔离变压器(5)中原边绕组Np的同名端相连，NPN型开关管S5的源极与NPN型开关管S6的漏极以及隔离变压器(5)中原边绕组Np的异名端相连，NPN型开关管S4的源极与NPN型开关管S6的源极连接至输入电压(2)的负极；隔离变压器(5)中副边绕组Ns的同名端与整流电路(6)中肖特基二极管D1的阳极和肖特基二极管D2的阴极相连，副边绕组Ns的异名端与整流电路(6)中肖特基二极管D3的阳极和肖特基二极管D4的阴极相连，肖特基二极管D1和肖特基二极管D3的阴极与输出电感Lf的一端相连，输出电感Lf的另一端与输出电容Co和输出负载RL的一端以及输出电压采样电路(102)的输入端相连，肖特基二极管D2和肖特基二极管D4的阳极与输出电容Co和输出负载RL另一端相连；
其中，输入电压采样电路(103)的输入端连接至输入电压(2)的正极，输出端连接至输入电压比较电路(106)的输入端；输出电压采样电路(102)的输出端分别连接至高电压比较电路(104)和低电压比较电路(105)的输入端，输入电压比较电路(106)、高电压比较电路(104)和低电压比较电路(105)的输出端分别连接至PWM控制器(107)的输入端，PWM控制器(107)的输出端分别连接至NPN型开关管S1、S2、S3、S4、S5和S6的栅极；
其特征在于，所述无环路数字控制方法包括以下步骤：
S11、输入电压信号采样判断：当输入电压(2)大于输入阈值电压Vth时，输入电压比较电路(106)得到输入电压采样电路(103)的采样信号后输出1，使隔离Buck-Boost主电路(101)工作于Buck模式；当输入电压(2)小于Vth时，此时输入电压比较电路(106)输出0，使隔离Buck-Boost主电路(101)工作于Boost模式；
S12、输出电压信号采样判断：输出电压采样电路(102)将采样输出电压信号送至高电压比较电路(104)和低电压比较电路(105)，若输出电压大于高压门限值VH时，高电压比较电路(104)输出1，低电压比较电路(105)输出0；若输出电压小于低压门限值VL时，高电压比较电路(104)输出0，低电压比较电路(105)输出1；当输出电压小于等于高电压门限值VH，大于等于低电压门限值VL时，高电压比较电路(104)输出0，低电压比较电路(105)输出0；
S13、开关周期和占空比产生：
当PWM控制器(107)收到的输入电压比较输出信号、高电压比较输出信号以及低电压比较输出信号分别为1,0,1时，NPN型开关管S1-S6的占空比d1-d6以及开关周期TS1-TS6状态如下：
S1：d1＝d1+a1，TS1＝1/2fs；S2：d2＝1-d1，TS2＝TS1；
S3：d3＝0.5，TS3＝2TS1；S4：d4＝0.5，TS4＝TS3；
S5：d5＝0.5，TS5＝TS3；S6：d6＝0.5，TS6＝TS3；
当PWM控制器(107)收到的输入电压比较输出信号、高电压比较输出信号以及低电压比较输出信号分别为1,1,0时，NPN型开关管S1-S6的占空比d1-d6以及开关周期TS1-TS6状态如下：
S1：d1＝d1-b1，TS1＝1/2fs；S2：d2＝1-d1，TS2＝TS1；
S3：d3＝0.5，TS3＝2TS1；S4：d4＝0.5，TS4＝TS3；
S5：d5＝0.5，TS5＝TS3；S6：d6＝0.5，TS6＝TS3；
当PWM控制器(107)收到的输入电压比较输出信号、高电压比较输出信号以及低电压比较输出信号分别为0,0,1时，NPN型开关管S1-S6的占空比d1-d6以及开关周期TS1-TS6状态如下：
S1：d1＝1，TS1＝1/2fs；S2：d2＝0，TS2＝TS1；
S3：d3＝0.5，TS3＝TS1；S4：d4＝d4+a4，TS4＝TS3；
S5：d5＝0.5，TS5＝TS3；S6：d6＝d4，TS6＝TS3；
当PWM控制器(107)收到的输入电压比较输出信号、高电压比较输出信号以及低电压比较输出信号分别为0,1,0时，NPN型开关管S1-S6的占空比d1-d6以及开关周期TS1-TS6状态如下：
S1：d1＝1，TS1＝1/2fs；S2：d2＝0，TS2＝TS1；
S3：d3＝0.5，TS3＝TS1；S4：d4＝d4-b4，TS4＝TS3；
S5：d5＝0.5，TS5＝TS3；S6：d6＝d4，TS6＝TS3；
当PWM控制器(107)收到的输入电压比较输出信号、高电压比较输出信号以及低电压比较输出信号分别为1,0,0或0,0,0时，NPN型开关管S1-S6的占空比d1-d6以及开关周期TS1-TS6状态保持不变；
其中，fs为频率设定值，a1、b1、a4和b4为占空比调节设定值；
步骤S14、导通控制：
NPN型开关管S1与S2互补导通，当输入电压比较电路(106)输出1时，NPN型开关管S4与S3互补导通，NPN型开关管S5与S6互补导通，NPN型开关管S6滞后NPN型开关管S4半个开关周期导通；当输入电压比较电路(106)输出0时，NPN型开关管S3和S5互补导通，NPN型开关管S3滞后S4半个开关周期导通，NPN型开关管S6滞后NPN型开关管S4半个开关周期导通。
2.根据权利要求1所述的一种隔离Buck-Boost电路无环路数字控制方法，其特征在于，所述输入电压比较输出信号、高电压比较输出信号以及低电压比较输出信号都为数字信号。
3.根据权利要求1所述的一种隔离Buck-Boost电路无环路数字控制方法，其特征在于：所述隔离Buck-Boost主电路(101)中输入电压(2)的范围为9～40V。
4.根据权利要求1所述的一种隔离Buck-Boost电路无环路数字控制方法，其特征在于，所述VH、VL为输出电压的上限值与下限值，与输出电压纹波精度要求有关，即输出电压的峰峰值ΔVo＝VH-VL＝0.72V。
5.根据权利要求1所述的一种隔离Buck-Boost电路无环路数字控制方法，其特征在于，NPN型开关管S1占空比d1的最大值dmax1＝(Vo×n)/Vth，S1占空比d1的最小值dmin1＝(Vo×n)/Vinmax，NPN型开关管S4占空比d4的最大值dmax4＝1-Vinmin/(Vo×n)，S4占空比d4的最小值dmin4＝1-(Vo×n)/(2Vth)，其中，dmax1、dmin1、dmax4和dmin4为保证输出正常的占空比阈值，在初始启动时刻dmin1不起作用；其中输出电压Vo＝12V，输入阈值电压Vth＝24V，隔离变压器(5)的变比n＝2，输入电压(2)最大值Vinmax＝40V，输入电压(2)最小值Vinmin＝9V。
6.根据权利要求1所述的一种隔离Buck-Boost电路无环路数字控制方法，其特征在于，所述PWM控制器(107)的地与输入电压(2)的地相同。
7.根据权利要求1所述的一种隔离Buck-Boost电路无环路数字控制方法，其特征在于，所述无环路数字控制方法应用于负载调整速度要求的场合如下：对75％负载变化到50％负载的恢复时间要求小于等于500μs同时大于100μs的场合。
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