KR20040068239A - 플라이백 파워 컨버터 - Google Patents

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KR20040068239A
KR20040068239A KR10-2004-7009224A KR20047009224A KR20040068239A KR 20040068239 A KR20040068239 A KR 20040068239A KR 20047009224 A KR20047009224 A KR 20047009224A KR 20040068239 A KR20040068239 A KR 20040068239A
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KR
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power converter
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KR10-2004-7009224A
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지아노파울로스디미트리제이.
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코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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Abstract

다중 독립 조정 출력(t1,t2,t3)를 제공하는 파워 컨버터(500)이다.제로-볼트 1차측 스위칭은 스위치 캐패시터(c5)와 절연 변압기(t)의 1차권선(514)사이에 공진 조건의 결과로서 각 에너지 사이클의 종결시 발생하는 공진 최소점에서 수행된다.

Description

플라이백 파워 컨버터{Flyback Power Converter}
파워 컨버터는 특별히 컴퓨터 장치 또는 통신의 매우 높은 집약을 가진 환경에서 요구 전압과 부하 전류를 제공하기 위해 널리 사용된다. 이런 파워 컨버터는 종종 중요 위치을 차지하므로 작은 물리적 부피에 비해 높은 출력 레벨이 요구되어진다. 이런 요구사항은 파워 컨버터가 높은 파워 밀도 디바이스일 것을 요구한다. 또한 이러한 높은 파워 밀도 집약은 가능한 한 열 발생의 최소화와 이런 상황에서의 작동온도가 가능한 정도까지 상승하면서 고효율로 작동되는 파워 컨버터를 요구된다.
스위칭 레귤레이터 기술의 이용을 통해, 파워 컨버터 효율은 대체로 선형 레귤레이터 기술의 효율보다 높게 달성된다. 그러나, 이러한 스위칭 레귤레이터 기술은 선형 레귤레이터에서 대체적으로 발생하지 않는 다른 효율 감소 문제들이 발생한다. 높은 스위칭 주파수(50에서 100kHz)때문에, 변압기내 축전기 요소와 기생 회로 인덕턴스와 스위칭 장치는 회로 공진으로 인해 "링잉(RINGING)"의 원인이 된다. 대체적으로 이런 링잉은 높은 파워 밀도에서 컨버터 작동에 어드레스 되어야하는효율 문제들과 장치 양쪽에 존재한다.
dc-to-dc 컨버터의 파워 밀도가 증가하는 기존의 한가지 방법은,특히하나의 출력 전압보다 많은 것을 요구하는 응용부분에서, 파워 전송에 다중 권선을 가진 단상 파워를 이용한 것이다. 이러한 컨버터에서, 모든 출력은 같은 인버터 단계를 분배하고, 주 출력으로 불리우는, 단지 하나의 출력은 1차측 인버터 스위치들의 진폭 변조에 의해 전체적으로 조종된다. 그래서 이러한 솔루션은 피드백 솔루션을 요구하고, 부과 포스트-레귤레이터들은 부하변화에 대한 예비적 출력의 독립적 조정을 위해 요구된다.
플라이백 컨버터는 다중출력, 낮은 파워에서의 이용에 대해 매우 일반적인 파워 써플라이 성능이다. 주 출력 전압 조정 요구가 적정한때, 이러한 컨버터는 ,즉, 주 스위치 "턴온"수에 의해 결정되는 실제 상대적 전압 레벨과 권선비에 의해 결정되는 다른 권선의 출력 전압비로 교차 조정된, 다른 출력(들)과 스위칭 레귤레이터에 의해 조정된 주 출력으로 작동될 것이다.
도1은 출력전압중 하나, 즉,주 절연 단자(1)를 통해 파워 써플라이 제어기(2)까지 피드백 제어를 이용한 Va를 직접적으로 조정하기 위해 변압기의 1차측 단일 스위치를 이용한 종래의 피드백 컨버터를 나타낸다. 나머지 출력전압,즉,Vb 및 Vc의 교차 조정은 2차권선의 감긴비에 의해 얻어진다. 도1에서의 플라이백의 약점은 교차-조정된 출력에 대한 넓은 허용오차로 발생된 기생자, 제한적인 조절 요구에 만족하지 못하는 와류가 존재하는 것이다. 가끔 포스트-레귤레이터(즉,선형 레귤레이터)는 출력 전압들의 조정을 개선하기 위해 이용된다. 그러나 이것은 비용이 많이들며 파워 써플라이의 효율을 감소시킨다.
유럽특허 No.0 698 959 독립적인 조정 출력을 제공하기 위해 변압기의 2차측에 스위치를 포함하는 하나의 제2측 제어 방법을 발표했다. 도2는 각 2차 권선과 직렬 접속된 정류 정류기가 있는 플라이백 컨버터을 나타낸다. 제1 출력 회로에 대응하는 레귤레이터 RS1은 1차측 회로의 RS0조정기를 제어한다. 출력 레귤레이터 RS2,RS3는 각각의 2차측 스위치 S2,S3를 제어한다. 제1측 스위치 So를 통한 전류로부터 도출된 신호인 입력 직류전압 Vin 와 레귤레이터 RS2,RS3의 출력은 또한 1차측 레귤레이터RS0에 제공된다.
유럽특허 0 772 284 는 도3에서 분할된 지선을 통해 하나의 2차 권선이 다중출력을 제공하는 다른 2차측 제어 방법을 발표했다. 각 출력전압은 정류기의 수단으로 정류된다. 제1 출력전압 V1은 레귤레이터 RS0를 통해 1차측 스위치의 진폭에 의해 조정된다. 스위치는 잔여 출력 전압(V2,V3)이 제공된 각각의 지선내에 삽입된다. 조정자 RS2,RS3는 각각의 잔여 출력 전압 V2,V3를 감지한다. 조정자 RS2,RS0는 출력전압을 조정하기 위해서 대응하는 스위치의 듀티 사이클을 제어한다.
미국특허 5,617,015는 다중 독립적 조정 출력을 제공한 전압 레귤레이터를 발표하였다. 도4는 기재된 승압 기능 회로 구성을 도시한다. 그러나, 전압 레귤레이터는 다른 기능들 또는 플라이백과 함께 실행된다는 것이 기재되었다. 각각의 출력 전압에 제공된 스위치는 출력에 에너지 전달을 제어한다. 수용 범위의 최저 한계 이하로 떨어진 그 출력들에게 에너지가 전달된다. 전압 레귤레이터는 수용범위의 최상 한계를 초과하는 출력 공급을 멈출 것 이다.
유럽특허 NO.0 698 959 및 NO.0 772 284와 미국특허 5,617,015 는 출력전압의 값에 기초하여 1차측 스위치의 온/오프 상태 제어를 각각 기술했다. 각각의 발명이 출력중 하나의 1차측 제어 문제를 해결한 반면에, 공통된 결점이 사용된다. 특히, 각각에 의해 개제된 제2차 제어방법들은 1차측 스위치의 하드 스위칭으로 스위칭 손실의 증가와 이것에 의한 컨버터의 효율을 감소시키는 결과가 되었다.
도2와 3의 회로에 관계된 결점은 출력 전압중 하나에 이것의 조정을 위해 제공되는 2차측 스위치가 없다는 것이다. 대신에, 출력이 정류 다이오드을 포함하고 1차측 스위치에 의해 조정된다는 것이다. 어떤 출력이 억제되는 것이 바람직한 작동 감소 파워 모드(즉,스탠바이)에서 문제가 된다. 이것은 2차측 스위치를 포함하지 않은 출력은 모든 출력의 억제 없이 억제될 수 없기 때문에 도2와3 의 회로 구성으로 수행할 수 없다.
도4의 회로와 관계된 결점은 서술된 조절방법이 다중 출력에 전류 연속 제공 방법과 비교하여 증가된 잔파의 결과로 생긴 피크 출력 전류가 증가한다는 것이다.
본 발명은 일반적으로 파워 변환 및, 특히 다중 출력 플라이백 컨버터에 관한 것이다.
도1은 출력전압중 하나를 직접 조정하기 위해 변압기의 1차측 단일 스위치를이용한 종래의 플라이백 컨버터를 나타낸 회로도.
도2는 종래기술에 따른 하나의 2차측 제어 방법을 기술한 플라이백 컨버터를 나타낸 회로도.
도3은 종래기술에 따른 다른 2차측 제어 방법을 기술한 플라이백 컨버터를 나타낸 회로도.
도4는 종래 기술에 따른 각각의 출력에서 결정된 스위치를 나타낸 회로도.
도5는 본 발명에 따라 소프트-스위칭 다중출력 플라이백 컨버터의 회로도.
도6은 도5의 소프트 스위치한 다중 출력 플라이백 컨버터의 변환 주기동안에 이상적인 파형.
본 발명의 목적은 향상된 효율을 가진 파워 컨버터를 제공하는 것이다.
본 발명은 독립적 청구범위에 의해 정의 된다. 독립적 청구범위는 유용한 실시예을 정의한다.
그 목적은 파워 스위치 양단에 드레인 전압이 권선과 스위치 커패시터의 결과로서 공진 최소에 도달하는 순간에 대체로 파워 스위치가 턴온하는 1차측 제어기의 존재를 실현하는 것이다.
드레인 전압이 최소인 동안에 파워 스위치의 턴온으로 인해, 턴온 손실은 줄어든다. ,소위 제로-볼트 스위치에 의해 손실을 최소화하도록, 최소값은 거의 0 전압에 근접하는게 선택되어질 것이다. 청구범위 2는
다중 조정 출력의 파워 컨버터에 최소손실 턴온을 적용,거기에 종래의 회로 구조에서 이용될 수 없는 유연성과 회로효율의 레밸 수행을 허가한다.
노벨(novel)컨버터는 1차측 스위치의 제로 볼트 스위칭을 제공함으로서 회로 효율을 제공한다. 1차측 파워 스위치와 병렬로 쌍된 스위치 커페시터와 1차측 권선 사이에 발생하는 공진 이득을 얻음으로서 제로 볼트 스위칭을 성취된다. 1차측 제어기는 공진조건을 검출하고 동조 파형의 최소에서 파워 스위치를 스위치한다.
더욱이 노벨 컨버터는 2차측 조정을 통해 유연성을 제공한다. 특히,이 컨버터는 다중 출력 회로 각각에 2차측 스위치를 제공함으로서 컨버터의 하나 이상의 출력 채널의 선택적이고 독립적인 억제 수단을 제공한다. 출력회로 또는 채널은 선택된 출력내에 흐름으로부터 2차 권선 전류를 막음으로서, 스위치를 통해, 선택적 억제가 된다.
기술된 실시예에서, 절연 파워 컨버터는 단일 2차권선에 접속된 세 개의 출력 채널을 포함한 2차권선 및 1차측의 파워 스위치, 파워 변환기를 포함하는 플라이백 절연 컨버터이다. 각 출력 채널은 스위치를 포함한다. 스위치는 각각의 출력 채널들에 에너지 요구량 제공에 대한 에너지 사이클에서 순차적으로 턴온된다. 각각의 에너지 사이클내에서 스위치된 제1의 두 출력 채널들은 2차측에서 조정되고 각 에너지 사이클에서 스위치된 마지막 출력 채널은 1차측으로 부터 제어된다. 순차적으로 스위치된 마지막 출력의 1차측 제어는, 옵토 커플러를 통해, 1차측 파워 스위치의 듀티 사이클 제어를 위해 2차측으로부터 1차측 진폭변조기에 변압된 피드백 신호에 의해 효과가 있다. 분할 전압 제어 스위치에 출력 채널이 포함되는 반면, 순차적으로 된 최종 출력 채널(들)과 관계있는 스위치는 억제 출력내 흐름으로부터 2차 권선 전류를 막음으로서 출력 채널의 하나이상을 선택적 억제하기 위해 각 출력 채널내에 포함된다.
기술된 실시예에서, 1차 및 2차측 스위치는 금속 산화 반도체장 효과 트랜지스터 스위치(MOSFETs)이다. 그러나, 당업자는 본 발명이 모든 제어 가능한, 진보한 것 인지 또는 후 개발된 것인지, 스위치를 풍부하게 포함한다는 것을 이해 할 것이다. 외부 정류기는 접합 스위치의 내부 바디 정류기 제공이 요구된 것 같이 채용될 것이다. 물론,외부 정류기는 접합 스위치가 바디 정류기를 포함하지 않는다면 또한 채용될 것이다.
본 발명의 하나의 실시예에서,이 컨버터는 플라이백 컨버터,진보한 컨버터 및 하프-브릿지(half-bridge) 컨버터로 구성된 그룹으로부터 선택된다. 그러나, 당업자들은 다른 절연 컨버터 성능이 본 발명의 넓은 기술사상내에 잘 있다는 것을 이해할 것이다.
도5를 참조하여, 본발명에 따른 플라이백 컨버터의 모범적인 실시예의 개략도는 숫자(500)으로서 일반적으로 정의되고 나타내어진다. 컨버터(500)는 1차 회로(505),조정 출력 회로 (510) 및 옵토 커플러(520)를 포함한다. 옵토 커플러(520)는 주 절연 조정 출력 회로(510)에서 비주 절연 1차 회로 (505)까지 광학적 커플 피드백 정보에 작용한다. 1차 회로 (505)는 파워 스위치와 쌍을 이루는 변압기(T)의 1차 권선(514),정류 입력 전압 (Vin)이 양단간 존재하는 입력 커패시터로서 제1 및 제2 입력 제공 노드들의 양단에 연결된 커패시터 (C4) 및 1차측 제어기(507)를 포함한다. 1차측 조종기(507)은 파워 스위치(So)의 제어 터미널인 VG0게이트를 통해 스위치(So)를 제어한다.파워 스위치(So)에 나란하게 스위치 커패시터 (C5)가 접속되었다. 파워 스위치(So)가 닫치면 변압기 전류가 1차 권선(514)을 통해 흐르고 변압기(T)의 자기장 안에 에너지가 축적된다. 파워 스위치가 열려 있다면, 둘 이상의 DC 출력 전압을 발달시키기 위해 2차 권선(516)에서 변환된 자기장안에 에너지가 축적된다.
2차 권선(516)을 통해 변압기 T 의 주 절연 부분과 쌍을 이루는, 조정 출력 회로(510)는 모범적인 실시예에 있는 세가지의 출력 채널을 포함한다. 제1 출력 채널은 제1 출력 터미널T1과 변압기 T의 2차 권선(516)사이에 쌍을 이룬다. 제1 채널은 정류기D1,스위치S1및 커패시터 C1을 포함한다. 제2 출력채널(540)은 제2 출력 터미널 T2와 변압기 T 의 2차 권선(516)사이에 쌍을 이룬다. 제2 채널은 정류기D2,스위치S2 및 커패시터C2를 포함한다. 제3 출력채널(560)은 제3 출력 터미널 (T3)와 벼압기 T의 2차 권선(516)사이에 쌍을 이룬다. 제3 채널은 정류기(D3),스위치(S3) 및 커패시터(C3) 를 포함한다. 커패시터C1,C2,C3는 고주파 리플 전류을 흡수함으로 인해 레퍼런스 전압, 예를들어 일반 그라운드 레밸에 각각의 커패시터C1,C2,C3의 양단에 출력전압 V1,V2,V3를 안정시키기 위해 각각의 출력 터미널사이에서 쌍을 이루게된다. 정류기 D1,D2,D3는 2차 권선안으로 전류 흐름의 역류를 막는다.더욱이, 스위치 S1,S2,S3각각은 모스펫(MOSFET), 모스펫의 바디 정류기를 포함하는 반 평형 정류자로 구성된다. 물론 이중 접합 트랜지스터(BJTs)가 포함된 다른 형태의 스위치가 본발명의 범위내에 잘 나타나있다.
스위치 S1,S2,S3에 대한 조종 제어는 입력신호로서 출력전압 V1,V2및 V3을 받고 조정출력 전압 V1,V2,V3를 유지하기 위한 각각의 스위치 S1,S2,S3의 게이트 VG1,VG2,VG3을 조정하기 위해 진폭 변조 신호의 형태 내에 상대적인 피드백 신호 V1E,V2E,V3E생성을 위한 각각의 입력 신호들을 처리하는 2차측 제어기(512)에 의해 제공되어진다. 이하에 더 기술된 실시예에서, 스위치 S1,S2,S3는 연속하여 켜진다.
도5에서 도시된 조절 방법은 일반적으로 스위치들이 출력 전압 V1,V2,V3를 조정하기 위해 변압기의 2차측에서 사용되기 때문에 2차측 조정이라고 불리운다.
파워 컨버터(500)은 1차측 제어기(507)를 포함한다. 제2차측 제어기(507)은 파워 스위치So의 제로 전압 스위칭 효과를 위해 두 가지 기본 기능을 수행한다. 첫째, 조종기(507)는 드레인 전압 VD파형의 전압 최소에서 파워 스위치 So를 켜기위해 파워 스위치 So의 드레인 전압 VD를 모니터한다. 두번째,파워 스위치 So 가 켜지는 시점에서, 제어기(507)는 에너지 주기의 연속에 결과로서 스위치가 켜지는 출력전압에 상응하는 2차측 피드백 신호를,1차측 파워 스위치 So의 듀티 사이클을 조절하기 위해 이용한다.
도5의 회로에서, 출력 채널은 마지막 명령을 위해 순서적으로 된다.:출력 채널 520,540 및560. 따라서, 제1 출력 신호 채널(560)에 상응하는 피드백 신호 V3E는 파워 스위치So 가 턴온하는 시점을 조절하므로서 파워 스위치 So의 듀티 사이클을조절하기 위해 2차측 제어기(512)에서, 옵터-커플러(520)을 거쳐, 1차측 제어기(507)까지 연속적으로 피드백 한다.
더욱이 도5의 예시된 회로에서 보여진 것 보다 출력회로의 다른 수을 가질 수 있는 본 발명의 회로는 기본 회로 원리와 수행형태의 변경 없이 일반적 기술 중 하나로 나타날 것이다.
회로 작동
도5의 컨버터의 작동은 a에서 f 까지의 시간간격 Tper에의 정의되므로서 하나의 충전/방전의 싸이클에 대해 도6의 이상적인 스위칭 회로 파형을 참조하여 매우 쉽게 이해할 수 있다.6a-d 도들은 각각의 게이트 VG0,VG1,VG2,VG3에서 전압을 나타내므로서 부가/비부과 싸이클동안 파워 스위치 So,S1,S2,S3의 닫치고 열린 상태를 나타낸다.도6e 는 이런 시간 간격동안 파워 스위치의 드레인 전압 VD을 나타낸다.파워 스위치 So 가 턴온일때,그 회로는 싸이클의 충전 위상 안에 있게되며, 반면 스위치 S1,S2,S3가 턴오프일때에는, 회로는 방전 위상에 있게 된다.
충전 위상
사이틀의 부가 위상,Tch(즉,시간구간 a에서 b)동안에, 주 파워 소스로부터 정류 입력전압은 변압기 T를 충전한다. 파워 스위치 So를 제외한,모든 스위치 S1,S2,S3는 열린 상태이다(도6a).변압기 T는 충분히 충전되었고, 파워 스위치 So는 시간 b에서 열려지게 된다. 실질적 작동에서는, 스위칭 순서에서의 처번째 스위치,즉,스위치 S1는 통상적으로 파워 스위치 So의 턴오프에 앞서 턴온된다. 일반적으로, 턴온과 턴오프 사이에 연속으로 제어된 스위치의 운휴기가 종종 겹치게 되어질 것이다. 이것은, 첫째, 플라이백 컨버터는 "방전된"것을 방치하지 말아야 하고, 두 번째는, 소프트-스위칭이 중첩의 수단으로서 수행되어져야 한다는 두 가지 이유로 발생한다.
방전 위상
에너지 사이클의 방전 위상,Td(시간 구간 b에서 e)에서, 단지 스위치 S1,S2,S3중 하나는 주어진 시간에서 닫친 상태이어서, 닫친 스위치 S1;S2;S3과 쌍을 이루는 로드는 변압기 T에 의해 충분히 충전될 것이다. 각각의 스위치 S1,S2,S3는 각각의 출력 전압 3의 전압 조정을 충분히 행하기 위해 일정 시간동안 닫치게 된다. 특히, 전압조정은 스위치 S1,S2,S3의 요구된 열림과 닫힘 상태에 상응하는 지속 시간을 가진 각각의 스위치 S1,S2,S3신호의 게이트 VG1,VG2,VG3에 조합 및 피드백 함으로서 2차 제어기 (512)을 사용하는 2차측 에서 행하여진다. 그러나 ,2차측 제어는 충전/방전된 각각의 사이클내에서는 순서적으로 마지막이 되는 출력 채널에 대해 효과가 없다는 것을 나타낸다. 최종 출력 채널은, 서술될것과 같이,1차측으로부터 제어되어진다. 더욱이 출력 채널의 어떤 것은 명령을 순서적으로 나열하는 에너지 사이클내에서 순서적 마지막이 될 수 있다.
에너지 사이클에서의 방전 위상은 상세하게 기술되었다.
시간 구간 b에서 c 동안, 스위치 S1은 닫친상태로 있다(도6b).처음에, 시간구간 b에서, 변압기 T의 누출 인덕턴스 때문에 드레인 전압 VD(도6e)에서 과압이 있다. 결국 드레인 전압 VD는 채널(520)의 최초 출력 전압 V1의 반사 전압 Vr1과 입력 전압의 합과 같은 래벨에 정주한다. 드레인 전압 VD는 (Vr1+Vin)과 같다.
시간 구간 c에서 d 동안, 스위치 S2 는 닫친 상태(도6c)에 있고 스위치 S1 은 열린 상태(도6b)에 있다. 이 시간동안, 드레인 전압 VD는 두번째 출력 전압 V2의 반사 전압 Vr2와 입력전압 Vin 의 합과 같다. 드레인 전압 VD는 (Vr2+Vin)과 같다.
시간 구간 d에서 e 동안, 스위치 S3는 닫친 상태(도6d)에 있고 스위치 S1은 열린 상태(도6b)에 있다.이 시간동안, 드레인 전압 VD는 세번째 출력 전압 V3의 반사 전압 Vr3와 입력전압 Vin 의 합과 같다. 드레인 전압 VD는 (Vr3+Vin)과 같다.
시간 e에서의 시점은 방전 부 위상의 끝과 공진 부 위상 Tres의 시작을 표시한다. 이제 이 분계점의 중요성을 설명할 것이다.
방전 및 공진된 두 부 위상사이의 분계점으로 표시된,시간 e내의 시점에서 스위치 S3는 닫친 상태에서 열린 상태로 변환한다. 시간 e 내의 시점은 2차 전류가 실질적으로 0이 되는 시간 내 시점에 있게 된다. 실질적인 0의 2차 전류를 결정하는 하나의 방법은 모니터링 회로를 갖는 것이다. 0의 전류 상태는 변압기T 가 비 자기화, 즉, 비축에너지가 에너지 사이클에 존재를 위해 변압기 T에 남겨지지 않는 결과로 인해 나타난다. 따라서,e점에서는 더 이상의 1차측 반사 전류가 없다. 이런 상황은 변압기 T의 1차 권선(514)의 자기적 인덕턴스와 커페시터 C5사이의 공진 상태의 원인이다. 공진 상태는 파워 스위치So의 소프트-스위칭을 수행하는데 이용된다.
파워 스위치 So의 소프트-스위칭은 공진 상태(도6)를 검출하고 파워 스위치 So를 켜기 위해 공진의 최소 M1,M2중 하나를 결정(도6e)하므로서 1차 제어기 (507)을 통해 달성된다. 파워 스위치 So 가 켜질 때 공진 구간 Tres은 끝이난다. 도6e 의 예에서 파워 스위치 So는 두 번째 최소 M2에서 켜지고, 하나의 충전/방전 사이클이 완성되는 시간 f점이 나타난다.
더욱이 유의해야 할 것은 도6e의 공진 파형의 진폭은 에너지 사이클내에서 스위치 되기 위한 마지막 출력의 반사 전압의 크기에 의해 결정되는 것이다. 설명된 회로에서, 도6e의 파형의 진폭은 반사전압 Vr3에 의해 결정된다. 반사 전압,즉,Vr3가 충분히 크다면, 파형의 최소 값은 0V 에 접근할 수 있다.
이전에 언급된 실시예가 본 발명을 제한하기보다는 설명이라는 것에 유의 해야 한다. 당업자는 첨부된 청구범위의 사상으로부터 벗어남 없이 많은 대체적인 실시예를 고안할 수 있다. 청구범위에서,"포함하는"이란 단어는 청부범위 내에서 서술된 것과 다른 요소 또는 방법을 배제하지 않는다.요소 앞에 있는 "하나의"이란 단어는 그런 요소의 다양함은 하드웨어의 하나 및 같은 아이템에 의해 형성될 수 있다. 어떤 치수가 서로 조속 청구항에 서술되었다는 사실은 그러한 치수의 조합이 이득을 위해 사용될 수 없다는 것을 나타내지 않는다.

Claims (7)

1차측(505)을 포함하는 파워 컨버터(500)에 있어서,
상기 1차측(505)은 :
파워 스위치(So);
상기 파워스위치(So)와 직렬 조합으로 연결된 변압기(T)의 1차 권선(514)으로서,상기 직렬조합은 제1 및 제2 입력 공급 노드(node)의 양단에 병렬로 접속된,상기 1차 권선
상기 제1 및 제2 입력 공급 노드(node)의 양단에 병렬로 접속된 입력 커패시터(C5); 및
상기 파워 스위치(So)의 양단에 병렬로 접속된 스위치 커패시터(C5)를 포함하고,
1차측 제어기가, 상기 파워 스위치(So) 양단의 드레인 전압(VD)이 상기 스위치 커패시터(C5)와 권선(514)의 결과로서 실질적으로 공진 최소에 이르는 순간에, 상기 파워 스위치(So)를 턴온하도록 존재하는 것을 포함하는, 파워 컨버터(500).
제1항에 있어서, 2차측(510)을 더 포함하고:
상기 2차측(510)은:
제1및 제2 2차측 노드의 양단에 병렬로 접속된 상기 변압기(T)의 2차권선(516);
정류기(D1,D2,D3),스위치(S1,S2,S3) 및 출력 커페시터(C1,C2,C3)를 포함하는 각각의 다중 출력 회로(520,540,560)로서, 각각의 상기 정류기(D1,D2,D3), 상기 스위치(S1,S2,S3)및 상기 출력 커페시터(C1,C2,C3) 의 직렬 연결은 상기 제1 및 제2 2차측 노드 사이에 접속되고, 출력 전압(V1,V2,V3)이 상기 출력 커페시터(C1,C2,C3)의 양단에 존재하는, 상기 다중 출력 회로(520,540,560);및
상기 다중 출력회로들(520,540,560)의 적어도 하나의 출력 전압(V1,V2,V3)의 2차측 조정을 행하기 위한 수단(512)을 포함하는, 파워 컨버터.
제 2항에 있어서, 1차측 제어기(507)는 상기 공진 조건을 검출을 위한 드레인 전압(VD)을 수신하기 위한 제1 입력을 포함하는, 파워 컨버터(500).
제3항에 있어서, 상기 1차측 제어기는 상기 파워 스위치(So)의 듀티 사이클을 제어하기 위한 2차측 신호를 수신하기 위한 제2 입력을 더 포함하는, 파워 컨버터(500).
제1항에 있어서, 상기 파워 스위치는 FET장치 및 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터 디바이스로 구성된 그룹으로부터 선택되는 파워 컨버터(500).
제2항에 있어서, 스위칭 사이클동안, 파워 스위치(So)가 턴오프하는 순간의 실질로 직후에 상기 스위칭 사이클의 일부 동안 상기 각각의 다중 출력 회로들(520,540,560)의 스위치들(S1,S2,S3)이 실제로 순차적으로 턴온되는, 파워 컨버터(500).
제6항에 있어서, 2차측 조정을 행하는 상기 수단은 스위치(S1;S2;S3)가 스위칭 사이클에서 순차적으로 턴온되는 마지막 하나인 상기 다중 출력 회로(520;540;560)의 출력 전압을 제외하고 출력 전압들(V1,V2,V3)을 조정하는, 파워 컨버터(500).
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