JP5510292B2 - ゲート駆動用電源装置およびインバータ制御回路 - Google Patents

ゲート駆動用電源装置およびインバータ制御回路 Download PDF

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Description

本発明は、スイッチング制御される複数のパワートランジスタを有するインバータ装置に用いられ、各パワートランジスタのゲート駆動回路にその制御電力を供給するためのゲート駆動用電源装置およびインバータ制御回路に関し、とくに絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor - Field Effect Transistor：電界効果トランジスタ）などのパワートランジスタによって構成されるインバータ装置において、パワートランジスタのゲート駆動回路に電力を供給するゲート駆動用電源装置およびインバータ制御回路に関する。
パワートランジスタなどの半導体スイッチング素子によって構成されるインバータ装置においては、パワートランジスタのゲート駆動回路に電力を供給するゲート駆動用電源装置が用いられる。
図５は、ゲート駆動用電源装置を用いた従来のインバータ装置の一例を示す図である。このゲート駆動用電源装置は、フライバック・コンバータ方式と呼ばれている電源方式を採用したものであり、インバータ装置のゲート駆動用電源としては最も良く使われているものの一つである。
図５において、インバータモジュール１には、交流電源２を主回路整流器３と平滑用コンデンサ４によって直流変換した電源が接続される。なお、インバータモジュール１の入力電源はこれに限るものではなく、自動車のバッテリーなどの直流電源によるものでもよい。インバータモジュール１は６つのパワートランジスタ１１〜１６から構成され、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のアーム制御入力によって所望する交流出力を生成して、その負荷として接続された誘導電動機（Ｍ）５に供給する。パワートランジスタ１１〜１６には、それぞれのゲート電圧を制御するゲート駆動回路（ＧＤＵ：Gate Drive Unit）２１〜２６を備えたインバータ制御回路１００が接続されている。ゲート駆動回路２１〜２６は、インバータモジュール１の各パワートランジスタ１１〜１６をオンオフ制御することによって、交流電源２の電力変動や負荷変動に拘わらず、誘導電動機（Ｍ）５を適正な速度で運転制御できる。
この種のインバータ装置において、それぞれのパワートランジスタ１１〜１６に適用されるゲート駆動回路２１〜２６の基準電位が異なるため、ゲート駆動用電源装置２０はインバータ制御回路１００への１次電源入力との間で、図５に示すように多巻線トランスＴを介在させて絶縁する方法が一般に採用される。すなわち、多巻線トランスＴの１次巻線Ｎｐの電流をＭＯＳＦＥＴ２７によってオンオフ制御し、補助巻線Ｎｃで検出される出力電圧をゲート電源制御回路２８にフィードバックして、２次巻線Ｎｓ１〜Ｎｓ６の各出力を制御している。
インバータモジュール１を３相インバータとして構成したとき、６個のゲート駆動回路２１〜２６に対して次の４種類の電源が設けられる。すなわち、Ｕ相上アームに対する電源、Ｖ相上アームに対する電源、Ｗ相上アームに対する電源、および各相下アームに対する電源である。このような電源系を生成するために、ゲート駆動用電源装置２０では、絶縁された４つもしくは６つの電源出力を必要とする。すなわち、各相下アームに対する電源を共通のものとすれば４つの電源出力が必要となり、グランドラインを介してノイズが回り込むことを防止するために各相下アームに対する電源を個別に設けると６つの電源出力が必要となる。ただし、下アームも絶縁する電源装置は、数１０ｋＷ以上の比較的容量の大きいインバータで採用されることが多い。なお、図５には絶縁６出力の構成を有するゲート駆動用電源装置２０が示されている。
特許文献１では、複数のパワートランジスタ１１〜１６の駆動装置への電源を、それぞれ独立したトランスから供給しているゲート駆動装置が開示されている。このゲート駆動用電源装置は、各トランスが単に交流／交流変換を行うものであるため、個々のトランスの動作を制御することが不要である。そのため、それぞれ独立したものが使用可能である。
これに対し、上述した図５に示すフライバック・コンバータ方式のものによって電力供給する場合には、それぞれのゲート駆動回路２１〜２６に電源を供給する各フライバック・コンバータのスイッチング動作を制御する必要があった。これに対し、図５に示すもののように、複数のフライバック・コンバータを代表して、ひとつのフィードバック用の補助巻線Ｎｃおよびゲート電源制御回路２８を設け、これにより全てのスイッチング動作を同時に制御する方法が考えられる。あるいは、後述する図７に示すように、個々のトランス毎に個別の電源回路としてフィードバック回路および制御回路を設けるようにしてもよい。
図５に示すゲート駆動用電源装置２０は、上述のように下アームも絶縁することでグランドラインを介してノイズ電流が回り込むことを防止し、ノイズによるインバータモジュール１の誤動作を防止するものとなっている。特許文献２に示されているように、各アームに対し絶縁された電源出力を供給するためには、従来から図５に示す多巻線トランスＴが用いられている。
つぎに、図６に基づいて上述したゲート駆動用電源装置２０の動作原理について説明する。ここでは、説明を簡略化するために、多巻線トランスＴの絶縁出力については上アームの３つ（Ｉｔｕ〜Ｉｔｗ）だけを記載している。
図６において、時刻ｔ１でゲート電源制御回路２８からＭＯＳＦＥＴ２７へのゲートパルスがオンを指示するものになる。このとき多巻線トランスＴの１次巻線Ｎｐに励磁電流Ｉｔ１が流れ始める。この励磁電流Ｉｔ１が０から徐々に上昇していき、インダクタに励磁エネルギーが蓄えられる。
つぎに、時刻ｔ２でＭＯＳＦＥＴ２７へのゲートパルスがオフを指示するものになる。このとき多巻線トランスＴに蓄えられたエネルギーを放出する方向で、多巻線トランスＴの２次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ３，Ｎｓ５に電流Ｉｔｕ〜Ｉｔｗが流れる。
多巻線トランスＴの２次巻線Ｎｓ１〜Ｎｓ６には、それぞれ直列にダイオードＤが接続されているため、各絶縁出力に接続される負荷が大きくなって、その平滑コンデンサＣの充電電圧（すなわち出力電圧）が低くなると、出力電圧が低い相（Ｗ相）のところに優先的に電流が流れるように作用する。こうした作用により、各ゲート駆動回路２１，２３，２５への出力電圧が平準化される。そして、補助巻線Ｎｃを用いて出力電圧が検出され、これがゲート電源制御回路２８にフィードバックされる。こうして、ＭＯＳＦＥＴ２７のデューティ比を調整することで、出力電圧が所定の値になるように制御できる。
図７は、絶縁出力毎に個別の電源制御回路を設置した従来回路を示す図である。
ここでは、図５に示すインバータモジュール１を省略して、インバータ制御回路２００だけが示されている。個々のゲート駆動回路２１〜２６は、１次電源入力をそれぞれ独立のトランスＴ１〜Ｔ６で絶縁する方法が採用される。そして、トランスＴ１〜Ｔ６毎に個別の電源制御回路としてスイッチング素子、フィードバック用の補助巻線Ｎｃおよびゲート電源制御回路２８１〜２８６が設けられている。
なお、図５、あるいは図７に示すインバータ制御回路１００，２００は、いずれもインバータモジュール１に対する単一の制御回路基板として配置される。
特開２００６−８１２３２号公報 特開平９−１３５５７４号公報
上述した多巻線トランスＴは、ゲート駆動回路２１〜２６を含むインバータモジュール１を構成する制御回路において、他の電子部品と比較して部品サイズも大きく、かつ重量も重い部品である。とくに、図５の回路のように多巻線トランスＴ一つで多出力の電源を構成すると、制御回路基板上に比較的重量の大きい部品が偏在する。そのため、車載用のインバータ装置に使用した場合など、装置の重心が偏るために耐振性が悪化するという問題があった。
そこで、インバータ装置の耐振性を向上するために、図７に示すインバータ制御回路２００のトランスＴ１〜Ｔ６のように、６個所（もしくは４個所でもよい。）に分割して配置して、各出力にそれぞれ個別の電源出力を得ることも考えられている。このとき、４種もしくは６種の出力電圧制御を実行するためには、図７のようにそれぞれに電源制御回路が必要になり、部品点数が増加してコストや装置の大きさに悪影響を与えるという問題があった。
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、個別の電源回路の出力毎にトランスを配置するとともに、それぞれの制御回路を一つにまとめることで部品点数を少なくしたゲート駆動用電源装置およびインバータ制御回路を提供することを目的とする。
本発明では、上記問題を解決するために、スイッチング制御される複数のパワートランジスタを有するインバータ装置に用いられ、複数の前記パワートランジスタに対しそれぞれ設けられた複数のゲート駆動回路にその制御電力を供給するためのゲート駆動用電源装置が提供される。このゲート駆動用電源装置は、複数の前記ゲート駆動回路に対しそれぞれ２次巻線から電力を供給する複数のフライバック・トランスと、複数の前記フライバック・トランスにより構成される複数のフライバック・コンバータを共通するタイミングでスイッチング動作させるゲート電源制御回路と、を備え、複数の前記フライバック・トランスはそれぞれの１次巻線が互いに共通する渡り線によって結線され、前記ゲート電源制御回路によりスイッチング動作が制御されるスイッチング素子を前記フライバック・トランス毎に設けている。
また、本発明のインバータ制御回路では、複数の前記パワートランジスタに対するゲート駆動信号をそれぞれ生成する複数のゲート駆動回路と、複数の前記ゲート駆動回路に対しそれぞれ２次巻線から電力を供給する複数のフライバック・トランスと、複数の前記フライバック・トランスにより構成される複数のフライバック・コンバータを共通するタイミングでスイッチング動作させるゲート電源制御回路と、を備え、前記フライバック・トランスはそれぞれの１次巻線が互いに共通する渡り線によって結線され、前記ゲート電源制御回路によりスイッチング動作が制御されるスイッチング素子を前記フライバック・トランス毎に設けていることを特徴とする。
本発明のゲート駆動用電源装置およびインバータ制御回路によれば、多相のインバータモジュールを制御するための制御回路への電源供給に際して、分割されたトランスを用いるとともに、これらを分散配置することで耐振性が向上でき、しかもそれぞれの制御回路を一つにまとめることで部品点数を少なくできる効果がある。
本発明に係るゲート駆動用電源装置の第１の実施の形態を示す回路図である。 図１の回路の各部動作信号を示すタイミング図である。 本発明に係るゲート駆動用電源装置の第２の実施の形態を示す回路図である。 図３の回路の各部動作信号を示すタイミング図である。 ゲート駆動用電源装置を用いた従来のインバータ装置の一例を示す図である。 図５の回路の各部動作信号を示すタイミング図である。 絶縁出力毎に個別の電源制御回路を設置した従来回路を示す図である。
以下、図面を参照してこの発明の実施の形態について説明する。
（第１の実施の形態）
図１は、本発明に係るゲート駆動用電源装置の第１の実施の形態を示す回路図である。
インバータ制御回路１０は、図示しないインバータモジュール１（図５参照）の各パワートランジスタ１１〜１６をオンオフ制御するものとして、６個のゲート駆動回路（図１には、ＧＤＵＵ相上、下、ＧＤＵＶ相上、下、ＧＤＵＷ相上、下と記す。）２１〜２６を備えている。たとえばゲート駆動回路２１，２２は、それぞれインバータモジュール１のＵ相の上下アームを制御するパワートランジスタ１１，１２の各ゲート電極に接続されるものである。
各ゲート駆動回路２１〜２６には、いずれも電源端子１０１，１０２から、それぞれ個別のトランスＴ１〜Ｔ６を介して１次電源入力が供給されている。また、トランスＴ１〜Ｔ６の１次巻線の一端は、いずれも電源ライン３１，３２により電源端子１０１と接続される。さらに、各１次巻線の他端は、共通する渡り線３３，３４によって互いに結線されるとともに、ＭＯＳＦＥＴ２７のドレイン端子にも接続され、その巻線電流を制御するように構成されている。なお、電源ライン３１，３２は渡り線でもある。
ここで、ゲート駆動回路２１については、図１に示すようにトランスＴ１の２次巻線に直列接続されたダイオードＤと平滑コンデンサＣとが設けられ、このダイオード電圧をゲート駆動回路２１に電源として供給している。また、Ｕ相の下アームを制御するゲート駆動回路２２のトランスＴ２だけは、補助巻線を備えている点で異なっているが、いずれのトランスＴ１〜Ｔ６も各ゲート駆動回路２１〜２６に対するゲート駆動用電源として同様に構成されている点では共通している。
ここでは、トランスＴ２の補助巻線によって検出された出力電圧がゲート電源制御回路２８にフィードバックされ、ＭＯＳＦＥＴ２７をオンオフ制御するデューティ比を制御している。こうしてＭＯＳＦＥＴ２７に流れる電流値Ｉｍが制御でき、渡り線３３，３４を介して各トランスＴ１〜Ｔ６の各２次巻線に流れる出力電流が適正な大きさに制御される。
インバータ制御回路１０におけるゲート電源回路は、以下のような構成上の特徴を有している。第１に、電源制御方式に所謂フライバック・コンバータを採用したことである。これにより、パワートランジスタのスイッチング回数の多寡などによって発生するゲート駆動用電源の負荷の変動に適切に対処することが可能になる。
第２に、従来例として図５に示した多巻線トランスが使用されていないことである。すなわち、絶縁４出力もしくは絶縁６出力を個別のトランスによって電源供給するようにしたため、制御回路基板上で複数のトランスを分散して配置することができ、装置の重心の偏りを是正することが可能になる。
第３に、スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ２７およびゲート電源制御回路２８を一つに集約して、従来例として図７に示したものと比較して、部品点数を少なくしていることである。そのため、複数設けられた各トランスＴ１〜Ｔ６では、それぞれの１次巻線が渡り線３３，３４により結線して共通化されている。
つぎに、インバータ制御回路１０におけるゲート駆動回路２１〜２６の動作について説明する。
図２は、図１の回路の各部動作信号を示すタイミング図である。なお、図２では説明を簡略化するために、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の各上アームに対応するトランスのＴ１，Ｔ３，Ｔ５についてのタイミング波形のみ記載している。
同図（Ａ）に示すように、タイミングｔ１でＭＯＳＦＥＴ２７へのゲートパルスがオンを指示するものになると、同図（Ｂ）に示すＭＯＳＦＥＴ２７の電流Ｉｍが流れ始める。このとき、トランスＴ１，Ｔ３，Ｔ５の１次巻線に励磁電流Ｉｔｕ１，Ｉｔｖ１，Ｉｔｗ１がそれぞれ流れる。この電流が０から徐々に上昇していき、インダクタに励磁エネルギーが蓄えられる。
つぎに、タイミングｔ２になると、ＭＯＳＦＥＴ２７へのゲートパルスがオフを指示するものになる。このときトランスＴ１，Ｔ３，Ｔ５の励磁インダクタンス分に蓄えられたエネルギーを放出する方向でトランスＴ１，Ｔ３，Ｔ５の２次巻線に電流Ｉｔｕ２，Ｉｔｖ２，Ｉｔｗ２が流れる。各トランスＴ１，Ｔ３，Ｔ５の２次巻線にはダイオードＤが接続されているため、各絶縁出力に接続される負荷が大きくなって、その平滑コンデンサＣの充電電圧が低くなると、出力電圧が低い相（Ｗ相）のところに優先的に電流が流れるように作用する。
すなわち、ＭＯＳＦＥＴ２７がオンしているときは、１次電源電圧で各トランスＴ１，Ｔ３，Ｔ５の２次側電圧が定まり、ＭＯＳＦＥＴ２７がオフしているときは、２次側での出力電圧で各トランスＴ１，Ｔ３，Ｔ５の１次側電圧が定まる。ＭＯＳＦＥＴ２７がオフしているときに、たとえば１次電源電圧の高電位側の電源端子１０１を基準とすると、１次巻線のＭＯＳＦＥＴ２７と接続されている端子には、（２次側の平滑コンデンサＣの電圧）＋（ダイオードＤの順方向電圧）に比例した電圧が発生する。各トランスＴ１，Ｔ３，Ｔ５の２次側の平滑コンデンサＣは、負荷（ゲート駆動回路２１，２３，２５）の軽重によって端子間電圧が変化し、負荷が軽いときには負荷で消費される電流よりトランスＴ１，Ｔ３，Ｔ５から供給される電流の方が大きくなるので、その電圧値が高くなる。反対に負荷が重い場合は、トランスＴ１，Ｔ３，Ｔ５から供給される電流より負荷で消費される電流の方が大きくなるので、各平滑コンデンサＣの端子間電圧値は低くなる。これより、ＭＯＳＦＥＴ２７がオフしている時に１次側に発生する電圧は、負荷が軽いほど高く、負荷が重いほど低くなり、これらが渡り線３３により接続されているので、電圧が高い方から低い方へ、すなわち軽負荷のものの１次巻線から重負荷のものの１次巻線に電流が流れる。
図２の例では、Ｗ相の負荷が大きいために、Ｕ相やＶ相のトランスＴ１，Ｔ３の励磁エネルギーの一部が、Ｗ相のトランスＴ５の２次巻線に放出されるように電流が流れる。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ２７がオフしているときに、１次側で渡り線３３を介して軽負荷のＵ相およびＶ相からＷ相に電流が流れていることを示している。Ｗ相のトランスＴ５において、その１次側電流Ｉｔｗ１が増加するため、２次側電流Ｉｔｗ２も増加して、重負荷に対応できることになる。こうした渡り線３３の作用によって、個別トランスＴ１〜Ｔ６の２次側電圧が平準化される。なお、各相のトランスＴ１〜Ｔ６のいずれかの出力、図２の例ではＵ相の出力をゲート電源制御回路２８にフィードバックし、これに基づいてＭＯＳＦＥＴ２７のデユーティ比を調整して出力電圧を所定の値になるように制御される。
以上のように、本実施の形態ではトランスＴ１〜Ｔ６を制御回路基板内で分割配置し、その耐振性を向上させながら、制御回路の数を増やすことなく全出力電圧を制御することができる。
（第２の実施の形態）
図３は、本発明に係るゲート駆動用電源装置の第２の実施の形態を示す回路図である。
図３に示すインバータ制御回路１０ａでは、図１に示す実施の形態と対応する個所に同じ符号を付けて、その説明を省略する。このインバータ制御回路１０ａにおけるゲート電源回路は、以下のような構成上の特徴を有している。
第１に、ゲート電源制御回路２８を一個だけ配置して、スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ２７１〜２７６を各ゲート駆動回路２１〜２６に対応させて、それぞれゲート電源制御回路２８に対し並列接続して使用していることである。これにより、第１の実施の形態では、ＭＯＳＦＥＴ２７に大きなピーク値で流れていたパルス電流が、各ＭＯＳＦＥＴ２７１〜２７６に分流されることになる。
第２に、ＭＯＳＦＥＴ２７１〜２７６を分散配置された個別のトランスＴ１〜Ｔ６の近傍に配置することである。これにより、制御回路基板上で引き回されるラインが直流信号ラインだけとなる。
この場合、ゲート電源制御回路２８に並列接続されたＭＯＳＦＥＴ２７１〜２７６で、そこに流れる電流が不均衡にならないように、ＭＯＳＦＥＴ２７１〜２７６の各ドレイン端子には直列抵抗Ｒ１〜Ｒ６が接続されている。また、トランスＴ１〜Ｔ６の１次巻線は渡り線３１〜３４によって結線され、共通化されている。
図４は、図３の回路の各部動作信号を示すタイミング図である。ここでも、図４による動作説明を簡略化するために、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の各上アームに対応するトランスのＴ１，Ｔ３，Ｔ５についてのタイミング波形のみ記載している。
同図（Ａ）に示すように、タイミングｔ１でＭＯＳＦＥＴ２７へのゲートパルスがオンになると、同図（Ｂ）に示すＭＯＳＦＥＴ２７の電流Ｉｍｕが流れ始める。このとき、トランスＴ１，Ｔ３，Ｔ５の１次巻線に励磁電流Ｉｔｕ１，Ｉｔｖ１，Ｉｔｗ１がそれぞれ流れる。この電流が０から徐々に上昇していき、インダクタに励磁エネルギーが蓄えられる。
ここでは基本的な動作は、図２に示す第１の実施の形態の場合と変わりはない。しかし、図４（Ｂ）、（Ｅ）、（Ｈ）に示すように、ＭＯＳＦＥＴ２７１，２７３，２７５に流れる電流Ｉｍｕ，Ｉｍｖ，Ｉｍｗは、図２（Ｂ）の電流Ｉｍのようなピーク値の大きいパルス電流が分流されることで、それぞれのピーク値が小さく抑えられている。このため発熱の局所化を防止することができる。またパルス電流が流れる配線を短くできるため、ノイズの発生を抑制することができる。
こうして、第２の実施の形態のものでは、トランスＴ１〜Ｔ６を制御回路基板内で分割配置し、耐振性を向上させることができるだけでなく、振幅の大きいパルス電流のピーク値を抑制することで、その発熱が局所に集中することを防止できる。また、制御回路基板上でＭＯＳＦＥＴ２７１〜２７６をそれぞれ分散配置されたトランスＴ１〜Ｔ６の近傍に配置したので、トランスＴ１〜Ｔ６にパルス電流を流すための配線を引き回す必要がなくなり、回路内でのノイズ電流の増大を抑え、それに伴う誤動作をも確実に防止できる。
１ インバータモジュール
２ 交流電源
１０，１０ａ インバータ制御回路
１１〜１６ パワートランジスタ
２１〜２６ ゲート駆動回路
２７，２７１〜２７６ ＭＯＳＦＥＴ
２８ ゲート電源制御回路
３１，３２ 電源ライン（渡り線）
３３，３４ 渡り線
１０１，１０２ 電源端子
Ｒ１〜Ｒ６ 直列抵抗

Claims (4)

  1. スイッチング制御される複数のパワートランジスタを有するインバータ装置に用いられ、複数の前記パワートランジスタに対しそれぞれ設けられた複数のゲート駆動回路にその制御電力を供給するためのゲート駆動用電源装置であって、
    複数の前記ゲート駆動回路に対しそれぞれ２次巻線から電力を供給する複数のフライバック・トランスと、
    複数の前記フライバック・トランスにより構成される複数のフライバック・コンバータを共通するタイミングでスイッチング動作させるゲート電源制御回路と、
    を備え、複数の前記フライバック・トランスはそれぞれの１次巻線が互いに共通する渡り線によって結線され、前記ゲート電源制御回路によりスイッチング動作が制御されるスイッチング素子を前記フライバック・トランス毎に設けたことを特徴とするゲート駆動用電源装置。
  2. 複数の前記フライバック・トランスは、前記ゲート駆動回路が配置されている回路基板上で分散して設けられていることを特徴とする請求項１記載のゲート駆動用電源装置。
  3. 前記スイッチング素子は、それぞれ前記フライバック・トランスと抵抗回路を介して接続されていることを特徴とする請求項１記載のゲート駆動用電源装置。
  4. スイッチング制御される複数のパワートランジスタを有するインバータ装置を制御するインバータ制御回路であって、
    複数の前記パワートランジスタに対するゲート駆動信号をそれぞれ生成する複数のゲート駆動回路と、
    複数の前記ゲート駆動回路に対しそれぞれ２次巻線から電力を供給する複数のフライバック・トランスと、
    複数の前記フライバック・トランスにより構成される複数のフライバック・コンバータを共通するタイミングでスイッチング動作させるゲート電源制御回路と、
    を備え、前記フライバック・トランスはそれぞれの１次巻線が互いに共通する渡り線によって結線され、前記ゲート電源制御回路によりスイッチング動作が制御されるスイッチング素子を前記フライバック・トランス毎に設けたことを特徴とするインバータ制御回路。
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