JP2010284029A

JP2010284029A - インバータ駆動用電源回路

Info

Publication number: JP2010284029A
Application number: JP2009136270A
Authority: JP
Inventors: Tatsuya Kondo; 竜哉近藤; Shoichi Sato; 正一佐藤; Yoshihiko Minamitani; 佳彦南谷
Original assignee: Aisin AW Co Ltd
Current assignee: Aisin AW Co Ltd
Priority date: 2009-06-05
Filing date: 2009-06-05
Publication date: 2010-12-16

Abstract

【課題】省スペースで構成することができ、出力電圧の精度が高いインバータ駆動用電源回路を実現する。
【解決手段】インバータ回路の電源電圧よりも低電圧で動作する制御回路により制御される複数のスイッチング素子を駆動するための駆動電源を生成するインバータ駆動用電源回路１であって、インバータ回路の電源の正負両極間に直列接続されるｎ個（ｎは２以上の整数）の１次巻線Ｔ１１〜Ｔ６１と、各１次巻線Ｔ１１〜Ｔ６１に対応するｎ個の２次巻線Ｔ１２〜Ｔ６２とを有するｎ個のトランスＴ１〜Ｔ６と、インバータ回路の電源の負極Ｎの電位を負極側の基準電位Ｇ１として動作し、１次巻線Ｔ１１〜Ｔ６１への電源の供給を制御する１次側電源制御部５とを備える。
【選択図】図２

Description

本発明は、インバータ回路を構成する複数のスイッチング素子を駆動するための電源を生成するインバータ駆動用電源回路に関する。

鉄道や自動車などに用いられる交流モータは、１００〜２００Ｖ程度の一般的な商用電圧よりも高い数百Ｖの電圧によって駆動される。この交流モータを駆動するため、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路の入力電圧も同様に一般的な商用電圧よりも高い電圧となる。一方、インバータ回路を構成する複数のスイッチング素子を制御するための制御信号は、一般的に数Ｖ程度で動作する電子回路によって生成される。電源電圧が大きく異なることから、電子回路で生成された制御信号は、そのままではスイッチング回路を制御できず、しばしばドライバ回路を介してインバータ回路へ伝達される。また、電源電圧が大きく異なることから、電子回路とインバータ回路とが近接すると絶縁破壊により短絡を生じる可能性があり、両回路の間には適切な絶縁距離を設ける必要がある。このため、両回路を仲介するドライバ回路は、インバータ回路のスイッチング素子をスイッチングさせるために充分な電源電圧を必要とし、且つ、電子回路とは絶縁されていることが好ましい。そこで、特開平１１−１７８３５６号公報（特許文献１）に記載されたようなフローティング電源が用いられる。

特許文献１には、１次巻線と２次巻線とをそれぞれ有し、２次巻線の出力電圧を６つのスイッチング素子にそれぞれ供給する６つのトランスを備えた回路が記載されている。６つの１次巻線は、メイン電源に対して並列に接続されている。６つのトランスの内の１つの２次巻線の出力電圧は、１次巻線へメイン電圧を供給する制御回路へフィードバックされている。特許文献１においては、このフィードバック経路について詳細な記述はされていないが、上述したように、１次巻線の側と２次巻線の側とは、絶縁されていることが好ましい。従って、実用上の回路においては、フォトカプラやトランスなどの絶縁部品を介して、メイン電圧を供給する制御回路へ２次巻線の出力電圧がフィードバックされることが多い。

特開平１１−１７８３５６号公報

特許文献１のような並列回路は、基板上において配線が交差するなど、配線の引き回しが煩雑となったり、総配線長が長くなったりするため、基板の面積が大きくなる傾向がある。また、基板のコストは、面積に依存するため、製品コストにも影響する。また、並列回路の場合には、配線の引き回しにより、複数のトランスの１次側巻線に均一に電流が流れない可能性がある。１次巻線に流れる電流がトランスごとに異なると、トランスごとに出力電圧が異なり、１つの２次巻線の出力をフィードバックしていても各トランスの出力電圧に差が生じる可能性がある。また、１次巻線のインダクタンスの大きさが均一でない場合にもトランスごとに出力電圧が異なる可能性がある。１次巻線の巻数が多くなると、インダクタンスの誤差が大きくなる傾向がある。電源回路を小型化できることもあり、巻数を減らしてインダクタンスを均一化できると好ましい。

上記課題に鑑みて、省スペースで構成することができ、出力電圧の精度が高いインバータ駆動用電源回路の実現が望まれる。

上記課題を解決するための本発明に係る、インバータ回路の電源電圧よりも低電圧で動作する制御回路により制御される複数のスイッチング素子を駆動するための駆動電源を生成するインバータ駆動用電源回路の特徴構成は、前記インバータ回路の電源の正負両極間に直列接続されるｎ個（ｎは２以上の整数）の１次巻線と、各１次巻線に対応するｎ個の２次巻線とを有するｎ個のトランスと、前記インバータ回路の電源の負極の電位を負極側の基準電位として動作し、前記１次巻線への電源の供給を制御する１次側電源制御部と、を備える点にある。

直列回路は並列回路に比べて配線量が少なくなるので、インバータ駆動用電源回路を省スペースで構成することができる。また、１次巻線が直列接続されるので、各１次巻線には共通して同一の電流が流れる。１次巻線が並列接続される場合には、配線抵抗などの影響により、各１次巻線に流れる電流が異なり、各トランスの出力が異なる可能性がある。しかし、本特徴構成によれば、直列接続により各トランスの出力の差が低減され、出力精度の高い電源回路が構成される。また、制御回路の電源電圧よりもインバータ回路の電源電圧が遙かに高い場合には、１次巻線に流れる電流が抑制される。例えば、インバータ回路の電源電圧が制御回路の電源電圧よりもｎ倍より大きい場合、制御回路の電源電圧に対して１次巻線を並列接続するよりも、インバータ回路の電源電圧に対して１次巻線を直列接続する方が、１つの１次巻線に掛かる電圧は高くなる。各１次巻線における消費電力が同等であれば、電圧が高くなる分、電流が抑制される。これにより、基板上の配線に要求される電流耐力は小さくなり、配線の幅を狭くすることができるので、省スペース化が実現される。また、電流を少なくできれば、１次巻線の巻数を少なくすることも可能であり、トランスを小規模で構成することが可能となる。１次巻線の巻数が少なくなると、巻線ごとのインダクタンスの個体差も小さくなるので、出力電圧の精度も向上する。

また、本発明に係るインバータ駆動用電源回路は、前記インバータ回路の電源の正負両極間の上段側及び下段側に対となって配置されて直列接続される前記スイッチング素子の内、前記下段側の前記スイッチング素子を駆動するための前記駆動電源を生成する少なくとも１つの前記トランスの前記２次巻線の負極端子が、前記インバータ回路の電源の負極に接続され、前記１次側電源制御部が、当該２次巻線の正極端子を介して当該トランスの出力電圧を監視して前記１次巻線への電源の供給を制御すると好適である。

負極端子がインバータ回路の電源の負極に接続された２次巻線は、１次巻線と１次側電源制御部とを含めた１次側の回路と同じ電源系に含まれることになる。その結果、この２次巻線の正極端子の電圧の値によって、１次側電源制御部は、トランスの出力電圧を精度良く監視することができる。１次側電源制御部は、このようにして高い精度で得られたトランスの出力電圧に基づいて１次巻線への電源の供給をフィードバック制御するので、出力電圧の精度が高いインバータ駆動用電源回路が構成される。また、当該２次巻線を含む２次側の回路から１次側の回路へ２次巻線の出力電圧をフィードバックするに際して、フォトカプラやトランスなどの絶縁部品を必要としないので、省スペース且つ低コストでインバータ駆動用電源回路を構成することができる。

また、本発明に係るインバータ駆動用電源回路は、前記インバータ回路の電源と前記制御回路の電源とが、互いに独立したフローティングの関係であると好適である。

インバータ回路の電源と制御回路の電源とは互いに独立し、トランスの２次側の回路から出力される駆動電源を用いて制御回路によりインバータ回路のスイッチング素子が制御される。トランスによって、１次側の回路と２次側の回路とは絶縁されているので、インバータ回路と制御回路とは絶縁が維持され、スイッチング素子は良好に制御される。

本発明の実施形態に係るモータ駆動回路の構成例を模式的に示すブロック図本発明の実施形態に係る電源回路の一例を模式的に示す回路図電力変換の系統図

以下、本発明を電気自動車やハイブリッド自動車のモータ駆動回路に適用した場合の実施形態を図面に基づいて説明する。図１に示すように、本発明に係るインバータ駆動用電源回路１（以下、適宜単に「電源回路」と称する。）は、インバータ回路２の電源電圧よりも低電圧で動作する制御ユニット２２（制御回路）により制御される複数のスイッチング素子３を駆動するための駆動電源を生成する。具体的には、電源回路１は、複数のスイッチング素子３をそれぞれ制御するために、制御ユニット２２が生成したゲート駆動信号をドライブするゲート駆動回路２０に対して個別に電源を供給するフローティング電源である。本実施形態では、スイッチング素子３としてＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）を用いる例を示す。また、本実施形態において、インバータ回路２は、３相交流モータ２１（以下、適宜単に「モータ」と称する。）を駆動するために、バッテリ（直流電源）２３から供給される直流電力を３相交流に変換する。

インバータ回路２は、３相それぞれに対して上段側及び下段側の１対、合計６つのＩＧＢＴ３を備えて構成される。具体的には、Ｕ相上段側ＩＧＢＴ１１とＵ相下段側ＩＧＢＴ１４との対、Ｖ相上段側ＩＧＢＴ１２とＶ相下段側ＩＧＢＴ１５との対、Ｗ相上段側ＩＧＢＴ１３とＷ相下段側ＩＧＢＴ１６との対の３対、６つのＩＧＢＴ３が備えられている。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各対において上段側ＩＧＢＴのエミッタと下段側ＩＧＢＴのコレクタとが接続され、上段側ＩＧＢＴのコレクタはインバータ回路２の電源の正極Ｐに接続され、下段側ＩＧＢＴのエミッタは負極Ｎに接続される。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各対における上段側ＩＧＢＴと下段側ＩＧＢＴとの接続点が、それぞれモータ２１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のステータコイルに接続される。尚、各ＩＧＢＴ３には、エミッタからコレクタへの方向を順方向として、フライホイールダイオード１７が並列接続される。

各ＩＧＢＴ３は、制御ユニット２２からのゲート駆動信号（制御信号）に基づいて個別にスイッチングされる。ここでは、制御ユニット２２は、各ＩＧＢＴ３をＰＷＭ（pulse width modulation ）制御し、バッテリ２３から供給される直流電力を３相交流に変換し、モータ２１を駆動する。尚、モータ２１が発電機として機能する際には、インバータ回路２は、発電された交流電力を直流電力に変換してバッテリ２３に回生する。

モータ２１の各相のステータコイルを流れる電流は、電流センサ２４により検出され、制御ユニット２２に伝達される。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相電流は平衡状態にあり、瞬時値の和はゼロであるので、本実施形態ではＵ相、Ｖ相の２相のみの電流を検出し、残るＷ相の電流は制御ユニット２２が演算により求める。また、モータ２１のロータの回転角度（磁極位置）は、回転センサ２５に検出され、制御ユニット２２に伝達される。回転センサ２５は、例えばレゾルバである。制御ユニット２２は、電流センサ２４及び回転センサ２５の検出結果に基づいて、各ＩＧＢＴ３をスイッチングさせるゲート駆動信号を生成する。

制御ユニット２２は、マイクロコンピュータなどにより構成される論理回路が中核となる電子回路であり、一般的には定格１２Ｖ以下程度、多くの場合５Ｖ程度の低電圧で動作する回路である。一方、特にモータ２１が電気自動車やハイブリッド自動車などの駆動源となるモータの場合には、直流電源２３は、制御ユニット２２の電源電圧よりも遙かに高圧であり、１００〜２００Ｖ程度の商用電圧よりも高圧の３００Ｖ程度であることが多い。同一の基板や装置上において、制御ユニット２２とインバータ回路２とが近接すると、短絡の可能性を生じる。従って、制御ユニット２２から出力されるゲート駆動信号は、フォトカプラ４などの絶縁部品を介してインバータ回路２へ伝達される。

インバータ回路２の各ＩＧＢＴ３は、ゲートとエミッタとの間に所定の電圧、本実施形態では１５Ｖ程度の電圧が印加されることによってオン状態となる。インバータ回路２の電源電圧とは無関係に、即ち、バッテリ２３の負極Ｎ（Ｇ１）を基準とするＩＧＢＴ３のエミッタやコレクタの電位とは無関係に、ゲート−エミッタ間が所定の電位となれば各ＩＧＢＴ３はオン状態となる。ゲート駆動回路２０は、バッテリ２３の負極Ｎ（Ｇ１）を基準とせず、インバータ回路２の電源とは電気的に独立してゲート駆動信号を制御ユニット２２からインバータ回路２へとドライブする回路である。このため、ゲート駆動回路２０は、インバータ回路２の各ＩＧＢＴ３に対応して複数個、本実施形態では６つ備えられる。

また、ゲート駆動回路２０を動作させるための電源は、インバータ回路２とは独立したフローティング電源である電源回路１によって生成され、ゲート駆動回路２０へ供給される。複数のゲート駆動回路２０は、互いに電気的に独立して構成されるため、各ゲート駆動回路２０には、電源回路１において出力が互いに独立した６個（ｎ個）のトランスＴ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ６（以下「Ｔ１〜Ｔ６」と記載。）から電源が供給される。即ち、各ゲート駆動回路２０は、それぞれトランスＴ１〜Ｔ６を用いたフローティング電源により駆動される。

図２に示すように、トランスＴ１〜Ｔ６は、それぞれ１次巻線Ｔ１１、Ｔ２１、Ｔ３１、Ｔ４１、Ｔ５１、Ｔ６１（以下「Ｔ１１〜Ｔ６１」と記載。）と、各１次巻線Ｔ１１〜Ｔ６１に対応する２次巻線Ｔ１２、Ｔ２２、Ｔ３２、Ｔ４２、Ｔ５２、Ｔ６２（以下「Ｔ１２〜Ｔ６２」と記載。）とを有して構成される。本実施形態では、６組のトランスＴ１〜Ｔ６の１次巻線Ｔ１１〜Ｔ６１が、インバータ回路２の電源であるバッテリ２３の正極Ｐと負極Ｎとの両極間に直列接続される。図２に示すコンデンサＣ７は、１次側への供給電力を平滑化する平滑コンデンサである。２次巻線Ｔ１２〜Ｔ６２は、１次巻線Ｔ１１〜Ｔ６１のそれぞれに対応し、それぞれ独立して備えられる。

１次巻線Ｔ１１〜Ｔ６１は、互いに同じ巻数、同じ極性の等価なコイルである。また、２次巻線Ｔ１２〜Ｔ６２も、互いに同じ巻数、同じ極性の等価なコイルである。図２に示すように、６つの１次巻線Ｔ１１〜Ｔ６１は、インバータ回路２の電源の正極Ｐと負極Ｎとの両極間に直列接続されるので、各１次巻線Ｔ１１〜Ｔ６１には同一の電流が流れる。また、６つの１次巻線Ｔ１１〜Ｔ６１はそれぞれ等価であり、２次巻線Ｔ１２〜Ｔ６２はそれぞれ等価であるから、各トランスＴ１〜Ｔ６は電気的な性質が共通である。従って、２次巻線Ｔ１２〜Ｔ６２に誘起される電圧の大きさは、個体誤差を無視すれば同一となる。トランスＴ１〜Ｔ６の２次側には、それぞれダイオードＤ１〜Ｄ６、コンデンサＣ１〜Ｃ６による整流平滑回路が構成される。

トランスＴ１は、Ｕ相上段側ＩＧＢＴ１１のゲート駆動回路２０の駆動電源を生成する。具体的には、トランスＴ１の２次巻線Ｔ１２の出力がダイオードＤ１、コンデンサＣ１によって整流、平滑され、正極端子Ｕ＋と負極端子Ｕ−との間に直流の駆動電源が生成される。同様に、トランスＴ２の正極端子Ｖ＋と負極端子Ｖ−との間にＶ相上段側ＩＧＢＴ１２の駆動電源が生成され、トランスＴ３の正極端子Ｗ＋と負極端子Ｗ−との間にＷ相上段側ＩＧＢＴ１３の駆動電源が生成される。また、同様に、トランスＴ４の正極端子Ｘ＋と負極端子Ｘ−との間にＵ相下段側ＩＧＢＴ１４の駆動電源が生成され、トランスＴ５の正極端子Ｙ＋と負極端子Ｙ−との間にＶ相下段側ＩＧＢＴ１５の駆動電源が生成され、トランスＴ６の正極端子Ｚ＋と負極端子Ｚ−との間にＷ相下段側ＩＧＢＴ１６の駆動電源が生成される。

１次巻線Ｔ１１〜Ｔ６１へ供給される電力は、１次巻線Ｔ１１〜Ｔ６１にさらに直列接続されるスイッチング素子５１がスイッチングすることによって制御される。本実施形態において、スイッチング素子５１はトランジスタである。スイッチング素子５１は、電源制御回路５２によってスイッチング制御される。電源制御回路５２は、制御ユニット２２などと同様に、定格１２Ｖ以下程度の低電圧により動作する電子回路である。その電源は、レギュレータ回路６を用いて高電圧のバッテリ２３の出力から生成される。本実施形態では、レギュレータ回路６として、図２に示すようにツェナーダイオードを用いた定電圧回路が構成される。電源制御回路５２の消費電流は、一般的に数ｍＡ程度であるから、バッテリ２３の正負両極間Ｐ−Ｎの電圧が高くても汎用部品により簡単に定電圧回路を構成することが可能である。スイッチング素子５１及び電源制御回路５２は、本発明の１次側電源制御部５を構成する。

例えば、インバータ回路２の電源の正極Ｐと負極Ｎとの両極間の電圧を３００Ｖとし、スイッチング素子５１による電圧降下がないものと考えると、１次巻線Ｔ１１〜Ｔ６１の各巻線における電圧降下は５０Ｖとなる。２次巻線Ｔ１２〜Ｔ６２に所望の電圧を誘起させるための消費電力が２０Ｗであるとすれば、１次巻線Ｔ１１〜Ｔ６１に流れる電流は、４００ｍＡ程度である。１次巻線Ｔ１１〜Ｔ６１の各巻線の電流容量は比較的小さいので、トランスＴ１〜Ｔ６を小規模に構成することも可能となる。同様に消費電力が２０Ｗであるとして、一般的な自動車のバッテリ電圧である１２Ｖ程度の電源に対して、特許文献１のように１次巻線が並列接続されている場合には、１つの１次巻線に約１．７Ａの電流が流れることになる。これに対して、本実施形態では、４００ｍＡ程度であるから大きく電流容量が削減される。

さらに、本実施形態によれば、１次巻線Ｔ１１〜Ｔ６１が直列接続されるので、基板上の配線が煩雑とならず、高い配線効率で基板を構成することができる。また、総配線長が短くなることから配線抵抗も小さくなり、直列接続により各１次巻線に流れる電流も一定となるので、電力変換の精度も向上する。また、電流容量が小さくなれば配線の太さも低減可能であり、基板の配線効率が高くなる。さらに、本実施形態の電源回路１の構成のように、１次巻線に印加される電圧が高く、電流容量が小さければ、１次巻線Ｔ１１〜Ｔ６１の巻数を少なくすることができる。従って、各１次巻線のインダクタンスの大きさの個体差が少なくなり、２次巻線に誘起される電圧の大きさの誤差も小さくなる。これにより、電源回路１が高精度に構成されることになる。

尚、１２Ｖ程度の電源に対して、本実施形態と同様に１次巻線を直列接続すると、各１次巻線の両端電圧が２Ｖ程度と非常に低くなる。上述したように、ＩＧＢＴ３をオン状態にするためには、１５Ｖ程度の電圧が必要であり、トランスによって大きく昇圧する必要が生じる。従って、本実施形態のように、高電圧であるバッテリ２３に対して、１次巻線を直列接続することが好ましい。

また、本実施形態においては、図２に示すように、電源回路１をさらに高精度に構成するために、少なくとも１つの２次巻線の出力電圧が１次側電源制御部５へフィードバックされる。インバータ回路２の電源であるバッテリ２３は、例えば車両に搭載された２次電池である。２次電池を含む電池は、負荷によって、つまり出力する電流量によって出力電圧が変動する。バッテリ２３の出力電圧が変動すると１次巻線Ｔ１１〜Ｔ６１に印加される電圧も変動するので、それに応じて２次巻線Ｔ１２〜Ｔ６２に誘起される電圧も変動する。本実施形態においては、この変動を抑制するために、２次巻線Ｔ１２〜Ｔ６２の内の少なくとも１つに誘起される電圧が１次側電源制御部５に直接フィードバックされる。電源制御回路５２は、２次巻線Ｔ１２〜Ｔ６２に誘起される電圧が所定値となるようにスイッチング素子５１をフィードバック制御し、１次巻線Ｔ１１〜Ｔ６１に供給される電力が調整される。

１次側電源制御部５には、インバータ回路２の下段側ＩＧＢＴ１４、１５、１６に対してゲート駆動信号をドライブするための電源を生成する２次巻線Ｔ４２、Ｔ５２、Ｔ６２の正極側端子Ｘ＋、Ｙ＋、Ｚ＋の内の何れかが接続されると好適である。本実施形態では、図２に示すように、Ｗ相下段側ＩＧＢＴ１６のゲート駆動信号をドライブするための電源を生成する２次巻線Ｔ６２の正極側端子Ｚ＋が１次側電源制御部５に接続される。２次巻線Ｔ６２の負極側端子Ｚ−は、インバータ回路２の電源の負極Ｎと同一電位のグラウンドＧ１に接続される。１次側電源制御部５を動作させる電源のグラウンドも、負極Ｎと同一電位のグラウンドＧ１である。従って、１次側電源制御部５に２次巻線Ｔ６２の正極側端子Ｚ＋が接続されるだけで、２次巻線Ｔ６２の出力電圧の大きさが１次側電源制御部５にフィードバックされる。尚、制御ユニット２２を動作させる電源電圧のグラウンドは、グラウンドＧ１とは独立した別のグラウンドＧ２である。つまり、インバータ回路２の電源と制御ユニット２２の電源とは、互いに独立したフローティングの関係である。

ＩＧＢＴ１１〜１６をオン状態とするためには、上述したように、ゲート−エミッタ間に所定の電位（例えば１５Ｖ）を与えることが必要である。上段側ＩＧＢＴ１１、１２、１３は、オン状態となった際にエミッタの電位が正極Ｐの電位となる。ゲート駆動回路２０の電源がインバータ回路２の電源と独立していなければ、ゲート−エミッタ間の電位差を保つためには、ゲートの電位を正極Ｐより高くしなければならない。従って、上段側ＩＧＢＴ１１、１２、１３の駆動電源を生成するトランスＴ１〜Ｔ３は、インバータ回路２の電源と独立していなければならない。

一方、インバータ回路２の下段側ＩＧＢＴ１４、１５、１６は、オン状態となった際にエミッタの電位が負極Ｎの電位となる。従って、ゲート駆動回路２０の電源がインバータ回路２の電源から独立していなくても、つまり、バッテリ２３の負極Ｎ（Ｇ１）を基準としてもゲート−エミッタ間の電位差は保たれる。このため、下段側のＩＧＢＴ１４、１５、１６の駆動電源は、バッテリ２３の負極Ｎ（Ｇ１）を基準として問題はない。図２に示すように、インバータ回路２の電源の負極Ｎと、１次側電源制御部５のグラウンドと、直列接続される１次巻線Ｔ１１〜Ｔ６１のグラウンドと、２次巻線Ｔ６２の負極側端子Ｚ−とは、共通のグラウンドＧ１を基準とする同一の電源系の回路を構成する。従って、これらの回路は、絶縁距離を設けることなく配置することができ、基板面積を抑制することが可能である。

本実施形態においては、ＩＧＢＴ１６の駆動電源を生成する２次巻線Ｔ６２から、１次側電源制御部５にフィードバックする例を示した。しかし、インバータ回路２の下段側ＩＧＢＴ１４、１５、１６の駆動電源を生成する２次巻線Ｔ４２、Ｔ５２、Ｔ６２の何れの正極側端子Ｘ＋、Ｙ＋、Ｚ＋が１次側電源制御部５に接続され、何れの負極側端子Ｘ−、Ｙ−、Ｚ−がグラウンドＧ１に接続されていてもよい。つまり、２次巻線Ｔ４２、Ｔ５２、Ｔ６２は互いに電気的に独立したフローティング状態である必要はなく、インバータ回路２の下段側ＩＧＢＴ１４、１５、１６の駆動電源は共通の電源系であってもよい。例えば、電源回路１は、ＩＧＢＴ１４、１５、１６の駆動電源を１つのトランスで生成し、合計４つのトランスにより構成されてもよい。この場合、当然ながら、１次巻線は、６つの巻線が直列接続されるのではなく、４つの巻線が直列接続されることになる。

本実施形態のような、電源回路１の構成は、電力変換効率の面でも利点を有する。電気自動車やハイブリッド自動車の場合、モータ２１に電力を供給する高電圧のメインバッテリと、電動ポンプやエアコンディショナー、オーディオ装置、その他の電子回路などに電力を供給する低電圧のサブバッテリとを有する。メインバッテリは、例えば、上述したバッテリ２３に相当する。図３に示すように、サブバッテリ２７は、多くの場合、メインバッテリ２３からＤＣ−ＤＣコンバータ２６などを介して降圧された直流電源として構成される。ＤＣ−ＤＣコンバータ２６は例えばトランスを有して構成され、メインバッテリ２３からサブバッテリ２７への電力変換の際には損失が生じる。

図３に破線で示すように、サブバッテリ２７の出力を１次側電源としてインバータ回路２のＩＧＢＴ３の駆動電源を生成するとすれば、メインバッテリ２３から見て２度の電力変換が行われ、その度に損失が生じることになる。それぞれの電力変換における変換効率が８０％であるとすれば、２度の電力変換によりメインバッテリ２３から見た変換効率は６４％となる。これに対して、本実施形態のようにメインバッテリ２３の出力を１次側電源としてゲート駆動回路２０の電源を生成する場合には、メインバッテリ２３から見て電力変換が行われるのは１度である。従って、メインバッテリ２３から見た変換効率は８０％である。つまり、本実施形態における電力変換では、変換効率が良く、メインバッテリ２３の電力を浪費することがない。

〔他の形態〕
上記説明においては、電源回路１としてフライバック方式の回路を例示したが、回路方式はこれに限定されるものではない。フォワード方式や、プッシュプル方式などの他の方式を用いて電源回路１を構成してもよい。このような他のスイッチング方式については、公知であり、当業者であれば本発明の要旨を逸脱することなく容易に改変可能であろう。従って、詳細な説明は省略するが、そのような改変もまた、ここに開示した本発明の技術的範囲に属するものである。また、インバータ回路２を構成するスイッチング素子３は、ＩＧＢＴに限らず、バイポーラトランジスタやＦＥＴ（電界効果トランジスタ）などでもよい。同様に、電源回路１のスイッチング素子５１も、トランジスタ（バイポーラトランジスタ）に限らず、ＦＥＴやＩＧＢＴなどでもよい。

本発明は、インバータ回路を構成する複数のスイッチング素子を駆動するための電源を生成するインバータ駆動用電源回路に適用することができる。また、本発明に係るインバータ駆動用電源回路は、電気自動車やハイブリッド自動車などにおけるモータ駆動回路に適用することができる。

１：電源回路（インバータ駆動用電源回路）
２：インバータ回路
３、１１〜１６：ＩＧＢＴ（スイッチング素子）
５：１次側電源制御部
１１〜１３：上段側ＩＧＢＴ（上段側のスイッチング素子）
１４〜１６：下段側ＩＧＢＴ（下段側のスイッチング素子）
２２：制御ユニット（制御回路）
Ｎ：インバータ回路の電源の負極
Ｐ：インバータ回路の電源の正極
Ｔ１１〜Ｔ６１：１次巻線
Ｔ１２〜Ｔ６２：２次巻線
Ｔ１〜Ｔ６：トランス
Ｕ＋、Ｖ＋、Ｗ＋、Ｘ＋、Ｙ＋、Ｚ＋：２次巻線の正極端子
Ｕ−、Ｖ−、Ｗ−、Ｘ−、Ｙ−、Ｚ−：２次巻線の負極端子

Claims

インバータ回路の電源電圧よりも低電圧で動作する制御回路により制御される複数のスイッチング素子を駆動するための駆動電源を生成するインバータ駆動用電源回路であって、
前記インバータ回路の電源の正負両極間に直列接続されるｎ個（ｎは２以上の整数）の１次巻線と、各１次巻線に対応するｎ個の２次巻線とを有するｎ個のトランスと、
前記インバータ回路の電源の負極の電位を負極側の基準電位として動作し、前記１次巻線への電源の供給を制御する１次側電源制御部と、
を備えるインバータ駆動用電源回路。
前記インバータ回路の電源の正負両極間の上段側及び下段側に対となって配置されて直列接続される前記スイッチング素子の内、前記下段側の前記スイッチング素子を駆動するための前記駆動電源を生成する少なくとも１つの前記トランスの前記２次巻線の負極端子は、前記インバータ回路の電源の負極に接続され、
前記１次側電源制御部は、当該２次巻線の正極端子を介して当該トランスの出力電圧を監視して前記１次巻線への電源の供給を制御する請求項１に記載のインバータ駆動用電源回路。
前記インバータ回路の電源と前記制御回路の電源とは、互いに独立したフローティングの関係である請求項１又は２に記載のインバータ駆動用電源回路。