WO2017203666A1 - フライバック電源、インバータ及び電動車両 - Google Patents

フライバック電源、インバータ及び電動車両 Download PDF

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日山　一明
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Definitions

  • the present invention relates to a flyback power source, an inverter, and an electric vehicle having a plurality of secondary outputs.
  • Switching power supplies that isolate the input (primary side) and output (secondary side) include flyback, forward, push-pull, and half / full bridge types.
  • a transformer is used.
  • the flyback power supply has a particularly small number of parts and is used for small and small capacity power supplies with a capacity of 100 W or less.
  • a plurality of transformer secondary windings are provided according to the required number of outputs.
  • a power supply using a transformer having a plurality of secondary windings corresponding to the number of secondary outputs is called a centralized type. For example, when there are four secondary outputs, the transformer has one primary winding and four secondary windings.
  • a configuration using a plurality of power supplies having one or a small number of outputs is called a distributed type (see, for example, Patent Document 1).
  • the flyback power supply has the advantage that the number of parts is smaller than other types and the mounting area can be reduced.
  • the overall height of the power supply increases.
  • the transformer is enlarged, its weight increases in proportion, and there is a risk that the transformer or the printed circuit board on which the transformer is mounted is damaged in an environment with a large vibration.
  • the distributed type has one or a small number of secondary windings in each transformer, so that the outer size of the transformer can be made smaller than the concentrated type, and the overall power supply can be made lower than the concentrated type. Further, since the transformer can be prevented from being enlarged, the power supply can be prevented from being damaged even in an environment with a large vibration. However, since the number of parts is increased in the distributed type, there is a problem that the mounting area and the member cost are increased as compared with the centralized type.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and its object is to reduce the number of parts compared to the distributed type, and to achieve downsizing and cost reduction compared to the centralized type.
  • a flyback power source, an inverter, and an electric vehicle are obtained.
  • a flyback power supply according to the present invention includes a plurality of transformers in which primary windings are connected in parallel to each other, and a switch for turning on / off a current on the primary side of the plurality of transformers.
  • the number of secondary windings is plural.
  • primary windings of a plurality of transformers are connected in parallel to each other, and the number of secondary windings of each transformer is plural.
  • the number of parts can be reduced as compared with the distributed type, and downsizing and cost reduction can be realized as compared with the centralized type.
  • a flyback power source, an inverter, and an electric vehicle according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
  • the same or corresponding components are denoted by the same reference numerals, and repeated description may be omitted.
  • FIG. FIG. 1 is a circuit diagram showing a flyback power source according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the primary side windings of the transformers T1, T2, and T3 are connected in parallel with each other between the power supply terminal VCC and the ground terminal.
  • the switch SW is a semiconductor switch connected between one end of the primary side windings of the transformers T1, T2, and T3 and the ground terminal, and turns on / off the primary side current of the transformers T1, T2, and T3. .
  • the number of secondary windings of each transformer T1, T2, T3 is two. Therefore, the number of power supply outputs is six.
  • Output capacitors C1 to C6 are connected in parallel to the six secondary windings of the transformers T1, T2, and T3, respectively.
  • Rectifier diodes D1 to D6 are connected between one end of the six secondary windings of the transformers T1, T2 and T3 and the secondary outputs VDD1 to VDD6, respectively.
  • the power controller SC controls the switch SW.
  • any one of a plurality of secondary output voltages can be used as a feedback signal for stabilizing the output voltage.
  • a flyback voltage generated when the switch SW is turned off can be used as a feedback signal.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a concentrated 6-output flyback power source according to a comparative example. It is necessary to prepare a transformer T having the same number of secondary windings as the number of power supply outputs. In order to ensure insulation between the primary side winding and the secondary side winding, an insulating material or a spacer is required between the windings. For this reason, the concentrated type has a problem that the outer shape of the transformer becomes large. In particular, the size of the transformer in the height direction becomes a problem. The transformer is the largest among the electronic components mounted on the printed circuit board including the control unit.
  • the height of the printed circuit board on which electronic components are mounted is determined by the height of the transformer, the size of the entire power supply increases as the transformer becomes larger. Further, when the transformer is enlarged, its weight increases in proportion, and in an environment with a large vibration, the transformer and the printed circuit board on which the transformer is mounted may be damaged.
  • FIG. 3 and 4 are diagrams showing a distributed 6-output flyback power source according to a comparative example.
  • the outer size of each transformer is smaller than that of the concentrated type transformer. Therefore, the size of each transformer in the height direction is also reduced, and the power supply circuit including the transformer can be thinned.
  • Each transformer is reduced in size to reduce the weight. Accordingly, since relatively heavy transformers can be dispersed and arranged as electronic components, the stress applied to the printed circuit board during vibration can be reduced. Furthermore, the mechanical strength of the transformer is also improved.
  • the distributed type requires the same number of transformers as the number of power outputs. Even if each transformer is reduced in size, the floor area occupied by the six distributed transformers is larger than that of one centralized transformer, and the mounting area of the entire power supply increases. Further, the total weight of the six distributed transformers is heavier than one centralized transformer, which increases the weight of the entire power supply. In addition, the total cost of a plurality of distributed small transformers exceeds that of one centralized large transformer. Further, in FIG. 3, the same number of switches SW1 to SW6 and power supply control units SC1 to SC6 as the number of power supplies are required, so that the mounting area and component cost of the control unit are increased as compared with the centralized type. In FIG. 4, when the number of power supply outputs increases, the wiring for connecting the primary side windings of the transformers in parallel becomes complicated, and the impedance and inductance of the wiring increase.
  • the size, weight, and cost of the transformer are positively correlated with the number of windings.
  • the total number of windings of the distributed type is increased by about 71% compared to the concentrated type.
  • the total weight and the total cost are increased as compared with one centralized transformer.
  • FIG. 5 and 6 are diagrams illustrating the operation principle of the concentrated two-output flyback power supply according to the comparative example.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating operation waveforms of the concentrated two-output flyback power supply according to the comparative example.
  • the switch SW When the switch SW is turned on, the power source voltage VCC is applied to the primary winding as shown in FIG.
  • voltages V CC ⁇ N S1 / N P and V CC ⁇ N S2 / N P are also generated in the secondary windings.
  • N P turns of the primary winding, N S1, N S2 is the number of turns of each secondary winding.
  • L P is the inductance of the primary winding of the transformer T1
  • t is the ON time of the switch SW.
  • V F1 and V F2 are voltages applied to the rectifier diodes D1 and D2, respectively, and V OUT1 and V OUT2 are secondary output voltages.
  • the load connected to the secondary output OUTPUT 1 is heavier than the load connected to the secondary output OUTPUT 2, that is, 2
  • FIGS. 8 to 10 are diagrams showing the operation principle of the distributed two-output flyback power source according to the comparative example.
  • the primary side of the transformer T1 and the primary side of the transformer T2 are connected in parallel.
  • One common switch SW is used between one end of the primary side windings of the transformers T1 and T2 and the ground terminal.
  • This power supply has a configuration that is not generally seen, and a detailed operation description is given below in order to perform a unique operation when the switch SW is off.
  • the voltage drop of the switch SW and the wiring is negligibly small.
  • the winding resistance of the transformer is sufficiently small and the voltage drop of the winding resistance is negligibly small.
  • V T1P V T2P and the transformers T1 and T2 side operate in the same manner as a conventional flyback power supply.
  • the secondary current stops flowing, and the induced voltage of the primary winding and the secondary winding also becomes zero.
  • the induced voltage generated in the primary winding of each transformer when the switch SW is turned off is called a flyback voltage.
  • FIG. 10 shows a case where the loads R1 and R2 are unbalanced and the load current on the load R2 side is larger than the load current on the load R1 side.
  • the forward voltage V D2 of the rectifier diode D2 increases from Equation 2.
  • An increase in the forward voltage V D2 of the rectifier diode D2 means an increase in the secondary current I T2S of the transformer T2.
  • the secondary current IT2S increases, the current charging the output capacitor C2 also increases, and the amount of increase in the voltage V2 of the output capacitor C2 also increases.
  • the primary side voltage of the transformer T1 is forcibly reduced, and the forward voltage V D1 of the rectifier diode D1 and the secondary side current IT1S of the transformer T1 are reduced.
  • a decrease in the charging current of the output capacitor C1 and a decrease in the increase amount of the voltage V1 occur.
  • the above-described excitation energy transfer suppresses a decrease in output voltage on the transformer side with a large load current, and suppresses an increase in output voltage on the transformer side with a small load current. Therefore, since the fluctuation of the output voltage due to the magnitude of the load current is suppressed, the output voltage fed back in the on / off time control of the switch SW may be one of the plurality of transformers.
  • the distributed transformers T1 and T2 in FIG. 8 are equivalent to the concentrated transformer having two secondary windings in FIG. Therefore, the same control method and circuit as the centralized type in FIG. 5 can be used as a control unit for controlling the on / off operation of the switch SW.
  • FIG. 11 is a diagram showing a distributed three-output flyback power source according to a comparative example.
  • the primary side windings of the transformers T1, T2, and T3 are connected in parallel to each other.
  • the transformers T1, T2, and T3 have the same specifications, and the primary winding number and the secondary winding number have the same inductance.
  • a resistive load is connected in parallel with the output capacitor of each transformer.
  • the load of the transformer T1 is 100 ⁇
  • the loads of the transformers T2 and T3 are 300 ⁇
  • the secondary load current of the transformer T1 is about three times that of the transformers T2 and T3.
  • FIG. 12 and 13 are measured waveforms of the distributed three-output flyback power source according to the comparative example.
  • the transformer T1 and the transformer T2 have the same primary winding current because the primary winding has the same inductance (A in FIG. 12).
  • a period in which the switch SW is turned off and an induced voltage is generated in the primary side winding is called a flyback period.
  • a reverse current flows through the primary windings of the transformers T1 and T2. That is, a current flows in the direction of increasing the secondary induced voltage on the primary side of the high load transformer T1, and power is supplied from the light load transformer T2 (C in FIG. 12).
  • a current flows in the direction of decreasing the secondary induced voltage on the primary side of the light load transformer T2, and power is supplied to the primary side of the high load transformer T1 (B in FIG. 12).
  • Part of the excitation energy of the transformers T2 and T3 is moved to the transformer T1 by the primary winding current. Since a current obtained by adding the primary side winding currents of the transformer T2 and the transformer T3 flows to the primary side winding of the transformer T1, the primary side winding current of the transformer T2 is 1 ⁇ 2 of the winding current of the transformer T1. It has become.
  • the number of secondary windings of each transformer is two, the number of transformers is halved compared to a single distributed type secondary winding of each transformer. Therefore, the number of parts can be reduced as compared with the distributed type.
  • the total number of windings of each transformer is three for the primary side winding and the secondary side winding, it is possible to make the transformer smaller and lighter than the concentrated transformer. Therefore, a reduction in size and cost can be realized as compared with the centralized type. Furthermore, the vibration resistance when the transformer is mounted on the printed circuit board is improved as in the distributed type. Similarly to the distributed type, when the transformer is miniaturized and mounted on a printed circuit board, the height can be reduced as compared with the centralized type.
  • each transformer T1, T2, T3 is not equal, current flows between the primary windings when the switch SW is turned off, as in FIGS. 10 to 13, and the secondary output power is reduced. Excitation energy is transferred from a small transformer to a transformer having a large secondary output power. That is, even if the load on the secondary side is unbalanced, when the switch SW is turned off, the secondary output voltage of the transformer with a heavy load decreases due to excitation energy transfer from the transformer with a light load to the transformer with a heavy load. Is suppressed. Therefore, fluctuations in output voltage due to load imbalance between the secondary windings can be suppressed.
  • the wiring of the primary side winding is simplified, so that it is easy to reduce the inductance and impedance of the wiring, and to reduce the power loss due to the wiring impedance and the surge voltage due to the wiring inductance. Is possible.
  • FIG. FIG. 14 is a circuit diagram showing a flyback power supply according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the number of power supply outputs is six as in the first embodiment, but the number of secondary windings of each transformer T1, T2 is three.
  • the secondary output voltage can be individually set by changing the turns ratio of the primary winding and the secondary winding of each transformer.
  • the total number of windings of the transformer is 8, which is suppressed to about 14% of the total number of windings of the concentrated type.
  • each transformer since the external dimensions and weight of each transformer are reduced compared to a centralized power supply transformer, the overall power supply can be reduced in height as with a conventional distributed power supply, and vibration resistance when the transformer is mounted on a printed circuit board can be reduced. Improves. Further, the number of transformers connected in parallel is reduced as compared with the first embodiment, and the layout of wiring between the primary side windings becomes easy.
  • FIG. FIG. 15 is a circuit diagram showing a flyback power supply according to Embodiment 3 of the present invention.
  • the number of secondary windings of each transformer is the same, but in this embodiment, the number of secondary windings of the transformers T1 and T2 is two and three, respectively.
  • the switch SW is turned off, the excitation energy moves from the transformer with a low secondary load current to the transformer with a large load current, and the secondary load A decrease in the secondary output voltage of the transformer having a large current is suppressed.
  • by combining a plurality of small-variety transformers according to various output voltage specifications it is possible to cope with various output voltage specifications, and there is no need to prepare multiple types of transformers for each specification.
  • FIG. 16 is a circuit diagram showing a flyback power supply according to Embodiment 4 of the present invention.
  • the primary side windings of the first transformers T1, T2, T3 are connected in series with each other, and the primary side windings of the second transformers T4, T5, T6 are connected in series with each other.
  • the primary side windings of the second transformers T4, T5, T6 are connected in parallel with the primary side windings of the first transformers T1, T2, T3.
  • the switch SW turns on / off primary currents of the first transformers T1, T2, T3 and the second transformers T4, T5, T6.
  • the transformer primary side windings may be combined in series and in parallel without being connected in parallel.
  • the collector current of the switch SW when the switch SW is turned on becomes 1/3, and the switch SW can be downsized. That is, the load current of the switch SW can be reduced by connecting the transformer primary windings in series. Further, the switch SW can be downsized by optimizing the number of series and the number of parallel.
  • FIG. 17 is a circuit diagram showing an inverter according to Embodiment 5 of the present invention.
  • Drive circuits 11 to 16 drive switching elements Q1 to Q6.
  • Insulated power supplies BT1 to BT6 for supplying power to drive circuits 11 to 16 are flyback power supplies according to the first to fourth embodiments.
  • the transformer can be reduced in size as compared with a normal centralized power supply, so that the inverter can be reduced in size and height.
  • the printed circuit board in which the drive circuits 11 to 16 and the insulated power supplies BT1 to BT6 are integrated can be easily downsized.
  • the inverter provided with the flyback power supply according to the first and second embodiments can be further reduced in size and weight.
  • the flyback power supply according to the first to fourth embodiments can be used not only for the above example, but also for an H-bridge or a three-phase inverter that is used for driving a single-phase or three-phase motor.
  • Embodiment 6 FIG. Inverters for motors, generators, and chargers mounted on electric vehicles, hybrid vehicles, plug-in hybrid vehicles, fuel cell vehicles, and the like are required to be smaller and lighter. In general, in these electric vehicles, the reduction in size and weight of electrical components greatly contributes to improvement in fuel consumption and cost reduction. Since the inverter is stored in an insulated case, downsizing the inverter is advantageous for reducing the size, weight and cost of the case for storing the inverter. Therefore, the inverter according to Embodiment 5 is used for an electric vehicle. Thereby, the size reduction which an electric vehicle requires is realizable.
  • drive circuit BT1 to BT6 isolated power supply, C1 to C6 output capacitor, D1 to D6 rectifier diode, Q1 to Q6 switching element, SW switch, T1 to T6 transformer

Abstract

複数のトランス（Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３）の１次側巻線が互いに並列に接続されている。スイッチ（ＳＷ）が複数のトランス（Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３）の１次側の電流をオン／オフする。各トランス（Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３）の２次側巻線数は複数である。

Description

フライバック電源、インバータ及び電動車両
　本発明は、複数の２次側出力を持つフライバック電源、インバータ及び電動車両に関する。
　入力（１次側）と出力（２次側）が絶縁されるスイッチング電源には、フライバック型、フォワード型、プッシュプル型、ハーフ／フルブリッジ型があるが、どの方式においても絶縁のためにトランスが用いられている。
　フライバック電源は特に部品点数が少なく、容量１００Ｗ以下の小型・小容量電源に用いられている。複数の２次側出力が必要な場合には、必要な出力数に応じてトランスの２次側巻線を複数持たせる。
　２次側出力の数に応じた複数の２次側巻線を持つトランスを用いた電源を集中型と呼ぶ。例えば、２次側出力が４つの場合、トランスは１次巻線１つと２次側巻線が４つの構成となる。一方、１つ又は少数の出力を持つ電源を複数用いた構成を分散型と呼ぶ（例えば、特許文献１参照）。
日本特開２０１２－１２０３０４号公報
　入力（１次側）と複数の出力（２次側）間を絶縁するには、トランスの各巻線間の絶縁が必要である。絶縁を確保する為に各巻線の間には、絶縁電圧に応じた絶縁材又はスペーサが必要となるため、集中型ではトランスの外形が大きくなるという問題がある。フライバック電源は他の形式に比べ部品点数が少なく実装面積を小型化できるメリットがあるが、トランスが大型化すると電源全体の高さが大きくなってしまう。また、トランスが大型化するとその重量も比例して増加し、振動の大きな環境では、トランス又はトランスを実装するプリント基板が破損する恐れがある。
　分散型は各トランスの２次側巻線数が１つ又は少数のため、集中型よりもそのトランス外形サイズを小型化でき、電源全体の高さを集中型より低くすることができる。また、トランスの大型化が避けられるため、振動の大きな環境においても電源の破損を防止できる。しかし、分散型では部品点数が多くなるため、集中型に比べて実装面積と部材コストが増加するという問題がある。
　本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、その目的は分散型に比べて部品点数を削減し、集中型に比べて小型化と低コスト化を実現することができるフライバック電源、インバータ及び電動車両を得るものである。
　本発明に係るフライバック電源は、１次側巻線が互いに並列に接続された複数のトランスと、前記複数のトランスの１次側の電流をオン／オフするスイッチとを備え、各トランスの２次側巻線数は複数であることを特徴とする。
　本発明では、複数のトランスの１次側巻線が互いに並列に接続され、各トランスの２次側巻線数は複数である。これにより、分散型に比べて部品点数を削減し、集中型に比べて小型化と低コスト化を実現することができる。
本発明の実施の形態１に係るフライバック電源を示す回路図である。 比較例に係る集中型６出力フライバック電源を示す図である。 比較例に係る分散型６出力フライバック電源を示す図である。 比較例に係る分散型６出力フライバック電源を示す図である。 比較例に係る集中型２出力フライバック電源の動作原理を示す図である。 比較例に係る集中型２出力フライバック電源の動作原理を示す図である。 比較例に係る集中型２出力フライバック電源の動作波形を示す図である。 比較例に係る分散型２出力フライバック電源の動作原理を示す図である。 比較例に係る分散型２出力フライバック電源の動作原理を示す図である。 比較例に係る分散型２出力フライバック電源の動作原理を示す図である。 比較例に係る分散型３出力フライバック電源を示す図である。 比較例に係る分散型３出力フライバック電源の実測波形である。 比較例に係る分散型３出力フライバック電源の実測波形である。 本発明の実施の形態２に係るフライバック電源を示す回路図である。 本発明の実施の形態３に係るフライバック電源を示す回路図である。 本発明の実施の形態４に係るフライバック電源を示す回路図である。 本発明の実施の形態５に係るインバータを示す回路図である。
　本発明の実施の形態に係るフライバック電源、インバータ及び電動車両について図面を参照して説明する。同じ又は対応する構成要素には同じ符号を付し、説明の繰り返しを省略する場合がある。
実施の形態１．
　図１は、本発明の実施の形態１に係るフライバック電源を示す回路図である。トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の１次側巻線が、電源端子ＶＣＣと接地端子との間において、互いに並列に接続されている。スイッチＳＷは、トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の１次側巻線の一端と接地端子との間に接続された半導体スイッチであり、トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の１次側の電流をオン／オフする。
　各トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の２次側巻線数は２つである。従って、電源出力数は６つである。トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の６つの２次側巻線に並列にそれぞれ出力コンデンサＣ１～Ｃ６が接続されている。トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の６つの２次側巻線の一端と２次側出力ＶＤＤ１～ＶＤＤ６の間にそれぞれ整流ダイオードＤ１～Ｄ６が接続されている。
　電源制御部ＳＣ（SMPS CONTROLLER）がスイッチＳＷを制御する。電源制御部ＳＣにおいて、複数の２次側出力電圧の任意の１つを出力電圧安定化のためのフィードバック信号として用いることができる。または、スイッチＳＷがターンオフした際に生じるフライバック電圧をフィードバック信号として用いることもできる。
　続いて、本実施の形態の効果を比較例と比較して説明する。図２は、比較例に係る集中型６出力フライバック電源を示す図である。電源出力数と同数の２次側巻線を持つトランスＴを用意する必要がある。１次側巻線と２次側巻線との間の絶縁を確保するために、各巻線間に絶縁材又はスペーサが必要となる。このため、集中型ではトランスの外形が大きくなるという問題がある。特にトランスの高さ方向のサイズが問題となる。制御部も含め、プリント基板に実装する電子部品の中ではトランスが最も大きくなる。そのトランスの高さで電子部品を実装したプリント基板の高さが決定されるため、トランスの大型化はそのまま電源全体のサイズが大きくなる。また、トランスが大型化するとその重量も比例して増加し、振動の大きな環境では、トランスやトランスを実装するプリント基板が破損する恐れがある。
　図３及び図４は、比較例に係る分散型６出力フライバック電源を示す図である。分散型では２次側巻線数が１つのトランス６つを用いるため、各トランスの外形サイズは集中型のトランスより小型になる。従って、各トランスの高さ方向のサイズも小さくなり、トランスを含めた電源回路の薄型化が可能となる。各トランスが小型化されることで重量も低減する。従って、電子部品としては比較的重量が大きいトランスを分散して配置できるため、加振時にプリント基板に加わる応力を低減できる。さらに、トランスの機械的強度も向上する。
　しかし、分散型では電源出力数と同数のトランスが必要となる。各トランスが小型になっても、分散型のトランス６つが占める床面積は集中型のトランス１つよりも大きくなり、電源全体で実装面積が増加する。また、分散型のトランス６つの合計重量は、集中型のトランス１つよりも重くなり、電源全体では重量増となる。また、分散型の複数の小型トランスの合計コストは、集中型の大型トランス１つを上回る。さらに、図３では電源数と同数のスイッチＳＷ１～ＳＷ６及び電源制御部ＳＣ１～ＳＣ６も必要となるため、集中型に比べて制御部の実装面積と部品コストが増加する。また、図４では、電源出力数が増加すると、各トランスの１次側巻線を並列接続するための配線が複雑になり、配線のインピーダンス及びインダクタンスが増加する。
　電源出力数が６つの場合、比較例に係る分散型ではトランスの１次側巻線と２次側巻線数の総和は２×６＝１２となる。集中型では７である。一般的にトランスのサイズ、重量、コストは巻線数と正の相関関係にある。分散型の総巻線数は集中型に比べて約７１％増加している。このように分散型は小型の電源を複数用いることで総巻線数が増加するため、集中型のトランス１つに比べて合計重量と合計コストが増大する。
　図５及び図６は、比較例に係る集中型２出力フライバック電源の動作原理を示す図である。図７は、比較例に係る集中型２出力フライバック電源の動作波形を示す図である。スイッチＳＷがオンすると、図５に示すように、１次側巻線に電源電圧ＶＣＣが印加される。同時に２次側巻線にもそれぞれＶＣＣ×ＮＳ１／ＮＰ，ＶＣＣ×ＮＳ２／ＮＰの電圧が生じる。ここで、ＮＰは１次側巻線の巻数、ＮＳ１，ＮＳ２はそれぞれ２次側巻線の巻数である。しかし、２次側巻線に接続された整流ダイオードＤ１，Ｄ２により２次側巻線には電流が流れない。このため、トランスＴ１の１次側巻線はインダクタンスとして動作し、１次側巻線電流はＩＰ＝ＶＣＣ／ＬＰ×ｔとなる。ここで、ＬＰはトランスＴ１の１次側巻線のインダクタンス，ｔはスイッチＳＷのオン時間である。スイッチＳＷがオンしている期間中、トランスＴ１のコアに励磁エネルギーが蓄積され、２次側出力ＯＵＴＰＵＴ１，２に接続する負荷には出力コンデンサＣ１，Ｃ２から電力が供給される。２次側出力ＯＵＴＰＵＴ１，２から負荷に供給する電流が大きくなると、スイッチＳＷがオンしている期間中の出力コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧低下量も大きくなる。
　スイッチＳＷがオフすると、図６に示すように、１次側巻線インダクタンスの過渡応答により誘導電圧が反転してＶＰとなる。２次側巻線の誘導電圧も反転してそれぞれＶＳ１，ＶＳ２となる。そして、２次側巻線に電流ＩＳ１，ＩＳ２が流れ、２次側巻線に整流ダイオードＤ１，Ｄ２を介して接続した出力コンデンサＣ１，Ｃ２を充電する。２次側出力ＯＵＴＰＵＴ１，２に接続した負荷に電力を供給する。
　このスイッチＳＷがオフした時の各電圧の関係はＶＰ＝ＶＳ１×ＮＰ／ＮＳ１＝ＶＳ２×ＮＰ／ＮＳ２となる。また、ＶＳ１＝ＶＦ１＋ＶＯＵＴ１，ＶＳ２＝ＶＦ２＋ＶＯＵＴ２より、（ＶＦ１＋ＶＯＵＴ１）×ＮＰ／ＮＳ１＝（ＶＦ２＋ＶＯＵＴ２）×ＮＰ／ＮＳ２となる。ここで、ＶＦ１，ＶＦ２はそれぞれ整流ダイオードＤ１，Ｄ２に印加される電圧、ＶＯＵＴ１，ＶＯＵＴ２は２次側出力電圧である。
　２つの２次側巻線の巻数が同じ（ＮＳ１＝ＮＳ２）場合には、ＶＦ１＋ＶＯＵＴ１＝ＶＦ２＋ＶＯＵＴ２となる。２次側出力ＯＵＴＰＵＴ１，２にそれぞれ接続する負荷が同じ（＝負荷に供給される電流が同じ）であれば、スイッチＳＷがオフした際の出力コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧はＶＯＵＴ１＝ＶＯＵＴ２となるため、ＶＦ１＝ＶＦ２から２次側巻線に流れる電流もＩＳ１＝ＩＳ２となる。
　次に、２つの２次側巻線の巻数が同じ（ＮＳ１＝ＮＳ２）で、２次側出力ＯＵＴＰＵＴ１に接続される負荷が２次側出力ＯＵＴＰＵＴ２に接続される負荷よりも重い、つまり２次側出力ＯＵＴＰＵＴ１に接続される負荷に流れる電流が大きい場合を考える。スイッチＳＷのオン期間中、２次側出力ＯＵＴＰＵＴ１側の出力コンデンサＣ１から負荷に供給される電流がＯＵＴＰＵＴ２側より大きいため、スイッチＳＷがオフした時には、ＶＯＵＴ１＜ＶＯＵＴ２になる。このため、ＶＦ１－ＶＦ２＝ＶＯＵＴ２－ＶＯＵＴ１＞０よりＶＦ１＞ＶＦ２の関係となる。つまり、ＩＳ１＞ＩＳ２となり、負荷が重い２次側出力ＯＵＴＰＵＴ１側により大きな電力が供給される。この動作により、複数の出力を持つフライバック電源では、２次側出力に接続する負荷が均等で無い場合、負荷の重い２次側巻線により大きな電力が供給されることで、重い負荷が接続された出力部の電圧低下を抑えられる。つまり負荷の変動による出力電圧の変動が抑制される。
　図８～１０は、比較例に係る分散型２出力フライバック電源の動作原理を示す図である。トランスＴ１の１次側とトランスＴ２の１次側が並列接続されている。トランスＴ１，Ｔ２の１次側巻線の一端と接地端子との間に共通のスイッチＳＷを１つ用いる。スイッチＳＷの制御部も１つになる。この電源は一般には見られない構成であり、スイッチＳＷオフ時に独特な動作を行うため、詳細な動作説明を以下に示す。ここでは、単純化するために、スイッチＳＷ及び配線の電圧降下は無視できるほど小さいとする。またトランスの巻線抵抗も十分小さく、巻線抵抗の電圧降下も無視できるほど小さいとする。
　スイッチＳＷがオンすると、図８に示すように、トランスＴ１，Ｔ２の１次側に電流ＩＴ１Ｐ，ＩＴ２Ｐが流れる。この時、トランスＴ１，Ｔ２の１次側巻線にそれぞれ印加される電圧ＶＴ１Ｐ，ＶＴ２Ｐは等しくなる。スイッチＳＷのオン期間中、図５の集中型と同様に、トランスＴ１，Ｔ２の２次側には下向きの電圧ＶＴ１Ｓ，ＶＴ２Ｓが生じるが、整流ダイオードＤ１，Ｄ２によってトランスＴ１，Ｔ２の２次側巻線に電流は流れない。トランスＴ１，Ｔ２の各コアに励磁エネルギーが蓄積される。
　スイッチＳＷのオン期間中、図５の集中型と同様に、それぞれの２次側出力に接続された負荷Ｒ１，Ｒ２には出力コンデンサＣ１，Ｃ２から電流が供給される。この期間中の出力コンデンサＣ１，Ｃ２のそれぞれの電圧変動ΔＶ１，ΔＶ２は以下の式１のようになり、負荷電流が大きいほど電圧変動（＝電圧低下）が大きくなる。
ΔＶ１＝（Ｒ１の負荷電流×ＳＷオン時間）／Ｃ１，ΔＶ２＝（Ｒ２の負荷電流×ＳＷオン時間）／Ｃ２　　（式１）
　スイッチＳＷがオフすると、図９に示すように、各トランスＴ１，Ｔ２の各コアに蓄積された励磁エネルギーにより以下の現象が生じる。１次側巻線インダクタンスの過渡応答により１次巻線の誘導電圧が反転する。２次側巻線の誘導電圧も反転し２次側巻線に電流が流れ、２次側巻線に整流ダイオードＤ１，Ｄ２を介して接続した出力コンデンサＣ１，Ｃ２を充電すると共に、２次側出力に接続した負荷Ｒ１，Ｒ２に電力を供給する。ＶＴ１Ｐ，ＶＴ２Ｐは以下の式で表される。
ＶＴ１Ｐ＝ＶＴ１Ｓ×ＮＰ１／ＮＳ１＝（Ｖ１＋ＶＤ１）×ＮＰ１／ＮＳ１，ＶＴ２Ｐ＝ＶＴ２Ｓ×ＮＰ２／ＮＳ２＝（Ｖ２＋ＶＤ２）×ＮＰ２／ＮＳ２　　（式２）
　負荷Ｒ１，Ｒ２が拮抗している場合にはＶＴ１Ｐ＝ＶＴ２Ｐとなり、トランスＴ１，Ｔ２側がそれぞれ従来のフライバック電源と同様に動作する。トランスＴ１，Ｔ２の２次側に電流が流れることで各コアに蓄積された励磁エネルギーが減少する。励磁エネルギーがゼロになると、２次側電流は流れなくなり、１次巻線と２次巻線の誘導電圧もゼロになる。スイッチＳＷがオフした際に各トランスの１次巻線に生じる誘導電圧をフライバック電圧と呼ぶ。
　図１０は、負荷Ｒ１，Ｒ２にアンバランスが有って、負荷Ｒ２側の負荷電流が負荷Ｒ１側の負荷電流よりも大きい場合である。負荷電流が大きいとスイッチＳＷのオン期間中の出力コンデンサの電源変動が大きくなり、負荷電流が少ない場合に比べ出力コンデンサの電圧が低下する。スイッチＳＷがオフした際のトランスＴ１，Ｔ２の１次側巻線電圧は式２で示す値となる。負荷Ｒ２側の負荷電流が大きく、出力コンデンサＣ２の電圧ＶＤ２が低下するため、ＶＴ２Ｐ＜ＶＴ１Ｐとなる。ただし、トランスＴ１，Ｔ２の１次側巻線は並列接続されているため、強制的にＶＴ２Ｐ＝ＶＴ１Ｐになるよう、各部の電圧、電流が変化する。
　１次側巻線電圧ＶＴ２ＰがＶＴ１Ｐに近づくよう増加するため、式２より整流ダイオードＤ２の順方向電圧ＶＤ２が増加する。整流ダイオードＤ２の順方向電圧ＶＤ２の増加は、トランスＴ２の２次側電流ＩＴ２Ｓの増加を意味する。２次側電流ＩＴ２Ｓの増加により、出力コンデンサＣ２を充電する電流も増加し、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖ２の増加量も大きくなる。
　逆に、トランスＴ１の一次側電圧が強制的に低下させられ、整流ダイオードＤ１の順方向電圧ＶＤ１の低下と、トランスＴ１の２次側電流ＩＴ１Ｓの低下が生じる。その結果、出力コンデンサＣ１の充電電流低下と電圧Ｖ１の増加量の低減が生じる。
　また、トランスＴ１，Ｔ２の１次側巻線間には、図１０に示す向きの電流ＩＴ１Ｐ，ＩＴ２Ｐが流れる。この１次巻線電流によって、トランスＴ１のコアに蓄積された励磁エネルギーの一部がトランスＴ２に移動する。この１次巻線電流の向きは、トランスＴ１の２次側巻線電流ＩＴ１Ｓを減少させ、トランスＴ２の２次側巻線電流ＩＴ２Ｓを増加させる。
　つまり、各トランスの１次側巻線を並列接続することで、出力電圧の低下率が低いトランス側から、負荷電流が大きくスイッチＳＷのオン期間中の出力電圧低下率が大きなトランス側へ、スイッチＳＷがオフした際に１次巻線電流を介して励磁エネルギーの移動が生じる。この励磁エネルギーの移動機構により、負荷電流の大きなトランス側の出力電圧の低下が抑制される。この励磁エネルギー移動の効果は、図５に示した集中型２出力フライバック電源において、スイッチＳＷがオフした際に、負荷電流が大きな２次側巻線に対しより多くの電力が供給される場合と同様である。
　上述の励磁エネルギー移動により、負荷電流が大きなトランス側の出力電圧の低下が抑えられ、負荷電流の小さなトランス側の出力電圧の増加も抑えられる。従って、負荷電流の大小による出力電圧の変動が抑制されるため、スイッチＳＷのオン・オフ時間制御のフィードバックする出力電圧は複数のトランスのどれか一つでよい。
　スイッチＳＷから見ると、図８の分散型のトランスＴ１，Ｔ２は図５の集中型の２つの２次側巻線を持つトランスと等価となる。このため、スイッチＳＷのオン・オフ動作を制御する制御部として、図５の集中型と同様の制御方式と回路を使用できる。
　図１１は、比較例に係る分散型３出力フライバック電源を示す図である。トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の１次側巻線が互いに並列に接続されている。トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３は同一仕様で、１次側巻線数と２次側巻線数のインダクタンスが等しい。各トランスの出力コンデンサと並列に抵抗負荷を接続している。トランスＴ１の負荷は１００Ω、トランスＴ２，Ｔ３の負荷は３００Ωであり、トランスＴ１の２次側負荷電流はトランスＴ２，Ｔ３の約３倍となっている。
　図１２及び図１３は比較例に係る分散型３出力フライバック電源の実測波形である。図１２の実測波形では、スイッチＳＷがオンしている期間中、トランスＴ１とトランスＴ２は１次側巻線のインダクタンスが等しいため、１次巻線電流が等しくなっている（図１２のＡ）。スイッチＳＷがオフし、１次側巻線に誘導電圧が生じている期間をフライバック期間と呼んでいる。このフライバック期間中、トランスＴ１とトランスＴ２の１次側巻線には逆向きの電流が流れている。即ち、高負荷トランスＴ１の１次側には、２次側誘起電圧を上げる向きに電流が流れ、軽負荷トランスＴ２から電力が供給されている（図１２のＣ）。一方、軽負荷トランスＴ２の１次側には、２次側誘起電圧を下げる向きに電流が流れ、高負荷トランスＴ１の１次側に電力を供給している（図１２のＢ）。この１次巻線電流によってトランスＴ２，Ｔ３の励磁エネルギーの一部がトランスＴ１に移動している。トランスＴ２とトランスＴ３の１次側巻線電流を足し合わせた電流がトランスＴ１の１次側巻線に流れるため、トランスＴ２の１次側巻線電流はトランスＴ１の巻線電流の１／２になっている。図１３の実測波形では、トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の１次側巻線を並列接続しているため、フライバック期間中も、負荷電流の大きいトランスＴ１の１次側巻線電圧と負荷電流の低いトランスＴ２の１次側巻線電圧が等しくなっていることが分かる（図１３のＤ）。
　本実施の形態では各トランスの２次側巻線数が２つであるため、各トランスの２次側巻線が１つの分散型に比べてトランス数が１／２となる。従って、分散型に比べて部品点数を削減することができる。
　また、本実施の形態のトランスの総巻線数は３×３＝９で、合計巻線数が７つの集中型に比べて約２９％の増加に抑えられている。よって、分散型に比べてトランスの合計重量と合計コストを低減することができる。また、制御部が１つだけになるため、図３に示した分散型に比べて実装面積を低減することができる。
　また、本実施の形態では各トランスの合計巻線数は１次側巻線と２次側巻線で３つであるため、集中型のトランスよりも小型、軽量化が可能となる。従って、集中型に比べて小型化と低コスト化を実現することができる。さらに、分散型と同様に、トランスをプリント基板に実装した際の対振動性が向上する。また、分散型と同様に、トランスの小型化によってプリント基板に実装した場合、集中型よりも低背化が可能となる。
　トランスＴ１の２次側出力ＶＤＤ１，ＶＤＤ２のみに着目すると、図５～７に示した集中型と同様に動作する。ＶＤＤ１の負荷電流がＶＤＤ２より大きい場合には、スイッチＳＷがターンオフするとＶＤＤ１側にはＶＤＤ２側より大きな２次側巻線電流が流れ、２次側出力に接続する負荷の軽重による出力電圧の変動を抑制する。
　また、各トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の２次側出力電力が等しくない場合、図１０～１３と同様に、スイッチＳＷがターンオフすると１次側巻線間に電流が流れ、２次側出力電力が小さいトランスから２次側出力電力が大きいトランスへ励磁エネルギーの移動が生じる。即ち、２次側の負荷にアンバランスが有っても、スイッチＳＷのオフ時に、負荷の軽いトランスから負荷の重いトランスへの励磁エネルギー移動によって、負荷が重いトランスの２次側出力電圧の低下が抑制される。従って、２次側巻線間での負荷のアンバランスによる出力電圧の変動を抑えることができる。
　また、分散型では、負荷にアンバランスが有る場合の励磁エネルギー移動において配線インピーダンスによる損失や配線インダクタンスによるサージ電圧が問題となる。これに対して、本実施の形態では１次側巻線の配線が簡素化されるため、配線の低インダクタンス化と低インピーダンス化が容易となり、配線インピーダンスによる電力損失と配線インダクタンスによるサージ電圧の低減が可能となる。
実施の形態２．
　図１４は、本発明の実施の形態２に係るフライバック電源を示す回路図である。本実施の形態では実施の形態１と同様に電源出力数は６つであるが、各トランスＴ１，Ｔ２の２次側巻線数を３つとしている。このように各トランスの１次側巻線と２次側巻線の巻き数比を変えることで、２次側出力電圧を個別に設定できる。トランスの総巻線数は８つであり、集中型の総巻線数７に対し、約１４％の増加に抑えられている。また、各トランスの外形寸法及び重量は集中型電源のトランスより低減するため、従来の分散型電源と同様に、電源全体の低背化が可能となり、トランスをプリント基板に実装した際の対振動性が向上する。また、トランスの並列接続数が実施の形態１よりも減少し、１次側巻線間の配線のレイアウトが容易となる。
実施の形態３．
　図１５は、本発明の実施の形態３に係るフライバック電源を示す回路図である。実施の形態１，２は各トランスの２次側巻線数を同一としているが、本実施の形態ではトランスＴ１，Ｔ２の２次側巻線数はそれぞれ２つと３つである。このように複数のトランスの２次側巻線数が互いに異なっても、スイッチＳＷのオフ時に、２次側負荷電流が低いトランスから負荷電流の大きいトランスへ励磁エネルギーが移動し、２次側負荷電流が大きいトランスの２次側出力電圧の低下が抑制される。また、様々な出力電圧仕様に応じて少品種のトランスを複数組み合わせることで、様々な出力電圧仕様に対応することができ、仕様毎にトランスを多品種用意する必要が無い。
実施の形態４．
　図１６は、本発明の実施の形態４に係るフライバック電源を示す回路図である。第１トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の１次側巻線が互いに直列に接続され、第２トランスＴ４，Ｔ５，Ｔ６の１次側巻線が互いに直列に接続されている。ただし、第１トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３間の２次側負荷のばらつきが少なく、第２トランスＴ４，Ｔ５，Ｔ６間で２次側負荷のばらつきも少ないことが必要である。第２トランスＴ４，Ｔ５，Ｔ６の１次側巻線は第１トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の１次側巻線と並列に接続されている。スイッチＳＷは第１トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３及び第２トランスＴ４，Ｔ５，Ｔ６の１次側の電流をオン／オフする。
　このように出力数が４以上の場合、トランス１次側巻線を全て並列接続とせずに、直列と並列接続を組み合わせてもよい。ただし、２次側負荷のばらつきが少ないトランスを直列接続する必要がある。
　トランスＴ１～Ｔ６を全て並列接続した構成と比較すると、スイッチＳＷがオンした際のスイッチＳＷのコレクタ電流が１／３になり、スイッチＳＷの小型化が可能となる。即ち、トランス１次側巻線の直列接続によりスイッチＳＷの負荷電流を低減できる。また、直列数と並列数の最適化によりスイッチＳＷの小型化が可能となる。
実施の形態５．
　図１７は、本発明の実施の形態５に係るインバータを示す回路図である。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６をドライブ回路１１～１６が駆動する。ドライブ回路１１～１６に電力を供給する絶縁電源ＢＴ１～ＢＴ６が実施の形態１～４に係るフライバック電源である。これにより、通常の集中型電源に比べてトランスを小型化できるため、インバータの小型化・低背化が可能となる。また、ドライブ回路１１～１６と絶縁電源ＢＴ１～ＢＴ６を一体化したプリント基板の小型化が容易となる。また、実施の形態１，２に係るフライバック電源を備えたインバータは更に小型・軽量化が可能である。上記の例に限らず、単相又は３相等のモータ駆動に用いられるＨブリッジ又は３相インバータの絶縁電源を実施の形態１～４に係るフライバック電源とすることができる。
実施の形態６．
　電気自動車、ハイブリッド車、プラグインハイブリッド車、燃料電池車等に搭載されるモータ、発電機、充電器用のインバータでは小型・軽量化が求められている。一般にこれらの電動車両では、電装品の小型・軽量化が燃費の向上と低コスト化に大きく寄与する。インバータは絶縁されたケースに格納されるため、インバータの小型化はそれを格納するケースの小型・軽量化と低コスト化に有利となる。そこで、実施の形態５に係るインバータを電動車両に用いる。これにより、電動車両が要求する小型化を実現できる。
１１～１６、ドライブ回路、ＢＴ１～ＢＴ６　絶縁電源、Ｃ１～Ｃ６　出力コンデンサ、Ｄ１～Ｄ６　整流ダイオード、Ｑ１～Ｑ６　スイッチング素子、ＳＷ　スイッチ、Ｔ１～Ｔ６　トランス

Claims (5)

  1. 　１次側巻線が互いに並列に接続された複数のトランスと、
    　前記複数のトランスの１次側の電流をオン／オフするスイッチとを備え、
    　各トランスの２次側巻線数は複数であることを特徴とするフライバック電源。
  2. 　前記複数のトランスの２次側巻線数が互いに異なることを特徴とする請求項１に記載のフライバック電源。
  3. 　１次側巻線が互いに直列に接続された複数の第１トランスと、
    　１次側巻線が互いに直列に接続され、かつ前記複数の第１トランスの１次側巻線と並列に接続された複数の第２トランスと、
    　前記複数の第１トランス及び前記複数の第２トランスの１次側の電流をオン／オフするスイッチとを備えることを特徴とするフライバック電源。
  4. 　請求項１～３の何れか１項に記載のフライバック電源を備えることを特徴とするインバータ。
  5. 　請求項４に記載のインバータを備えることを特徴とする電動車両。
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