DE112016006903T5

DE112016006903T5 - Flyback-Netzteil, Inverter und elektrisch angetriebenes Fahrzeug

Info

Publication number: DE112016006903T5
Application number: DE112016006903.0T
Authority: DE
Inventors: Kazuaki Hiyama
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2016-05-26
Filing date: 2016-05-26
Publication date: 2019-02-14
Also published as: US20190043664A1; JP6817298B2; JPWO2017203666A1; CN109155589A; WO2017203666A1; US10978953B2

Abstract

Primärseitige Wicklungen der Transformatoren (T1, T2, T3) sind miteinander parallel verbunden. Ein Schalter (SW) schaltet primärseitige Ströme der Transformatoren (T1, T2, T3) ein/aus. Jeder Transformator (T1, T2, T3) enthält eine Vielzahl von Sekundärwicklungen.

Description

Gebiet
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Flyback-Stromversorgung bzw. ein Flyback-Netzteil, einen Inverter und ein elektrisch angetriebenes Fahrzeug mit mehreren sekundärseitigen Ausgängen.
Hintergrund
Ein Flyback-Typ, ein Vorwärts-Typ, ein Push-Pull-Typ und ein Halb/Vollbrücken-Typ sind für Schaltnetzteile bekannt, in denen ein Eingang (Primärseite) und ein Ausgang (Sekundärseite) voneinander isoliert sind. In allen Typen wird für eine Isolierung ein Transformator genutzt.
Insbesondere weist ein Flyback-Netzteil eine geringe Anzahl von Komponenten auf und wird als ein kompaktes/mit geringer Kapazität ausgestattetes Netzteil von 100 W oder einer geringeren Kapazität genutzt. Wenn mehrere sekundärseitige Ausgänge erforderlich sind, sind in einem Transformator gemäß der geforderten Anzahl von Ausgängen mehrere sekundärseitige Wicklungen vorgesehen.
Ein Netzteil, das einen Transformator mit mehreren sekundärseitigen Wicklungen nutzt, welche gemäß der Anzahl sekundärseitiger Ausgänge vorgesehen sind, wird als Netzteil vom zentralisierten Typ bezeichnet. Wenn beispielsweise die Anzahl sekundärseitiger Ausgänge gleich 4 ist, weist der Transformator eine Konfiguration auf, die eine Primärwicklung und vier sekundärseitige Wicklungen umfasst. Auf der anderen Seite wird eine Konfiguration, die mehrere Netzteile umfasst, von denen jedes einen Ausgang oder eine geringe Anzahl von Ausgängen aufweist, als ein Netzteil vom verteilten Typ bezeichnet (siehe zum Beispiel PTL 1).
Zitatliste
Patentliteratur
[PTL 1] JP 2012-120304 A
Zusammenfassung
Technisches Problem
Um einen Eingang (Primärseite) von mehreren Ausgängen (Sekundärseite) zu isolieren, ist es erforderlich, jeweilige Wicklungen eines Transformators zu isolieren. Da ein isolierendes Material oder ein Abstandshalter entsprechend einer Isolationsspannung zwischen jeweiligen Wicklungen erforderlich ist, um die Isolierung sicherzustellen, weist das Netzteil vom zentralisierten Typ ein Problem auf, dass die Größe der äußeren Form des Transformators zunimmt. Das Flyback-Netzteil hat einen Vorzug, dass die Anzahl von Komponenten geringer ist und die Montagefläche verglichen mit den Netzteilen eines anderen Typs reduziert werden kann; aber die Höhe des gesamten Netzteils nimmt zu, wenn die Größe des Transformators zunimmt. Überdies nimmt, wenn die Größe des Transformators zunimmt, auch dessen Gewicht proportional zu, und somit besteht eine Gefahr, dass der Transformator oder eine Leiterplatte mit dem darauf montierten Transformator in einer Umgebung mit großer Vibration beschädigt bzw. defekt wird.
Im Fall des Netzteils vom verteilten Typ kann, da die Anzahl sekundärseitiger Wicklungen von jedem der Transformatoren Eins oder eine kleine Zahl ist, die Größe der äußeren Form des Transformators davon kleiner als diejenige des Netzteils vom zentralisierten Typ ausgeführt werden, und die Höhe des gesamten Netzteils kann niedriger als diejenige des Netzteils vom zentralisierten Typ ausgeführt werden. Die Zunahme der Größe des Transformators kann überdies vermieden werden, und somit kann verhindert werden, dass das Netzteil selbst in einer Umgebung mit großer Vibration defekt wird. Da das Netzteil vom verteilten Typ eine größere Anzahl von Komponenten aufweist, weist es jedoch ein Problem auf, dass verglichen mit dem Netzteil vom zentralisierten Typ die Montagefläche und die Kosten der Komponenten zunehmen.
Die vorliegende Erfindung wurde verwirklicht, um die vorhergehenden Probleme zu lösen, und hat eine Aufgabe, ein Flyback-Netzteil, einen Inverter und ein elektrisch angetriebenes Fahrzeug vorzusehen, die verglichen mit dem Netzteil vom verteilten Typ die Anzahl von Komponenten reduzieren können, und kann auch verglichen mit dem Netzteil vom zentralisierten Typ eine Miniaturisierung und Kostenreduzierung realisieren.
Lösung für das Problem
Ein Flyback-Netzteil gemäß der vorliegenden Erfindung umfasst: eine Vielzahl von Transformatoren; und einen Schalter, der primärseitige Ströme der Transformatoren ein/ausschaltet, wobei primärseitige Wicklungen der Transformatoren miteinander parallel verbunden sind und jeder Transformator eine Vielzahl sekundärseitiger Wicklungen enthält.
Vorteilhafte Effekte der Erfindung
In der vorliegenden Erfindung sind primärseitige Wicklungen der Transformatoren miteinander parallel verbunden, und jeder Transformator enthält eine Vielzahl sekundärseitiger Wicklungen. Daher kann verglichen mit dem Netzteil vom verteilten Typ die Anzahl von Komponenten reduziert werden, und verglichen mit dem Netzteil vom zentralisierten Typ können die Miniaturisierung und Reduzierung der Kosten realisiert werden.
Figurenliste

1 ist ein Schaltungsdiagramm, das ein Flyback-Netzteil gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
2 ist ein Diagramm, das ein Flyback-Netzteil mit 6 Ausgängen vom zentralisierten Typ gemäß einem Vergleichsbeispiel zeigt.
3 ist ein Diagramm, das ein Flyback-Netzteil mit 6 Ausgängen vom verteilten Typ gemäß einem Vergleichsbeispiel zeigt.
4 ist ein Diagramm, das ein Flyback-Netzteil mit 6 Ausgängen vom verteilten Typ gemäß einem Vergleichsbeispiel zeigt.
5 ist ein Diagramm, das das Arbeitsprinzip eines Flyback-Netzteils mit 2 Ausgängen vom zentralisierten Typ gemäß einem Vergleichsbeispiel zeigt.
6 ist ein Diagramm, das das Arbeitsprinzip eines Flyback-Netzteils mit 2 Ausgängen vom zentralisierten Typ gemäß einem Vergleichsbeispiel zeigt.
7 ist ein Diagramm, das eine Operations-Wellenform des Flyback-Netzteils mit 2 Ausgängen vom zentralisierten Typ gemäß dem Vergleichsbeispiel zeigt.
8 ist ein Diagramm, das das Arbeitsprinzip eines Flyback-Netzteils mit 2 Ausgängen vom verteilten Typ gemäß einem Vergleichsbeispiel zeigt.
9 ist ein Diagramm, das das Arbeitsprinzip eines Flyback-Netzteils mit 2 Ausgängen vom verteilten Typ gemäß einem Vergleichsbeispiel zeigt.
10 ist ein Diagramm, das das Arbeitsprinzip eines Flyback-Netzteils mit 2 Ausgängen vom verteilten Typ gemäß einem Vergleichsbeispiel zeigt.
11 ist ein Diagramm, das ein Flyback-Netzteil mit 3 Ausgängen vom verteilten Typ gemäß einem Vergleichsbeispiel zeigt.
12 ist ein Diagramm, das tatsächlich gemessene Wellenformen eines Flyback-Netzteils mit 3 Ausgängen vom verteilten Typ gemäß einem Vergleichsbeispiel zeigt.
13 ist ein Diagramm, das tatsächlich gemessene Wellenformen eines Flyback-Netzteils mit 3 Ausgängen vom verteilten Typ gemäß einem Vergleichsbeispiel zeigt.
14 ist ein Schaltungsdiagramm, das ein Flyback-Netzteil gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
15 ist ein Schaltungsdiagramm, das ein Flyback-Netzteil gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
16 ist ein Schaltungsdiagramm, das ein Flyback-Netzteil gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
17 ist ein Schaltungsdiagramm, das einen Inverter gemäß einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.

Beschreibung von Ausführungsformen
Unter Bezugnahme auf die Zeichnungen werden ein Flyback-Netzteil, ein Inverter und ein elektrisch angetriebenes Fahrzeug gemäß den Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beschrieben. Die gleichen Komponenten sind durch die gleichen Symbole bezeichnet, und deren wiederholte Beschreibung kann weggelassen werden.
Erste Ausführungsform
1 ist ein Schaltungsdiagramm, das ein Flyback-Netzteil gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Primärseitige Wicklungen von Transformatoren T1, T2 und T3 sind zwischen einem Stromversorgungs- bzw. Netzteilanschluss VCC und einem Schalter SW parallel miteinander verbunden. Der Schalter SW ist ein Halbleiterschalter, der zwischen den Erdungsanschluss und je einen Anschluss der primärseitigen Wicklungen der Transformatoren T1, T2 und T3 geschaltet ist, und schaltet primärseitige Ströme der Transformatoren T1, T2 und T3 ein/aus.
Die Anzahl sekundärseitiger Wicklungen von jedem der Transformatoren T1, T2 und T3 ist gleich 2. Dementsprechend ist die Anzahl von Netzteilausgängen gleich 6. Jeder von Ausgangskondensatoren C1 bis C6 ist mit je einer der sechs sekundärseitigen Wicklungen der Transformatoren T1, T2 und T3 parallel verbunden. Gleichrichterdioden D1 bis D6 sind jeweils zwischen die einen Enden der sechs sekundärseitigen Wicklungen der Transformatoren T1, T2 und T3 und die sekundärseitigen Ausgänge VDD1 bis VDD6 geschaltet.
Ein Netzteil-Controller SC (SMPS-CONTROLLER) steuert den Schalter SW. Im Netzteil-Controller SC kann irgendeine der mehreren sekundärseitigen Ausgangsspannungen als ein Rückkopplungssignal zum Stabilisieren der Ausgangsspannung genutzt werden. Alternativ dazu kann eine Flyback-Spannung, die auftritt, wenn der Schalter SW ausgeschaltet wird, als ein Rückkopplungssignal genutzt werden.
Nachfolgend wird eine Wirkung der vorliegenden Ausführungsform im Vergleich mit einem Vergleichsbeispiel beschrieben. 2 ist ein Diagramm, das ein Flyback-Netzteil mit 6 Ausgängen vom zentralisierten Typ gemäß einem Vergleichsbeispiel zeigt. Es ist notwendig, einen Transformator T mit sekundärseitigen Wicklungen vorzubereiten, deren Anzahl gleich der Anzahl der Netzteilausgänge ist. Um die Isolierung zwischen der primärseitigen Wicklung und den sekundärseitigen Wicklungen sicherzustellen, ist zwischen den Wicklungen ein isolierendes Material oder ein Abstandshalter notwendig. Daher weist das Netzteil vom zentralisierten Typ ein Problem auf, dass die Größe der äußeren Form des Transformators zunimmt. Insbesondere verursacht die Größe in der Höhenrichtung des Transformators ein Problem. Der Transformator ist unter elektronischen Komponenten, die einen auf einer Leiterplatte zu montierenden Controller enthalten, am größten. Da die Höhe des Transformators die Höhe der Leiterplatte mit den darauf montierten elektronischen Komponenten bestimmt, bewirkt die Zunahme der Größe des Transformators direkt eine Zunahme der Größe des gesamten Netzteils. Überdies bewirkt die Zunahme der Größe des Transformators, dass dessen Gewicht proportional zunimmt, und somit besteht eine Gefahr, dass der Transformator oder die Leiterplatte mit dem darauf montierten Transformator in einer Umgebung mit großer Vibration defekt wird.
3 und 4 sind Diagramme, die ein Flyback-Netzteil mit 6 Ausgängen vom verteilten Typ gemäß einem Vergleichsbeispiel zeigen. Da sechs Transformatoren, von denen jeder eine sekundärseitige Wicklung aufweist, in dem Netzteil vom verteilten Typ genutzt werden, ist die Größe der äußeren Form jedes Transformators geringer als diejenige des Transformators des Netzteils vom zentralisierten Typ. Dementsprechend wird auch die Größe in der Höhenrichtung jedes Transformators kleiner, und eine Netzteilschaltung, die den Transformator enthält, kann dünner ausgeführt werden. Eine Miniaturisierung jedes Transformators macht es auch möglich, das Gewicht zu reduzieren. Dementsprechend können Transformatoren, die jeweils ein relativ großes Gewicht aufweisen, als eine elektrische Komponente verteilt angeordnet werden, und somit kann eine auf die Leiterplatte unter Anregung anzuwendende Belastung reduziert werden. Überdies kann auch die mechanische Festigkeit des Transformators erhöht werden.
Im Netzteil vom verteilten Typ sind jedoch Transformatoren notwendig, deren Anzahl gleich der Anzahl von Netzteilausgängen ist. Selbst wenn jeder Transformator kompakt ausgeführt ist, ist die von den sechs Transformatoren des Netzteils vom verteilten Typ eingenommene Fläche größer als ein Transformator des Netzteils vom zentralisierten Typ, und somit nimmt die Montagefläche des gesamten Netzteils zu. Überdies ist das Gesamtgewicht der sechs Transformatoren des Netzteils vom verteilten Typ größer als das Gewicht eines Transformators des Netzteils vom zentralisierten Typ, und somit nimmt auch das Gewicht des gesamten Netzteils zu. Die Gesamtkosten der mehreren kompakten Transformatoren des Netzteils vom verteilten Typ übersteigen die Kosten eines großen Transformators des Netzteils vom zentralisierten Typ. Überdies sind in 3 Schalter SW1 bis SW6 und Netzteil-Controller SC1, bis SC6, deren Anzahlen gleich der Zahl von Netzteilen ist, notwendig, und somit nehmen verglichen mit dem Netzteil vom zentralisierten Typ die Montagefläche des Controllers und die Kosten der Komponenten zu. Überdies wird in 4, wenn die Anzahl von Netzteilausgängen zunimmt, eine Verdrahtung, um die primärseitigen Wicklungen der Transformatoren parallel zu verbinden, kompliziert und somit nehmen eine Verdrahtungsimpedanz und Induktivität zu.
Wenn die Anzahl von Netzteilausgängen gleich 6 ist, ist in dem Transformator des Netzteils vom verteilten Typ gemäß dem Vergleichsbeispiel die Summe der Anzahl der primärseitigen Wicklungen und der Anzahl der sekundärseitigen Wicklungen der Transformatoren gleich 2 × 6 = 12. Im Netzteil vom zentralisierten Typ ist sie gleich 7. Im Allgemeinen sind die Größe, das Gewicht und die Kosten des Transformators mit der Anzahl von Wicklungen positiv korreliert. Die Gesamtzahl von Wicklungen des Netzteils vom verteilten Typ nimmt verglichen mit derjenigen des Netzteils vom zentralisierten Typ um etwa 71 % zu. Wie oben beschrieben wurde, nehmen, da die Gesamtzahl von Wicklungen im Transformator des Netzteils vom verteilten Typ zunimmt, weil mehrere kompakte Netzteile genutzt werden, verglichen mit einem Transformator des Netzteils vom zentralisierten Typ das Gesamtgewicht und die Gesamtkosten zu.
5 und 6 sind Diagramme, die das Arbeitsprinzip eines Flyback-Netzteils mit 2 Ausgängen vom zentralisierten Typ gemäß einem Vergleichsbeispiel zeigen. 7 ist ein Diagramm, das eine Operations-Wellenform des Flyback-Netzteils mit 2 Ausgängen vom zentralisierten Typ gemäß dem Vergleichsbeispiel zeigt. Wenn wie in 5 gezeigt der Schalter SW eingeschaltet wird, wird eine Netzteilspannung V_CC an die primärseitige Wicklung angelegt. Zur gleichen Zeit treten Spannungen V_CC × N_S1 / N_P und V_CC × N_S2 / N_P jeweils an den sekundärseitigen Wicklungen auf. N_P repräsentiert hier die Anzahl primärseitiger Wicklungen, und N_S1 und N_S2 repräsentieren jeweils die Anzahlen sekundärseitiger Wicklungen. Aufgrund der Gleichrichterdioden D1 und D2, die mit den sekundärseitigen Wicklungen verbunden sind, fließt jedoch kein Strom in den sekundärseitigen Wicklungen. Daher wirkt die primärseitige Wicklung des Transformators T1 als Induktivität, und der Strom der primärseitigen Wicklung erfüllt I_P = V_CC / L_P × t. L_P repräsentiert hier die Induktivität der primärseitigen Wicklung des Transformators T1, und t repräsentiert die EIN-Zeit des Schalters SW. Eine Anregungsenergie wird im Kern des Transformators T1 während einer EIN-Periode des Schalters SW akkumuliert, und Leistung wird von Ausgangskondensatoren C1 und C2 Lasten bereitgestellt bzw. zugeführt, die mit den sekundärseitigen Ausgängen OUTPUT1 und OUTPUT2 verbunden sind. Wenn Ströme zunehmen, die von den sekundärseitigen Ausgängen OUTPUT1 und OUTPUT2 den Lasten zugeführt, nehmen die Spannungsabfallbeträge der Ausgangskondensatoren C1 und C2 während der EIN-Periode des Schalters SW ebenfalls zu.
Wenn der Schalter SW ausgeschaltet wird, wie in 6 gezeigt ist, ist eine induzierte Spannung aufgrund eines Einschwingverhaltens der Induktivität der primärseitigen Wicklung zu V_P umgekehrt. Die induzierten Spannungen der sekundärseitigen Wicklungen sind ebenfalls zu V_S1 bzw. V_S2 umgekehrt. Ströme I_S1 und I_S2 fließen in den sekundärseitigen Wicklungen, um die Ausgangskondensatoren C1 und C2, die mit den sekundärseitigen Wicklungen über die Gleichrichterdioden D1 und D2 verbunden sind, aufzuladen. Leistung wird den Lasten bereitgestellt, die mit den sekundärseitigen Ausgängen OUTPUT1 und OUTPUT2 verbunden sind.
Die Beziehung der jeweiligen Spannungen, wenn der Schalter SW ausgeschaltet ist, lautet wie folgt: V_P = V_S1 × N_P / N_S1 = V_S2 × N_P / N_S2. Ferner ergibt sich aus V_S1 = V_F1 + V_OUT1 und V_S2 = V_F2 + V_OUT2, (V_F1 + V_OUT1) × N_P / N_S1 = (V_F2 + V_OUT2) × N_P / N_S2. Hier repräsentieren V_F1 und V_F2 Spannungen, die an die Gleichrichterdioden D1 bzw. D2 angelegt werden sollen, und V_OUT1 und V_OUT2 repräsentieren sekundärseitige Ausgangsspannungen.
Wenn die Wicklungszahlen der beiden sekundärseitigen Wicklungen einander gleich sind (N_S1 = N_S2), gilt V_F1 + V_OUT1 = V_F2 + V_OUT2. Wenn die mit den sekundärseitigen Ausgängen OUTPUT1 und OUTPUT2 verbundenen Lasten miteinander identisch sind (= den Lasten zuzuführende Ströme sind zueinander gleich), erfüllen die Spannungen über die Ausgangskondensatoren C1 und C2, wenn der Schalter SW ausgeschaltet ist, V_OUT1 = V_OUT2. V_F1 = V_F2. Somit erfüllen die in den sekundärseitigen Wicklungen fließenden Ströme auch I_S1 = I_S2.
Als Nächstes wird ein Fall betrachtet, in dem die Wicklungszahlen der beiden sekundärseitigen Wicklungen einander gleich sind (N_S1 = N_S2) und die mit dem sekundärseitigen Ausgang OUTPUT1 verbundene Last schwerer als die mit dem sekundärseitigen Ausgang OUTPUT2 ist, das heißt, der Strom, der in der mit dem sekundärseitigen Ausgang OUTPUT1 verbundenen Last fließt, ist größer. Während einer EIN-Periode des Schalters SW ist ein Strom, der von dem Ausgangskondensator C1 auf der Seite des sekundärseitigen Ausgangs OUTPUT1 zur Last fließt, größer als derjenige auf der Seite des OUTPUT2, und somit ist V_OUT1 < V_OUT2 erfüllt, wenn der Schalter SW ausgeschaltet ist. Daher ist nach V_F1 - V_F2 = V_OUT2 - V_OUT1 > 0 die Beziehung V_F1 > V_F2 erfüllt. Das heißt, I_S1 > I_S2 ist erfüllt, und eine größere Leistung wird der Seite des sekundärseitigen Ausgangs OUTPUT1 mit der schwereren Last bereitgestellt. Durch diese Operation wird im Fall des Flyback-Netzteils mit mehreren Ausgängen, wenn mit den sekundärseitigen Ausgängen verbundene Lasten nicht einheitlich sind, eine größere Leistung einer sekundärseitigen Wicklung mit einer schwereren Last bereitgestellt, wodurch der Spannungsabfall eines Ausgangsteils, mit dem eine schwere Last verbunden ist, unterdrückt werden kann. Das heißt, eine durch eine Variation der Last hervorgerufene Fluktuation der Ausgangsspannung kann unterdrückt werden.
8 bis 10 sind Diagramme, die das Arbeitsprinzip eines Flyback-Netzteils mit 2 Ausgängen vom verteilten Typ gemäß einem Vergleichsbeispiel zeigen. Die Primärseite eines Transformators T1 und eine Primärseite eines Transformators T2 sind miteinander parallel verbunden. Ein gemeinsamer Schalter SW wird zwischen einem Erdungsanschluss und je einem Anschluss der primärseitigen Wicklungen der Transformatoren T1 und T2 genutzt. Für den Schalter SW ist auch ein Controller vorgesehen. Dieses Netzteil hat eine Konfiguration, die man im Allgemeinen nicht sieht, und führt eine einzigartige Operation aus, wenn der Schalter SW ausgeschaltet wird. Daher wird dessen detaillierte Funktion im Folgenden beschrieben. In der folgenden Beschreibung wird, um die Beschreibung zu vereinfachen, angenommen, dass die Spannungsabfälle des Schalters SW und der Drähte vernachlässigbar klein sind. Ferner wird auch angenommen, dass der Wicklungswiderstand des Transformators ausreichend klein ist und der Spannungsabfall des Wicklungswiderstands vernachlässigbar klein ist.
Wenn der Schalter SW eingeschaltet wird, fließen Ströme I_T1P und I_T2P in den Primärseiten der Transformatoren T1 und T2, wie in 8 gezeigt ist. Zu dieser Zeit sind an die primärseitigen Wicklungen der Transformatoren T1 und T2 angelegte Spannungen V_T1P bzw. V_T2P einander gleich. Während einer EIN-Periode des Schalters SW treten Abwärtsspannungen V_T1S und V_T2S auf den Sekundärseiten der Transformatoren T1 und T2 wie im Fall des Netzteils vom zentralisierten Typ von 5 auf. Jedoch fließt kein Strom in den sekundärseitigen Wicklungen der Transformatoren T1 und T2 aufgrund der Gleichrichterdioden D1 und D2. Eine Anregungsenergie wird in jedem der Kerne der Transformatoren T1 und T2 akkumuliert.
Während einer EIN-Periode des Schalters SW werden wie im Fall des Netzteils vom zentralisierten Typ von 5 Ströme von den Ausgangskondensatoren C1 und C2 mit sekundärseitigen Ausgängen verbundenen Lasten R1 bzw. R2 zugeführt. Spannungsfluktuationen ΔV1 und ΔV2 der Ausgangskondensatoren C1 und C2 während dieser Periode sind wie im folgenden Ausdruck 1 dargestellt, und die Spannungsfluktuation (= Spannungsabfall) ist größer, wenn der Laststrom größer ist. $Δ V1 = (Laststrom von R1 \times EIN - Zeit von SW) / C1, Δ V2 = (Laststrom von R2 \times EIN - Zeit von SW) / C2$
Wenn wie in 9 gezeigt der Schalter SW ausgeschaltet wird, tritt aufgrund einer Anregungsenergie, die in dem Kern von jedem der Transformatoren T1 und T2, akkumuliert wird, das folgende Phänomen auf. Die induzierte Spannung der Primärwicklung ist aufgrund eines Einschwingverhaltens der Induktivität der primärseitigen Wicklung umgekehrt. Die induzierte Spannung der sekundärseitigen Wicklung ist ebenfalls umgekehrt, und ein Strom fließt in der sekundärseitigen Wicklung, und somit werden die Ausgangskondensatoren C1 und C2, die über die Gleichrichterdioden D1 und D2 mit den sekundärseitigen Wicklungen verbunden sind, aufgeladen, und Leistung wird den mit den sekundärseitigen Ausgängen verbundenen Lasten R1 und R2 bereitgestellt. V_T1P und V_T2P werden durch den folgenden Ausdruck repräsentiert. $V_{T1P} = V_{T1S} \times N_{P1} / N_{S1} = (V1 + V_{D1}) \times N_{P1} / N_{S1}, V_{T2P} = V_{T2S} \times N_{P2} / N_{S2} = (V2 + V_{D2}) \times N_{P2} / N_{S2}$
Wenn die Lasten R1 und R2 miteinander konkurrieren, ist V_T1P = V_T2P erfüllt, und jede der Seiten der Transformatoren T1 und T2 arbeitet wie das herkömmliche Flyback-Netzteil. Ein Strom fließt in der Sekundärseite von jedem der Transformatoren T1 und T2, und somit nimmt die in jedem Kern akkumulierte Anregungsenergie ab. Wenn die Anregungsenergie gleich Null ist, fließt kein sekundärseitiger Strom, und die induzierten Spannungen der Primärwicklungen und der Sekundärwicklungen sind gleich Null. Die induzierte Spannung, die an der Primärwicklung jedes Transformators auftritt, wenn der Schalter SW ausgeschaltet wird, wird Flyback-Spannung genannt.
10 zeigt einen Fall, in dem aufgrund eines Ungleichgewichts zwischen den Lasten R1 und R2 ein Laststrom auf der Seite der Last R2 größer als der Laststrom auf der Seite der Last R1 ist. Wenn der Laststrom zunimmt, nimmt die Fluktuation des Netzteils des Ausgangskondensators während einer EIN-Periode des Schalters SW zu, und somit fällt die Spannung des Ausgangskondensators verglichen mit einem Fall, in dem der Laststrom gering ist. Die Spannungen der primärseitigen Wicklungen der Transformatoren T1 und T2 sind, wenn der Schalter SW ausgeschaltet ist, gleich Werten, die durch den Ausdruck 2 repräsentiert werden. Da der Laststrom auf der Seite der Last R2 groß ist und die Spannung V_D2 des Ausgangskondensators C2 fällt, ist V_T2P < V_T1P erfüllt. Da jedoch die primärseitigen Wicklungen der Transformatoren T1 und T2 miteinander parallel verbunden sind, variieren die Spannung und der Strom jedes Teils so, dass V_T2P = V_T1P erzwungenermaßen erfüllt ist.
Da die Spannung V_T2P der primärseitigen Wicklung so zunimmt, dass sie sich V_T1P annähert, nimmt die Durchlassspannung V_D2 der Gleichrichterdiode D2, repräsentiert durch Ausdruck 2, zu. Die Zunahme der Durchlassspannung V_D2 der Gleichrichterdiode D2 bedeutet eine Zunahme des sekundärseitigen Stroms I_T2S des Transformators T2. Aufgrund der Zunahme des sekundärseitigen Stroms I_T2S nimmt auch der Strom zum Aufladen des Ausgangskondensators C2 zu, und der Zunahmebetrag der Spannung V2 des Ausgangskondensators C2 nimmt ebenfalls zu.
Umgekehrt wird die primärseitige Spannung des Transformators T1 erzwungenermaßen reduziert, und eine Abnahme der Durchlassspannung V_D1 der Gleichrichterdiode D1 und eine Abnahme des sekundärseitigen Stroms I_T1S des Transformators T1 treten auf, was eine Verringerung des Ladungsstroms des Ausgangskondensators C1 und eine Reduzierung des Zunahmebetrags der Spannung V1 zur Folge hat.
Ferner fließen Ströme I_T1P und I_T2P in einer in 10 dargestellten Richtung zwischen den primärseitigen Wicklungen der Transformatoren T1 und T2. Dieser Primärwicklungsstrom bewirkt, dass ein Teil der im Kern des Transformators T1 akkumulierten Anregungsenergie zum Transformator T2 wandert. Diese Richtung des Primärwicklungsstroms reduziert den sekundärseitigen Wicklungsstrom I_T1S des Transformators T1 und erhöht den sekundärseitigen Wicklungsstrom I_T2S des Transformators T2.
Das heißt, indem man die primärseitigen Wicklungen der jeweiligen Transformatoren parallel miteinander verbindet, tritt, wenn der Schalter SW ausgeschaltet wird, eine Übertragung der Anregungsenergie über den Primärwicklungsstrom von einer Transformatorseite, auf der die Abfallrate der Ausgangsspannung niedrig ist, zu einer Transformatorseite auf, auf der der Laststrom groß ist und die Abfallrate der Ausgangsspannung während einer EIN-Periode des Schalters SW groß ist. Dieser Übertragungsmechanismus der Anregungsenergie unterdrückt den Abfall der Ausgangsspannung der Transformatorseite, auf der der Laststrom groß ist. Dieser Effekt der Übertragung der Anregungsenergie ist der gleiche wie der Fall, in dem eine größere Leistung einer sekundärseitigen Wicklung mit einem großen Laststrom bereitgestellt wird, wenn der Schalter SW in dem in 5 dargestellten Flyback-Netzteil mit zwei Ausgängen vom zentralisierten Typ ausgeschaltet wird.
Die Übertragung der Anregungsenergie, die oben beschrieben wurde, unterdrückt den Abfall der Ausgangsspannung auf der Transformatorseite, auf der der Laststrom groß ist, und unterdrückt auch die Zunahme der Ausgangsspannung auf der Transformatorseite, auf der der Laststrom gering ist. Dementsprechend kann, da die Fluktuation der Ausgangsspannung, die durch die Variation in der Größe des Laststroms hervorgerufen wird, unterdrückt wird, die für eine EIN/AUS-Zeitsteuerung des Schalters SW rückzukoppelnde Ausgangsspannung von irgendeinem der mehreren Transformatoren ausgewählt werden.
Vom Schalter SW aus betrachtet, sind die Transformatoren T1 und T2 des Netzteils vom verteilten Typ von 8 dem Transformator mit den beiden sekundärseitigen Wicklungen des Netzteils vom zentralisierten Typ von 5 äquivalent. Daher können die gleiche Steuerungsart und -schaltung wie das Netzteil vom zentralisierten Typ von 5 als ein Controller zum Steuern der EIN/AUS-Operation des Schalters SW genutzt werden.
11 ist ein Diagramm, das ein Flyback-Netzteil mit 3 Ausgängen vom verteilten Typ gemäß einem Vergleichsbeispiel zeigt. Die primärseitigen Wicklungen der Transformatoren T1, T2 und T3 sind miteinander parallel verbunden. Die Transformatoren T1, T2 und T3 haben die gleiche Spezifikation und weisen auch die gleichen Induktivitäten der primärseitigen Wicklungszahl und sekundärseitigen Wicklungszahl auf. Eine Widerstandlast ist mit dem Ausgangskondensator jedes Transformators parallel verbunden. Die Last des Transformators T1 ist gleich 100 Ω, die Lasten der Transformatoren T2 und T3 sind gleich 300 Ω, und der sekundärseitige Laststrom des Transformators T1 ist etwa das Dreifache desjenigen der Transformatoren T2 und T3.
12 und 13 sind Diagramme, die tatsächlich gemessene Wellenformen eines Flyback-Netzteils mit 3 Ausgängen vom verteilten Typ gemäß einem Vergleichsbeispiel zeigen. In der tatsächlich gemessenen Wellenform von 12 sind, da die Transformatoren T1 und T2 die gleiche Induktivität der primärseitigen Wicklung während einer EIN-Periode des Schalters SW aufweisen, deren Primärwicklungsströme einander gleich (A von 12). Eine Periode, während der der Schalter SW ausgeschaltet ist und eine induzierte Spannung in der primärseitigen Wicklung auftritt, wird eine Flyback-Periode genannt. Während dieser Flyback-Periode fließen Ströme in entgegengesetzte Richtungen in den primärseitigen Wicklungen des Transformators T1 und des Transformators T2. Das heißt, ein Strom in solch einer Richtung, um die sekundärseitige induzierte Spannung zu erhöhen, fließt auf der Primärseite des Transformators T1 mit hoher Last, und Leistung wird von dem Transformator T2 mit geringer Last bereitgestellt (C von 12). Auf der anderen Seite fließt ein Strom in solch einer Richtung, um die sekundärseitige induzierte Spannung zu erhöhen, auf der Primärseite des Transformators T2 mit geringer Last, und Leistung wird der Primärseite des Transformators T1 mit hoher Last bereitgestellt (B von 12). Dieser Primärwicklungsstrom bewirkt, dass ein Teil der Anregungsenergie der Transformatoren T2 und T3 zum Transformator T1 wandert. Der Gesamtstrom der primärseitigen Wicklungsströme des Transformators T2 und des Transformators T3 fließt in der primärseitigen Wicklung des Transformators T1, und somit ist der primärseitige Wicklungsstrom des Transformators T2 gleich der Hälfte des Wicklungsstroms des Transformators T1. In der tatsächlich gemessenen Wellenform von 13 ist, da die primärseitigen Wicklungen der Transformatoren T1, T2 und T3 miteinander parallel verbunden sind, ersichtlich, dass die primärseitige Wicklungsspannung des Transformators T1 mit einem großen Laststrom und die primärseitige Wicklungsspannung des Transformators T2 mit einem geringen Laststrom einander gleich sind (D von 13).
In der vorliegenden Ausführungsform ist, da die Anzahl der sekundärseitigen Wicklungen jedes Transformators gleich 2 ist, die Anzahl von Transformatoren der vorliegenden Ausführungsform gleich der Hälfte derjenigen des Netzteils vom verteilten Typ, worin die Anzahl sekundärseitiger Wicklungen jedes Transformators gleich 1 ist. Dementsprechend kann verglichen mit dem Netzteil vom verteilten Typ die Anzahl von Komponenten reduziert werden.
Überdies ist die Gesamtwicklungszahl der Transformatoren der vorliegenden Ausführungsform gleich 3 × 3 = 9, und deren Zunahmebetrag wird verglichen mit dem Netzteil vom zentralisierten Typ, dessen Gesamtwicklungszahl gleich 7 ist, auf etwa 29 % unterdrückt. Dementsprechend können verglichen mit dem Netzteil vom verteilten Typ das Gesamtgewicht und die Gesamtkosten der Transformatoren reduziert werden. Da nur ein Controller vorgesehen ist, kann überdies verglichen mit dem in 3 dargestellten Netzteil vom verteilten Typ die Montagefläche reduziert werden.
Überdies kann in der vorliegenden Ausführungsform, da die Gesamtwicklungszahl jedes Transformators für die primärseitigen Wicklungen und die sekundärseitigen Wicklungen gleich 3 ist, verglichen mit dem Transformator des Netzteils vom zentralisierten Typ der Transformator miniaturisiert und im Gewicht reduziert werden. Dementsprechend können die Miniaturisierung und die Kostenreduzierung verglichen mit dem Netzteil vom zentralisierten Typ realisiert werden. Wie im Fall des Netzteils vom verteilten Typ wird ferner eine Widerstandsfähigkeit bzw. Unempfindlichkeit gegen Vibration, wenn der Transformator auf einer Leiterplatte montiert ist, verbessert. Wie im Fall des Netzteils vom verteilten Typ kann überdies, wenn der Transformator auf der Leiterplatte montiert ist, verglichen mit dem Netzteil vom zentralisierten Typ wegen einer Miniaturisierung des Transformators die Höhe reduziert werden.
Wendet man seine Aufmerksamkeit nur den sekundärseitigen Ausgängen VDD1, VDD2 des Transformators T1 zu, wird die gleiche Operation wie diejenige des in 5 bis 7 dargestellten Netzteils vom zentralisierten Typ ausgeführt. In einem Fall, in dem der Laststrom von VDD1 größer als derjenige von VDD2 ist, fließt ein sekundärseitiger Wicklungsstrom, der größer als derjenige auf der VDD2-Seite ist, auf der VDD1-Seite, wenn der Schalter SW ausgeschaltet ist, wodurch eine Fluktuation der Ausgangsspannung aufgrund der Größe der mit dem sekundärseitigen Ausgang verbundenen Last unterdrückt wird.
Überdies fließt in einem Fall, in dem die sekundärseitige Ausgangsleistung unter den Transformatoren T1, T2 und T3 nicht gleich ist, wie im Fall der 10 bis 13, wenn der Schalter SW ausgeschaltet ist, ein Strom zwischen den primärseitigen Wicklungen, und es tritt eine Übertragung einer Anregungsenergie von dem Transformator mit einer geringeren sekundärseitigen Ausgangsleistung zu dem Transformator mit einer größeren sekundärseitigen Ausgangsleistung auf. Das heißt, selbst wenn es ein Ungleichgewicht unter den sekundärseitigen Lasten gibt, kann der Abfall der sekundärseitigen Ausgangsspannung eines Transformators mit einer schwereren Last durch die Übertragung der Anregungsenergie von einem Transformator mit einer leichteren Last zum Transformator mit der schwereren Last unterdrückt werden, wenn der Schalter SW ausgeschaltet ist. Dementsprechend kann die Fluktuation der Ausgangsspannung, die durch das Ungleichgewicht der Lasten zwischen den sekundärseitigen Wicklungen hervorgerufen wird, unterdrückt werden.
Überdies verursacht ein Verlust, der durch eine Verdrahtungsimpedanz hervorgerufen wird, oder eine Stoßspannung, die durch eine Verdrahtungsinduktivität hervorgerufen wird, in der Übertragung der Anregungsenergie, wenn es ein Ungleichgewicht unter Lasten gibt, ein Problem im Netzteil vom verteilten Typ. Auf der anderen Seite können in der vorliegenden Ausführungsform, da eine Verdrahtung der primärseitigen Wicklungen vereinfacht ist, eine Reduzierung der Induktivität und eine Reduzierung der Impedanz von Verdrahtungen leicht durchgeführt werden, wodurch eine Reduzierung des Leistungsverlusts, der durch die Verdrahtungsimpedanz hervorgerufen wird, und der Stoßspannung, die durch die Verdrahtungsinduktivität hervorgerufen wird, ermöglicht wird.
Zweite Ausführungsform
14 ist ein Schaltungsdiagramm, das ein Flyback-Netzteil gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. In der vorliegenden Ausführungsform ist die Anzahl von Netzteilausgängen wie im Fall der ersten Ausführungsform auf 6 festgelegt; aber die Anzahl der sekundärseitigen Wicklungen von jedem der Transformatoren T1 und T2 ist auf 3 festgelegt. Durch Ändern des Verhältnisses der Wicklungszahlen der primärseitigen Wicklungen und der sekundärseitigen Wicklungen wie oben beschrieben können die sekundärseitigen Ausgangsspannungen individuell eingestellt werden. Die Gesamtwicklungszahl des Transformators ist gleich 8, und die Zunahme der Gesamtwicklungszahl wird bezüglich der Gesamtwicklungszahl des Netzteils vom zentralisierten Typ auf etwa 14 % unterdrückt. Überdies kann, da die Abmessung der äußeren Form und das Gewicht jedes Transformators verglichen mit dem Transformator des Netzteils vom zentralisierten Typ reduziert werden können, die Höhe des gesamten Netzteils wie im Fall des herkömmlichen Netzteils vom verteilten Typ reduziert werden, und die Unempfindlichkeit gegen Vibration, wenn der Transformator auf der Leiterplatte montiert ist, ist erhöht. Überdies ist verglichen mit der ersten Ausführungsform die Anzahl paralleler Verbindungen der Transformatoren reduziert, und das Verdrahtungslayout zwischen den primärseitigen Wicklungen kann einfach ausgeführt werden.
Dritte Ausführungsform
15 ist ein Schaltungsdiagramm, das ein Flyback-Netzteil gemäß einer dritten Ausführungsform zeigt. In den ersten und zweiten Ausführungsformen sind die sekundärseitigen Wicklungszahlen der jeweiligen Transformatoren einander gleich. In der vorliegenden Ausführungsform sind jedoch die sekundärseitigen Wicklungszahlen der Transformatoren T1 und T2 auf 2 bzw. 3 festgelegt. Selbst wenn die sekundärseitigen Wicklungszahlen mehrerer Transformatoren wie oben beschrieben voneinander verschieden sind, wandert eine Anregungsenergie von einem Transformator mit einem geringen sekundärseitigen Laststrom zu einem Transformator mit einem großen Laststrom, wenn der Schalter SW ausgeschaltet ist, wodurch ein Abfall der sekundärseitigen Ausgangsspannung des Transformators mit dem großen sekundärseitigen Laststrom unterdrückt wird. Überdies können verschiedene Ausgangsspannungsspezifikationen bewältigt werden, indem nur wenige Arten mehrerer Transformatoren gemäß den verschiedenen Ausgangsspannungsspezifikationen kombiniert werden, und es ist unnötig, viele Arten von Transformatoren für jede Spezifikation vorzubereiten.
Vierte Ausführungsform
16 ist ein Schaltungsdiagramm, das ein Flyback-Netzteil gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Die primärseitigen Wicklungen der ersten Transformatoren T1, T2 und T3 sind miteinander in Reihe verbunden, und die primärseitigen Wicklungen zweiter Transformatoren T4, T5 und T6 sind miteinander in Reihe gverbunden. Es ist jedoch notwendig, dass eine Variation unter sekundärseitigen Lasten der ersten Transformatoren T1, T2 und T3 gering ist und eine Variation unter sekundärseitigen Lasten der zweiten Transformatoren T4, T5 und T6 ebenfalls gering ist. Die primärseitigen Wicklungen der zweiten Transformatoren T4, T5 und T6 sind mit den primärseitigen Wicklungen der ersten Transformatoren T1, T2 und T3 parallel verbunden. Ein Schalter SW schaltet primärseitige Ströme der ersten Transformatoren T1, T2 und T3 und der zweiten Transformatoren T4, T5 und T6 ein/aus.
Wenn die Anzahl von Ausgängen wie oben beschrieben gleich 4 oder mehr ist, sind alle primärseitigen Wicklungen der Transformatoren nicht miteinander parallel verbunden, sondern können in Reihenschaltung und Parallelschaltung kombiniert sein. Es ist jedoch notwendig, dass Transformatoren, die sekundärseitige Lasten mit einer geringen Variation aufweisen, miteinander in Reihe verbunden sind.
Vergleicht man eine Konfiguration, in der alle Transformatoren T1 bis T6 miteinander parallel verbunden sind, ist der Kollektorstrom des Schalters SW, wenn der Schalter SW eingeschaltet ist, gleich einem Drittel, was ermöglicht, den Schalter SW zu miniaturisieren. Das heißt, der Laststrom des Schalters SW kann durch die Reihenschaltung der primärseitigen Wicklungen der Transformatoren reduziert werden. Überdies kann der Schalter SW miniaturisiert werden, indem die Anzahl von Reihenschaltungen und die Anzahl von Parallelschaltungen optimiert werden.
Fünfte Ausführungsform
17 ist ein Schaltungsdiagramm, das einen Inverter gemäß einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Ansteuerschaltungen 11 bis 16 steuern Schaltvorrichtungen Q1 bis Q6 an. Isolierte Netzteile BT1 bis BT6 zum Zuführen von Leistung zu den Ansteuerschaltungen 11 bis 16 sind Flyback-Netzteile gemäß den ersten bis vierten Ausführungsformen. Demgemäß kann der Transformator verglichen mit dem normalen Netzteil vom zentralisierten Typ miniaturisiert werden, und somit können eine Miniaturisierung und Reduzierung der Höhe des Inverters durchgeführt werden. Überdies kann eine Leiterplatte, auf der die Ansteuerschaltungen 11 bis 16 und die isolierten Netzteile BT1 bis BT6 integriert sind, einfach miniaturisiert werden. Der Inverter mit den Flyback-Netzteilen gemäß den ersten und zweiten Ausführungsformen kann überdies weiter miniaturisiert und im Gewicht reduziert werden. Der Inverter ist nicht auf das vorhergehende Beispiel beschränkt, und die Flyback-Netzteile gemäß der ersten bis vierten Ausführungsform können als ein isoliertes Netzteil einer H-Brücke oder eines 3-Phasen-Inverters genutzt werden, der verwendet wird, um einen Motor wie etwa einen einphasigen oder 3-Phasen-Motor anzutreiben.
Sechste Ausführungsform
Eine Miniaturisierung und Gewichtsreduzierung werden für Inverter für Motoren, Generatoren und Ladegeräte gefordert, die in Elektrofahrzeuge, Hybridfahrzeuge, Plug-in-Hybridfahrzeuge, Brennstoffzellenfahrzeuge und dergleichen installiert werden sollen. Im Allgemeinen tragen in diesen elektrisch angetriebenen Fahrzeugen eine Miniaturisierung und eine Gewichtsreduzierung elektronischer Komponenten in hohem Maße zu einer Verbesserung der Kraftstoffeffizienz und Kostenreduzierung bei. Da der Inverter in einem isolierten Gehäuse untergebracht ist, ist die Miniaturisierung des Inverters für eine Reduzierung der Größe und des Gewichts des Gehäuses zum Unterbringen des Inverters und eine Kostenreduzierung vorteilhaft. Daher wird der Inverter gemäß der fünften Ausführungsform für ein elektrisch angetriebenes Fahrzeug genutzt. Als Ergebnis kann eine vom elektrisch angetriebenen Fahrzeug geforderte Miniaturisierung realisiert werden.
Bezugszeichenliste
11 bis 16 Ansteuerschaltung, BT1 bis BT6 isoliertes Netzteil, C1 bis C6 Ausgangskondensator, D1 bis D6 Gleichrichterdiode, Q1 bis Q6 Schaltvorrichtung, SW Schalter, T1 bis T6 Transformator
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

JP 2012120304 A [0005]

Claims

Flyback-Netzteil, umfassend: eine Vielzahl von Transformatoren; und einen Schalter, der primärseitige Ströme der Transformatoren ein/ausschaltet, wobei primärseitige Wicklungen der Transformatoren miteinander parallel verbunden sind, und jeder Transformator eine Vielzahl sekundärseitiger Wicklungen umfasst.
Flyback-Netzteil nach Anspruch 1, wobei sekundärseitige Wicklungszahlen der Transformatoren voneinander verschieden sind.
Flyback-Netzteil, umfassend: eine Vielzahl erster Transformatoren; eine Vielzahl zweiter Transformatoren; und einen Schalter, der primärseitige Ströme der ersten und zweiten Transformatoren ein/ausschaltet, wobei primärseitige Wicklungen der ersten Transformatoren miteinander parallel verbunden sind, und primärseitige Wicklungen der zweiten Transformatoren miteinander in Reihe verbunden und mit den primärseitigen Wicklungen der ersten Transformatoren parallel verbunden sind.
Inverter, umfassend das Flyback-Netzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 3.
Elektrisch angetriebenes Fahrzeug, umfassend den Inverter nach Anspruch 4.