CN109155589A - 回扫电源、逆变器以及电动车辆 - Google Patents

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Abstract

多个变压器(T1、T2、T3)的初级侧绕组彼此并联连接。开关(SW)将多个变压器(T1、T2、T3)的初级侧的电流接通/断开。各变压器(T1、T2、T3)的次级侧绕组数量为多个。

Description

回扫电源、逆变器以及电动车辆
技术领域
本发明涉及具有多个次级侧输出的回扫电源、逆变器及电动车辆。
背景技术
作为使输入(初级侧)和输出(次级侧)绝缘的开关电源，存在回扫型、前馈型、推挽型、半/全桥型，但无论在哪种方式下，为了绝缘都使用了变压器。
回扫电源被特别用于部件件数少、容量小于或等于100W的小型、小容量电源。在需要多个次级侧输出的情况下，与需要的输出数量对应地具有多个变压器的次级侧绕组。
将使用了具有与次级侧输出的数量对应的多个次级侧绕组的变压器得到的电源称为集中型。例如，在次级侧输出为4个的情况下，变压器呈初级绕组为1个、次级侧绕组为4个的结构。另一方面，将使用了多个具有1个或少量输出的电源的结构称为分散型(例如，参照专利文献1)。
专利文献1：日本特开2012-120304号公报
发明内容
为了将输入(初级侧)和多个输出(次级侧)之间绝缘，需要变压器的各绕组之间的绝缘。为了确保绝缘，在各绕组之间需要与绝缘电压对应的绝缘材料或间隔件，因此存在集中型的情况下变压器的外形变大的问题。回扫电源与其它形式相比存在部件件数少而能够将安装面积小型化的优点，但如果变压器大型化，则电源整体的高度变大。另外，如果变压器大型化，则其重量也成比例地增加，在振动大的环境下，存在变压器或安装变压器的印刷基板破损的风险。
由于在分散型的情况下，各变压器的次级侧绕组数量为1个或少量，因此与集中型相比能够将该变压器外形尺寸小型化，能够使电源整体的高度比集中型低。另外，由于避免了变压器的大型化，因此在振动大的环境下也能够防止电源的破损。但是，由于在分散型的情况下部件件数变多，因此存在与集中型相比安装面积和部件成本增加的问题。
本发明就是为了解决上述课题而提出的，其目的在于得到能够与分散型相比削减部件件数，与集中型相比实现小型化和低成本化的回扫电源、逆变器及电动车辆。
本发明涉及的回扫电源的特征在于具备：多个变压器，其构成为，初级侧绕组彼此并联连接；以及开关，其将所述多个变压器的初级侧的电流接通/断开，各变压器的次级侧绕组数量为多个。
发明的效果
在本发明中，多个变压器的初级侧绕组彼此并联连接，各变压器的次级侧绕组数量为多个。由此，能够与分散型相比削减部件件数，与集中型相比实现小型化和低成本化。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1涉及的回扫电源的电路图。
图2是表示对比例涉及的集中型6输出回扫电源的图。
图3是表示对比例涉及的分散型6输出回扫电源的图。
图4是表示对比例涉及的分散型6输出回扫电源的图。
图5是表示对比例涉及的集中型2输出回扫电源的动作原理的图。
图6是表示对比例涉及的集中型2输出回扫电源的动作原理的图。
图7是表示对比例涉及的集中型2输出回扫电源的动作波形的图。
图8是表示对比例涉及的分散型2输出回扫电源的动作原理的图。
图9是表示对比例涉及的分散型2输出回扫电源的动作原理的图。
图10是表示对比例涉及的分散型2输出回扫电源的动作原理的图。
图11是表示对比例涉及的分散型3输出回扫电源的图。
图12是对比例涉及的分散型3输出回扫电源的实际测量波形。
图13是对比例涉及的分散型3输出回扫电源的实际测量波形。
图14是表示本发明的实施方式2涉及的回扫电源的电路图。
图15是表示本发明的实施方式3涉及的回扫电源的电路图。
图16是表示本发明的实施方式4涉及的回扫电源的电路图。
图17是表示本发明的实施方式5涉及的逆变器的电路图。
具体实施方式
参照附图对本发明的实施方式涉及的回扫电源、逆变器及电动车辆进行说明。对相同或对应的结构要素标注相同标号，有时省略重复说明。
实施方式1.
图1是表示本发明的实施方式1涉及的回扫电源的电路图。变压器T1、T2、T3的初级侧绕组在电源端子VCC和接地端子之间彼此并联连接。开关SW是在变压器T1、T2、T3的初级侧绕组的一端和接地端子之间连接的半导体开关，将变压器T1、T2、T3的初级侧的电流接通/断开。
各变压器T1、T2、T3的次级侧绕组数量为2个。因此，电源输出数量为6个。在变压器T1、T2、T3的6个次级侧绕组分别并联连接有输出电容器C1～C6。在变压器T1、T2、T3的6个次级侧绕组的一端和次级侧输出VDD1～VDD6之间分别连接有整流二极管D1～D6。
电源控制部SC(SMPS控制部)对开关SW进行控制。在电源控制部SC中，能够将多个次级侧输出电压的任意1个用作用于输出电压稳定化的反馈信号。或者，还能够将在使开关SW截止时产生的回扫电压用作反馈信号。
接着，将本实施方式的效果与对比例进行比较而进行说明。图2是表示对比例涉及的集中型6输出回扫电源的图。需要准备具有与电源输出数量相同数量的次级侧绕组的变压器T。为了确保初级侧绕组和次级侧绕组之间的绝缘，在各绕组之间需要绝缘材料或间隔件。因此，存在集中型的情况下变压器的外形变大的问题。特别是变压器的高度方向的尺寸成为问题。连同控制部也包含在内，在印刷基板安装的电子部件中变压器最大。由该变压器的高度决定安装有电子部件的印刷基板的高度，因此变压器的大型化直接导致电源整体的尺寸变大。另外，如果变压器大型化，则其重量也成比例地增加，在振动大的环境下，存在使变压器、安装变压器的印刷基板破损的风险。
图3及图4是表示对比例涉及的分散型6输出回扫电源的图。由于在分散型的情况下使用次级侧绕组数量为1个的6个变压器，因此各变压器的外形尺寸比集中型的变压器小。因此，各变压器的高度方向的尺寸也变小，能够实现包含变压器在内的电源电路的薄化。由于将各变压器小型化，因此重量也降低。因此，作为电子部件来说，能够将重量比较大的变压器分散地配置，因此能够降低在施振时对印刷基板施加的应力。并且，还会提高变压器的机械强度。
但是，在分散型的情况下需要与电源输出数量相同数量的变压器。尽管各变压器小型化，但分散型的6个变压器所占的占地面积比集中型的1个变压器大，作为电源整体来说安装面积增加。另外，分散型的6个变压器的合计重量比集中型的1个变压器重，作为电源整体来说重量增加。另外，分散型的多个小型变压器的合计成本超过集中型的1个大型变压器。并且，在图3中，由于还需要与电源数量相同数量的开关SW1～SW6及电源控制部SC1～SC6，因此与集中型相比控制部的安装面积和部件成本增加。另外，在图4中，如果电源输出数量增加，则用于将各变压器的初级侧绕组并联连接的配线变得复杂，配线的阻抗及电感增加。
在电源输出数量为6的情况下，在对比例涉及的分散型的情况下变压器的初级侧绕组和次级侧绕组数量的总和为2×6＝12。在集中型的情况下为7。通常，变压器的尺寸、重量、成本与绕组数量成正相关关系。分散型的总绕组数量与集中型相比约增加71％。如上所述，由于分散型通过使用多个小型的电源而总绕组数量增加，因此与集中型的1个变压器相比合计重量和合计成本增大。
图5及图6是表示对比例涉及的集中型2输出回扫电源的动作原理的图。图7是表示对比例涉及的集中型2输出回扫电源的动作波形的图。如果开关SW接通，则如图5所示，对初级侧绕组施加电源电压VCC。同时，在次级侧绕组也分别产生VCC×NS1/NP、VCC×NS2/NP的电压。此处，NP是初级侧绕组的匝数，NS1、NS2分别为次级侧绕组的匝数。但是，由于与次级侧绕组连接的整流二极管D1、D2，在次级侧绕组不流过电流。因此，变压器T1的初级侧绕组作为电感进行动作，初级侧绕组电流为IP＝VCC/LP×t。此处，LP为变压器T1的初级侧绕组的电感，t为开关SW的接通时间。在开关SW接通的期间中，在变压器T1的铁芯积蓄励磁能量，从输出电容器C1、C2将电力供给至与次级侧输出OUTPUT 1、2连接的负载。如果从次级侧输出OUTPUT 1、2供给至负载的电流变大，则开关SW接通的期间中的输出电容器C1、C2的电压降低量也变大。
如果开关SW断开，则如图6所示，通过初级侧绕组电感的瞬态响应，感应电压反转而成为VP。次级侧绕组的感应电压也反转而分别成为VS1、VS2。而且，在次级侧绕组流过电流IS1、IS2，对经由整流二极管D1、D2连接于次级侧绕组的输出电容器C1、C2进行充电。将电力供给至与次级侧输出OUTPUT 1、2连接的负载。
该开关SW断开时的各电压的关系为VP＝VS1×NP/NS1＝VS2×NP/NS2。另外，根据VS1＝VF1+VOUT1、VS2＝VF2+VOUT2，成为(VF1+VOUT1)×NP/NS1＝(VF2+VOUT2)×NP/NS2。此处，VF1、VF2是分别在整流二极管D1、D2施加的电压，VOUT1、VOUT2为次级侧输出电压。
在2个次级侧绕组的匝数相同(NS1＝NS2)的情况下，成为VF1+VOUT1＝VF2+VOUT2。如果分别与次级侧输出OUTPUT 1、2连接的负载相同(＝供给至负载的电流相同)，则开关SW断开时的输出电容器C1、C2的电压为VOUT1＝VOUT2，因此根据VF1＝VF2，在次级侧绕组流过的电流也为IS1＝IS2。
接着，考虑下述情况：2个次级侧绕组的匝数相同(NS1＝NS2)，与次级侧输出OUTPUT1连接的负载比与次级侧输出OUTPUT2连接的负载重，即在与次级侧输出OUTPUT 1连接的负载流过的电流大。在开关SW的接通期间中，由于从次级侧输出OUTPUT 1侧的输出电容器C1供给至负载的电流比OUTPUT 2侧大，因此在开关SW断开时，成为VOUT1<VOUT2。因此，根据VF1-VF2＝VOUT2-VOUT1>0而成为VF1>VF2的关系。即，IS1>IS2，向负载重的次级侧输出OUTPUT 1侧供给更大的电力。根据该动作，在具有多个输出的回扫电源中，在与次级侧输出连接的负载不均等的情况下，通过向负载重的次级侧绕组供给更大的电力，从而抑制连接有重负载的输出部的电压降低。即，抑制由负载的变动导致的输出电压的变动。
图8～10是表示对比例涉及的分散型2输出回扫电源的动作原理的图。变压器T1的初级侧和变压器T2的初级侧并联连接。在变压器T1、T2的初级侧绕组的一端和接地端子之间使用1个共通的开关SW。开关SW的控制部也为1个。由于该电源是不常见的结构，在开关SW断开时进行独特的动作，因此下面示出详细的动作说明。此处，为了简化，使开关SW及配线的压降小至能够忽略不计的程度。另外，使变压器的绕组电阻也充分小，绕组电阻的压降也小至能够忽略不计的程度。
如果开关SW接通，则如图8所示，在变压器T1、T2的初级侧流过电流IT1P、IT2P。此时，在变压器T1、T2的初级侧绕组分别施加的电压VT1P、VT2P相等。在开关SW的接通期间中，与图5的集中型相同地，在变压器T1、T2的次级侧产生朝下的电压VT1S、VT2S，但由于整流二极管D1、D2，在变压器T1、T2的次级侧绕组不流过电流。在变压器T1、T2的各铁芯积蓄励磁能量。
在开关SW的接通期间中，与图5的集中型相同地，从输出电容器C1、C2将电流供给至与各个次级侧输出连接的负载R1、R2。该期间中的输出电容器C1、C2各自的电压变动ΔV1、ΔV2如下式1所示，负载电流越大，电压变动(＝电压降低)变得越大。
ΔV1＝(R1的负载电流×SW接通时间)/C1，ΔV2＝(R2的负载电流×SW接通时间)/C2(式1)
如果开关SW断开，则如图9所示，通过在各变压器T1、T2的各铁芯积蓄的励磁能量，产生如下现象。通过初级侧绕组电感的瞬态响应，初级绕组的感应电压反转。次级侧绕组的感应电压也反转而在次级侧绕组流过电流，对经由整流二极管D1、D2连接于次级侧绕组的输出电容器C1、C2进行充电，并且将电力供给至与次级侧输出连接的负载R1、R2。VT1P、VT2P由下式来表示。
VT1P＝VT1S×NP1/NS1＝(V1+VD1)×NP1/NS1，VT2P＝VT2S×NP2/NS2＝(V2+VD2)×NP2/NS2(式2)
在负载R1、R2彼此相当的情况下成为VT1P＝VT2P，变压器T1、T2侧分别与现有的回扫电源相同地进行动作。在变压器T1、T2的次级侧流过电流，由此在各铁芯积蓄的励磁能量减少。如果励磁能量变为零，则次级侧电流变得不再流动，初级绕组和次级绕组的感应电压也变为零。将在开关SW断开时在各变压器的初级绕组所产生的感应电压称为回扫电压。
图10是在负载R1、R2不平衡，负载R2侧的负载电流比负载R1侧的负载电流大的情况。如果负载电流大，则开关SW的接通期间中的输出电容器的电源变动变大，与负载电流小的情况相比输出电容器的电压降低。开关SW断开时的变压器T1、T2的初级侧绕组电压为由式2表示的值。由于负载R2侧的负载电流大，输出电容器C2的电压VD2降低，由此成为VT2P<VT1P。但是，由于变压器T1、T2的初级侧绕组被并联连接，因此各部分的电压、电流产生变动，以强制地使得VT2P＝VT1P。
由于初级侧绕组电压VT2P以接近VT1P的方式增加，因此根据式2，整流二极管D2的正向电压VD2增加。整流二极管D2的正向电压VD2的增加意味着变压器T2的次级侧电流IT2S的增加。由于次级侧电流IT2S的增加，对输出电容器C2进行充电的电流也增加，输出电容器C2的电压V2的增加量也变大。
相反地，变压器T1的初级侧电压被强制地降低，产生整流二极管D1的正向电压VD1的降低、以及变压器T1的次级侧电流IT1S的降低。其结果，产生输出电容器C1的充电电流降低和电压V1的增加量的降低。
另外，在变压器T1、T2的初级侧绕组之间流过图10所示的朝向的电流IT1P、IT2P。通过该初级绕组电流，在变压器T1的铁芯积蓄的励磁能量的一部分移动至变压器T2。该初级绕组电流的朝向使变压器T1的次级侧绕组电流IT1S减少，使变压器T2的次级侧绕组电流IT2S增加。
即，通过将各变压器的初级侧绕组并联连接，从而从输出电压的降低率低的变压器侧起向负载电流大且开关SW的接通期间中的输出电压降低率大的变压器侧，在开关SW断开时经由初级绕组电流产生励磁能量的移动。通过该励磁能量的移动机构，抑制负载电流大的变压器侧的输出电压的降低。该励磁能量移动的效果与在图5所示的集中型2输出回扫电源中，在开关SW断开时，对负载电流大的次级侧绕组供给更多的电力的情况相同。
通过上述的励磁能量移动，抑制负载电流大的变压器侧的输出电压的降低，还抑制负载电流小的变压器侧的输出电压的增加。因此，抑制由负载电流的大小导致的输出电压的变动，所以开关SW的通断时间控制的进行反馈的输出电压可以是多个变压器的任意一个。
如果从开关SW来看，则图8的分散型的变压器T1、T2与图5的集中型的具有2个次级侧绕组的变压器等价。因此，作为对开关SW的通断动作进行控制的控制部，能够使用与图5的集中型相同的控制方式和电路。
图11是表示对比例涉及的分散型3输出回扫电源的图。变压器T1、T2、T3的初级侧绕组彼此并联连接。变压器T1、T2、T3为相同规格，初级侧绕组数量和次级侧绕组数量的电感相等。将电阻负载与各变压器的输出电容器并联连接。变压器T1的负载为100Ω，变压器T2、T3的负载为300Ω，变压器T1的次级侧负载电流约为变压器T2、T3的3倍。
图12及图13是对比例涉及的分散型3输出回扫电源的实际测量波形。在图12的实际测量波形中，在开关SW接通的期间中，由于变压器T1和变压器T2的初级侧绕组的电感相等，因此初级绕组电流相等(图12的A)。将开关SW断开、在初级侧绕组产生感应电压的期间称为回扫期间。在该回扫期间中，在变压器T1和变压器T2的初级侧绕组流过相反朝向的电流。即，在高负载变压器T1的初级侧，电流向提高次级侧感应电压的朝向流动，从轻负载变压器T2供给电力(图12的C)。另一方面，在轻负载变压器T2的初级侧，电流向降低次级侧感应电压的朝向流动，向高负载变压器T1的初级侧供给电力(图12的B)。通过该初级绕组电流，变压器T2、T3的励磁能量的一部分移动至变压器T1。由于将变压器T2和变压器T3的初级侧绕组电流相加的电流流过变压器T1的初级侧绕组，因此变压器T2的初级侧绕组电流为变压器T1的绕组电流的1/2。在图13的实际测量波形中，可知由于将变压器T1、T2、T3的初级侧绕组并联连接，因此在回扫期间中，负载电流大的变压器T1的初级侧绕组电压和负载电流低的变压器T2的初级侧绕组电压也相等(图13的D)。
由于在本实施方式中各变压器的次级侧绕组数量为2个，因此与各变压器的次级侧绕组为1个的分散型相比变压器数量为1/2。因此，与分散型相比能够削减部件件数。
另外，本实施方式的变压器的总绕组数量为3×3＝9，与合计绕组数量为7个的集中型相比抑制为约29％的增加。因此，与分散型相比能够降低变压器的合计重量和合计成本。另外，由于控制部仅为1个，因此与图3所示的分散型相比能够降低安装面积。
另外，在本实施方式中，就初级侧绕组和次级侧绕组而言，各变压器的合计绕组数量为3个，因此与集中型的变压器相比能够小型、轻量化。因此，与集中型相比能够实现小型化和低成本化。并且，与分散型相同地，将变压器安装于印刷基板时的抗振性提高。另外，与分散型相同地，由于变压器的小型化，在安装于印刷基板的情况下，与集中型相比能够降低高度。
如果仅着眼于变压器T1的次级侧输出VDD1、VDD2，则与图5～7所示的集中型相同地进行动作。在VDD1的负载电流比VDD2大的情况下，如果开关SW截止，则在VDD1侧流过比VDD2侧大的次级侧绕组电流，对由与次级侧输出连接的负载的轻重造成的输出电压的变动进行抑制。
另外，在各变压器T1、T2、T3的次级侧输出电力不相等的情况下，与图10～13相同地，如果开关SW截止，则在初级侧绕组之间流过电流，产生从次级侧输出电力小的变压器向次级侧输出电力大的变压器的励磁能量移动。即，即使次级侧的负载不平衡，在开关SW断开时，由于从负载轻的变压器向负载重的变压器的励磁能量移动，也会抑制负载重的变压器的次级侧输出电压的降低。因此，能够抑制由次级侧绕组之间的负载的不平衡造成的输出电压的变动。
另外，在分散型的情况下，在负载不平衡的情况下的励磁能量移动中由配线阻抗造成的损耗、由配线电感造成的浪涌电压成为问题。相对于此，由于在本实施方式中初级侧绕组的配线简化，因此配线的低电感化和低阻抗化变得容易，能够降低由配线阻抗造成的功率损耗和由配线电感造成的浪涌电压。
实施方式2.
图14是表示本发明的实施方式2涉及的回扫电源的电路图。在本实施方式中与实施方式1相同地电源输出数量为6个，但将各变压器T1、T2的次级侧绕组数量设为3个。通过像这样改变各变压器的初级侧绕组和次级侧绕组的匝数比，从而能够单独地设定次级侧输出电压。变压器的总绕组数量为8个，相对于集中型的总绕组数量7，抑制为约14％的增加。另外，由于与集中型电源的变压器相比降低了各变压器的外形尺寸及重量，因此与现有的分散型电源相同地，能够实现电源整体的低高度化，提高将变压器安装于印刷基板时的抗振性。另外，与实施方式1相比还减少了变压器的并联连接数量，初级侧绕组之间的配线的布局变得容易。
实施方式3.
图15是表示本发明的实施方式3涉及的回扫电源的电路图。实施方式1、2使各变压器的次级侧绕组数量相同，但在本实施方式中变压器T1、T2的次级侧绕组数量分别为2个和3个。即使像这样多个变压器的次级侧绕组数量彼此不同，在开关SW断开时，励磁能量也会从次级侧负载电流低的变压器向负载电流大的变压器移动，抑制次级侧负载电流大的变压器的次级侧输出电压的降低。另外，通过与各种输出电压规格对应地组合多个少量品种的变压器，从而能够应对各种输出电压规格，不需要按照规格准备很多品种的变压器。
实施方式4.
图16是表示本发明的实施方式4涉及的回扫电源的电路图。第1变压器T1、T2、T3的初级侧绕组彼此串联连接，第2变压器T4、T5、T6的初级侧绕组彼此串联连接。但是，需要第1变压器T1、T2、T3之间的次级侧负载的波动少，在第2变压器T4、T5、T6之间次级侧负载的波动也少。第2变压器T4、T5、T6的初级侧绕组与第1变压器T1、T2、T3的初级侧绕组并联连接。开关SW将第1变压器T1、T2、T3及第2变压器T4、T5、T6的初级侧的电流接通/断开。
在像这样输出数量大于或等于4的情况下，也可以不将变压器初级侧绕组全部并联连接，而是将串联和并联连接进行组合。但是，需要将次级侧负载的波动少的变压器串联连接。
如果与将变压器T1～T6全部并联连接的结构进行比较，则开关SW接通时的开关SW的集电极电流变为1/3，能够实现开关SW的小型化。即，能够通过变压器初级侧绕组的串联连接降低开关SW的负载电流。另外，能够通过串联数量和并联数量的优化实现开关SW的小型化。
实施方式5.
图17是表示本发明的实施方式5涉及的逆变器的电路图。驱动电路11～16对开关元件Q1～Q6进行驱动。将电力供给至驱动电路11～16的绝缘电源BT1～BT6为实施方式1～4涉及的回扫电源。由此，与通常的集中型电源相比能够将变压器小型化，因此能够实现逆变器的小型化、低高度化。另外，将驱动电路11～16和绝缘电源BT1～BT6一体化后的印刷基板的小型化变得容易。另外，具备实施方式1、2涉及的回扫电源的逆变器能够进一步小型、轻量化。不限于上述例子，能够将单相或3相等的电动机驱动所使用的H电桥或3相逆变器的绝缘电源设为实施方式1～4涉及的回扫电源。
实施方式6.
针对在电动汽车、混合动力汽车、插电式混合动力汽车、燃料电池汽车等搭载的电动机、发电机、充电器所用的逆变器，需要小型、轻量化。通常在这些电动车辆中，电气部件的小型、轻量化极大地有助于提高燃油经济性和低成本化。由于将逆变器容纳于绝缘的壳体，因此逆变器的小型化有利于对其进行容纳的壳体的小型、轻量化和低成本化。因此，将实施方式5涉及的逆变器用于电动车辆。由此，能够实现电动车辆所要求的小型化。
标号的说明
11～16驱动电路，BT1～BT6绝缘电源，C1～C6输出电容器，D1～D6整流二极管，Q1～Q6开关元件，SW开关，T1～T6变压器。

Claims (5)

1.一种回扫电源，其特征在于，具备：
多个变压器，其构成为，初级侧绕组彼此并联连接；以及
开关，其将所述多个变压器的初级侧的电流接通/断开，
各变压器的次级侧绕组数量为多个。
2.根据权利要求1所述的回扫电源，其特征在于，
所述多个变压器的次级侧绕组数量彼此不同。
3.一种回扫电源，其特征在于，具备：
多个第1变压器，其构成为，初级侧绕组彼此串联连接；
多个第2变压器，其构成为，初级侧绕组彼此串联连接，并且所述多个第2变压器的初级侧绕组与所述多个第1变压器的初级侧绕组并联连接；以及
开关，其将所述多个第1变压器及所述多个第2变压器的初级侧的电流接通/断开。
4.一种逆变器，其特征在于，
具备权利要求1～3中任一项所述的回扫电源。
5.一种电动车辆，其特征在于，
具备权利要求4所述的逆变器。
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